JPH0748933B2 - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
- Publication number
- JPH0748933B2 JPH0748933B2 JP60162716A JP16271685A JPH0748933B2 JP H0748933 B2 JPH0748933 B2 JP H0748933B2 JP 60162716 A JP60162716 A JP 60162716A JP 16271685 A JP16271685 A JP 16271685A JP H0748933 B2 JPH0748933 B2 JP H0748933B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- harmonic
- current
- power system
- circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000002347 injection Methods 0.000 claims description 27
- 239000007924 injection Substances 0.000 claims description 27
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 19
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、電力系統から高調波発生負荷へ給電する際
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
従来の技術 この発明の基礎となるアクティブフィルタを第４図ない
し第８図に基づいて説明する。
し第８図に基づいて説明する。
このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形インバー
タとを組合せて構成され、高調波発生負荷の高調波電流
と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって
電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御す
るものである。
タとを組合せて構成され、高調波発生負荷の高調波電流
と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって
電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御す
るものである。
すなわち、このアクティブフィルタは、第４図に示すよ
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路
からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記
電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前
記電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調
波電流検出回路４と、負の所定値を下側しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４の出力Δｉを入力とするヒステリシスコンパ
レータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピ
ーダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加するよう
になし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて
前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときに
そぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイ
ッチング素子をオンオフする電圧形インバータ６とを備
える構成である。
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路
からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記
電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前
記電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調
波電流検出回路４と、負の所定値を下側しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４の出力Δｉを入力とするヒステリシスコンパ
レータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピ
ーダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加するよう
になし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて
前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときに
そぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイ
ッチング素子をオンオフする電圧形インバータ６とを備
える構成である。
この場合、注入回路３の第１のインピーダンス素子3Aは
コンデンサ（−jXC1）C1で構成され、第２のインピーダ
ンス素子3BはコンデンサC2およびリアクトルL2の直列回
路（jXL2-jXC2）で構成され、第２のインピーダンス素
子3BのインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波に対
し、 Z2＝jXL2-jXC2＝０ または Z2≒０ となるように選ばれている。
コンデンサ（−jXC1）C1で構成され、第２のインピーダ
ンス素子3BはコンデンサC2およびリアクトルL2の直列回
路（jXL2-jXC2）で構成され、第２のインピーダンス素
子3BのインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波に対
し、 Z2＝jXL2-jXC2＝０ または Z2≒０ となるように選ばれている。
高調波電流検出回路４は、変流器7,8と加算器９と基本
波除去フィルタ（ノッチフィルタ）10とで構成され、負
