JPH0754882B2 - 連続的に位相変調又は周波数変調された信号のためのデジタル復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、信号復調装置に係り、特に、連続的に位相又
は周波数変調された信号をデジタル技術によって復調す
るような復調装置に係る。

従来の技術 位相又は周波数変調された信号を復調する技術において
は、アナログ又はデジタルで表わされた２つの信号の比
として得られる特定の大きさについてのアークタンジェ
ントを決定することが典型的に要求される。このような
技術の一例がウェブ（Webb）氏の米国特許第4,090,145
号に開示されている。

ウェブ氏の特許には、受信した入力データがタイミング
装置の制御のもとでアナログ／デジタル直角位相サンプ
リング装置によってサンプリングされて一連のデジタル
サンプルを形成し、これが直角位相デジタル信号で乗算
されるような復調装置が開示されている。このプロセス
により、入力信号のコサイン及びサイン成分を各々表わ
す一対の直角位相電圧サンプルE1（ｔ）及びE2（ｔ）が
発生される。よく知られているように、その後、比E1
（ｔ）/E2（ｔ）のアークタンジェントを決定すること
により、入力信号の変調角が得られる。

発明が解決しようとする問題点 更に、ウェブ氏の特許には、変調位相角を決定するデジ
タル回路が開示されており、特に、１つの実施例におい
ては、比及びアークタンジェントの計算を行なう除算回
路が説明されている。除算は、時間のかゝる演算である
ことが知られている。ウェブ氏の特許では、デジタル除
算器を設けることによって速度の問題を解消するように
試みられているが、このような除算器は、除算を行なう
ための対数表を記憶するのにROM（リードオンリメモ
リ）の使用を必要とする。更に、ウェブ氏の復調装置で
は、計算された比のアークタンジェントを決定するため
のルック・アップ手順に更に別のROMを使用することが
必要とされる。

アークタンジェント表だけでは、実際の角度を識別でき
ず、45゜の範囲内の角度しか識別できないので、その角
度が存在する特定のオクタントを計算し、これによって
最終的に変調角を決定するためには、更に別の回路が要
求される。

然し乍ら、これだけでは変調周波数を得ることができな
い。従って、当該信号が周波数変調されている場合、公
知技術では、変調周波数を決定するために微分装置を設
けることが必要とされる。よく知られているように、微
分装置は、過渡的なノイズ信号により著しいエラーを受
け易い。

デッカ（Dekker）氏等の米国特許第4,317,210号にも、
同様に、アークタンジェント計算器及び微分装置を必要
とするような復調装置が開示されている。

以上のことから、周波数復調に対する公知の解決策は、
低速で、扱いにくく、エラーを受け易く、複雑な除算回
路を使用しなければならないと共に、変調周波数を得る
ためにはルック・アップテーブル技術及び微分プロセス
を組み込む必要がある。

ロッシャ（Losher）氏の米国特許第3,045,180号に開示
されたようなアナログ式の復調装置も公知である。ロッ
シャ氏の特許では、同相と直角位相の信号サンプルが得
られ、直角座標から極座標への変換が必要とされる。然
し乍ら、このような復調装置では、成分の裕度変化や温
度ドリフトの問題等を受け易いことから精度の低下を招
く。

従って、除算及びアークタンジェントの計算を排除し、
アークタンジェントを決定するためのテーブル・ルック
アップ手順の必要性をなくし、変調角及び直角位相を直
接指示するような出力を発生し、且つ、微分の必要なく
変調周波数を決定するような効果的なデジタル位相復調
装置が要望されることが明らかである。

問題点を解決するための手段 本発明の目的は、上記した公知の欠点を解消するような
改良されたデジタル式の位相及び周波数復調装置を提供
することである。

この目的及び他の目的によれば、本発明の１つの特徴
は、位相変調又は周波数変調された受信信号をサンプリ
ングして、そのサンプルを供給するサンプリング手段
と、上記受信信号のサンプルを受け取り、受信した変調
信号の変調位相角についての第１推定値を表わす信号を
発生するデジタル回路推定手段と、このデジタル回路推
定手段が、サンプル差を決定しそしてこの差とサンプル
の積を加算及び減算することによって、上記受信信号の
変調位相角の第１推定値を表わす上記信号を発生できる
ように、上記サンプリング手段に対して実質的に一定の
入力振幅を維持する手段とを備えたデジタル復調装置を
提供することである。

サンプリング回路への入力信号を実質的に一定に維持す
る上記手段は、AGC（自動利得制御）回路を備えてい
る。このAGC回路は、上記受信信号に対して動作して上
記サンプリング回路にこれを与える前にその利得を制御
する利得制御増幅器を備えている。上記受信信号の振幅
は、上記サンプルから再構成され、この再構成された信
号は、基準値と比較され、その偏差信号が発生される。
上記再構成された信号と基準値との差を減少するように
上記増幅器の利得を制御する制御回路が使用される。

