JPH0754887B2 - マイクロ波固体増幅器 - Google Patents
マイクロ波固体増幅器Info
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- JPH0754887B2 JPH0754887B2 JP59241726A JP24172684A JPH0754887B2 JP H0754887 B2 JPH0754887 B2 JP H0754887B2 JP 59241726 A JP59241726 A JP 59241726A JP 24172684 A JP24172684 A JP 24172684A JP H0754887 B2 JPH0754887 B2 JP H0754887B2
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- Japan
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- loop
- microwave
- power
- input
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、マイクロ波固体増幅器に関し、特に高周波で
回路損失が少なく、かつ多数個の増幅器の電力合成に好
適な電力合成・分配器を有するマイクロ波固体増幅器に
関するものである。
回路損失が少なく、かつ多数個の増幅器の電力合成に好
適な電力合成・分配器を有するマイクロ波固体増幅器に
関するものである。
従来、電力増幅器としては、基板の上にFET（Field Eff
ect Transistor）を取り付け、複数段を経由させ、最終
パワー段から出力電力を取り出していた。しかし、マイ
クロ波領域では、１個の半導体デバイスから取り出せる
電力には限度があるので、固体高出力増幅器において
は、電力分配・合成器によって出力を加算増大させる方
法が用いられている。その場合、回路損失が比較的小さ
く、大電力に適するものとしては、従来、第５図，第６
図に示すようなラジアルライン空胴共振器電力分配・合
成器が使用されている。（1983 IEEE MTT−S DIGEST,お
よびMICRWAVE JOURNAL 1984,1月参照）第５図は20GHzト
ランジスタ増幅器のブロック図であって、２個ずつのカ
スケード増幅器からなるドライバ列43a〜43dおよび入力
と出力にそれぞれパワー・ディバイダ46とパワー・コン
バイナ48を備えた８個のパワーモジュール47からなる出
力パワー段が接続されている。第５図の増幅器のパワー
ディバイダ（８ウエイ・ラディアル・パワースプリッ
タ）46には、第６図に示すラジアルライン空胴共振器型
電力分配・合成器が使用されている。第６図において、
51はセンタ・ポート、58は周辺ポートであって、それぞ
れコネクタを介してケーブルに接続される。52はTM010
モード空胴共振器、60はTM020モード空胴共振器、53,54
は結合プローブ、55は誘電支持体、56は磁気結合ルー
プ、57は同調ねじ、59はSMAコネクタである。
ect Transistor）を取り付け、複数段を経由させ、最終
パワー段から出力電力を取り出していた。しかし、マイ
クロ波領域では、１個の半導体デバイスから取り出せる
電力には限度があるので、固体高出力増幅器において
は、電力分配・合成器によって出力を加算増大させる方
法が用いられている。その場合、回路損失が比較的小さ
く、大電力に適するものとしては、従来、第５図，第６
図に示すようなラジアルライン空胴共振器電力分配・合
成器が使用されている。（1983 IEEE MTT−S DIGEST,お
よびMICRWAVE JOURNAL 1984,1月参照）第５図は20GHzト
ランジスタ増幅器のブロック図であって、２個ずつのカ
スケード増幅器からなるドライバ列43a〜43dおよび入力
と出力にそれぞれパワー・ディバイダ46とパワー・コン
バイナ48を備えた８個のパワーモジュール47からなる出
力パワー段が接続されている。第５図の増幅器のパワー
ディバイダ（８ウエイ・ラディアル・パワースプリッ
タ）46には、第６図に示すラジアルライン空胴共振器型
電力分配・合成器が使用されている。第６図において、
51はセンタ・ポート、58は周辺ポートであって、それぞ
れコネクタを介してケーブルに接続される。52はTM010
モード空胴共振器、60はTM020モード空胴共振器、53,54
は結合プローブ、55は誘電支持体、56は磁気結合ルー
