JPH0748665B2 - サイドローブキャンセラ - Google Patents
サイドローブキャンセラInfo
- Publication number
- JPH0748665B2 JPH0748665B2 JP4332866A JP33286692A JPH0748665B2 JP H0748665 B2 JPH0748665 B2 JP H0748665B2 JP 4332866 A JP4332866 A JP 4332866A JP 33286692 A JP33286692 A JP 33286692A JP H0748665 B2 JPH0748665 B2 JP H0748665B2
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- JP
- Japan
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- adaptive array
- adaptive
- antenna
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
- H01Q3/2611—Means for null steering; Adaptive interference nulling
- H01Q3/2629—Combination of a main antenna unit with an auxiliary antenna unit
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はサイドローブキャンセラ
に関し、特に干渉波除去を行うサイドローブキャンセラ
に関する。
に関し、特に干渉波除去を行うサイドローブキャンセラ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】このようなサイドローブキャンセラは、
例えば、実公平２−６６０３７号（実願昭６３−１４５
２８０号）公報に開示されている。このサイドローブキ
ャンセラは一つの主アンテナと一つの補助アンテナを備
えて妨害波を除去している。
例えば、実公平２−６６０３７号（実願昭６３−１４５
２８０号）公報に開示されている。このサイドローブキ
ャンセラは一つの主アンテナと一つの補助アンテナを備
えて妨害波を除去している。
【０００３】複数の補助アンテナを備えた従来のサイド
ローブキャンセラを図３に示す。通常サイドローブキャ
ンセラは図３において適応等化器１１１を含まないもの
であるが、ここではマルチパスフェージング回線への適
用を考慮して適応等化器１１１を含めたものとする。
ローブキャンセラを図３に示す。通常サイドローブキャ
ンセラは図３において適応等化器１１１を含まないもの
であるが、ここではマルチパスフェージング回線への適
用を考慮して適応等化器１１１を含めたものとする。
【０００４】図３において、主アンテナ１０１は希望波
到来方向にその指向性を向けている。希望波とは独立な
干渉波が希望波のサイドローブに存在する場合、デジタ
ル伝送の品質は著しく劣化する。このような場合には、
主アンテナ１０１とは別にＮ（Ｎは２以上の整数）個の
補助アンテナ１０２を主アンテナ１０１とは無相関とな
るように設置する。これらの補助アンテナ１０２の受信
信号に応答する適応アレイ（アダプティブアレイ）２０
７を構成し、その出力を主アンテナ１０１の受信信号か
ら減算器１０６で減じる。その出力を基準信号として適
応アレイ２０７のタップ係数修正を行うと、補助アンテ
ナ１０２の指向性は干渉波到来方向に自動調整され、適
応アレイ２０７からは主アンテナ１０１により受信され
た干渉波とは独立な干渉波成分が得られる。そして減算
器１０６において主アンテナ１０１と補助アンテナ１０
２で受信された干渉波同志がキャンセルされるように適
応アレイ２０７のＮ個の複素乗算器１０３に供給される
タップ係数の修正が行われる。
到来方向にその指向性を向けている。希望波とは独立な
干渉波が希望波のサイドローブに存在する場合、デジタ
ル伝送の品質は著しく劣化する。このような場合には、
主アンテナ１０１とは別にＮ（Ｎは２以上の整数）個の
補助アンテナ１０２を主アンテナ１０１とは無相関とな
るように設置する。これらの補助アンテナ１０２の受信
信号に応答する適応アレイ（アダプティブアレイ）２０
７を構成し、その出力を主アンテナ１０１の受信信号か
ら減算器１０６で減じる。その出力を基準信号として適
応アレイ２０７のタップ係数修正を行うと、補助アンテ
ナ１０２の指向性は干渉波到来方向に自動調整され、適
応アレイ２０７からは主アンテナ１０１により受信され
た干渉波とは独立な干渉波成分が得られる。そして減算
器１０６において主アンテナ１０１と補助アンテナ１０
２で受信された干渉波同志がキャンセルされるように適
応アレイ２０７のＮ個の複素乗算器１０３に供給される
タップ係数の修正が行われる。
【０００５】タップ係数の修正方法としてはバーナード
・ウィドロが提案したＬＭＳアルゴリズムが知られてお
り、これを用いた適応アレイはＬＭＳアダプティブアレ
イとも呼ばれる。特に、図３に示すサイドローブキャン
セラのタップ修正法としてはＬＭＳアルゴリズムによる
相関ループにステアリング・ベクトルを付加させるアッ
プルバウム・アルゴリズムがよく用いられる。ＬＭＳア
ルゴリズムでは基準参照信号が必要であるが、アップル
バウムアルゴリズムでは参照信号が無くてもタップ係数
を収束できる。ただしアップルバウムアルゴリズムで
は、希望波到来方向のある程度の推定（ステアリング・
ベクトル）が必要である。またアップルバウム・アルゴ
リズムにより求められる解は、ＳＩＮＲ＝（希望波レベ
ル／不要波のレベル）を最大とするのが特徴である。こ
こで不要波とは干渉波と雑音を含めたものである。
・ウィドロが提案したＬＭＳアルゴリズムが知られてお
り、これを用いた適応アレイはＬＭＳアダプティブアレ
イとも呼ばれる。特に、図３に示すサイドローブキャン
セラのタップ修正法としてはＬＭＳアルゴリズムによる
相関ループにステアリング・ベクトルを付加させるアッ
プルバウム・アルゴリズムがよく用いられる。ＬＭＳア
ルゴリズムでは基準参照信号が必要であるが、アップル
バウムアルゴリズムでは参照信号が無くてもタップ係数
を収束できる。ただしアップルバウムアルゴリズムで
は、希望波到来方向のある程度の推定（ステアリング・
ベクトル）が必要である。またアップルバウム・アルゴ
リズムにより求められる解は、ＳＩＮＲ＝（希望波レベ
ル／不要波のレベル）を最大とするのが特徴である。こ
こで不要波とは干渉波と雑音を含めたものである。
【０００６】図３のアップルバウム演算器１０５はアッ