更に、本装置は、より詳細には、直角位相サンプリング
装置を含む復調装置であり、デジタル推定回路は、更
に、同相又は直角位相サンプルの一方を他方のサンプル
差で乗算したクロス乗積を得るように作動する。

サンプリング回路への入力信号の変化によって生じたエ
ラーを修正するように振幅エラー修正が与えられ、更
に、第１次の近似エラーによる出力のエラーを修正する
ようにプロセス修正が与えられる。推定値を得ると共
に、これを振幅及び近似エラーに対して修正するため
に、サンプル及び種々の信号の特定の和、差及び積を得
る回路が設けられる。得られた推定値は、変調周波数を
識別し、推定値の積分によって変調角が得られるのが好
ましい。

本発明の別の特徴によれば、上記プロセス修正手段が、 次式に基づいて係数pcを計算する係数計算手段と、 pc＝DI_kI_k-1＋DQ_kQ_k-1 種々のサンプル時間ｋにおける入力信号を表わす振幅値
Akを一定の基準Aoと比較し、次式で表わされるサンプル
時間ｋにおけるエラー信号を発生する振幅比較手段と、 ε_ｋ＝A_k-1 ²−A_o ² 次式で表わされるプロセス修正項ｐを計算するための修
正係数手段と、 ｐ＝［１−（１ε_kA_o ²）×pc×2/A_o ²］ 上記計算手段の第１推定出力fkにｐを乗算し、上記第１
推定値の第１次のエラーを補償するための乗算手段とを
備えたようなデジタル復調装置が提供される。

本発明の上記及び他の目的、特徴並びに効果は、添付図
面を参照した本発明の最良の態様の詳細の説明から明ら
かとなろう。

実施例 第１図には、典型的な公知の位相及び周波数復調装置が
示されている。特に、入力信号ｓ（ｔ）の変調周波数ｆ
（ｔ）を表わす出力信号を発生するために、公知の復調
装置は、サンプル装置10を用いている。このサンプル装
置は、入ってくる信号ｓ（ｔ）をその入力において受け
取り、一連の出力サンプルsk（ｔ）を除算位相推定装置
12へ供給する。

この位相推定装置は、入力信号ｓ（ｔ）の変調位相角の
タンジェントを表わす信号のアークタンジェントを導出
するように働く。タンジェントは、入力信号のサイン及
びコサイン成分を表わす２つの信号の比として得られる
ので、公知の位相推定装置は、除算回路を用いて除算プ
ロセスを実行しなければならない。変調位相角のタンジ
ェントを表わす比が得られると、公知の復調装置では、
更に、テーブル・ルックアップ手順を実施することが要
求される。最後に、変調周波数を得るために、位相推定
結果を微分装置14において微分することが要求される。

本発明による周波数又は位相復調装置が第２図に一般的
に示されており、これは、公知技術の欠陥が解消された
ことが明らかである。第２図に示すように、本発明の装
置は、入力ライン22を経て入力信号ｓ（ｔ）を受信し、
この信号は、利得制御増幅器24へ送られる。これによっ
て得られる利得制御された信号ｇ（ｔ）は、直角位相サ
ンプリング装置26へ供給される。この直角位相サンプリ
ング装置は、以下で詳細に述べるように、利得制御され
た信号ｇ（ｔ）の同相及び直角位相成分Ik及びQkを表わ
す一連の出力を発生する。これら一連の信号は、変調周
波数推定装置28へ入力され、この装置は、本発明によれ
ば、テーブル・ルックアップも除算手順も実行する必要
がない。

むしろ、本発明の周波数推定装置は、乗算及び加算又は
減算を必要とするだけであり、安価で信頼性の高い高速
の部品を使用することができる。便利なことに、周波数
推定装置28の出力は、その出力を更に微分する必要なく
変調周波数を直接指示する。以下の説明から明らかとな
るように、周波数推定装置28は、入力信号の変調振幅及
び位相角を表わす出力も発生する。

更に、周波数推定装置は、信号ｇ（ｔ）の振幅の固定値
からの偏差を表わす出力信号をライン29を経て利得制御
増幅器24へ発生する。この信号は、AGC（自動利得制
御）ループにおいて使用され、信号ｇ（ｔ）の振幅を実
質的に一定値に維持するように増幅器24の利得を制御す
る。

本発明による第２図の構成の主たる部品が第３図及び第
４図に詳細に示されており、第３図及び第４図には、各
々、直角位相サンプリング装置及び周波数推定装置が示
されている。

直角位相サンプリング回路は、種々の形式のものが知ら
れており、本発明では、これらを使用することができ
る。第３図の構成から明らかなように、入力信号ｇ
（ｔ）は、増幅器32を通り、アナログ／デジタルサンプ
リングコンバータ34の入力へ送られ、このコンバータ
は、ナイキスト（Nyquist）サンプリング率より高い率
で信号をサンプリングし、この信号をデジタルワードgk
に定量化する。デジタル周波数推定装置28によって処理
されるのは、これらのデジタルワードである。デジタル
信号gkは、デジタル乗算器36a及び36bによって各々同相
成分及び直角位相成分に変換される。これらの乗算器
は、各々、周波数wrの基準信号のサイン及びコサイン成
分を用いて、この基準信号のサンプルで、サンプリング
されたデータを乗算する。このようなサンプリング技術
は、例えば、1966年、ニューヨークのマグローヒルブッ
クカンパニー（McGraw Hill Book Company）で出版され
たビテラビ（Viterbi）の「コヒレント通信の原理（Pri
nciples of Coherent Communication）」に説明されて
いる。

時間と共に変化する振幅ａ（ｔ）及び時間と共に変化す
る位相角０（ｔ）で変調されたキャリア周波数wcを表わ
す入力信号ｇ（ｔ）は、次式で書き表わされる。

ｇ（ｔ）＝ａ（ｔ）cos［wct＋（ｔ）］ 但し、０（ｔ）＝ｆ（ｔ）dtである。

信号ｇ（ｔ）が時間tk＝kTにサンプリングされる場合に
は（ｋ＝０、１、・・ｋ、・・）、次のような一連の信
号サンプルが得られる。

ｇ（ｋ）＝ａ（ｋ）cos［wckT＋0k］ （１） この式１で表わされた一連のシーケンスは、第３図の乗
算器36a及び36bに入力として与えられる。乗算器によっ
て行なわれる乗算によって得られる同相及び直角位相成
分は、各々、 I_k＝（1/2）ａ（ｋ）cos［ΔwkΔＴ＋θｋ］ （２） Q_k＝（1/2）ａ（ｋ）sin［ΔwkΔＴ＋θｋ］ （３） と、和の周波数wc＋wrにおける追加項となる。

式２及び３において、項ｗは、差wc−wrを表わしてい
る。

これより高い和の周波数における追加項は、デジタルロ
ーパスフィルタ38a及び38bによって除去され、フィルタ
の出力信号Ik及びQkは、式２及び３によって正確に表わ
される。

式２及び３のアーギュメントの瞬時位相は、 Q_k＋ｋΔｗΔＴ＝tan^-1（Q_k/I_k） （４） であることが明らかであり、周波数は、次式によって推
定される。

f_k＝（Q_k−Q_k-1）／ΔＴ （５） 数学的に簡単化するため、Ｔ＝１を用いるが、いかなる
値を用いてもよい。従って、式５及び式４から、次のよ
うになる。

f_k＝tan^-1［（Q_k/I_k）−tan^-1［（Q_k-1/I_k-1）−Δｗ
（６） 基準キャリア周波数が入ってくるキャリア周波数に厳密
に同調されてｗ＝０であると仮定すれば、数学的な恒等
式６を用いると、次のようになる。

ｆ＝tan^-1［（Q_kI_k-1−I_kQ_k-1）／（I_kI_k-1＋Q
_kQ_k-1）］ （７） 更に操作を行ない、同相及び直角位相成分が表わされる
第ｋ番目のサンプルｇ（ｋ）の振幅ａ（ｋ）に関連して
いることを確認すると、 I_k-1 ²＋Q_k-1 ²＝（A_k-1）²/2 （８） 第ｋ番目のサンプルに対し変調周波数が次のように表わ
される。

但し、DQ_k＝Q_k−Q_k-1及びDI_k＝I_k−I_k-1は、１つのサン
プル周期にわたる同相及び直角位相サンプルの変化を表
わすサンプル差である。

アーギュメントの値が小さい場合には、アークタンジェ
ント関数は、本質的にそのアーギュメントに等しい。従
って、アーギュメントが小さい場合には、アークタンジ
ェント関数ではなくアーギュメント字体にfkを関連させ
ることによって、式９に対して非常に良好な近似を得る
ことができる。直角位相サンプリング装置への入力信号
の振幅を実質的に一定に維持することにより、式９の分
子のファクタであるサンプル偏差は、分母のファクタで
ある信号の振幅A_k-1 ²よりも著しく小さくなることに注
意されたい。従って、アーギュメントの値が充分小さい
場合には、式９は、次のようになる。

直角位相サンプリング装置に入る信号の振幅を実質的に
一定に保つことにより、サンプルの差が信号振幅に対し
て非常に小さくされ、式10の分母ファクタの第２項が１
と比べたときに非常に小さくなる。

ファクタ（１＋ｘ）を含む分母の数学的な整級数は、次
のように表わされる。

（１＋ｘ）^-1１−ｘ （11） 但し、これはｘの値が１に比べて充分小さい場合であ
る。従って、信号振幅を実質的に一定に保つことによ
り、式11を拡張したものを式10の分母に次のように適用
することができる。

