JPH0748644B2 - 波形発生装置 - Google Patents
波形発生装置Info
- Publication number
- JPH0748644B2 JPH0748644B2 JP61202221A JP20222186A JPH0748644B2 JP H0748644 B2 JPH0748644 B2 JP H0748644B2 JP 61202221 A JP61202221 A JP 61202221A JP 20222186 A JP20222186 A JP 20222186A JP H0748644 B2 JPH0748644 B2 JP H0748644B2
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- amplitude
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Links
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- 101100269674 Mus musculus Alyref2 gene Proteins 0.000 description 3
- 101100140580 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) REF2 gene Proteins 0.000 description 3
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Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は入力同期信号の周波数に応じて積分波形の振幅
を任意に制御できる波形発生装置に関するものである。
を任意に制御できる波形発生装置に関するものである。
従来の技術 第６図は従来のたとえばミラー積分によるのこぎり波発
生の波形発生装置と動作波形を示すものであり、増幅器
７の入力インピーダンスは∞であり、出力インピーダン
スは０とすると、抵抗３に流れる電流１は全部コンデン
サ４に流れ込むため ｅ＝υｃ＋υｏ ……（１） υｏ＝Ge ……（２） （１）〜（３）式より、υｃとυｏを消去すれば となる。
生の波形発生装置と動作波形を示すものであり、増幅器
７の入力インピーダンスは∞であり、出力インピーダン
スは０とすると、抵抗３に流れる電流１は全部コンデン
サ４に流れ込むため ｅ＝υｃ＋υｏ ……（１） υｏ＝Ge ……（２） （１）〜（３）式より、υｃとυｏを消去すれば となる。
したがって第６図ａは第６図ｃに書き直すことができ
る。増幅器７の存在により、コンデンサＣが見掛上（１
−Ｇ）倍になる。第６図ｃはRC積分回路であるから積分
時定数τｍは τｍ＝（１−Ｇ）RC ……（５） となる。
る。増幅器７の存在により、コンデンサＣが見掛上（１
−Ｇ）倍になる。第６図ｃはRC積分回路であるから積分
時定数τｍは τｍ＝（１−Ｇ）RC ……（５） となる。
Ｇが−∞であれば、τｍは∞となることがわかる。Ｇが
−∞でなくとも十分大きな負の値であってτｍ＞＞ｔと
みなせるならば第６図ｃのｅは において、τをτｍとおきかえればよいから、 となる。
−∞でなくとも十分大きな負の値であってτｍ＞＞ｔと
みなせるならば第６図ｃのｅは において、τをτｍとおきかえればよいから、 となる。
よって（２）式，（６）式より、出力υｏは第６図ｂに
示す動作波形のように となる。
示す動作波形のように となる。
すなわち、単なるRC積分回路に比べて、積分時定数は
（１−Ｇ）倍になるにもかかわらず、出力υｏは小さく
ならない。トランジスタを用いて構成したミラー積分回
路の一例を第７図に示す。入力段のトランジスタ10はエ
ミッタホロワは入力抵抗を大きくするため、出力段のト
ランジスタ12はエミッタホロワは出力抵抗を小さくする
ため、トランジスタ11からなる増幅器はトランジスタの
能動領域で用いている。第７図ｂに示す入力υｉは、ト
ランジスタ11が飽和するに十分な正の電圧があるものと
する。ついで。υｉが急に負の電圧にするとトランジス
タ11は飽和状態から能動状態に移行する。するとトラン
ジスタ11のコレクタ電圧は上昇しはじめ、これがエミッ
タホロワ12を介してトランジスタ10のベースに帰還され
る。したがって、トランジスタ11は直ちにしゃ断状態に
なることができず、全体はミラー積分器として動作し第
７図ｃに示すのこぎり波が出力される。
（１−Ｇ）倍になるにもかかわらず、出力υｏは小さく