プ、57は同調ねじ、59はSMAコネクタである。
一般に空胴共振器型は、帯域幅が狭く、せいぜい20GHz
までであるため、第６図では、TM010モード空胴共振器5
2とTM020モード空胴共振器60を結合して複同調により広
帯域化を図っている。TM020モード空胴共振器60は、円
周上に８個設けられている。第７図は、第６図の空胴共
振器型電力分配・合成器46の結合（Coupling）、周波数
（Frequency）の特性図である。第７図において、点線
ＢはTM020の単一共振器の場合、実線ＡはTM010＋TM020
の複合共振器の場合をそれぞれ示している。複合化する
ことにより、帯域は双峰特性となり、広帯域となる。し
かし、複同調によって広帯域化を図ると構造が複雑にな
る。
までであるため、第６図では、TM010モード空胴共振器5
2とTM020モード空胴共振器60を結合して複同調により広
帯域化を図っている。TM020モード空胴共振器60は、円
周上に８個設けられている。第７図は、第６図の空胴共
振器型電力分配・合成器46の結合（Coupling）、周波数
（Frequency）の特性図である。第７図において、点線
ＢはTM020の単一共振器の場合、実線ＡはTM010＋TM020
の複合共振器の場合をそれぞれ示している。複合化する
ことにより、帯域は双峰特性となり、広帯域となる。し
かし、複同調によって広帯域化を図ると構造が複雑にな
る。
また、従来の空胴共振器型電力分配・合成器46は、入出
力端子に同軸コネクタを使用するため、より高い周波数
ではコネクタの物理的寸法によって分配合成の端子数が
制限され、かつコネクタによる電力損失も増加するとい
う欠点がある。すなわち、共振器の構造寸法は、周波数
に逆比例し、高周波になるほど小さくなる。例えば、第
６図の共振器46においても、同調ねじ57の操作できる寸
法は定まっており、センタ・ポート51、周辺ポート58の
大きさも同軸ケーブルの大きさで定まってしまうので、
共振器６の寸法を小さくすると取付け数が制限されてし
まう。
力端子に同軸コネクタを使用するため、より高い周波数
ではコネクタの物理的寸法によって分配合成の端子数が
制限され、かつコネクタによる電力損失も増加するとい
う欠点がある。すなわち、共振器の構造寸法は、周波数
に逆比例し、高周波になるほど小さくなる。例えば、第
６図の共振器46においても、同調ねじ57の操作できる寸
法は定まっており、センタ・ポート51、周辺ポート58の
大きさも同軸ケーブルの大きさで定まってしまうので、
共振器６の寸法を小さくすると取付け数が制限されてし
まう。
本発明の目的は、このような従来の問題を改善し、構造
が簡単で小型化が可能であり、かつ回路損失が小さく広
帯域な電力分配・合成器のマイクロ波固体増幅器を提供
することにある。
が簡単で小型化が可能であり、かつ回路損失が小さく広
帯域な電力分配・合成器のマイクロ波固体増幅器を提供
することにある。
上記目的を達成するため、本発明のマイクロ波固体増幅
器は、複数個のマイクロ波単位増幅器22,22′,23,23′
と、これらの増幅器の出力を増大させるラジアルライン
共振器形電力合成・分配器とを有するマイクロ波固体増
幅器において、空胴共振器11,14の壁面を貫通して設け
られた複数個のスロット26,27と、これがスロットを通
して挿入され、ストリップ線路を形成するマイクロ波IC
基板17と、空胴共振器11,14の空胴部に相当する部分の
裏面導体を取り除き、裏面導体を取り除いた部分28,29
を横切り、空胴共振器11,14の壁面とストリップ線路と
でループ30,31を形成した入力および出力結合手段18,19
と、ループ30,31の先端に設けられたストリップ線路に
よるオープンスタブ32,33とを有し、入力および出力結
合手段18,19を共振器11,14と磁界で結合させることを特
徴としている。
器は、複数個のマイクロ波単位増幅器22,22′,23,23′
と、これらの増幅器の出力を増大させるラジアルライン
共振器形電力合成・分配器とを有するマイクロ波固体増
幅器において、空胴共振器11,14の壁面を貫通して設け
られた複数個のスロット26,27と、これがスロットを通
して挿入され、ストリップ線路を形成するマイクロ波IC
基板17と、空胴共振器11,14の空胴部に相当する部分の
裏面導体を取り除き、裏面導体を取り除いた部分28,29
を横切り、空胴共振器11,14の壁面とストリップ線路と
でループ30,31を形成した入力および出力結合手段18,19