一定値からの信号振幅の偏差の尺度として、次のように
項を定める。

ε_ｋ＝A_k-1 ²−A_o ² （13） 但し、Aoは、或る固定の基準値である。式13に基づいて
周波数推定装置28で発生された偏差信号は、本発明で
は、AGC回路を制御するのに使用されて、サンプリング
装置への入力信号を実質的に一定に維持し、ひいては、
ここに記載する簡単な近似を使用できるようにする。

以上の説明から、周波数推定装置への入力レベルを実質
的に一定に維持することにより、式10は、次のようにな
る。

更に、一定振幅Ao²に対して偏差信号の値が小さい場合
には、式14の２つのファクタの各々を式11の助けによっ
て簡単化することができ、従って、定数をＣとすれば、 f_k＝Ｃ（DQ_kI_k-1−DI_kQ_k-1）（１−ε_k/A_o ²）［１ −Ｃ（DI_kI_k-1＋DQ_kQ_k-1）（１−ε_k/A_o ²）］ （15） 式15の結果から、第ｋ番目のサンプルに対する変調周波
数の推定値が与えられ、これは、適当な制約のもとで、
除算やテーブルルック・アップ手順を必要とせずに、簡
単な和、差及び積によって得ることができる。これらの
制約は、サンプリング装置26への入力信号を比較的一定
のレベルに維持することによって合致され、これは、前
記したAGC回路又は他の適当な手段によって行なうこと
ができる。更に、変調周波数を表わす直接的な出力が与
えられるので、計算された変調角を微分する必要なく、
式15の結果を特に周波数変調及び復調システムに適用す
ることができる。

式15の種々の項から明らかなように、この式の最初の行
の第１ファクタは、式９の最初に記載されたものであ
り、これは、変調周波数を近似するのに使用される重要
なファクタである。従って、本発明によれば、同相サン
プル及び直角位相サンプルの差のクロス乗積と、直角位
相サンプル及び同相サンプルの差との相違によって、変
調周波数の予備推定値が与えられる。

サンプルの差がゼロに接近する場合には、式９の分母が
一定値（式15のＣで表わされた）近づき、これは無視す
ることができる。然し乍ら、信号振幅が一定でない場合
には、式12で得られるファクタ（式12の分母を表わし、
式９の分母も表わす）が、本発明の近似プロセスで得ら
れた予備推定値に生じる第１次エラーを修正する。この
「プロセス補償」ファクタは、式15の第２行に含まれ、
サンプルの差の積の和及びそれに対応するサンプルとし
て得られる。

更に、式14から明らかなように、サンプリング装置への
入力振幅が実際に一定であり且つ基準値Ao²に等しい場
合には、分母の項が或る範囲内で無視できる。入力振幅
は変化するが、基準値に非常に近く維持される場合に
は、式14の両方の成分の分母に共通したファクタによっ
て表わされた一定振幅からの偏差が小さいものとなる。
従って、式13の助けにより、これらのファクタは、式15
の乗算係数（１−ε_k/A_o ²）によって置き換えられ、入
力振幅の変化が補償される。

第４図を説明すれば、本発明の構造体の動作は、本発明
について既に導き出した数学的な基礎に対応することが
理解されよう。デジタル周波数推定装置28は、前記した
ように、直角位相サンプリング装置26から同相及び直角
位相サンプルを受け取り、周波数の予備推定値を表わす
適当なクロス乗積と、プロセス補償項を表わす対応する
積とを与える。乗算器／加算器40は、サンプルの差及び
遅延サンプルを表わす入力信号を受信した後に適当な積
を与える。

サンプルの差をとる一対の回路42a及び42bは、各々、サ
ンプリング装置26によって与えられた同相及び直角位相
サンプルを受け取る。この差をとる回路は、第５図に詳
細に示し、以下に説明する。周波数推定装置の説明とし
ては、各回路が、これに送られたサンプルのサンプル差
を表わす出力信号を発生すると共に、遅延されたサンプ
ル出力も発生し、種々の積及びクロク乗積を形成するに
必要な値DI_k、DQ_k、I_k-1、Q_k-1が乗算器／加算器40に得
られるようにすることを述べれば充分であろう。

乗算器／加算器40は、式15に基づいて定数Ｃが乗算され
たクロス乗積の差を表わす出力信号の形態の予備周波数
推定値を補償回路44に与える。補償回路は、式15に示さ
れた種々の乗算を実行し、前記したようにプロセスの近
似及び振幅の変化を修正する。

前記した２つの補償プロセスが乗算に含まれるので、い
ずれかの順序で補償を行なうことができる。即ち、予備
推定値は、最初に、プロセス近似に対して補償され、次
いで、振幅変化に対して補償されるようにしてもよい
し、これとは逆の順序で補償されてもよい。実際には、
適当な条件のもとでは、一方又は両方の補償を回路機能
から除外することができる。従って、振幅変化が実際に
無視できる状態では、振幅偏差の補償を除外することが
できる。変調周波数を著しく正確に知る必要がなかった
り、レンジが充分広く指示できるような状態では、プロ
セスの補償を除外できると共に、おそらく振幅偏差の補
償も除外できる。

然し乍ら、好ましい実施例では、補償回路44は、前記し
たように、振幅補償及びプロセス補償の両方を与える。
第４図において、補償回路は、第１次のプロセス補償装
置44aと、振幅補償装置44bとを備えている。プロセス補
償装置44aは、変調周波数の予備推定値を表わす信号を
入力に受け取る。更に、式12に示された積の信号及び式
15のプロセス補償ファクタの第２項に示された積の信号
は、乗算器／加算器40によって補償装置へ与えられる。
更に、振幅補償ファクタと実質的に同じファクタが式15
のプロセス補償ファクタの一部分となることが明らかで
ある。従って、振幅補償ファクタを表わす信号ｈ（ｋ）
は、プロセス補償装置44aの入力ともなる。

第１次のエラーを除去するために近似プロセスに対して
補償された補償装置44aの出力信号は、振幅補償装置44b
に送られ、振幅補償係数ｈ（ｋ）が乗算される。

従って、振幅補償装置44bの出力は、入力信号の第ｋ番
目のサンプルの変調周波数を表わす。

振幅補償信号ｈ（ｋ）を発生するために、偏差信号εｋ
は、Ao^-2に対応する定数で除算しそして１から減算する
ことが必要である。演算回路46は、利得制御回路48によ
ってそれ自身得られる偏差信号に対して特定の機能を果
たす。

式13によれば、偏差信号は、定数の基準値と、（ｋ−
１）番目のサンプルの振幅の平方値との差として得られ
ることを想起されたい。利得制御装置48、（ｋ−１）番
目の同相及び直角位相サンプルの平方値を得るための平
方回路と、ここからA_k-1 ²に比例する信号を得るための
加算器と、式13に基づいて出力を発生するための差をと
る回路とを備えている。従って、制御装置は、偏差信号
を演算回路46に与える。然し乍ら、更に、本発明では、
振幅偏差に基づいた制御信号をAGC制御の利得増幅器に
与えて、サンプリング装置26への入力ｇ（ｔ）を実質的
に一定に維持することが第２図から想起されよう。

制御を簡単にするために、制御利得増幅器は、アナログ
装置であって、アナログ制御信号に応答するのが好まし
い。従って、制御装置48は、偏差信号に対しデジタル／
アナログ変換を行なうと共に、変換された信号の平滑化
も行なう。

第５図ないし第11図には、第４図の種々の素子が詳細に
示されている。特に、第５図を説明すれば、サンプルの
差をとる回路42a、42bは、増幅器52と、演算子Z^-1で示
された１つのサンプル時間遅起回路54とで各々構成され
て示されている。各々の差をとる回路については、現在
サンプルP_kと、その前のサンプルP_k-1,DP_kとの差が増幅
器52によって得られる。但し、Ｐは、サンプリングされ
た信号のＩ又はＱのいずれかの成分を表わす。第４図の
構造によれば、遅延されたサンプルは、差をとる回路の
出力としても与えられ、乗算器／加算器40に使用される
と共に、第７図から明らかなように利得制御器にも使用
される。

第６図は、乗算器／加算器40を詳細に示している。第４
図について述べたように、乗算器／加算器40は、サンプ
ル時間ｋのサンプル差と、時間ｋ−１の直角位相サンプ
ルとの両方を受け取るように示されている。一対の乗算
器60a及び60bは、同相及び直角位相サンプルの一方と、
その他方のサンプル差とのクロス乗積を与える。第２対
の乗算器62a及び62bは、各成分と、それに対応するサン
プル差とのクロス乗積を与える。

乗算器60aの出力は、差動増幅器64の反転端子へ入力さ
れ、乗算器60bの出力は、増幅器64の比反転端子へ入力
される。従って、増幅器64は、式15の第１ファクタから
求められたクロス乗積の差に対応する出力を発生する。
入力定数Ｃは、式15の定数係数に対応する増幅器64の出
力と共に乗算器66へ送られる。従って、乗算器66は、サ
ンプリングされた信号の変調周波数の予備推定値を出力
する。

乗算器62a、62bの出力は、式15の第２のファクタ、即
ち、プロセス補償項から求められる積を形成する。第４
図に示すように、これらの積は、プロセス補償装置44a
に送られる。