プルバウム・アルゴリズムを用いてＮ個の複素乗算器１
０３に与えられるタップ係数の逐次修正を行う。加算器
１０４はＮ個の複素乗算器１０３の出力を加算する。こ
のような適応アレイ２０７はアップルバウムアレイとも
呼ばれている。アップルバウムアルゴリズムおよびサイ
ドローブキャンセラに関しては、提唱者のアップルバウ
ムにより“アダプティブ・アレイズ，”アイ・イー・イ
ー・イー トランズアクションズ オン アンテナズ
アンド プロパゲーション、Ｖｏｌ ＡＰ−２４、Ｎ
ｏ．５ １９７６年９月 にて詳細に論じられている。
プルバウム・アルゴリズムを用いてＮ個の複素乗算器１
０３に与えられるタップ係数の逐次修正を行う。加算器
１０４はＮ個の複素乗算器１０３の出力を加算する。こ
のような適応アレイ２０７はアップルバウムアレイとも
呼ばれている。アップルバウムアルゴリズムおよびサイ
ドローブキャンセラに関しては、提唱者のアップルバウ
ムにより“アダプティブ・アレイズ，”アイ・イー・イ
ー・イー トランズアクションズ オン アンテナズ
アンド プロパゲーション、Ｖｏｌ ＡＰ−２４、Ｎ
ｏ．５ １９７６年９月 にて詳細に論じられている。
【０００７】適応等化器１１１は上記に述べたサイドロ
ーブキャンセラとは独立な適応フィルタであり、マルチ
パスフェージングにより発生する符号間干渉の除去を行
う。
ーブキャンセラとは独立な適応フィルタであり、マルチ
パスフェージングにより発生する符号間干渉の除去を行
う。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術をマ
ルチパスフェージング回線に適用した場合、サイドロー
ブキャンセリングを行うと同時に、マルチパスによる符
号間干渉は図３の適応等化器１１１により除去される。
しかしマルチパスの遅延時間差が小さい場合、フェージ
ングは周波数選択性からフラットフェージングに移行す
る。この場合、符号間干渉の発生ではなく、希望信号そ
のものの消失となり、適応等化器１１１では解決出来な
い。すなわちこのようなフェージングに対しては本質的
にダイバーシティ受信が必要となる。上述した従来技術
では複数の補助アンテナ１０２を用いているが、これら
はサイドローブキャンセラとしてのみ利用され、ダイバ
ーシティ受信には用いられていない。従ってフラット性
のフェージング回線においては回線品質が著しく劣化す
るという問題点がある。
ルチパスフェージング回線に適用した場合、サイドロー
ブキャンセリングを行うと同時に、マルチパスによる符
号間干渉は図３の適応等化器１１１により除去される。
しかしマルチパスの遅延時間差が小さい場合、フェージ
ングは周波数選択性からフラットフェージングに移行す
る。この場合、符号間干渉の発生ではなく、希望信号そ
のものの消失となり、適応等化器１１１では解決出来な
い。すなわちこのようなフェージングに対しては本質的
にダイバーシティ受信が必要となる。上述した従来技術
では複数の補助アンテナ１０２を用いているが、これら
はサイドローブキャンセラとしてのみ利用され、ダイバ
ーシティ受信には用いられていない。従ってフラット性
のフェージング回線においては回線品質が著しく劣化す
るという問題点がある。
【０００９】また補助アンテナ１０２にも希望波が受信
されており、干渉除去の際、これが主アンテナブランチ
の希望波と合成される。これらの振幅位相関係によって
は、著しい希望波レベルの低下を招くという問題があ
る。
されており、干渉除去の際、これが主アンテナブランチ
の希望波と合成される。これらの振幅位相関係によって
は、著しい希望波レベルの低下を招くという問題があ
る。
【００１０】本発明の課題は、サイドローブキャンセラ
のアンテナ素子数を増やすことなく、ダイバーシティ受
信と干渉波除去および適応等化を同時に実現できるサイ
ドローブキャンセラを提供することにある。
のアンテナ素子数を増やすことなく、ダイバーシティ受
信と干渉波除去および適応等化を同時に実現できるサイ
ドローブキャンセラを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、主アン
テナと、第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上に整数）の補助アン
テナと、前記第１乃至前記第Ｎの補助アンテナによって
受信された第１乃至第Ｎの補助アンテナ受信信号を受け
る第１の適応アレイと、前記第１乃至前記第Ｎの補助ア
ンテナ受信信号に応答する第２の適応アレイと、前記主
アンテナによって受信された主アンテナ受信信号を二入
力の一方として受ける複素乗算器と、該複素乗算器の出
力と前記第２の適応アレイの出力とを加算する加算器
と、該加算器の出力から前記第１の適応アレイの出力を
減算する減算器と、該減算器の出力に応答する適応等化
器と、該適応等化器の出力の判定データを用いて前記主
アンテナ受信信号と相関演算を行い、相関値を前記複素
乗算器の前記二入力の他方として出力する第１の相関演
算器と、前記減算器の出力を基準信号として用いて前記
第１の適応アレイの第１乃至第Ｎのタップ係数の修正を
行うタップ係数修正手段と、前記適応等化器の出力の判
定データと前記第１乃至前記第Ｎの補助アンテナ受信信
号との相関演算を行い、第１乃至第Ｎの相関値を出力す
る第２の相関演算器と、前記第１乃至前記第Ｎの相関値
を前記第２の適応アレイの第１乃至第Ｎのタップ係数と
して与える第２の相関演算器とを備えたことを特徴とす
るサイドローブキャンセラが得られる。
テナと、第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上に整数）の補助アン
テナと、前記第１乃至前記第Ｎの補助アンテナによって
受信された第１乃至第Ｎの補助アンテナ受信信号を受け
る第１の適応アレイと、前記第１乃至前記第Ｎの補助ア
ンテナ受信信号に応答する第２の適応アレイと、前記主
アンテナによって受信された主アンテナ受信信号を二入
力の一方として受ける複素乗算器と、該複素乗算器の出
力と前記第２の適応アレイの出力とを加算する加算器
と、該加算器の出力から前記第１の適応アレイの出力を
減算する減算器と、該減算器の出力に応答する適応等化
器と、該適応等化器の出力の判定データを用いて前記主
アンテナ受信信号と相関演算を行い、相関値を前記複素
乗算器の前記二入力の他方として出力する第１の相関演
算器と、前記減算器の出力を基準信号として用いて前記
第１の適応アレイの第１乃至第Ｎのタップ係数の修正を
行うタップ係数修正手段と、前記適応等化器の出力の判
定データと前記第１乃至前記第Ｎの補助アンテナ受信信
号との相関演算を行い、第１乃至第Ｎの相関値を出力す
る第２の相関演算器と、前記第１乃至前記第Ｎの相関値
を前記第２の適応アレイの第１乃至第Ｎのタップ係数と
して与える第２の相関演算器とを備えたことを特徴とす
るサイドローブキャンセラが得られる。
【００１２】更に本発明によれば、前記第１及び前記第
２の適応アレイの各々が、前記第１乃至前記第Ｎの補助
アンテナ受信信号に前記第１乃至前記第Ｎのタップ係数
をそれぞれ複素乗算する第１乃至第Ｎの複素乗算器と、
前記第１乃至前記第Ｎの複素乗算器の出力を加算し、加
算結果を適応アレイ出力として出力する加算器とを備え
たことを特徴とするサイドローブキャンセラが得られ
る。
２の適応アレイの各々が、前記第１乃至前記第Ｎの補助
アンテナ受信信号に前記第１乃至前記第Ｎのタップ係数
をそれぞれ複素乗算する第１乃至第Ｎの複素乗算器と、
前記第１乃至前記第Ｎの複素乗算器の出力を加算し、加
算結果を適応アレイ出力として出力する加算器とを備え
たことを特徴とするサイドローブキャンセラが得られ
る。
【００１３】また本発明によれば、前記タップ係数修正
手段がアップルバウム演算器であることを特徴とするサ
イドローブキャンセラが得られる。
手段がアップルバウム演算器であることを特徴とするサ
イドローブキャンセラが得られる。
【００１４】
【作用】本発明は、干渉波除去を行うと同時に希望波に
対するダイバーシティ効果を得るために、補助アンテナ
受信信号を分岐し、サイドローブキャンセラ用の適応ア
レイとダイバーシティ合成用の適応アレイとを構成する
為、補助アンテナの素子数を増やす事なくダイバーシテ
ィ効果を得ることが出来る。従ってマルチパスフェージ
ング回線に適したサイドローブキャンセラを提供出来
る。
対するダイバーシティ効果を得るために、補助アンテナ
受信信号を分岐し、サイドローブキャンセラ用の適応ア
レイとダイバーシティ合成用の適応アレイとを構成する
為、補助アンテナの素子数を増やす事なくダイバーシテ
ィ効果を得ることが出来る。従ってマルチパスフェージ
ング回線に適したサイドローブキャンセラを提供出来
る。
【００１５】換言すれば本発明は、補助アンテナ受信信
号を分岐して干渉波除去用の第１の適応アレイと、これ
と独立な第２の適応アレイを構成する。先ず主アンテナ
受信信号と第２の適応アレイ出力との間で最大比合成を
行う。この処理により希望波に関して空間的なダイバー
シティ効果が得られる。該ダイバーシティ合成後、前記
第１の適応アレイによりサイドローブキャンセリングを
行い、さらにその出力を適応等化器に通す。第１の適応
アレイは通常、アップルバウム演算などにより適応制御
されるが、第２の適応アレイに関しては適応等化器出力
の判定データを用いた相関演算による制御を行わせる。
以上の操作により、主アンテナおよび補助アンテナの素
子数を増加することなく、干渉波除去と同時にダイバー
シティ合成および適応等化をも実現できるので、マルチ
パスフェージング回線での最適なサイドローブキャンセ
リングの提供が可能となる。
号を分岐して干渉波除去用の第１の適応アレイと、これ
と独立な第２の適応アレイを構成する。先ず主アンテナ
受信信号と第２の適応アレイ出力との間で最大比合成を
行う。この処理により希望波に関して空間的なダイバー
シティ効果が得られる。該ダイバーシティ合成後、前記
第１の適応アレイによりサイドローブキャンセリングを
行い、さらにその出力を適応等化器に通す。第１の適応
アレイは通常、アップルバウム演算などにより適応制御
されるが、第２の適応アレイに関しては適応等化器出力
の判定データを用いた相関演算による制御を行わせる。
以上の操作により、主アンテナおよび補助アンテナの素
子数を増加することなく、干渉波除去と同時にダイバー
シティ合成および適応等化をも実現できるので、マルチ
パスフェージング回線での最適なサイドローブキャンセ
リングの提供が可能となる。
【００１６】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１７】図１を参照すると、本発明の一実施例によ
るサイドローブキャンセラは図１と同じ参照符号で示さ
れた同じ部分を含み、更に、Ｎ個の複素乗算器１０７、
加算器１０８、相関演算器１０９、加算器１１０、複素
乗算器１１２、相関演算器１１３を含む。なお、２０７
が第１の適応アレイ、２０８が第２の適応アレイであ
る。１０１から１０６までは従来のサイドローブキャン
セラを構成する。第１の適応アレイ２０７は干渉波源に
指向性を向けるように制御される。この制御はステアリ
ングベクトルを用いたアップルバウム演算器１０５によ
り行われる。該アレイ２０７により抽出された干渉波成
分は減算器１０６に供給され、主アンテナ１０１に受信
されている干渉波と互いにキャンセルされる。１０７、
１０８、１０９は第２の適応アレイ２０８を構成し、相
関演算器１０９により希望波源にアンテナアレイの指向
性を向けるように制御される。一方、主アンテナ１０１
の受信信号は乗算器１１２により相関演算器１１３から
のタップ係数が乗じられる。１０９と１１３による相関
演算は共に適応等化器１１１出力の判定データ信号を基
準信号とする。従って加算器１１０において、主アンテ
ナ１０１と第２のアレイ２０８からの希望波どうしの最
大比ダイバーシティ合成が行われる。
るサイドローブキャンセラは図１と同じ参照符号で示さ
れた同じ部分を含み、更に、Ｎ個の複素乗算器１０７、
加算器１０８、相関演算器１０９、加算器１１０、複素
乗算器１１２、相関演算器１１３を含む。なお、２０７
が第１の適応アレイ、２０８が第２の適応アレイであ
る。１０１から１０６までは従来のサイドローブキャン
セラを構成する。第１の適応アレイ２０７は干渉波源に
指向性を向けるように制御される。この制御はステアリ
ングベクトルを用いたアップルバウム演算器１０５によ
り行われる。該アレイ２０７により抽出された干渉波成
分は減算器１０６に供給され、主アンテナ１０１に受信
されている干渉波と互いにキャンセルされる。１０７、
１０８、１０９は第２の適応アレイ２０８を構成し、相
関演算器１０９により希望波源にアンテナアレイの指向
性を向けるように制御される。一方、主アンテナ１０１
の受信信号は乗算器１１２により相関演算器１１３から
のタップ係数が乗じられる。１０９と１１３による相関
演算は共に適応等化器１１１出力の判定データ信号を基
準信号とする。従って加算器１１０において、主アンテ
ナ１０１と第２のアレイ２０８からの希望波どうしの最
大比ダイバーシティ合成が行われる。
【００１８】図２は図１のサイドローブキャンセラの動
作を説明する為の主要部のブロック図である。図２にお
いて、２０１は希望波Ｓの主アンテナへの伝達係数ｈ
１、２０２は希望波Ｓの補助アンテナへの伝達係数ｈ
２、２０３は干渉波Ｊの主アンテナへの伝達係数ｇ１、
２０４は干渉波Ｊの補助アンテナへの伝達係数ｇ２であ
る。希望波Ｓは伝達係数ｈ１，ｈ２により主アンテナ１
０１および補助アンテナ１０２に伝搬する。同様に干渉
波Ｊも伝達係数ｇ１，ｇ２により主アンテナ１０１およ
び補助アンテナ１０２に伝搬する。図１の補助アンテナ
１０２はＮ素子であるが、図２では記述を簡略化する
為、補助アンテナ１０２を３素子としている。
作を説明する為の主要部のブロック図である。図２にお
いて、２０１は希望波Ｓの主アンテナへの伝達係数ｈ
１、２０２は希望波Ｓの補助アンテナへの伝達係数ｈ
２、２０３は干渉波Ｊの主アンテナへの伝達係数ｇ１、
２０４は干渉波Ｊの補助アンテナへの伝達係数ｇ２であ
る。希望波Ｓは伝達係数ｈ１，ｈ２により主アンテナ１
０１および補助アンテナ１０２に伝搬する。同様に干渉
波Ｊも伝達係数ｇ１，ｇ２により主アンテナ１０１およ
び補助アンテナ１０２に伝搬する。図１の補助アンテナ
１０２はＮ素子であるが、図２では記述を簡略化する
為、補助アンテナ１０２を３素子としている。
【００１９】上記構成の動作を図２で説明する。第２の
適応アレイ２０８によるアンテナパターンは２１２のよ
うに希望波Ｓを捕捉し、ここで得られる希望波Ｓは主ア
ンテナ受信の希望波Ｓと最大比合成される。一方、第１
の適応アレイ２０７によるパターンは２１１のように希
望波Ｓに対してはナルを示し、干渉波Ｊに対しては受信
パターンを形成する。これにより得られた干渉波により
サイドローブキャンセリングを行う。
適応アレイ２０８によるアンテナパターンは２１２のよ
うに希望波Ｓを捕捉し、ここで得られる希望波Ｓは主ア
ンテナ受信の希望波Ｓと最大比合成される。一方、第１
の適応アレイ２０７によるパターンは２１１のように希
望波Ｓに対してはナルを示し、干渉波Ｊに対しては受信
パターンを形成する。これにより得られた干渉波により
サイドローブキャンセリングを行う。
【００２０】本方式では干渉除去用のアレイアンテナを
そのまま用いながら、干渉除去と同時に希望波に対する
ダイバーシティ合成を実現している。従って、従来のサ
イドローブキャンセラでは希望波信号レベルの低下を招
く場合があったが、前記ダイバーシティ効果により希望
波信号を強化しながら干渉除去が可能になる。
そのまま用いながら、干渉除去と同時に希望波に対する
ダイバーシティ合成を実現している。従って、従来のサ
イドローブキャンセラでは希望波信号レベルの低下を招
く場合があったが、前記ダイバーシティ効果により希望
波信号を強化しながら干渉除去が可能になる。
【００２１】図１及び図２において、主アンテナ１０１
による受信波Ｒは数１となる。
による受信波Ｒは数１となる。
【００２２】
【数１】 Ｒ＝ｈ１・Ｓ＋ｇ１・Ｊ
【００２３】補助アンテナ１０２の各素子は送信波Ｓの
搬送周波数の半波長間隔で配置されている。また補助ア
ンテナ開口方向と希望波Ｓと干渉波Ｊの到来方向とがな
す角度をそれぞれφ、θとした場合、補助アンテナ受信
ベクトルｒは、下記の数２となる。
搬送周波数の半波長間隔で配置されている。また補助ア
ンテナ開口方向と希望波Ｓと干渉波Ｊの到来方向とがな
す角度をそれぞれφ、θとした場合、補助アンテナ受信
ベクトルｒは、下記の数２となる。
【００２４】
【数２】
【００２５】上式において、ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 は補助ア
ンテナの各素子による受信波成分を示す。また上式右辺
のφとθを含むベクトルは希望波Ｓと干渉波Ｊの到来ベ
クトルを示すもので、下記の数３のように定義する。
ンテナの各素子による受信波成分を示す。また上式右辺
のφとθを含むベクトルは希望波Ｓと干渉波Ｊの到来ベ
クトルを示すもので、下記の数３のように定義する。
【００２６】
【数３】
【００２７】上式において、ａとｂはスカラー定義であ
る。送信信号Ｓと（３）式のベクトルＵｄとを乗じたＳ
・Ｕｄは補助アンテナ１０２を基準にした場合の希望波
ベクトルである。従って、その振幅はＳの振幅と同一で
なければならない。すなわちベクトルＵｄの振幅は１で
なければならない。これより（３）式のスカラー定数ａ
は下記の数４のようにして求められる。
る。送信信号Ｓと（３）式のベクトルＵｄとを乗じたＳ
・Ｕｄは補助アンテナ１０２を基準にした場合の希望波
ベクトルである。従って、その振幅はＳの振幅と同一で
なければならない。すなわちベクトルＵｄの振幅は１で
なければならない。これより（３）式のスカラー定数ａ
は下記の数４のようにして求められる。
【００２８】
【数４】
【００２９】ゆえに、下記の数５
【００３０】
【数５】
【００３１】同様に下記の数６
【００３２】
【数６】
【００３３】となる。一般にＮ素子の補助アンテナ１０
２の場合は上記スカラー定数は１／√Ｎとすれば良い。
２の場合は上記スカラー定数は１／√Ｎとすれば良い。
【００３４】ＳとＪに関する到来ベクトルを用いて、
（２）式の補助アンテナ受信ベクトルｒは下記の数７で
示される。
（２）式の補助アンテナ受信ベクトルｒは下記の数７で
示される。
【００３５】
【数７】 ｒ＝ｈ２・Ｓ・Ｕｄ＋ｇ２・Ｊ・Ｕｊ
【００３６】図２において第２の適応アレイ２０８のタ
ップ係数ベクトルを下記の数８
ップ係数ベクトルを下記の数８
【００３７】
【数８】
【００３８】とおいた場合、第２の適応アレイ２０８出
力Ｙｄは下記の数９のようになる。
力Ｙｄは下記の数９のようになる。
【００３９】
【数９】
【００４０】一方、主アンテナ・ブランチに関して図２
の複素乗算器１１２のタップ係数をｆとした場合、複素
乗算器１１２出力Ｙｍは下記の数１０となる。
の複素乗算器１１２のタップ係数をｆとした場合、複素
乗算器１１２出力Ｙｍは下記の数１０となる。
【００４１】
【数１０】 Ｙｍ＝Ｒ・ｆ
【００４２】図１の相関演算器１１３は適応等化器１１
１の出力する判定データ信号と複素乗算器１１２入力信
号との相関を取り、その相関値をタップ係数ｆとして複
素乗算器１１２に供給している。ここで適応等化器１１
１内部の判定器によるデジタル信号の判定が正しけれ
ば、判定データ信号は送信希望信号Ｓと等しくなる。従
って、相関演算器１１３の出力ｆは下記の数１１とな
る。
１の出力する判定データ信号と複素乗算器１１２入力信
号との相関を取り、その相関値をタップ係数ｆとして複
素乗算器１１２に供給している。ここで適応等化器１１
１内部の判定器によるデジタル信号の判定が正しけれ
ば、判定データ信号は送信希望信号Ｓと等しくなる。従
って、相関演算器１１３の出力ｆは下記の数１１とな
る。
【００４３】
【数１１】
【００４４】上式において＊は複素共約を意味し、Ｅ
［ ］は時間平均操作を行うことを意味する。これは物
理的にはローパスフィルタにより平滑化することを等価
である。ここで希望信号Ｓの振幅を１と正規化すると、
その自己相関係数は下記の数１２となる。
［ ］は時間平均操作を行うことを意味する。これは物
理的にはローパスフィルタにより平滑化することを等価
である。ここで希望信号Ｓの振幅を１と正規化すると、
その自己相関係数は下記の数１２となる。
【００４５】
【数１２】 Ｅ［Ｓ*・Ｓ］＝１
【００４６】一方、希望波Ｓと干渉波Ｊとは互いに独立
であるから、下記の数１３となる。
であるから、下記の数１３となる。
【００４７】
【数１３】 Ｅ［Ｊ*・Ｓ］＝０
【００４８】従って前記（１１）式は下記の数１４とな
る。
る。
【００４９】
【数１４】 ｆ＝ｈ１*
【００５０】これと（７）式を（１０）式に代入する
と、下記の数１５の複素乗算器１１２出力を得る。
と、下記の数１５の複素乗算器１１２出力を得る。
【００５１】
【数１５】 Ｙｍ＝Ｒ・ｆ ＝（ｈ１Ｓ＋ｇ１Ｊ）ｈ１*＝ｈ１*ｈ１Ｓ＋ｇ１ｈ１*Ｊ
【００５２】図１の相関演算器１０９においても上記と
同様の処理を行う。すなわち補助アンテナ受信信号ｒと
適応等化器１１１出力の判定データ信号（Ｓ）との相関
を求め、これを第２の適応アレイ２０８のタップ係数と
して複素乗算器１０７に供給する。従ってタップ係数Ｗ
は（７）式を用いて、下記の数１６となる。
同様の処理を行う。すなわち補助アンテナ受信信号ｒと
適応等化器１１１出力の判定データ信号（Ｓ）との相関
を求め、これを第２の適応アレイ２０８のタップ係数と
して複素乗算器１０７に供給する。従ってタップ係数Ｗ
は（７）式を用いて、下記の数１６となる。
【００５３】
【数１６】
【００５４】（１６）式のタップ係数を（９）式に代入
すると、下記の数１７となるが、
すると、下記の数１７となるが、
【００５５】
【数１７】 Ｙｄ＝ｈ２ＳＵｄT・ｈ２*Ｕｄ*＋ｇ２ＪＵｊT・ｈ２Ｕｄ* ＝ｈ２*ｈ２Ｓ・ＵｄTＵｄ*＋ｈ２*ｇ２ＵＪTＵｄ*・Ｊ
【００５６】上式のＵｄT Ｕｄ* は（４）式のＵｄT*Ｕ
ｄと同一項であり、１となる。
ｄと同一項であり、１となる。
【００５７】従って下記の数１８を得る。
【００５８】
【数１８】 Ｙｄ＝ｈ２*ｈ２Ｓ＋ｈ２*ｇ２ＵｊTＵｄ*・Ｊ
【００５９】以上より図１の合成器１１０出力Ｙｃは
（１５）、（１８）より下記の数１９となる。
（１５）、（１８）より下記の数１９となる。
【００６０】
【数１９】
【００６１】上式において希望波Ｓに関する項は（ｈ１
* ｈ１＋ｈ２* ｈ２）を含む。これは、図２のｈ１とｈ
２による伝搬路間での最大比合成を意味する。すなわ
ち、図２において、乗算器１１２と第２の適応アレイ２
０８の乗算器１０７により最大比合成の為の重み係数
が、それぞれ主アンテナ１０１及び補助アンテナ１０２
の受信波に乗じられてダイバーシティ合成が行われてい
る。図３に示す従来のサイドローブキャンセラではこの
ようなダイバーシティ機能を有していないので、図２の
ｈ２による経路の希望波Ｓを信号成分として利用出来な
かった。本方式では補助アンテナに伝搬してくる希望波
Ｓをもダイバーシティブランチとして利用していること
が（１９）式より明白である。この様子を補助アンテナ
ビームパターンとしてイラスト化されたものが図２の２
１２である。すなわち第２の適応アレイ２０８による補
助アンテナ・パターン２１２は、希望波Ｓのｈ２による
伝搬成分を捕捉する。フェージングなどにより伝達係数
ｈ２の振幅、位相および到来角が変動するが、上記に述
べた相関処理により前記希望波の捕捉は適応制御され
る。
* ｈ１＋ｈ２* ｈ２）を含む。これは、図２のｈ１とｈ
２による伝搬路間での最大比合成を意味する。すなわ
ち、図２において、乗算器１１２と第２の適応アレイ２
０８の乗算器１０７により最大比合成の為の重み係数
が、それぞれ主アンテナ１０１及び補助アンテナ１０２
の受信波に乗じられてダイバーシティ合成が行われてい
る。図３に示す従来のサイドローブキャンセラではこの
ようなダイバーシティ機能を有していないので、図２の
ｈ２による経路の希望波Ｓを信号成分として利用出来な
かった。本方式では補助アンテナに伝搬してくる希望波
Ｓをもダイバーシティブランチとして利用していること
が（１９）式より明白である。この様子を補助アンテナ
ビームパターンとしてイラスト化されたものが図２の２
１２である。すなわち第２の適応アレイ２０８による補
助アンテナ・パターン２１２は、希望波Ｓのｈ２による
伝搬成分を捕捉する。フェージングなどにより伝達係数
ｈ２の振幅、位相および到来角が変動するが、上記に述
べた相関処理により前記希望波の捕捉は適応制御され
る。
【００６２】図２において、第１の適応アレイ２０７の
乗算器１０３のタップ係数ベクトルを下記の数２０とお
く。
乗算器１０３のタップ係数ベクトルを下記の数２０とお
く。
【００６３】
【数２０】
【００６４】この場合第１の適応アレイ２０７の出力Ｙ
ｓは下記の数２１となる。
ｓは下記の数２１となる。
【００６５】
【数２１】
【００６６】従って、減算器１０６出力Ｙｚは（１
９）、（２１）より下記の数２２のようになる。
９）、（２１）より下記の数２２のようになる。
【００６７】
【数２２】
【００６８】該出力は第１の適応アレイ２０７によるサ
イドローブキャンセリングされた結果であり、干渉波Ｊ
が除去される為には、上記（２２）式右辺のＪを含む項
は零に漸近する。
イドローブキャンセリングされた結果であり、干渉波Ｊ
が除去される為には、上記（２２）式右辺のＪを含む項
は零に漸近する。
【００６９】すなわち、下記の数２３
【００７０】
【数２３】 ｇ１ｈ１*＋ｈ２*ｇ２ＵｊTＵｄ*−ｇ２ＵｊT・Ｖ＝０
【００７１】従って、上式を満足する第１の適応アレイ
２０７のタップ係数Ｖは下記の数２４となる。
２０７のタップ係数Ｖは下記の数２４となる。
【００７２】
【数２４】 Ｖ＝｛（ｈ１*ｇ１/ｇ２）＋ｈ２*｝ＵｊT＋ｈ２*Ｕｄ*
【００７３】ところで実際には第１の適応アレイ２０７
のタップ係数は（２４）式の解には適応収束するとは限
らない。（２４）式は確かに干渉波を除去する解ではあ
るが、（２２）式右辺の希望波Ｓを含む項にも影響を与
える。この影響が希望波Ｓのレベルを低下させるもので
あるならば、ＳＩＮＲ（希望波対不要波（干渉波＋雑
音）レベル比）が減少する。従って実際の最適解は（２
４）式に近いが、多少これよりシフトし、ＳＩＮＲを最
大とするタップ係数となる。従来技術で述べたようにア
ップルバウム・アルゴリズムを用いれば、ＳＩＮＲを最
大とする補助アンテナ・タップ係数が得られる。
のタップ係数は（２４）式の解には適応収束するとは限
らない。（２４）式は確かに干渉波を除去する解ではあ
るが、（２２）式右辺の希望波Ｓを含む項にも影響を与
える。この影響が希望波Ｓのレベルを低下させるもので
あるならば、ＳＩＮＲ（希望波対不要波（干渉波＋雑
音）レベル比）が減少する。従って実際の最適解は（２
４）式に近いが、多少これよりシフトし、ＳＩＮＲを最
大とするタップ係数となる。従来技術で述べたようにア
ップルバウム・アルゴリズムを用いれば、ＳＩＮＲを最
大とする補助アンテナ・タップ係数が得られる。
【００７４】従って図１のアップルバウム演算器１０９
はアップルバウム・アルゴリズムによりＳＩＮＲを最大
とするサイドローブキャンセリングのタップ係数逐次修
正を行い、理想的なタップ係数を第１の適応アレイ２０
７の複素乗算器１０３に供給する。
はアップルバウム・アルゴリズムによりＳＩＮＲを最大
とするサイドローブキャンセリングのタップ係数逐次修
正を行い、理想的なタップ係数を第１の適応アレイ２０
７の複素乗算器１０３に供給する。
【００７５】ＳＩＮＲを最大とする条件を第１の適応ア
レイ２０７のアンテナパターンでもって解釈すると、図
２の２１１のようになる。すなわち第１の適応アレイ２
０７のパターンは希望波Ｓの到来方向には、これを出来
るだけ受信しないようにナルを示し、一方純度の高い与
干渉を得る為に干渉波Ｊの到来方向にピークを示す。こ
のアンテナパターン２１１により、（２２）式の最大比
合成された希望波Ｓを損なうことなく、干渉波Ｊの項を
最小化することで、ＳＩＮＲが最大化される。
レイ２０７のアンテナパターンでもって解釈すると、図
２の２１１のようになる。すなわち第１の適応アレイ２
０７のパターンは希望波Ｓの到来方向には、これを出来
るだけ受信しないようにナルを示し、一方純度の高い与
干渉を得る為に干渉波Ｊの到来方向にピークを示す。こ
のアンテナパターン２１１により、（２２）式の最大比
合成された希望波Ｓを損なうことなく、干渉波Ｊの項を
最小化することで、ＳＩＮＲが最大化される。
【００７６】なお本方式では、第１と第２の適応アレイ
２０７及び２０８を含むのを特徴とするが、ダイバーシ
ティ合成用の第２の適応アレイ２０８に関する適応追随
速度はサイドローブキャンセラ用の第１の適応アレイ２
０７のものよりも早く設定する。これは第１及び第２の
適応アレイ２０７及び２０８がタップ係数の修正におい
て競合しないようにする為である。上述したように、サ
イドローブキャンセラによる干渉除去はダイバーシティ
合成処理の後で行われる。従って、先ずダイバーシティ
合成に関する適応制御を最初に収束させてから、干渉除
去の制御を収束させる。
２０７及び２０８を含むのを特徴とするが、ダイバーシ
ティ合成用の第２の適応アレイ２０８に関する適応追随
速度はサイドローブキャンセラ用の第１の適応アレイ２
０７のものよりも早く設定する。これは第１及び第２の
適応アレイ２０７及び２０８がタップ係数の修正におい
て競合しないようにする為である。上述したように、サ
イドローブキャンセラによる干渉除去はダイバーシティ
合成処理の後で行われる。従って、先ずダイバーシティ
合成に関する適応制御を最初に収束させてから、干渉除
去の制御を収束させる。
【００７７】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、補助アン
テナ受信信号を二つに分岐し、サイドローブキャンセル
用とダイバーシティ合成用の適応アレイに与えることに
より、ダイバーシティ受信用のアンテナを追加すること
なく、干渉除去と同時に希望波の最大比合成によるダイ
バーシティ効果を実現している。従って、従来のサイド
ローブキャンセラでのフェージング時の希望波信号の消
失および干渉波との位相関係による希望波信号レベルの
低下などの問題を解決する効果がある。
テナ受信信号を二つに分岐し、サイドローブキャンセル
用とダイバーシティ合成用の適応アレイに与えることに
より、ダイバーシティ受信用のアンテナを追加すること
なく、干渉除去と同時に希望波の最大比合成によるダイ
バーシティ効果を実現している。従って、従来のサイド
ローブキャンセラでのフェージング時の希望波信号の消
失および干渉波との位相関係による希望波信号レベルの
低下などの問題を解決する効果がある。
【図１】本発明の一実施例によるサイドローブキャンセ
ラのブロック図である。
ラのブロック図である。
【図２】図１のサイドローブキャンセラの動作を説明す
る為の主要部のブロック図である。
る為の主要部のブロック図である。
【図３】従来のサイドローブキャンセラのブロック図で
ある。
ある。
１０１ 主アンテナ １０２ 補助アンテナ １０３ 複素乗算器 １０４ 加算器 １０５ アップルバウム演算器 １０６ 減算器 １０７ 複素乗算器 １０８ 加算器 １０９ 相関演算器 １１０ 加算器 １１１ 適応等化器 １１２ 複素乗算器 １１３ 相関演算器 ２０１ 希望波Ｓの主アンテナへの伝達係数ｈ１ ２０２ 希望波Ｓの補助アンテナへの伝達係数ｈ２ ２０３ 干渉波Ｊの主アンテナへの伝達係数ｇ１ ２０４ 干渉波Ｊの補助アンテナへの伝達係数ｇ２ ２０７ 第１の適応アレイ ２０８ 第２の適応アレイ
Claims (3)
- 【請求項１】 主アンテナと、第１乃至第Ｎ（Ｎは２以
上に整数）の補助アンテナと、前記第１乃至前記第Ｎの
補助アンテナによって受信された第１乃至第Ｎの補助ア
ンテナ受信信号を受ける第１の適応アレイと、前記第１
乃至前記第Ｎの補助アンテナ受信信号に応答する第２の
適応アレイと、前記主アンテナによって受信された主ア
ンテナ受信信号を二入力の一方として受ける複素乗算器
と、該複素乗算器の出力と前記第２の適応アレイの出力
とを加算する加算器と、該加算器の出力から前記第１の
適応アレイの出力を減算する減算器と、該減算器の出力
に応答する適応等化器と、該適応等化器の出力の判定デ
ータを用いて前記主アンテナ受信信号と相関演算を行
い、相関値を前記複素乗算器の前記二入力の他方として
出力する第１の相関演算器と、前記減算器の出力を基準
信号として用いて前記第１の適応アレイの第１乃至第Ｎ
のタップ係数の修正を行うタップ係数修正手段と、前記
適応等化器の出力の判定データと前記第１乃至前記第Ｎ
の補助アンテナ受信信号との相関演算を行い、第１乃至
第Ｎの相関値を出力する第２の相関演算器と、前記第１
乃至前記第Ｎの相関値を前記第２の適応アレイの第１乃
至第Ｎのタップ係数として与える第２の相関演算器とを
備えたことを特徴とするサイドローブキャンセラ。 - 【請求項２】 前記第１及び前記第２の適応アレイの各
々が、前記第１乃至前記第Ｎの補助アンテナ受信信号に
前記第１乃至前記第Ｎのタップ係数をそれぞれ複素乗算
する第１乃至第Ｎの複素乗算器と、前記第１乃至前記第
Ｎの複素乗算器の出力を加算し、加算結果を適応アレイ
出力として出力する加算器とを備えたことを特徴とする
請求項１に記載のサイドローブキャンセラ。 - 【請求項３】 前記タップ係数修正手段がアップルバウ
ム演算器であることを特徴とする請求項１又は２に記載
のサイドローブキャンセラ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332866A JPH0748665B2 (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | サイドローブキャンセラ |
| US08/166,541 US5369412A (en) | 1992-12-14 | 1993-12-14 | Sidelobe cancellation and diversity reception using a single array of auxiliary antennas |
| EP93120163A EP0602615B1 (en) | 1992-12-14 | 1993-12-14 | Sidelobe cancellation and diversity reception using a single array of auxiliary antennas |
| DE69317525T DE69317525T2 (de) | 1992-12-14 | 1993-12-14 | Nebenkeulenkompensation und Diversityempfang mit einer einzigen Gruppe von Hilfsantennen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332866A JPH0748665B2 (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | サイドローブキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06181446A JPH06181446A (ja) | 1994-06-28 |
| JPH0748665B2 true JPH0748665B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=18259681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4332866A Expired - Lifetime JPH0748665B2 (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | サイドローブキャンセラ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5369412A (ja) |
| EP (1) | EP0602615B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0748665B2 (ja) |
| DE (1) | DE69317525T2 (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4415282A1 (de) * | 1994-04-30 | 1995-11-02 | Sel Alcatel Ag | Funkempfänger für Mehrwegeempfang |
| JP2561028B2 (ja) * | 1994-05-26 | 1996-12-04 | 日本電気株式会社 | サイドローブキャンセラ |
| JPH0974372A (ja) * | 1995-09-04 | 1997-03-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スペクトラム拡散無線伝送受信装置 |
| US5991273A (en) * | 1997-05-01 | 1999-11-23 | Nortel Networks Corporation | Determining SINR in a communications system |
| US6185258B1 (en) | 1997-09-16 | 2001-02-06 | At&T Wireless Services Inc. | Transmitter diversity technique for wireless communications |
| WO1999023766A2 (en) * | 1997-10-31 | 1999-05-14 | At & T Wireless Services, Inc. | Maximum likelihood detection of concatenated space-time codes for wireless applications with transmitter diversity |
| DE19751122A1 (de) * | 1997-11-19 | 1999-05-20 | Cit Alcatel | Antennenanlage und Verfahren zum Betreiben einer Antennenanlage |
| JP3302634B2 (ja) * | 1997-12-16 | 2002-07-15 | 松下電器産業株式会社 | データ通信装置及び方法 |
| EP0936755B1 (en) * | 1998-02-13 | 2005-07-06 | Nec Corporation | Adaptive receiving device with antenna array |
| FR2781087A1 (fr) * | 1998-07-08 | 2000-01-14 | Dassault Electronique | Dispositif d'emission et/ou de reception de signaux electromagnetiques, a antenne adaptative a diagramme etendu |
| US6459740B1 (en) * | 1998-09-17 | 2002-10-01 | At&T Wireless Services, Inc. | Maximum ratio transmission |
| RU2182342C2 (ru) * | 1999-09-28 | 2002-05-10 | Тамбовский военный авиационный инженерный институт | Цифровой подавитель помех |
| EP1146662A4 (en) * | 1999-10-22 | 2005-01-12 | Mitsubishi Electric Corp | ADAPTIVE ANTENNA GROUP ASSEMBLY AND BASE STATION FOR ADAPTIVE ANTENNA GROUPS ASSEMBLY |
| US7386781B2 (en) * | 2000-12-15 | 2008-06-10 | Arraycomm, Llc | Method and apparatus for increasing the effective range of a communication link in a wireless communication system |
| RU2204841C2 (ru) * | 2001-05-28 | 2003-05-20 | Тамбовский военный авиационный инженерный институт | Цифровой компенсатор помех |
| GB2386476B (en) | 2002-03-14 | 2004-05-12 | Toshiba Res Europ Ltd | Antenna signal processing systems |
| RU2247407C2 (ru) * | 2002-04-01 | 2005-02-27 | Тамбовский военный авиационный инженерный институт (ТВАИИ) | Устройство подавления помех |
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| KR100793298B1 (ko) * | 2006-10-16 | 2008-01-10 | 삼성전자주식회사 | 듀얼 수신기 기반의 휴대 단말을 위한 수신 모드 선택 방법 |
| US8626096B2 (en) * | 2008-03-24 | 2014-01-07 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for combining signals from multiple diversity sources |
| US8854212B2 (en) * | 2009-03-30 | 2014-10-07 | Datalogic Automation, Inc. | Radio frequency identification tag identification system |
| JP5846211B2 (ja) * | 2011-10-28 | 2016-01-20 | 日本電気株式会社 | 干渉波抑圧装置及び干渉波抑圧方法 |
| CN103885041B (zh) * | 2014-02-25 | 2016-03-02 | 西安电子科技大学 | 一种基于认知处理的自适应旁瓣相消方法 |
| US9786986B2 (en) | 2014-04-07 | 2017-10-10 | Kymeta Coproration | Beam shaping for reconfigurable holographic antennas |
| KR102188747B1 (ko) * | 2015-10-12 | 2020-12-08 | 에스케이텔레콤 주식회사 | 하이브리드 빔포밍을 이용한 무선 통신 방법 및 장치 |
| US10705176B2 (en) * | 2015-10-13 | 2020-07-07 | Northrop Grumman Systems Corporation | Signal direction processing for an antenna array |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4771289A (en) * | 1982-05-28 | 1988-09-13 | Hazeltine Corporation | Beamforming/null-steering adaptive array |
| US4516126A (en) * | 1982-09-30 | 1985-05-07 | Hazeltine Corporation | Adaptive array having an auxiliary channel notched pattern in the steered beam direction |
| US5045858A (en) * | 1989-08-16 | 1991-09-03 | Cubic Defense Systems, Inc. | Sidelobe identification and discrimination system with signal multiplexer-separator |
-
1992
- 1992-12-14 JP JP4332866A patent/JPH0748665B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-12-14 EP EP93120163A patent/EP0602615B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-12-14 US US08/166,541 patent/US5369412A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-14 DE DE69317525T patent/DE69317525T2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5369412A (en) | 1994-11-29 |
| EP0602615A2 (en) | 1994-06-22 |
| DE69317525D1 (de) | 1998-04-23 |
| JPH06181446A (ja) | 1994-06-28 |
| EP0602615A3 (en) | 1995-07-26 |
| EP0602615B1 (en) | 1998-03-18 |
| DE69317525T2 (de) | 1998-07-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19951114 |