と、ループ30,31の先端に設けられたストリップ線路に
よるオープンスタブ32,33とを有し、入力および出力結
合手段18,19を共振器11,14と磁界で結合させることを特
徴としている。
以下、本発明の一実施例を、図面により説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すマイクロ波固体増幅器
の断面図であり、第２図は同じく上面図である。
の断面図であり、第２図は同じく上面図である。
本実施例のマイクロ波固体増幅器は、複数個の単位増幅
器1,2,‥‥８と、入力用同軸接栓９および結合ポスト10
を有するラジアルライン共振器型の電力分配器11と、出
力導波管12および結合用ポスト13を有するラジアルライ
ン共振器型の電力合成器14とによって構成される。上面
からは、第２図に示すように、出力導波管12と、その下
方の電力合成器14と、７個の単位増幅器１〜4,6〜８の
本体および放熱用ラジエータのみが現われている。
器1,2,‥‥８と、入力用同軸接栓９および結合ポスト10
を有するラジアルライン共振器型の電力分配器11と、出
力導波管12および結合用ポスト13を有するラジアルライ
ン共振器型の電力合成器14とによって構成される。上面
からは、第２図に示すように、出力導波管12と、その下
方の電力合成器14と、７個の単位増幅器１〜4,6〜８の
本体および放熱用ラジエータのみが現われている。
第１図では、第２図に示す単位増幅器１およびその近傍
の断面のみが示されている。
の断面のみが示されている。
本実施例においては、高い周波数に適した電力分配・合
成器を用いる固体増幅器として、複数個の単位増幅器の
各マイクロ波IC（以下MICと記す）基板上に入出力結合
ループ18を設け、これらのループ18と電力分配・合成用
の空胴共振器とを磁界により直接結合させることによっ
て、従来のコネクタに特有な接触抵抗による損失と、端
子数の制限を軽減し、また広帯域化のため、ループのイ
ンダクタンスを最小にして、それを直接リアクタンスに
より消去するのである。
成器を用いる固体増幅器として、複数個の単位増幅器の
各マイクロ波IC（以下MICと記す）基板上に入出力結合
ループ18を設け、これらのループ18と電力分配・合成用
の空胴共振器とを磁界により直接結合させることによっ
て、従来のコネクタに特有な接触抵抗による損失と、端
子数の制限を軽減し、また広帯域化のため、ループのイ
ンダクタンスを最小にして、それを直接リアクタンスに
より消去するのである。
第１図に示すように、単位増幅器１は、放熱用のラジエ
ータ15を有する筐体16内にMIC基板17を収容し、基板17
を延長した部分が入力結合部18および出力結合部19を構
成する。増幅器の回路形式としては、入力信号が分配用
のハイブリッド回路20および無反射終端21により２分割
されて、２系統の増幅器22,22′および23,23′に加えら
れ、これらで増幅された信号が合成用のハイブリッド回
路24および無反射終端25によって合成されるバランス形
増幅器である。これによって、入力端および出力端の反
射が低減される。入力結合部18および出力結合部19は、
電力分配器11および電力合成器14の各ラジアルライン共
振器の内部に、共振器の壁面のスロット26,27を貫通し
て挿入されており、基板17の裏面導体の１部切り欠き部
28,29を横切ってマイクロストリップ線路のループ30,31
が形成されている。そして、ループ30,31の一端は、マ
イクロストリップ線路からなるオープンスタブ32,33に
より短絡またはリアクティブに終端されている。このよ
うな構成により、ループ30,31が、電力分配器11および
電力合成器14のそれぞれのTM010モードラジアルライン
共振器の紙面と重直な磁界に結合する。また、ループ3
0,31の面積は、その入・出力インヒーダンスを決定し、
所定の値、例えば、50Ωになるように決定される。一般
に、ループ30,31の最適面積は、分配数または合成数が
大きいほど小さくなる。結合度を増加するには、ループ
30,31の面積を増加して交叉するマイクロ波磁界による
起電力を大きくすると同時に、電流を阻止するループの
自己インダクタンスを極力小さくする必要がある。ルー
プ30,31の自己インダクタンスを低減するには、ループ
導体の幅を大きくする方法が一般的であるが、これには
限度がある。
ータ15を有する筐体16内にMIC基板17を収容し、基板17
を延長した部分が入力結合部18および出力結合部19を構