第７図は、第４図の利得制御装置48を示しており、これ
は、サンプルの差をとる回路42a及び42bによって出力さ
れた遅延された同相及び直角位相サンプルを入力として
受け取る。一対の平行回路70a、70bは、両方の入力端子
で入力を受け取るように接続された乗算器であり、入力
の平方値に対応する出力信号を発生する。加算増幅器72
は、乗算器70a、70bの２つの出力をその入力で受け、そ
の前のサンプル時間における入力信号の振幅の平方値で
あるAk²を表わす信号を出力する。この信号は、式13に
基づき、差動増幅器74において基準振幅と比較され、偏
差信号が発生される。この信号は、演算回路46に送られ
ると共に、利得制御ループの制御利得増幅器24に送ら
れ、増幅器24の出力ができるだけ一定に近い状態に維持
される。

この点については、多少の減衰は生じるが、増幅器24の
出力の変化がその入力の振幅変化に追従することを理解
されたい。従って、加算増幅器72の出力信号は、その前
のサンプルにおける入力信号の振幅の平方値を表わし、
実際には、入力信号の振幅復調を与える。従って、この
信号は、振幅、位相及び周波数を復調するシステムの出
力として第７図に示されている。

前記したように、増幅器74によって出力された偏差信号
は、アナログ信号に変換されてから利得制御増幅器24へ
送られる。このため、増幅器74の出力には、デジタル／
アナログコンバータ76が接続される。ローパスフィルタ
78は、コンバータ76のアナログ信号を平滑化し、高次野
変換成分及び他のノイズを除去する。フィルタ78の出力
は、増幅器24の制御信号として送られ、直角位相サンプ
リング装置26への入力信号をできるだけ一定に近い状態
に維持するために利得制御ループを閉じる。

第８図には、第４図について述べた演算回路46が示され
ている。この回路46は、利得制御装置48によって出力さ
れた偏差信号を受信し、この偏差信号を振幅補償信号に
変換するために乗算器82及び差動増幅器84を備えてい
る。特に、Ao^-2に対応する定数が乗算器84に入力される
ことによって形成される積は、１からこれを引いた時
に、振幅補償信号ｈ（ｋ）となる。前記したように、こ
の信号は、両方の補償回路44a及び44bに送られる。

第９図は、プロセス補償装置44aを示し、第10図は、振
幅補償装置44bを示している。前記したように、乗算器
／加算器40によって形成された積の信号の和に、振幅補
償信号および定数を乗算し、次いで、その積を１から減
算することにより、式15のプロセス補償ファクタが得ら
れる。第９図の回路は、これらの機能を簡単に実行す
る。加算増幅器90は、乗算器／加算器40から積の入力信
号を受け取る。その和は、乗算器92において振幅補償係
数で乗算され、更に、その積が別の乗算器94において乗
算定数で乗算される。

減算増幅器96は、乗算器94の出力を１から減算し、プロ
セス補償ファクタをその出力に発生する。最終的な乗算
器98は、乗算器／加算器40によりクロス乗積の差として
与えられた変調周波数の予備推定値に、増幅器96により
出力された信号で表わされたプロセス補償ファクタを乗
算するのに用いられる。従って、乗算器98の出力は、変
調周波数のプロセス修正された推定値を表わし、これ
は、第１次の近似サンプルが修正されている。

第10図は、乗算器100より成る振幅補償回路を示し、こ
の乗算器の一方の入力は、第９図の補償装置44aのプロ
セス補償された出力を受けそしてその他方の入力は、第
８図の演算回路46の出力に発生される振幅補償ファクタ
を受ける。従って、乗算器100の出力は、入力信号の変
調周波数のプロセス及び振幅補償された推定値を発生す
る。

前記で述べたと共に、補償回路実施するために使用され
る回路について考えることから明らかなように、予備推
定値は、先ず、乗算器100に送られ、その出力は、乗算
器98に入力される。乗算は可換なものであるから、結果
の信号は、いずれの接続においても変調周波数の適切な
推定値を表わす。

更に、変調位相角の推定値を得ることが所望される場合
には、第11図のデジタル積分回路が作用される。ここに
示す回路によれば、補償され修正された周波数推定値が
加算増幅器112の一方の入力に送られる。増幅器112は、
その出力信号が１サンプル時間遅延回路114に通された
後にその他方の入力にフィードバックされるように接続
される。このような回路は、公知であり、何等複雑さは
要求されない。116及び118で示された一対の平滑ローパ
スフィルタは、位相及び周波数推定値を更に平滑してか
ら出力するようにする。

本発明の解説のための実施例として特定のハードウェア
回路について説明したが、他の回路を用いた場合にも本
発明の目的及び特徴を実施できることを理解されたい。
特に、好ましい実施例の種々の回路によって実施された
本発明の方法をプログラム式のコンピュータで実行する
ことができると共に、このようなプログラム式のコンピ
ュータは、本発明の特許請求の範囲内に包含されるもの
である。

かくて、デジタル部品を使用し、除算段階も除算回路も
なく、且つ同様に、三角測定用のルック・アップテーブ
ルを記憶する必要もなく、変調信号の位相、周波数及び
振幅を効果的に復調する方法及び装置が開示された。本
発明によれば、これらの効果は、サンプリング回路への
入力振幅を実質的に一定に維持する利得制御回路を使用
することによって達成される。

上記の説明は、本発明の好ましい実施例を示すもので、
本発明をこれに限定するものではない。種々の変更、修
正及び等効物が当業者に明らかであろうが、これらは、
全て、本発明の特許請求の範囲内に網羅されるものとす
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知の位相復調装置を示す図、 第２図は、本発明の原理によって構成された周波数復調
装置を示す図、 第３図は、第２図の実施例に用いられる直角位相サンプ
リング装置を示す図、 第４図は、第２図の実施例に用いられる本発明の周波数
推定装置を示す図、 第５図は、第４図の周波数推定装置に用いられるサンプ
ルの差をとる回路を示す図、 第６図は、第４図の周波数推定装置に用いられる乗算器
／加算器を示す図、 第７図は、第４図の周波数推定装置に用いられる利得制
御装置を示す図、 第８図は、第４図の周波数推定装置に用いられる演算回
路を示す図、 第９図は、第４図の周波数推定装置に用いられるプロセ
ス補償装置を示す図、 第10図は、第４図の周波数推定装置に用いられる振幅補
償装置を示す図、そして 第11図は、第４図の周波数推定装置に用いられて入力信
号の位相を復調する積分回路を示す図である。 10……サンプリング装置 12……除算位相推定装置 14……微分装置 22……入力ライン 24……制御利得増幅器 26……直角位相サンプリング装置 28……変調周波数推定装置 32……増幅器 34……アナログ／デジタルコンバータ 36……デジタル乗算器

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】乗算、加算および減算だけを利用するデジ
   タル変調装置において、 位相変調又は周波数変調された受信信号をサンプリング
   して、そのサンプルを供給するサンプリング手段と、 上記受信信号のサンプルを受け取り、受信した変調信号
   の変調位相角についての第１推定値を表わす信号を発生
   するデジタル回路推定手段と、 前記サンプリング手段に対して実質的に一定の入力振幅
   を維持する手段とを備え、 前記デジタル回路推定手段は、サンプルの差を決定して
   この差と上記サンプルの積を加算および減算することに
   よってのみ上記受信信号の変調位相角の第１推定値を表
   わす上記信号を発生するような、デジタル乗算、加算お
   よび減算回路を有することを特徴とするデジタル復調装
   置。
2. 【請求項２】実質的に一定の入力振幅を維持する上記手
   段は、フィードバックループに接続された利得制御回路
   を備え、この回路は、 上記受信信号に対して動作し、その利得制御したものを
   上記サンプリング手段に与える利得制御手段と、 上記サンプルから上記受信信号の振幅を再構成する手段
   と、 この再構成された信号を基準値と比較し、その差を表わ
   す偏差信号を発生する手段と、そして 上記再構成された信号と基準値との差を減少とするよう
   に上記利得制御手段の利得を制御する制御手段とを含む
   特許請求の範囲第（１）項に記載のデジタル復調装置。
3. 【請求項３】上記サンプリング手段は、受信した変調信
   号をサンプリングして、その同相及び直角位相サンプル
   を発生する直角位相サンプリング手段を備え、上記の推
   定手段は、更に、同相サンプルと直角位相サンプルのサ
   ンプル差を決定して同相及び直角位相サンプルの一方を
   他方のサンプル差でクロス乗算するように作動する特許
   請求の範囲第（１）項に記載のデジタル復調装置。
4. 【請求項４】上記デジタル回路位相推定手段は、同相サ
   ンプルと直角位相サンプルの上記サンプル差を得るため
   の第１手段と、これらサンプルの上記一方をその他方の
   サンプル差で乗算してそのクロス乗積を得るためのクロ
   ス乗算手段とを備えた特許請求の範囲第（３）項に記載
   のデジタル復調装置。
5. 【請求項５】上記クロス乗算手段に接続され、上記クロ
   ス乗積間の差を表わす出力信号を発生する差の手段を更
   に備えた特許請求の範囲第（４）項に記載のデジタル復
   調装置。
6. 【請求項６】上記直角位相サンプリング手段への入力の
   振幅の変化によって生じた変調角の第１推定値を表わす
   信号のエラーを修正するための振幅エラー修正手段を更
   に備えた特許請求の範囲第（４）項に記載のデジタル復
   調装置。
7. 【請求項７】第１次の近似エラーによって生じた変調角
   の第１推定値を表わす信号のエラーを修正するためのプ
   ロセス修正手段を更に備えた特許請求の範囲第（４）項
   に記載のデジタル復調装置。
8. 【請求項８】上記直角位相サンプリング手段は、サンプ
   リング間隔をＴとすれば、時間ｔ＝Ｔ、2T、……kTにお
   ける上記受信した変調信号を表わす同相及び直角位相成
   分の一連のサンプルI1、I2、……Ik及びQ1、Q2、……Qk
   を形成する手段を備え、上記デジタル回路推定手段は、
   上記一連のサンプルを受け取って、第１の推定値を表わ
   す上記信号を、上記のサンプルに基づく値fkを有する出
   力として発生する計算手段を備え、但し、 f_k＝Ｃ［DQ_kI_k-1−DI_kQ_k-1］ DQ_k＝Q_k−Q_k-1 DI_k＝I_k−I_k-1 でありそしてＣは定数である特許請求の範囲第（３）項
   に記載のデジタル復調装置。
9. 【請求項９】種々のサンプル時間ｋにおける入力信号の
   振幅値Akを一定の基準Aoと比較し、次式で表わされるサ
   ンプル時間ｋにおけるエラー信号を発生する振幅エラー
   修正手段と、 ε_ｋ＝A_k-1 ²−A_o ² 上記計算手段の出力を次式で乗算する手段とを更に備
   え、 １−ε_k/A_o ² これにより、入力信号の振幅変化によって生じる第１推
   定値を表わす信号のエラーを補償するようにした特許請
   求の範囲第（８）項に記載のデジタル復調装置。
10. 【請求項１０】第１次の近似エラーによって生じた第１
    推定値を表わす信号のエラーを修正するためのプロセス
    修正手段を更に備えた特許請求の範囲第（８）項に記載
    のデジタル復調装置。
11. 【請求項１１】上記プロセス修正手段は、 次式に基づいて係数pcを計算するための係数計算手段
    と、 pc＝DI_kI_k-1＋DQ_kQ_k-1 種々のサンプル時間ｋにおける入力信号を表わす振幅値
    Akを一定の基準Aoと比較し、次式で表わされるサンプル
    時間ｋにおけるエラー信号を発生する振幅比較手段と、 ε_ｋ＝A_k-1 ²−A₀ ² 次式で表わされるプロセス修正項ｐを計算するための修
    正係数手段と、 ｐ＝［１−（１−ε_kA_o ²）×pc×2/A_o ²］ 上記計算手段の第１推定出力fkにｐを乗算し、上記第１
    推定値の第１次のエラーを補償するための乗算手段とを
    備えた特許請求の範囲第（10）項に記載のデジタル復調
    装置。
12. 【請求項１２】上記第１推定手段は、入力信号の変調周
    波数の第１推定値を形成する手段を備えている特許請求
    の範囲第（３）項に記載のデジタル復調装置。
13. 【請求項１３】変調角推定値を形成する変調角推定手段
    を更に備え、この手段は、上記計算手段の出力を積分す
    る手段を含み、修正されたときに、変調角の推定値が得
    られるようにする特許請求の範囲第（12）項に記載のデ
    ジタル復調装置。
14. 【請求項１４】周波数変調された信号の位相を復調する
    方法において、 a.時間T1、T2、・・・Tkにおける変調信号の同相成分及
    び直角位相成分の一連のサンプルI1、I2、・・・Ik及び
    Q1、Q2、・・・Qkをサンプリングし、 b.次式によって定められた同相及び直角位相成分のサン
    プル差DIk及びDQkを得、 DI_k＝I_k−I_k-1、DQ_k＝Q_k−Q_K-1 c.サンプル及びサンプル差のクロス乗積 I_k-1DQ_k及びQ_k-1DI_kを得、そして d.上記変調信号の変調周波数の第１推定値を上記クロス
    乗積同士の差から測定したものとして得ることを特徴と
    する方法。
15. 【請求項１５】上記段階ａにおいてサンプリングされた
    信号の振幅を実質的に一定に維持する特許請求の範囲第
    （14）項に記載の変調信号を復調する方法。
16. 【請求項１６】上記段階ａにおいてサンプリングされた
    信号の振幅変化に対し上記第１推定値を修正する特許請
    求の範囲第（15）項に記載の変調信号を復調する方法。
17. 【請求項１７】上記段階ｄにおいて発生された第１次の
    近似エラーを修正する更に別の段階を備えた特許請求の
    範囲第（14）項に記載の変調信号を復調する方法。
18. 【請求項１８】上記更に別の段階は、 サンプリングされた信号の基準値からの偏差を決定し、 上記同相及び直角位相成分のサンプルの積の和と、その
    各々のサンプル差とを得、 上記積の和を上記決定された偏差で乗算してプロセス修
    正係数を得、そして 上記第１推定値に上記プロセス修正係数を乗算し、実質
    的に上記第１次の近似エラーのない上記変調信号の変調
    周波数を表わす信号を発生するという段階を備えた特許
    請求の範囲第（17）項に記載の変調信号を復調する方
    法。