ならない。トランジスタを用いて構成したミラー積分回
路の一例を第７図に示す。入力段のトランジスタ10はエ
ミッタホロワは入力抵抗を大きくするため、出力段のト
ランジスタ12はエミッタホロワは出力抵抗を小さくする
ため、トランジスタ11からなる増幅器はトランジスタの
能動領域で用いている。第７図ｂに示す入力υｉは、ト
ランジスタ11が飽和するに十分な正の電圧があるものと
する。ついで。υｉが急に負の電圧にするとトランジス
タ11は飽和状態から能動状態に移行する。するとトラン
ジスタ11のコレクタ電圧は上昇しはじめ、これがエミッ
タホロワ12を介してトランジスタ10のベースに帰還され
る。したがって、トランジスタ11は直ちにしゃ断状態に
なることができず、全体はミラー積分器として動作し第
７図ｃに示すのこぎり波が出力される。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成ではパルス巾よりのこぎ
り波の振幅は変化しないが第７図ｄに示すように周波数
が異なる同期信号を入力した時、のこぎり波電圧の振幅
が常に一定にならないという問題点を有していた。
り波の振幅は変化しないが第７図ｄに示すように周波数
が異なる同期信号を入力した時、のこぎり波電圧の振幅
が常に一定にならないという問題点を有していた。
本発明はかかる点に鑑み、入力同期信号の周波数に応じ
て、積分波形の振幅を任意に制御できる波形発生回路を
提供することを目的とする。
て、積分波形の振幅を任意に制御できる波形発生回路を
提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段 本発明は、同期信号を積分する積分手段と、前記同期信
号を周波数−電圧変換する周波数電圧変換手段と前記積
分手段からの信号の利得を制御する利得制御手段と、前
記利得制御手段からの信号振幅を検出する検出手段と、
前記検出手段からの検出信号と前記周波数−電圧変換手
段からの信号とを比較する比較手段と、前記比較手段か
らの信号を前記利得制御手段に供給して利得を制御する
制御手段を備えた波形発生装置である。
号を周波数−電圧変換する周波数電圧変換手段と前記積
分手段からの信号の利得を制御する利得制御手段と、前
記利得制御手段からの信号振幅を検出する検出手段と、
前記検出手段からの検出信号と前記周波数−電圧変換手
段からの信号とを比較する比較手段と、前記比較手段か
らの信号を前記利得制御手段に供給して利得を制御する
制御手段を備えた波形発生装置である。
作用 本発明は前記した構成により、入力同期信号を積分し、
この積分信号を利得制御回路を通した後、その信号振幅
を検出する。前記検出信号と入力同期信号をＦ−Ｖ変換
された信号とを比較器で比較し、この比較出力を前記利
得制御回路にフィードバックすることにより、入力同期
信号の周波数に応じて、積分波形の振巾を任意に制御で
きる波形発生装置。
この積分信号を利得制御回路を通した後、その信号振幅
を検出する。前記検出信号と入力同期信号をＦ−Ｖ変換
された信号とを比較器で比較し、この比較出力を前記利
得制御回路にフィードバックすることにより、入力同期
信号の周波数に応じて、積分波形の振巾を任意に制御で
きる波形発生装置。
実施例 第１図は本発明の第１の実施例における波形発生装置の
ブロック図を示すものである。第１図において14はミラ
ー積を行なうミラー積分回路、20は入力同期信号を周波
数−電圧変換する周波数電圧変換回路、15は利得を制御
する利得制御回路、16は信号振幅を検出する信号振幅検
出回路、18は前記信号振幅検出出力と前記周波数電圧変
換回路からの信号とを比較する比較器１である。
ブロック図を示すものである。第１図において14はミラ
ー積を行なうミラー積分回路、20は入力同期信号を周波
数−電圧変換する周波数電圧変換回路、15は利得を制御
する利得制御回路、16は信号振幅を検出する信号振幅検
出回路、18は前記信号振幅検出出力と前記周波数電圧変
換回路からの信号とを比較する比較器１である。
以上のように構成されたこの実施例の波形発生装置につ
いて、以下その動作を説明するため第２図の動作波形図
を用いる。なお説明をわかりやすくするためのこぎり波
発生の場合について説明する。
いて、以下その動作を説明するため第２図の動作波形図
を用いる。なお説明をわかりやすくするためのこぎり波
発生の場合について説明する。
入力端子13に第２図（ａ）に示す周波数１の同期信号
を供給しミラー積分回路14で積分すると第２図（ｂ）に
示す振幅V1ののこぎり波が出力される。また第２図
（ｃ）に示す２＝２１でパルスデュティー比が等し