成する。増幅器の回路形式としては、入力信号が分配用
のハイブリッド回路20および無反射終端21により２分割
されて、２系統の増幅器22,22′および23,23′に加えら
れ、これらで増幅された信号が合成用のハイブリッド回
路24および無反射終端25によって合成されるバランス形
増幅器である。これによって、入力端および出力端の反
射が低減される。入力結合部18および出力結合部19は、
電力分配器11および電力合成器14の各ラジアルライン共
振器の内部に、共振器の壁面のスロット26,27を貫通し
て挿入されており、基板17の裏面導体の１部切り欠き部
28,29を横切ってマイクロストリップ線路のループ30,31
が形成されている。そして、ループ30,31の一端は、マ
イクロストリップ線路からなるオープンスタブ32,33に
より短絡またはリアクティブに終端されている。このよ
うな構成により、ループ30,31が、電力分配器11および
電力合成器14のそれぞれのTM010モードラジアルライン
共振器の紙面と重直な磁界に結合する。また、ループ3
0,31の面積は、その入・出力インヒーダンスを決定し、
所定の値、例えば、50Ωになるように決定される。一般
に、ループ30,31の最適面積は、分配数または合成数が
大きいほど小さくなる。結合度を増加するには、ループ
30,31の面積を増加して交叉するマイクロ波磁界による
起電力を大きくすると同時に、電流を阻止するループの
自己インダクタンスを極力小さくする必要がある。ルー
プ30,31の自己インダクタンスを低減するには、ループ
導体の幅を大きくする方法が一般的であるが、これには
限度がある。
本発明においては、ループ導体の幅を大きくせずに、ル
ープ30,31の一端に形成されたオープンスタブ32,33の容
量性リアクタンスによりループ30,31の自己インダクタ
ンスを相殺するのである。すなわち、ループ30,31の自
己インダクタンスとオープンスタブ32,33の容量性リア
クタンスとからなる直列共振回路を、目的の周波数で直
列共振がとられるように調整することによって、結合度
低下の不都合をなくしている。
ープ30,31の一端に形成されたオープンスタブ32,33の容
量性リアクタンスによりループ30,31の自己インダクタ
ンスを相殺するのである。すなわち、ループ30,31の自
己インダクタンスとオープンスタブ32,33の容量性リア
クタンスとからなる直列共振回路を、目的の周波数で直
列共振がとられるように調整することによって、結合度
低下の不都合をなくしている。
第１図に示すマイクロ波固体増幅器は、入出力結合部が
MIC基板17の厚さ近くまで偏平化できるので、分配また
は結合数を従来のものに比べて大幅に増加できる。ま
た、MIC基板17上に構成されたループ30,31を、直接共振
器に結合させるので、従来のコネクタを用いる方法に比
べて、安定かつ低損失であり、高周波に適している。
MIC基板17の厚さ近くまで偏平化できるので、分配また
は結合数を従来のものに比べて大幅に増加できる。ま
た、MIC基板17上に構成されたループ30,31を、直接共振
器に結合させるので、従来のコネクタを用いる方法に比
べて、安定かつ低損失であり、高周波に適している。
第３図は、本発明の他の実施例を示す共振器との結合部
の断面図である。
の断面図である。
第３図に示す入力結合部18は、共振器34内の電磁界に露
出した短いループ30と共振器の電磁界から遮蔽されたマ
イクロストリップ線路とよりなる遮蔽ループ部35、およ
び同じく遮蔽されたマイクロストリップ線路によるオー
プンスタブ32によって構成されており、広帯域化を可能
にする。MIC基板の裏面導体切欠き部28は、共振器34の
内壁の形状とほぼ同じ形状で、両者の断面の小さい方の
形状でループとして実効面積が決定される。
出した短いループ30と共振器の電磁界から遮蔽されたマ
イクロストリップ線路とよりなる遮蔽ループ部35、およ
び同じく遮蔽されたマイクロストリップ線路によるオー
プンスタブ32によって構成されており、広帯域化を可能
にする。MIC基板の裏面導体切欠き部28は、共振器34の
内壁の形状とほぼ同じ形状で、両者の断面の小さい方の
形状でループとして実効面積が決定される。
共振器34の内壁に設けられたリング状突起36,37は、遮
蔽ループ35およびオープンスタブ32を共振器内電磁界か
ら遮蔽して、マイクロストリップ線路の裏面導体に生じ
るジュール損失を一層低減したものであるが、これは簡
単化する必要があれば省略しても差し支えない。