荷電流iLを変流器７で取り出すとともに、電流iC1を変
流器８で取り出して両者を基本波除去フィルタ10A,10B
に通した加算器９で加算することで負荷電流iL中の高調
波電流iLhと電流iC1中の高調波電流ichの和Δｉを出力
するようになっている。
波除去フィルタ（ノッチフィルタ）10とで構成され、負
荷電流iLを変流器７で取り出すとともに、電流iC1を変
流器８で取り出して両者を基本波除去フィルタ10A,10B
に通した加算器９で加算することで負荷電流iL中の高調
波電流iLhと電流iC1中の高調波電流ichの和Δｉを出力
するようになっている。
そして、この高調波電流検出回路４の出力Δｉをヒステ
リシスコンパレータ５に入力するようになっている。
リシスコンパレータ５に入力するようになっている。
上記ヒステリシスコンパレータ５は第５図に示すように
高調波電流検出回路４の出力Δｉが上側しきい値IO/2を
上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベルに
変化し、下側しきい値−IO/2を下まわったときに出力レ
ベルが高レベルから低レベルに変化するようになってい
る。
高調波電流検出回路４の出力Δｉが上側しきい値IO/2を
上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベルに
変化し、下側しきい値−IO/2を下まわったときに出力レ
ベルが高レベルから低レベルに変化するようになってい
る。
このヒステリシスコンパレータ５の出力によって、第６
図に示す電圧形インバータ６の各スイッチング素子Q1〜
Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流れる
高調波電流ilhを補償するための高調波電流ich（iLhと
逆極性）を注入回路３に流すことになる。
図に示す電圧形インバータ６の各スイッチング素子Q1〜
Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流れる
高調波電流ilhを補償するための高調波電流ich（iLhと
逆極性）を注入回路３に流すことになる。
第６図は３相の電圧形インバータ６の回路図を示してい
る。図において、Q1およびQ2はＡ相のスイッチング素
子、Q3およびQ4はＢ相のスイッチング素子、Q5およびQ6
はＣ相のスイッチング素子、Ｅは直流電源、D1〜D6はス
イッチング素子Q1〜Q6に逆並列接続したダイオード、11
は高調波トランスである。
る。図において、Q1およびQ2はＡ相のスイッチング素
子、Q3およびQ4はＢ相のスイッチング素子、Q5およびQ6
はＣ相のスイッチング素子、Ｅは直流電源、D1〜D6はス
イッチング素子Q1〜Q6に逆並列接続したダイオード、11
は高調波トランスである。
第７図は、高調波電流ichを拡大したものを示している
が、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
が、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
ich＜−iLh の場合で、点のように Δｉ＝−（1/2）IO に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が低レ
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。
この結果、高調波電流ichが増加して ich＞−iLh となる。この後、点のように Δｉ＝（1/2）IO に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流ichが減少し
て ich＜−iLh となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ichは、IOの幅でジグザグに変化しながら高調波電流−i
Lhに沿って変化することになる。
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流ichが減少し
て ich＜−iLh となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ichは、IOの幅でジグザグに変化しながら高調波電流−i
Lhに沿って変化することになる。
第８図は高調波発生負荷２の負荷量が過渡的に増加した
場合の第４図の各部の波形図を示している。同図（Ａ）
は受電端の電圧VAを、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同図
（Ｃ）は負荷電流iL中の高調波電流iLhを、同図（Ｄ）
はコンデンサC1の電流iC1を、同図（Ｅ）は電圧形イン
バータ６の出力電流iINVを、同図（Ｆ）は系統電流iSを
示している。
場合の第４図の各部の波形図を示している。同図（Ａ）
は受電端の電圧VAを、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同図
（Ｃ）は負荷電流iL中の高調波電流iLhを、同図（Ｄ）
はコンデンサC1の電流iC1を、同図（Ｅ）は電圧形イン
バータ６の出力電流iINVを、同図（Ｆ）は系統電流iSを
示している。
なお、Ｂ相,C相についても同様である。
発明が解決しようとする問題点 上記したアクティブフィルタは、負荷電流iLに電力系統
１の基本波近傍周波数の高調波が含まれたり、高調波電
流検出回路４における基本波除去が不十分な場合、電圧
形インバータ６は基本波電圧をも出力し、この基本波電
圧が注入回路３に印加されるが、注入回路３のリアクト
ルL2およびコンデンサC2の直列回路が電力系統１の基本
波近傍周波数で共振するように設定しているため、基本
波近傍周波数に対してインピーダンス素子3Bが電圧形イ
ンバータ６の出力端を短絡した状態となり、電圧形イン
バータ６からインピーダンス素子3Bへ基本波近傍周波数
の電流がかなり流れることになり、すなわち、電圧形イ
ンバータ６の出力電流iINVに基本波成分が多く含まれる
ことになり、この結果、電圧形インバータの容量を大き
くせざるを得なかった。
１の基本波近傍周波数の高調波が含まれたり、高調波電
流検出回路４における基本波除去が不十分な場合、電圧
形インバータ６は基本波電圧をも出力し、この基本波電
圧が注入回路３に印加されるが、注入回路３のリアクト
ルL2およびコンデンサC2の直列回路が電力系統１の基本
波近傍周波数で共振するように設定しているため、基本
波近傍周波数に対してインピーダンス素子3Bが電圧形イ
ンバータ６の出力端を短絡した状態となり、電圧形イン
バータ６からインピーダンス素子3Bへ基本波近傍周波数
の電流がかなり流れることになり、すなわち、電圧形イ