いすなわち平均値の等しい同期信号をミラー積分回路14
で積分すると第２図（ｄ）に示す振幅 ののこぎり波が出力され、入力周波数によりのこぎり波
の振幅が大きく変化してしまう。そこでミラー積分回路
14からの積分波形を利得制御回路15、信号振幅検出回路
16、比較器1 18で構成されたフィードバックループ利得
制御回路19で周波数に応じて利得制御回路15の利得制御
電圧VGCを制御させることともに周波数一電圧変換され
た電圧で比較器1 18を制御することにより、出力端子17
には周波数に応じて振幅を任意に制御できるのこぎり波
を発生している。ミラー積分回路14からの積分波形は利
得制御回路に供給され、その後信号振幅検出回路16で信
号振幅を検出している。信号振幅検出回路16はピーク検
出回路等で構成され、第２図（ｂ）に示すように入力周
波数１時には、積分波形の信号振幅V1に対応した信号
が検出される。また、第２図（ｄ）に示すように入力周
波数２＝２１時には、積分波形の信号振幅 に対応した信号が検出される。この信号振幅検出回路16
からの信号振幅に対応した検出信号は、比較器118に供
給されて周波数−電圧変換回路20からの信号と比較され
る。比較器1 18からの比較出力VGCは利得制御回路15の
利得制御端子に供給されて、入力周波数に応じて利得を
制御することにより、出力端子17には、第２図（ｅ），
（ｆ）に示す振幅V3＝V4ののこぎり波が出力され、周波
数の異なる同期信号に対して、ほぼ一定振幅ののこぎり
波を発生している。
を供給しミラー積分回路14で積分すると第２図（ｂ）に
示す振幅V1ののこぎり波が出力される。また第２図
（ｃ）に示す２＝２１でパルスデュティー比が等し
いすなわち平均値の等しい同期信号をミラー積分回路14
で積分すると第２図（ｄ）に示す振幅 ののこぎり波が出力され、入力周波数によりのこぎり波
の振幅が大きく変化してしまう。そこでミラー積分回路
14からの積分波形を利得制御回路15、信号振幅検出回路
16、比較器1 18で構成されたフィードバックループ利得
制御回路19で周波数に応じて利得制御回路15の利得制御
電圧VGCを制御させることともに周波数一電圧変換され
た電圧で比較器1 18を制御することにより、出力端子17
には周波数に応じて振幅を任意に制御できるのこぎり波
を発生している。ミラー積分回路14からの積分波形は利
得制御回路に供給され、その後信号振幅検出回路16で信
号振幅を検出している。信号振幅検出回路16はピーク検
出回路等で構成され、第２図（ｂ）に示すように入力周
波数１時には、積分波形の信号振幅V1に対応した信号
が検出される。また、第２図（ｄ）に示すように入力周
波数２＝２１時には、積分波形の信号振幅 に対応した信号が検出される。この信号振幅検出回路16
からの信号振幅に対応した検出信号は、比較器118に供
給されて周波数−電圧変換回路20からの信号と比較され
る。比較器1 18からの比較出力VGCは利得制御回路15の
利得制御端子に供給されて、入力周波数に応じて利得を
制御することにより、出力端子17には、第２図（ｅ），
（ｆ）に示す振幅V3＝V4ののこぎり波が出力され、周波
数の異なる同期信号に対して、ほぼ一定振幅ののこぎり
波を発生している。
次に比較器１に周波数−電圧変換回路20からの信号を供
給して任意の利得制御を行なう動作について説明するた
め第３図の信号振幅対周波数の特性図を用いる。
給して任意の利得制御を行なう動作について説明するた
め第３図の信号振幅対周波数の特性図を用いる。
前記周波数−電圧変換回路20からの信号が周波数に対し
てほぼ一定のＦ−Ｖ変換電圧の時は、第３図（ａ）の実
線に示すように周波数に対して出力信号振幅は常に一定
となる。また周波数−電圧変換回路20からの信号が周波
数に対して比例するＦ−Ｖ変換電圧の時は、第３図
（ｃ）の破線に示すように周波数に対して出力信号振幅
は比例して大きくなる。
てほぼ一定のＦ−Ｖ変換電圧の時は、第３図（ａ）の実
線に示すように周波数に対して出力信号振幅は常に一定
となる。また周波数−電圧変換回路20からの信号が周波
数に対して比例するＦ−Ｖ変換電圧の時は、第３図
（ｃ）の破線に示すように周波数に対して出力信号振幅
は比例して大きくなる。
またフィードバックループによる利得制御を行なわない
時は、第４図（ｂ）一点鎖線に示すように周波数に対し
て非直線的に信号振幅が大きく変化することは言うまで
もない。
時は、第４図（ｂ）一点鎖線に示すように周波数に対し
て非直線的に信号振幅が大きく変化することは言うまで
もない。
以上のようにこの実施例によれば前記フィードバックル
ープ利得制御回路19において、入力同期信号を周波数−
電圧変換回路20でＦ−Ｖ変換された電圧を比較器1 18の
基準電位VREF1に入力してフィードバックループの利得
制御を行なうことにより、入力同期信号の振幅，パルス
幅が変化しても、常に周波数に対応した信号振幅の積分
波形を発生することが容易にできる。
ープ利得制御回路19において、入力同期信号を周波数−
電圧変換回路20でＦ−Ｖ変換された電圧を比較器1 18の
基準電位VREF1に入力してフィードバックループの利得
制御を行なうことにより、入力同期信号の振幅，パルス
幅が変化しても、常に周波数に対応した信号振幅の積分
波形を発生することが容易にできる。
第４図は本発明の第２の実施例を示す波形発生装置のブ
ロック図である。同図において21に比較器２であり、第
１図と同じ動作をするものは同一番号で示し説明は省略
する。第１図の構成と異なるのは、入力端子13にのこぎ
り波を入力して、ほぼ一定振幅のパラボラ波を作成し、
このパラボラ波を比較器２ 21で基準電位VREF2と比較
しているパルスデューティー比の等しいパルスを作成し
ている点である。
ロック図である。同図において21に比較器２であり、第
１図と同じ動作をするものは同一番号で示し説明は省略
する。第１図の構成と異なるのは、入力端子13にのこぎ
り波を入力して、ほぼ一定振幅のパラボラ波を作成し、
このパラボラ波を比較器２ 21で基準電位VREF2と比較
しているパルスデューティー比の等しいパルスを作成し
ている点である。
前記のように構成された第３の実施例の波形発生装置に
ついて、以下その動作を説明するため第５図の動作波形
図を用いる。入力端子13に、第５図（ａ），（ｂ）に示
す周波数１，２＝２１ののこぎり波信号を供給
し、前記フィードバックループ利得制御回路19により、
出力端子17には第５図（ｃ），（ｄ）に示す一定振幅の
パラボラ波が出力される。この利得制御回路15からの一
定振幅のパラボラ数は、比較器2 21に供給され基準電位
VREF2と比較され、出力端子22には第５図（ｅ），
（ｆ）に示すようにパルスデューティー比の等しい信号
が出力される。
ついて、以下その動作を説明するため第５図の動作波形
図を用いる。入力端子13に、第５図（ａ），（ｂ）に示
す周波数１，２＝２１ののこぎり波信号を供給
し、前記フィードバックループ利得制御回路19により、
出力端子17には第５図（ｃ），（ｄ）に示す一定振幅の
パラボラ波が出力される。この利得制御回路15からの一
定振幅のパラボラ数は、比較器2 21に供給され基準電位
VREF2と比較され、出力端子22には第５図（ｅ），
（ｆ）に示すようにパルスデューティー比の等しい信号
が出力される。
以上のようにこの実施例によれば、のこぎり波信号を入
力とし、前記フィードバックループ利得制御回路19によ
りほぼ一定振幅のパラボラ波を作成し、この一定振幅の
パラボラ波を比較器2 21で基準電位VREF2と比較するこ
とにより、入力同期信号の周波数，振幅，パルス幅が変
化しても常にパルスデューティー化の等しいパルス波形
を発生することが容易にできる。
力とし、前記フィードバックループ利得制御回路19によ
りほぼ一定振幅のパラボラ波を作成し、この一定振幅の
パラボラ波を比較器2 21で基準電位VREF2と比較するこ
とにより、入力同期信号の周波数，振幅，パルス幅が変
化しても常にパルスデューティー化の等しいパルス波形
を発生することが容易にできる。
なおこの実施例において、積分回路14はミラー積分とし
たが、他の積分回路としてもよい。
たが、他の積分回路としてもよい。
またこの実施例において、例えば周波数−電圧変換回路
20は周波数に対して直線的に比例する場合について説明
したが、直線的に反比例や曲線的に変化するなどの他の
特性を有するＦ−Ｖ変換信号で制御してもよい。
20は周波数に対して直線的に比例する場合について説明
したが、直線的に反比例や曲線的に変化するなどの他の
特性を有するＦ−Ｖ変換信号で制御してもよい。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば入力同期信号の周
波数，振幅，パルス幅が異なるものにおいても、常に周
波数に対応した信号振幅の積分波形を発生することが容
易に実現できる。また帰還制御ループによる利得制御に
より、積分時定数や各回路系での振幅変動を解消して安
定な積分信号を発生することができる。また入力同期信
号を周波数−電圧変換した変換信号の特性を任意に設定
することにより、入力同期信号の周波数に応じて積分信
号の振幅を任意に制御できるため、幅広い範囲の波形発
生に応用できる。
波数，振幅，パルス幅が異なるものにおいても、常に周
波数に対応した信号振幅の積分波形を発生することが容
易に実現できる。また帰還制御ループによる利得制御に
より、積分時定数や各回路系での振幅変動を解消して安
定な積分信号を発生することができる。また入力同期信
号を周波数−電圧変換した変換信号の特性を任意に設定
することにより、入力同期信号の周波数に応じて積分信
号の振幅を任意に制御できるため、幅広い範囲の波形発
生に応用できる。
また特に各種の走査周波数に対応するマルチスキャン受
像機の幾何学歪やコンバーゼンスなどの補正波形の発生
には非常に有効な手段であり、その実用的効果は大き
い。
像機の幾何学歪やコンバーゼンスなどの補正波形の発生
には非常に有効な手段であり、その実用的効果は大き
い。
第１図は本発明の一実施例における波形発生装置のブロ
ック図、第２図は同実施例の動作波形図、第３図は同実
施例の動作特性図、第４図は同他の実施例の波形発生装
置のブロック図、第５図は同実施例の動作波形図、第６
図は従来の波形発生装置のブロック図と動作波形図、第
７図は従来の波形発生装置の具体的な回路構成及び動作
図である。 14……ミラー積分回路、15……利得制御回路、16……信
号振幅検出回路、18……比較器１、19……フィードバッ
クループ利得制御回路、20……周波数−電圧変換回路。
ック図、第２図は同実施例の動作波形図、第３図は同実
施例の動作特性図、第４図は同他の実施例の波形発生装
置のブロック図、第５図は同実施例の動作波形図、第６
図は従来の波形発生装置のブロック図と動作波形図、第
７図は従来の波形発生装置の具体的な回路構成及び動作
図である。 14……ミラー積分回路、15……利得制御回路、16……信
号振幅検出回路、18……比較器１、19……フィードバッ
クループ利得制御回路、20……周波数−電圧変換回路。
Claims (1)
- 【請求項１】同期信号を積分する積分手段と、前記同期
信号を周波数−電圧変換する周波数電圧変換手段と、前
記積分手段からの信号の利得を制御する利得制御手段
と、前記利得制御手段からの信号振幅を検出する検出手
段と、前記検出手段からの検出信号と、前記周波数−電
圧変換手段からの信号とを比較する比較手段と、前記比
較手段からの入力周波数に応じて変化する信号を前記利
得制御手段に供給して、前記利得制御手段と前記検出手
段と前記比較手段で構成された帰還制御ループで、入力
周波数に応じて積分手段からの信号の利得を帰還制御す
る制御手段を備えた波形発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61202221A JPH0748644B2 (ja) | 1986-08-28 | 1986-08-28 | 波形発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61202221A JPH0748644B2 (ja) | 1986-08-28 | 1986-08-28 | 波形発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6359110A JPS6359110A (ja) | 1988-03-15 |
| JPH0748644B2 true JPH0748644B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16453967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61202221A Expired - Lifetime JPH0748644B2 (ja) | 1986-08-28 | 1986-08-28 | 波形発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748644B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4921740A (ja) * | 1972-06-22 | 1974-02-26 |
-
1986
- 1986-08-28 JP JP61202221A patent/JPH0748644B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6359110A (ja) | 1988-03-15 |
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