蔽ループ35およびオープンスタブ32を共振器内電磁界か
ら遮蔽して、マイクロストリップ線路の裏面導体に生じ
るジュール損失を一層低減したものであるが、これは簡
単化する必要があれば省略しても差し支えない。
第４図は、第１図および第３図の入出力結合回路の動作
を示す等価回路用である。
を示す等価回路用である。
第１図、第３図において、入出力結合部18,19より見た
場合、負荷が接続された共振器の等価回路は、第４図に
示すように並列共振回路L0,R0,C0で表すことができる。
また、遮蔽ループ部35およびマイクロストリップ線路の
オープンスタブ32からなるループは、直列のインダクタ
ンスL1とキャパシタンスC1で表すことができ、L1を最適
値に選ぶと結合部の周波数特性を平坦化することができ
る。なお、Z0は、入出力結合部18,19に接続される線路
の特性インピーダンスである。ループの自己インダクタ
ンスを、直列キャパシタンス同調したときのＡ点から右
を見た回路インピーダンスＺは、共振周波数の近くの角
周波数ωにおいて、次のようになる。
場合、負荷が接続された共振器の等価回路は、第４図に
示すように並列共振回路L0,R0,C0で表すことができる。
また、遮蔽ループ部35およびマイクロストリップ線路の
オープンスタブ32からなるループは、直列のインダクタ
ンスL1とキャパシタンスC1で表すことができ、L1を最適
値に選ぶと結合部の周波数特性を平坦化することができ
る。なお、Z0は、入出力結合部18,19に接続される線路
の特性インピーダンスである。ループの自己インダクタ
ンスを、直列キャパシタンス同調したときのＡ点から右
を見た回路インピーダンスＺは、共振周波数の近くの角
周波数ωにおいて、次のようになる。
Ｚ≒ｊω0L1・２δ＋R0（１−j2δQ0） ≒R0＋ｊ（ω0L1−R0Q0）・２δ …（１） ここで、ω０＝２πf0（f0は共振周波数） 上式（１）から、ω0L1＝R0Q0にしたときＺ＝R0とな
り、結合回路の特性は平坦化されることになる。ω0L1
の値としては、約10Ω程度の比較的小さい値が必要であ
る。
り、結合回路の特性は平坦化されることになる。ω0L1
の値としては、約10Ω程度の比較的小さい値が必要であ
る。
なおインダクタンスL1,キャパシタンスC1は、それぞれ
次式で表わされる。
次式で表わされる。
ここで、μは比透磁率、ｌは線路の長さ、ｂは外周寸
法、ａは断面直径であり、εは誘電率、Ｓは線路の面
積、ｄは高さである。これらの値により、インダクタン
スL1とキャパシタンスC1の値を適切に選択することがで
きる。
法、ａは断面直径であり、εは誘電率、Ｓは線路の面
積、ｄは高さである。これらの値により、インダクタン
スL1とキャパシタンスC1の値を適切に選択することがで
きる。
なお、回路インピーダンスＺを求める上式（１）におい
て、キャパシタンスC1の値が現われないのは、次のよう
に消去されるからである。いま、第４図で、インダクタ
ンスL1とキャパシタンスC1の直列回路のみを考えると、
合成インピーダンスＺは次式で表わされる。
て、キャパシタンスC1の値が現われないのは、次のよう
に消去されるからである。いま、第４図で、インダクタ
ンスL1とキャパシタンスC1の直列回路のみを考えると、
合成インピーダンスＺは次式で表わされる。
したがって、ω＝ω０のときは、Ｚ＝０となる。
次に、本発明のさらに他の実施例として、第３図の構造
でオープンスタブ32を省略した場合を考える。すなわ
ち、第３図において、ループの自己インダクタンスを上
記の値L1またはそれ以下とすれば、オープンスタブ32を
省略して、ループ18の上端を直下の裏面導体に短絡して
簡略化してもよい。つまり自己インダクタンスの値が小
さければ、その値を相殺すべきキャパシタンスの値は大
きくなり、高周波のインピーダンスは短絡に近いため、
特別にオープンスタブ32を設置する必要がなく、短絡で
十分である。この場合、ループ結合部のＱの値は、次式
のQ1で表わされるように、十分小さな値となって、広帯
域特性が得られる。
でオープンスタブ32を省略した場合を考える。すなわ
ち、第３図において、ループの自己インダクタンスを上
記の値L1またはそれ以下とすれば、オープンスタブ32を
省略して、ループ18の上端を直下の裏面導体に短絡して
簡略化してもよい。つまり自己インダクタンスの値が小
さければ、その値を相殺すべきキャパシタンスの値は大
きくなり、高周波のインピーダンスは短絡に近いため、
特別にオープンスタブ32を設置する必要がなく、短絡で