ンバータ６の出力電流iINVに基本波成分が多く含まれる
ことになり、この結果、電圧形インバータの容量を大き
くせざるを得なかった。
特に、高調波発生負荷２の負荷電流iLが第８図（Ｂ）の
ように、過渡的に増大したときには、基本波除去フィル
タ10Aの数サイクルの応答遅れのために基本波除去フィ
ルタ10Aを基本波が通り、高調波電流iLh（第８図
（Ｃ））中に負荷電流iL（第８図（Ｂ））の過渡変化区
間およびその直後の数サイクルの区間において基本波成
分が含まれ、この結果、電圧形インバータ６の出力電流
iINV（第８図（Ｅ））に基本波成分がきわめて多く含ま
れることになり、この結果、電圧形インバータ６の容量
をきわめて大きくしなければならなかった。
ように、過渡的に増大したときには、基本波除去フィル
タ10Aの数サイクルの応答遅れのために基本波除去フィ
ルタ10Aを基本波が通り、高調波電流iLh（第８図
（Ｃ））中に負荷電流iL（第８図（Ｂ））の過渡変化区
間およびその直後の数サイクルの区間において基本波成
分が含まれ、この結果、電圧形インバータ６の出力電流
iINV（第８図（Ｅ））に基本波成分がきわめて多く含ま
れることになり、この結果、電圧形インバータ６の容量
をきわめて大きくしなければならなかった。
この発明は、上記の問題点に鑑みなされたもので、電圧
形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波数
の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化時
においても低減することができるアクティブフィルタを
提供することを目的とする。
形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波数
の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化時
においても低減することができるアクティブフィルタを
提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段 この発明のアクティブフィルタは、電力系統とこの電力
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に接続された第１および第２のインピーダンス素子の直
列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷から前
記電力系統に流れる高調波電流と前記注入回路から前記
電力系統に流れる高調波電流との和を検出する高調波電
流検出回路と、負の所定値を下側しきい値とするととに
正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出回路
の出力を入力とするヒステリシスコンパレータと、前記
注入回路の第１および第２のインピーダンス素子の接続
点に出力電圧を印加するようになし前記ヒステリシスコ
ンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷の高調波
電流と前記注入回路の高調波電流の和が両極性の所定値
を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに
近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形イ
ンバータと、前記第２のインピーダンス素子に流れる電
流から前記高調波発生負荷の無い状態において前記注入
回路に流れる電流または前記第１のインピーダンス素子
に流れる電流を減算する減算器と、入力が大きくなるに
つれて勾配が大きくなる入出力特性を有し前記減算器の
出力が入力される第１の重み関数回路と、インバータ電
流を検出しこの値がある値以上になると急峻に勾配が大
きくなる入出力特性を有する第２の重み関数回路と、前
記高調波電流検出回路の出力を前記ヒステリシスコンパ
レータに入力させる際に前記第１および第２の重み関数
回路の出力を差し引く演算器とを備える構成にしたもの
である。
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に接続された第１および第２のインピーダンス素子の直
列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷から前
記電力系統に流れる高調波電流と前記注入回路から前記
電力系統に流れる高調波電流との和を検出する高調波電
流検出回路と、負の所定値を下側しきい値とするととに
正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出回路
の出力を入力とするヒステリシスコンパレータと、前記
注入回路の第１および第２のインピーダンス素子の接続
点に出力電圧を印加するようになし前記ヒステリシスコ
ンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷の高調波
電流と前記注入回路の高調波電流の和が両極性の所定値
を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに
近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形イ
ンバータと、前記第２のインピーダンス素子に流れる電
流から前記高調波発生負荷の無い状態において前記注入
回路に流れる電流または前記第１のインピーダンス素子
に流れる電流を減算する減算器と、入力が大きくなるに
つれて勾配が大きくなる入出力特性を有し前記減算器の
出力が入力される第１の重み関数回路と、インバータ電
流を検出しこの値がある値以上になると急峻に勾配が大
きくなる入出力特性を有する第２の重み関数回路と、前
記高調波電流検出回路の出力を前記ヒステリシスコンパ
レータに入力させる際に前記第１および第２の重み関数
回路の出力を差し引く演算器とを備える構成にしたもの
である。
作用 このように、この発明のアクティブフィルタは、第２の
インピーダンス素子を流れる電流から高調波発生負荷の
無い状態において注入回路に流れる電流または第１のイ
ンピーダンス素子に流れる電流を減算器で減算し、この
減算器の出力を第１の重み関数回路に通し、またインバ
ータ電流を第２の重み関数回路に通し、高調波電流検出
回路の出力をヒステリシスコンパレータに入力させる際
に第１および第２の重み関数回路の出力を差し引くよう
にしたため、高調波電流検出回路の出力中に含まれる基
本波近傍周波数成分を低減すると共に、負荷電流の変化
に伴ってインバータが過電流になる場合には、その電流
を制限することができる。
インピーダンス素子を流れる電流から高調波発生負荷の
無い状態において注入回路に流れる電流または第１のイ
ンピーダンス素子に流れる電流を減算器で減算し、この
減算器の出力を第１の重み関数回路に通し、またインバ
ータ電流を第２の重み関数回路に通し、高調波電流検出
回路の出力をヒステリシスコンパレータに入力させる際
に第１および第２の重み関数回路の出力を差し引くよう
にしたため、高調波電流検出回路の出力中に含まれる基
本波近傍周波数成分を低減すると共に、負荷電流の変化
に伴ってインバータが過電流になる場合には、その電流
を制限することができる。
実施例 この発明の一実施例を第１図および第２図に基づいて説
明する。このアクティブフィルタは、第１図に示すよう
に、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調波
発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２か
ら前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセルす
るための高調波電流を前記電力系統１に注入するアクテ
ィブフィルタであって、前記電力系統１に接続された第
１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路か
らなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記電
力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前記
電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調波
電流検出回路４′と、負の所定値を下側しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４′の出力を入力とするヒステリシスコンパレ
ータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピー
ダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加するように
なし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて前
記高調波発生負荷２の高調波電流と前記注入回路３の高
調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ
前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチン
グ素子をオンオフする電圧形インバータ６と、前記第２
のインピーダンス素子3Bを流れる電流iL2から前記高調
波発生負荷２の無い状態において前記注入回路３（第２
のインピーダンス素子3B）に流れる電流iC0を減算する
減算器14と、入力が大きくなるにつれて勾配が大きくな
る入出力特性を有し前記減算器14の出力が入力される第
１の重み関数回路15と、インバータ電流を検出するため
の変流器17と、入力がある値以上になると急峻に勾配が
大きくなる入出力特性を有し前記変流器17の出力が入力
される第２の重み関数回路18と、前記高調波電流検出回
路４′の出力を前記ヒステリシスコンパレータ５に入力
させる際に前記第１および第２の重み関数回路15,18の
出力Δi1，Δi2を差し引く演算器13とを備える構成にし
たものである。
明する。このアクティブフィルタは、第１図に示すよう
に、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調波
発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２か
ら前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセルす
るための高調波電流を前記電力系統１に注入するアクテ
ィブフィルタであって、前記電力系統１に接続された第
１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路か
らなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記電
力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前記
電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調波
電流検出回路４′と、負の所定値を下側しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４′の出力を入力とするヒステリシスコンパレ
ータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピー
ダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加するように
なし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて前
記高調波発生負荷２の高調波電流と前記注入回路３の高
調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ
前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチン
グ素子をオンオフする電圧形インバータ６と、前記第２
のインピーダンス素子3Bを流れる電流iL2から前記高調
波発生負荷２の無い状態において前記注入回路３（第２
のインピーダンス素子3B）に流れる電流iC0を減算する
減算器14と、入力が大きくなるにつれて勾配が大きくな
る入出力特性を有し前記減算器14の出力が入力される第
１の重み関数回路15と、インバータ電流を検出するため
の変流器17と、入力がある値以上になると急峻に勾配が
大きくなる入出力特性を有し前記変流器17の出力が入力
される第２の重み関数回路18と、前記高調波電流検出回
路４′の出力を前記ヒステリシスコンパレータ５に入力
させる際に前記第１および第２の重み関数回路15,18の
出力Δi1，Δi2を差し引く演算器13とを備える構成にし
たものである。
高調波電流検出回路４′は変流器7,8,基本波除去フィル
タ10A,加算器9,演算器13とで構成され、第５図の回路と
は少し構成が異なるが、同様の機能をもつものである。
タ10A,加算器9,演算器13とで構成され、第５図の回路と
は少し構成が異なるが、同様の機能をもつものである。
つぎに、変流器16,17,減算器14,重み関数回路15,18およ
び演算回路13により、インバータ電流を低減できること
について詳しく説明する。
び演算回路13により、インバータ電流を低減できること
について詳しく説明する。
第２のインピーダンス素子3Bの電流iL2には、電圧形イ
ンバータ６の出力によるものと、電力系統１の電圧によ
るものが重畳して現われるので、電力系統１側の電圧に
よる影響を除く必要があり、このために、高調波発生負
荷２の無い状態における電流iL0を減算器14で減算し、
さらに重み関数回路15に通している。このため、定常状
態におけるインバータ電流iINVに含まれる基本波成分は
大幅に低減される。また、インバータ電流iINVを変流器
17で検出し、さらに重み関数回路18に通しており、重み
関数回路18は入力がある値以上になると急峻に立上るよ
うになっているので、負荷電流が急峻に立上った場合の
様な過渡変動によって、インバータ電流iINVに大きな基
本電流が流れるのを制限することができる。
ンバータ６の出力によるものと、電力系統１の電圧によ
るものが重畳して現われるので、電力系統１側の電圧に
よる影響を除く必要があり、このために、高調波発生負
荷２の無い状態における電流iL0を減算器14で減算し、
さらに重み関数回路15に通している。このため、定常状
態におけるインバータ電流iINVに含まれる基本波成分は
大幅に低減される。また、インバータ電流iINVを変流器
17で検出し、さらに重み関数回路18に通しており、重み
関数回路18は入力がある値以上になると急峻に立上るよ
うになっているので、負荷電流が急峻に立上った場合の
様な過渡変動によって、インバータ電流iINVに大きな基
本電流が流れるのを制限することができる。
第２図は第１図の各部の波形図を示し、同図（Ａ）は系
統電圧VSを、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同図（Ｃ）は
負荷の高調波電流iLhを、同図（Ｄ）はコンデンサC1の
電流iC1を、同図（Ｅ）は電圧形インバータ６の出力電
流iINVを、同図（Ｆ）は系統電流iSを示している。
統電圧VSを、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同図（Ｃ）は
負荷の高調波電流iLhを、同図（Ｄ）はコンデンサC1の
電流iC1を、同図（Ｅ）は電圧形インバータ６の出力電
流iINVを、同図（Ｆ）は系統電流iSを示している。
この図から明らかなように、重み関数回路15,18の出力
Δi1，Δi2によって、電圧形インバータ６の出力電流i
INV（第２図（Ｅ））に定常時の基本波成分がほとんど
含まれなくなると共に、負荷電流iLが過渡的に変化した
場合も、電圧形インバータ６の出力電流が制限され、イ
ンバータ電流は大幅に低減される。
Δi1，Δi2によって、電圧形インバータ６の出力電流i
INV（第２図（Ｅ））に定常時の基本波成分がほとんど
含まれなくなると共に、負荷電流iLが過渡的に変化した
場合も、電圧形インバータ６の出力電流が制限され、イ
ンバータ電流は大幅に低減される。
なお、上記実施例では、第２のインピーダンス素子3Bは
コンデンサC2とリアクトルL2の直列回路であったが、第
３図に示すように、第２のインピーダンス素子3Bが単に
リアクトルL2だけの場合にもこの発明を適用すれば、同
様の効果が得られる。これは、第１のインピーダンス素
子3AがコンデンサC1からなり、第２のインピーダンス素
子3BがリアクトルL2からなる注入回路においては、電力
系統１の基本波成分が電圧形インバータ６に加わるのを
防止するために、基本波ベースで、リアクトルL2のイン
ピーダンスを、コンデンサC1のインピーダンスに対し、
0.06pu〜0.15puに設定してあるからである。
コンデンサC2とリアクトルL2の直列回路であったが、第
３図に示すように、第２のインピーダンス素子3Bが単に
リアクトルL2だけの場合にもこの発明を適用すれば、同
様の効果が得られる。これは、第１のインピーダンス素
子3AがコンデンサC1からなり、第２のインピーダンス素
子3BがリアクトルL2からなる注入回路においては、電力
系統１の基本波成分が電圧形インバータ６に加わるのを
防止するために、基本波ベースで、リアクトルL2のイン
ピーダンスを、コンデンサC1のインピーダンスに対し、
0.06pu〜0.15puに設定してあるからである。
また、電流iC1を基本波除去フィルタ10Aに通して電流i
C1中の基本波成分を除去しているが、これに代えて電流
iC1から高調波発生負荷２が無い状態において注入回路
３に流れる電流iL2（基本波のみからなる）を減算する
ことによって電流iC1から基本波を除去するように構成
してもよい。
C1中の基本波成分を除去しているが、これに代えて電流
iC1から高調波発生負荷２が無い状態において注入回路
３に流れる電流iL2（基本波のみからなる）を減算する
ことによって電流iC1から基本波を除去するように構成
してもよい。
発明の効果 この発明のアクティブフィルタによれば、高調波発生負
の過渡変化時においても、電圧形インバータの出力波形
の基本波成分をある限度に制限でき、電圧形インバータ
の容量を小さくすることができる。
の過渡変化時においても、電圧形インバータの出力波形
の基本波成分をある限度に制限でき、電圧形インバータ
の容量を小さくすることができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は第１図の各部の波形図、第３図は変形例の回路図、
第４図はこの発明の基礎となるアクティブフィルタの回
路図、第５図はヒステリシスコンパレータの動作特性
図、第６図は電圧形インバータの回路図、第７図は同じ
く動作説明のための拡大波形図、第８図は第４図の各部
の波形図である。 １……電力系統、２……高調波発生負荷、３……注入回
路、3A,3B……インピーダンス素子、４′……高調波電
流検出回路、５……ヒステリシスコンパレータ、６……
電圧形インバータ、13……演算器、14……減算器、15,1
8……重み関数回路
図は第１図の各部の波形図、第３図は変形例の回路図、
第４図はこの発明の基礎となるアクティブフィルタの回
路図、第５図はヒステリシスコンパレータの動作特性
図、第６図は電圧形インバータの回路図、第７図は同じ
く動作説明のための拡大波形図、第８図は第４図の各部
の波形図である。 １……電力系統、２……高調波発生負荷、３……注入回
路、3A,3B……インピーダンス素子、４′……高調波電
流検出回路、５……ヒステリシスコンパレータ、６……
電圧形インバータ、13……演算器、14……減算器、15,1
8……重み関数回路
Claims (1)
- 【請求項１】電力系統とこの電力系統より給電される高
調波発生負荷との間に設置されて前記高調波発生負荷か
ら前記電力系統へ流出する高調波電流をキャンセルする
ための高調波電流を前記電力系統に注入するアクティブ
フィルタであって、前記電力系統に接続された第１およ
び第２のインピーダンス素子の直列回路からなる注入回
路と、前記高調波発生負荷から前記電力系統に流れる高
調波電流と前記注入回路から前記電力系統に流れる高調
波電流との和を検出する高調波電流検出回路と、負の所
定値を下側しきい値とするとともに正の所定値を上側し
きい値とし前記高調波電流検出回路の出力を入力するヒ
ステリシスコンパレータと、前記注入回路の第１および
第２のインピーダンス素子の接続点に出力電圧を印加す
るようになし前記ヒステリシスコンパレータの出力に応
じて前記高調波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の
高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチ
ング素子をオンオフする電圧形インバータと、前記第２
のインピーダンス素子に流れる電流から前記高調波発生
負荷の無い状態において前記注入回路に流れる電流を減
算する減算器と、入力が大きくなるにつれて勾配が大き
くなる入出力特性を有し前記減算器の出力が入力される
第１の重み関数回路と、インバータ電流を検出しこの値
がある値以上になると勾配が急峻に大きくなる入出力特
性を有する第２の重み関数回路と、前記高調波電流検出
回路の出力を前記ヒステリシスコンパレータに入力させ
る際に前記第１および第２の重み関数回路の出力を差し
引く演算器とを備えたアクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60162716A JPH0748933B2 (ja) | 1985-07-22 | 1985-07-22 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60162716A JPH0748933B2 (ja) | 1985-07-22 | 1985-07-22 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223326A JPS6223326A (ja) | 1987-01-31 |
| JPH0748933B2 true JPH0748933B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=15759934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60162716A Expired - Lifetime JPH0748933B2 (ja) | 1985-07-22 | 1985-07-22 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748933B2 (ja) |
-
1985
- 1985-07-22 JP JP60162716A patent/JPH0748933B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6223326A (ja) | 1987-01-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Varschavsky et al. | Cascaded nine-level inverter for hybrid-series active power filter, using industrial controller | |
| US5548165A (en) | Hybrid filter for reducing distortion in a power system | |
| JPS6353565B2 (ja) | ||
| Chang et al. | Meeting IEEE-519 current harmonics and power factor constraints with a three-phase three-wire active power filter under distorted source voltages | |
| WO1994010743A1 (en) | Load current fundamental filter with one cycle response | |
| RU2094935C1 (ru) | Фильтр-стабилизатор переменного напряжения | |
| JP2527911B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ―タ | |
| JPH0744783B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH0748933B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH0748932B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH07101972B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH0744782B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| CN100399666C (zh) | 三相三线式有源式电力滤波器 | |
| JP2585796Y2 (ja) | アクティブフィルタ | |
| TWI394340B (zh) | Three - phase hybrid power filter device | |
| JPH04334930A (ja) | 直列形アクティブフィルタ | |
| JPH0584147B2 (ja) | ||
| RU2306661C1 (ru) | Стабилизатор напряжения | |
| JP2877388B2 (ja) | 電圧補償機能付高調波抑制装置 | |
| JPS63245268A (ja) | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 | |
| Vivek et al. | Circulating Current Suppression in MMC Using Submodule Capacitor Voltage Ripples | |
| JPH0382338A (ja) | 高調波電圧抑制装置 | |
| JPH05184150A (ja) | 直列式電圧補償装置 | |
| JPH0652992B2 (ja) | 変換器の制御回路 | |
| JPH0514715Y2 (ja) |