十分である。この場合、ループ結合部のＱの値は、次式
のQ1で表わされるように、十分小さな値となって、広帯
域特性が得られる。
Q1＝ω0L1/Z0 …（５） このように、本実施例の構造においては、ループの自己
インダクタンスを低減させることにより、電力分配・合
成器の特性を基本的に広帯域にすることができ、また自
己インダクタンスの値をループ面積に依存せずに自由に
設計して、特性を平坦化することもできる。また、共振
器内に露出するマイクロストリップ線路長が短いため、
導体損を減少させることができる。
インダクタンスを低減させることにより、電力分配・合
成器の特性を基本的に広帯域にすることができ、また自
己インダクタンスの値をループ面積に依存せずに自由に
設計して、特性を平坦化することもできる。また、共振
器内に露出するマイクロストリップ線路長が短いため、
導体損を減少させることができる。
〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば、入出力部を偏平
な構造にして共振器とMIC増幅器とを直接結合できるよ
うにしたので、マイクロ波・ミリ波帯で従来に比べて合
成数の大きい固体高出力増幅器を実現できる。また、分
配・合成用共振器に挿入するループの自己インダクタン
スを低減できるので、回路損失が小さく、広帯域な特性
を得ることができ、固体増幅器の合成出力を増加でき
る。
な構造にして共振器とMIC増幅器とを直接結合できるよ
うにしたので、マイクロ波・ミリ波帯で従来に比べて合
成数の大きい固体高出力増幅器を実現できる。また、分
配・合成用共振器に挿入するループの自己インダクタン
スを低減できるので、回路損失が小さく、広帯域な特性
を得ることができ、固体増幅器の合成出力を増加でき
る。
第１図は本発明の一実施例を示すマイクロ波固体増幅器
の断面図、第２図は同じく上面図、第３図は本発明の他
の実施例を示す共振器との結合部の断面図、第４図は第
１図および第３図の入出力結合回路の動作を示す等価回
路図、第５図，第６図は従来のラジアルライン空胴共振
器型電力分配・合成器の構成図、第７図は第６図の特性
図である。 1,2,‥‥8:単位増幅器、11:電力分配器、14:電力合成
器、15:ラジェータ、16:筐体、17:MIC基板、18:入力結
合部、19:出力結合部、20,24:ハイブリッド回路、26,2
7:スロット、28,29:裏面導体切り欠き部、30,31:ルー
プ、32,33:オープンスタブ、35:遮蔽ループ部。
の断面図、第２図は同じく上面図、第３図は本発明の他
の実施例を示す共振器との結合部の断面図、第４図は第
１図および第３図の入出力結合回路の動作を示す等価回
路図、第５図，第６図は従来のラジアルライン空胴共振
器型電力分配・合成器の構成図、第７図は第６図の特性
図である。 1,2,‥‥8:単位増幅器、11:電力分配器、14:電力合成
器、15:ラジェータ、16:筐体、17:MIC基板、18:入力結
合部、19:出力結合部、20,24:ハイブリッド回路、26,2
7:スロット、28,29:裏面導体切り欠き部、30,31:ルー
プ、32,33:オープンスタブ、35:遮蔽ループ部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−147011（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−147212（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−55150（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−40702（ＪＰ，Ａ) 実開 昭49−113525（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】複数個のマイクロ波単位増幅器と、該増幅
器の出力を増大させるラジアルライン共振器形電力合成
・分配器とを有するマイクロ波固体増幅器において、空
胴共振器の壁面を貫通して設けられた複数個のスロット
と、該スロットを通して挿入され、ストリップ線路を形
成するマイクロ波IC基板と、上記空胴共振器の空胴部に
相当する部分の裏面導体を取り除き、該裏面導体を取り
除いた部分を横切り、該空胴共振器の壁面とストリップ
線路とでループを形成した入力および出力結合手段と、
上記ループの先端に設けられたストリップ線路によるオ
ープンスタブとを有し、該入力および出力結合手段を共
振器と磁界で結合させることを特徴とするマイクロ波固
体増幅器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59241726A JPH0754887B2 (ja) | 1984-11-16 | 1984-11-16 | マイクロ波固体増幅器 |
| US06/798,441 US4647869A (en) | 1984-11-16 | 1985-11-15 | Microwave solid-state amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59241726A JPH0754887B2 (ja) | 1984-11-16 | 1984-11-16 | マイクロ波固体増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61121506A JPS61121506A (ja) | 1986-06-09 |
| JPH0754887B2 true JPH0754887B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=17078619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59241726A Expired - Lifetime JPH0754887B2 (ja) | 1984-11-16 | 1984-11-16 | マイクロ波固体増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4647869A (ja) |
| JP (1) | JPH0754887B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4724400A (en) * | 1987-04-21 | 1988-02-09 | Trw Inc. | Linear amplifier assembly |
| US4931747A (en) * | 1989-05-30 | 1990-06-05 | Microwave Components And Systems, Inc. | Microwave power amplifier |
| US5206604A (en) * | 1991-12-20 | 1993-04-27 | Harris Corporation | Broadband high power amplifier |
| US5497050A (en) * | 1993-01-11 | 1996-03-05 | Polytechnic University | Active RF cavity including a plurality of solid state transistors |
| US5617059A (en) * | 1995-07-07 | 1997-04-01 | Ssb Technologies, Inc. | Power amplifier, and associated method, for a microwave repeater station |
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Family Cites Families (2)
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| JPS58147212A (ja) * | 1982-02-26 | 1983-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | 並列動作マイクロ波トランジスタ増幅器 |
-
1984
- 1984-11-16 JP JP59241726A patent/JPH0754887B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-11-15 US US06/798,441 patent/US4647869A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61121506A (ja) | 1986-06-09 |
| US4647869A (en) | 1987-03-03 |
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |