JPH0757119B2

JPH0757119B2 - 誘導電動機の低騒音制御方法

Info

Publication number: JPH0757119B2
Application number: JP62179060A
Authority: JP
Inventors: 一郎宮下
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1987-07-20
Filing date: 1987-07-20
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2010-06-14
Also published as: JPS6426395A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はPWMインバータによる誘導電動機の制御方法に
関するもので、被駆動誘導電動機の運転速度にかかわら
ずそのPWMインバータを構成する各スイッチング素子の
スイッチング周波数を最適の略一定値に保持することに
より、電流の高調波周波数が電動機または負荷系統の種
々の機械共振周波数と重なることから生じる騒音の増加
を防止する制御方法に関するものである。

〔従来の技術〕

本発明の適用対象となるトルク制御方法は、電気学界論
文誌Ｂの106巻１号第９ページの「瞬時すべり周波数制
御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御方法」なる論
文に記載されている。

この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を選ぶ。

また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を選ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。

第２図は上記論文に記載された制御方法に、本出願人が
先に出願した特願昭61−99228号に提案したPWMインバー
タの出力電圧検出方式を採用したトルク制御系のブロッ
ク図であり、直流電圧源１より正母線1aおよび負母線1b
を経て、３相PWMインバータ３を介して３相誘導電動機
６に給電する。制御回路７は指令および検出された電
流，電圧信号を処理し、PWMインバータ３のスイッチン
グ素子の通電信号を発生する。

PWMインバータ３はトランジスタなどのスイッチング素
子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる６個のア
ームから構成されているが、３個の切換スイッチS_u,S_v,
S_wとして表すことができる。

PWMインバータ３の各出力端子から電流検出器5_u,5_v,5_w
を経て３相誘導電動機に給電すると共に、直流側正負母
線1a,1b間に電圧検出器２が接続され、これら検出器と
後述するスイッチ状態変数表から各相電流および各相電
圧が検出できるようになっている。

３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれ▲▼，▲▼とし、２次電流を▲▼とす
ると、電圧方程式はただし、記号▲▼，▲▼，▲▼は直軸，横
軸すなわちd,q2軸変換された量のベクトル表示であり、
例えば▲▼はｄ軸成分をv_1d,q軸成分をv_1qとするとで示され、▲▼，▲▼も同様に定義される。な
お、式左辺のはd,q両軸成分とも０の場合を表し、
かご形回転子の場合２次電圧はこのようにとなる。

式における定数は R₁;1次巻線抵抗 L₁₁;1次インダクタンス R₂;2次巻線抵抗 L₂₂;2次インダクタンス M;相互インダクタンスｍは回転角速度、ｐは微分演算子、ｊはベクトル積を
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束▲▼は式の第１行を展開して式を代入し、整理すると両辺を積分するとすなわち、電動機１次磁束は式の積分演算により求め
られる。

各切換スイッチS_u,S_v,S_wは、正母線1a側に倒れる場合と
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置をとること
はない。前者を状態1,後者を状態０とするとインバータ
の出力状態は次に示すスイッチ状態変数表ですべてを表
すことができる。

ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、_d,_ｑはd,q2軸成分で表し
たスイッチ状態変数で、実際のd,q軸電圧v_1d,v_1qは、こ
れに直流電圧源１の電圧Ｖとを乗じと表せる。

先のスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
v₁の横の括弧内は切換スイッチS_u,S_v,S_wの状態を示して
おり、ｋが増加するに従って時計方向に60゜ずつステッ
プする電圧ベクトルを表している。

なお、ｋ＝１およびｋ＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点に一致する。ｋ＝０および＝７はそれぞ
れインバータの出力を決定する第２図の切換スイッチ
S_u,S_v,S_wがすべて正母線1a側に倒れるか、または負母線
1b側に倒れるかの違いはあるが、誘導電動機６の線間電
圧はいずれも０となり、３相短絡モードである。また、
u,v,w相の基準軸は後述する式により、それぞれｋ＝
1,k＝3,k＝５の方向に対応する。

瞬時トルクＴは式の１次磁束▲▼と１次電流▲
▼のベクトル積として式により求められる。

ここで、φ_1d,φ_1qおよびi_1d,i_1qはそれぞれ第１磁束▲
▼１次電流▲▼をd,q2軸に分解したときの各成
分である。

ブロック701および703bは切換スイッチS_u,S_v,S_wの状態
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｖとから
１次端子電圧▲▼を算出するブロックであり、スイ
ッチ状態変数表と式とから算出される。

ブロック702は電流検出器5_u,5_v,5_wにより検出された３
相電流i_u,i_v,i_wを、次式によりd,q2軸成分に変換するブ
ロックである。

この１次電流▲▼に、ブロック703aにおいて１次巻
線抵抗R₁を乗じ、ブロック704において１次端子電圧▲
▼_１から１次巻線抵抗R₁と１次電流▲▼の積を
減算する。

ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、１次磁束▲▼_１のd,q両軸成分φ_1d,φ_1q
が求められ、ブロック706にて磁束ベクトル長φ_１が次
式により求められる。

更に、ブロック710では、第４図の磁束状態図に示すよ
うに、１次磁束▲▼ベクトルのｄ軸を基準とする時
計方向の回転角θが、境界線として30゜,90゜,150゜,21
0゜,270゜,330゜の60゜毎に仕切られるどの領域に属し
ているかによって制御フタグｆθを次のように発生す
る。

−30゜≦θ＜30゜;fθ＝Ｉ 30゜≦θ＜90゜;fθ＝II 90゜≦θ＜150゜;fθ＝III 150゜≦θ＜210゜;fθ＝IV 210゜≦θ＜270゜;fθ＝Ｖ 270゜≦θ＜330゜;fθ＝VI 第６図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ_１が磁束指令値▲φ^* ₁▼に対し、誤差限
界（ヒステリシス値）Δφを用いてとなるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ_１が増加して上限であ
るに達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生
し、また磁束ベクトル長φ_１が減少して下限であるに達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝１を発生す
る。

かくして、磁束ベクトル長φ_１は第６図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ_１がブロック708において磁
束指令値▲φ^* ₁▼から減算され、ブロック711において
第６図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝1,0を発生
する。

第６図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１次磁束▲▼のベクトルの頭部が常に
図示された円環部分に存在するように制御されているこ
とに対応する。

第６図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝1,fθ＝Ｉ
の制御フラグが立っているとすると、領域が−30゜≦θ
＜30゜における増磁モードを意味するから、１次磁束▲
▼ベクトルに積分されるべき１次電圧▲▼_１ベ
クトルは円の外向き成分を持ったものとなり、第３図か
らｋ＝1,2,6のいずれかのみが選ばれる可能性がある。

ブロック707はブロック702,705の両出力のベクトル積を
式により演算し瞬時トルクＴを算出するブロックであ
り、ブロック709においてトルク指令Ｔ^＊から瞬時トル
クＴを減算し、トルク指令Ｔ^＊と式により求められた
瞬時トルクンＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられ
るように、ブロック712において第７図の状態制御図に
従って制御フラグｆτを発生する。

第７図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図
で、電動機力行時はトルク偏差Ｔ^＊−Ｔが上限値ΔT
₁（ΔT₁＞０）に達すると、加速モードの制御フラグｆ
τ＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下
限値−ΔT₂（ΔT₂＞０）に達すると、零ベクトルモード
の制御フラグｆτ＝０を発生し、トルクが漸減して再び
偏差が増加し上限値ΔT₁に達すると加速モードに移り、
第７図の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回
するリミットサイクルを描く。

これを時間領域にて表すと第５図のトルク波形図に示す
ごく瞬時トルクＴは変動し、トルク指令Ｔ^＊を挟んで
上，下の偏差分の和ΔT₁＋ΔT₂である許容誤差（ヒステ
リシス値）ΔＴの帯域内を、最大値T₁,最小値T₂として
往復する。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第７図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値ΔT₁（ΔT₁＞０）に達すると減速モードの
制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、力行時と同様
に矢印の方向のリミットサイルを繰り返えす。かくして
ブロック712は制御フラグｆτ＝1,0,−１を出力する。

ブロック713はブロック710,711,712から出力される３個
の制御フラグｆθ,fφ,fτの各組み合わせに最も適した
インバータ出力電圧を決定するブロックであり、第４図
で説明した１次磁束▲▼のベクトル長と回転方向お
よび速度をこれら３個の制御フラグｆθ,fφ,fτが制御
する。

例えば前述のごとく制御フラグｆφ＝1,fθ＝Ｉの場合
には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表にｋに従って
▲▼（ｋ）で表すとすると、電圧ベクトルとして選
ばれる可能性があるのはｋ＝1,2,6のいずれかである
が、このとき制御フラグｆτ＝１ならば、時計方向に回
転する成分を持つベクトルｋ＝２すなわち出力電圧ベク
トル▲▼（２）が選ばれる。もしｆτ＝−１のとき
は▲▼（６）、ｆτ＝０のときは零ベクトルで、▲
▼（０）または▲▼（７）が選ばれる。

次に示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆ
φ,fθ,fτのすべての組み合わせについて出力電圧ベク
トルの番号ｋの値を示したものである。

各演算サイクル毎にブロック713においてこのスイッチ
ングテーブルを参照することにより、インバータ３へス
イッチング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制御が
行われる。

インバータ周波数は第４図の１次磁束▲▼ベクトル
の回転速度と考えることがきるが、これは外部から与え
られるものではなく、式による電圧ベクトルの積算結
果として生じるものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

一般にPWMインバータのスイッチング周波数は電動機の
速度と共に上昇するが、周波数の変動途中で電動機電流
の高調波分の周波数が電動機の磁気回路を含む構造体ま
たは負荷系統の共振周波数に一致すると、共鳴状態とな
り騒音が著しく増大する欠点があった。

前述の新高速トルク制御法におけるインバータにおいて
も、平均スイッチング周波数は速度と共に変化し、低速
で低く電動機の加速と共に高くなり、高速領域では再び
低くなる。通常スイッチング周波数はインバータを構成
するスイッチング素子１個当りについての値であり、電
動機電流の高周波周波数はスイッチング周波数の2,4,6
……2n倍周波数を中心とする側帯波群で構成される。そ
の中の２倍周波数の高調波を基本波脈動周波数と呼ぶこ
とにする。

第８図は前述の制御法において定常運転時に発生する電
流高調波スペクトラムを示す。本方式のような瞬時値制
御の場合は時々刻々スイッチング周期が変化するため、
定立したスペクトルは現れ難く、分析期間で平均化した
周波数が現れるため、ピークの前後に分散したスペクト
ルとなり、従来のPWMインバータよりも聴覚的には騒音
が低く感じられる。

第８図において、f₁はインバータ周波数であり、f₂は基
本脈動周波数、f₃はその周波数の一つを示し、それぞれ
ピークの前後に分散した周波数を含んでいる。f_aおよび
f_bは構造体の共振周波数を示す。

第９図は電動機電流の基本脈動周波数f₂が速度に対して
変化する様子を示すグラフであり、トルクの３値ヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス値ΔＴすなわち上，
下の偏差分の和ΔT₁＋ΔT₂をパラメータとしている。上
側からA,B,Cの順にヒステリシス値ΔＴが小さい場合を
示し、曲線Ａはヒステリシス値ΔＴが最も小さく、曲線
Ｃはヒステリシス値ΔＴが最も大きい。

実験の結果、磁束のヒステリシスコンパレータの許容誤
差限界Δφをパラメータとしても、略同様の基本脈動周
波数特性が得られた。

電動機の中間速度域において基本脈動周波数f₂が大きく
なる理由は次のように解釈される。すなわち、１次電流
▲▼は概略次に示す式，により与えられる。

電圧印加時すなわち電流増加時３相短絡モード時すなわち電流減少時ここに l₁;1次巻線漏れインダクタンス R₁;1次巻線抵抗 ▲▼;1次端子電圧 ▲▼；電動機誘起電圧である。

１次磁束▲▼ベクトルは略円軌跡を画き、その値は
急変しないため、式で与えられる瞬時トルクＴの値は
ほぼ式，による１次電流▲▼の挙動と等しく、
指数関数状に増減を反復し最大値T₁と最小値T₂の間を往
復する。

第10図は第５図のトルク波形図をより詳細に示したもの
で、（ａ）は低速時、（ｂ）は中速時、（ｃ）は高速時
における瞬時トルク波形図である。１次電圧の絶対値｜
▲▼｜は常に一定であるから、電動機誘起電圧の絶
対値｜▲▼｜が小さい低速時においてはトルクの増
加は急峻で減衰は緩慢であるのに対し、高速時において
は電動機誘起電圧の絶対値｜▲▼｜が大きくなるの
でトルクの増加は緩慢で減衰は急峻となる。

また、中速時にはトルクの増加および減少時共に低速時
と高速時のほぼ中間の状況となり、従って平均スイッチ
ング周波数は低速時および中速時よりも高くなる。

以上詳細に説明したように、従来の磁束およびトルクの
瞬時制御方法によると、電動機速度の変化に伴いPWMイ
ンバータとしての基本脈動周波数も変動し、高調波電流
の周波数も変動するため、これが構造体の機械的共振周
波数に一致したとき共鳴状態となり、騒音が増大するこ
とは避けられなかった。

すなわち、第９図に示したように、トルクの許容誤差
（ヒステリシス値）ΔＴが小さいＡ曲線の場合は、構造
体の共振周波数faについては常用速度範囲内では共鳴を
生じないが、構造体の共振周波数fbについては常用速度
範囲内で共鳴を生じてしまう。

また、トルクの許容誤差（ヒステリシス値）が大きいＣ
曲線の場合は、構造体の共振周波数fbには基本脈動周波
数は達しないが、構造体の共振周波数faについては常用
速度範囲内で共鳴を生じてしまう。

このように、トルクの許容誤差ΔＴを適宜に選ぶことで
は、電動機の磁気回路を含む構造体の共振周波数に共鳴
する状態を生じることを避けることはできなかった。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法は、従来の
瞬時磁束および瞬時トルク制御方法において、インバー
タのスイッチング周波数を検出し、所望の平均スイッチ
ング周波数値との誤差信号を零にするように、瞬時磁束
および瞬時トルクの指令値に対する許容誤差（ヒステリ
シス値）のうち少なくともいずれか一方を可変制御する
ことにより、電動機速度の低速域から高速域にわたって
インバータの平均スイッチング周波数が一定となるよう
制御することを特徴とするものである。

すなわち、第９図においてPWMインバータの基本脈動周
波数f₂が電動機構造体の機械的共振周波数fa,fb等より
上または下に外れた周波数帯域f₂′,f₂″またはf₂に
限定して用いれば、共鳴状態を生じることなく低騒音化
が実現できる。

〔作用〕

トルクの許容誤差ΔＴを可変制御する場合を例にとって
第11図を用いて説明する。第11図は電動機速度と平均ス
イッチング周波数の関係を示すグラフで、本質的には第
９図と同じものであるが、横軸をトルクの許容範囲（ヒ
ステリシス値）とし、縦軸を平均スイッチング周波数と
し、電動機速度n₁,n₂,n₃をパラメータとして描き直した
ものである。

すなわち、平均スイッチング周波数はトルクの許容誤差
ΔＴが小さくなるほど高くなり、且つ電動機が高速n₁ま
たは低速n₃のとき低く、中速n₂のとき高くなる。

そこで、検出したスイッチング周波数がスイッチング周
波数指令よりも高い時はトルクの許容誤差（ヒステリシス値）Δ
Ｔを大にすることにより、またスイッチング周波数指令より低い時はトルクの許容誤差ΔＴを小にすることによ
り、スイッチング周波数平均値swがスイッチング周波
数指令と一致する安定点でインバータを動作させることができ
る。

以上、トルクの許容誤差ΔＴを可変制御する場合につい
て詳細に説明したが、磁束の誤差限界Δφを可変制御す
る場合もほぼ同様の作用がなされる。この場合は第11図
の横軸を磁束の誤差限界（ヒステリシス値）Δφとし
て、一定の電動機速度における平均スイッチング周波数
swを測定するとほぼ同様のグラフを得ることができ
る。

すなわち、平均スイッチング周波数は磁束の誤差限界Δ
φが小さくなるほど高くなり、磁束の誤差限界Δφが大
きくなるほど低くなる。

そこで、検出したスイッチング周波数の平均値swがス
イッチング周波数指令よりも高い時は磁束の誤差限界（ヒステリシス値）Δφ
を大きくし、低い時は磁束の誤差限界（ヒステリシス
値）Δφを小さくすることにより、スイッチング周波数
平均値swがスイッチング周波数指令と一致する安定点でインバータを動作さえることができ
る。

勿論、トルクの許容誤差ΔＴと磁束の誤差限界Δφの両
者を前記のごとく可変制御することにより、一層応答性
の良いシステムにすることができることは明らかであ
る。

〔実施例〕

第１図は本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法の
一実施例のブロック図であり、第２図と同一の符号は同
一機能を有する部分を示す。本実施例の第２図と異なる
ところは、制御回路７内にブロック714〜718を追加する
と共に、スイッチング周波数指令を入力として加えたことである。

ブロック714は制御フラグｆτおよびｆφの変化から、
単位時間のスイッチング回数を検出するスイッチング周
波数検出器である。ブロック715は周期の速いブロック7
14の出力であるスイッチング周波数の変動を平均化する
ことにより、スイッチング周波数の平均値swを求める
ブロックである。

ブロック718ではブロック715の出力であるスイッチング
周波数の平均値swをスイッチング周波数指令から減算する。ブロック716は誤差増幅器で、ブロック7
18の出力を反転増幅して、なる時は負の出力を、なる時は正の出力を生じるようになっている。

ブロック717はトルクおよび磁束の許容誤差を設定する
ブロックであり、ブロック716からの信号によりブロッ
ク711および712のヒステリシスコンパレータに、許容誤
差（ヒステリシス値）ΔφおよびΔＴを与える。ブロッ
ク717はブロック716からの信号が０のときは、標準的な
ヒステリシス値ΔφおよびΔＴの値を発生し、ブロック
716からの信号が正の値にあるとΔφおよびΔＴを大き
くし、負の値になるとΔφおよびΔＴを小さくするもの
である。

電動機が低速または高速でスイッチング周波数が低下す
ると、となるため誤差増幅器であるブロック716の出力は、そ
の差の絶対値のに応じた負の値となり、トルクおよび磁束の許容誤差Δ
T,Δφは小さな値が指令され、スイッチング周波数の平
均値swは上昇するように動作する。また、電動機が中
速になりとなると、上記と反対方向に動作しスイッチング周波数
の平均値swを低下させる。

なお、本実施例ではブロック711の磁束のヒステリシス
コンパレータの許容誤差（ヒステリシス値）Δφと、ブ
ロック712のトルクの３値ヒステリシスコンパレータの
許容誤差（ヒステリシス値）ΔＴの両者を可変制御する
場合を示したが、これらのうちいずれか一方のみを可変
制御することによっても同様の動作を行わしめることが
できることは明らかである。

更に、前記の実施例ではスイッチング周波数指令を一定にして制御したが、必要に応じてこれを可変とし
て設定しても効果を上げることができる。

すなわち、トルク指令Ｔ^＊が大きい時は一般にインバー
タ出力電流が大きくなり、スイッチング損失が大きくな
る。これに反してトルク指令Ｔ^＊が小さい時はインバー
タ出力電流は小さくなり、スイッチング損失も小さくな
る。

よって、トルク指令Ｔ^＊が大なる時はスイッチング周波
数指令を小とし、トルク指令Ｔ^＊が小なる時はスイッチング周
波数指令を大とするように設定すれば、PWMインバータ３を構成
するスイッチング素子の、電流による損失とスイッチン
グ回数による損失とが同時に増大することを避けること
ができる。

すなわち、電動機が大きいトルクを発生する必要のある
場合はこれを優先し、小さいトルクでもよい場合はスイ
ッチング周波数を高くして騒音を減少せしめることがで
きる。

また、一般に磁気騒音は電動機速度が低いほど機械的な
騒音に比べて耳障りになり易いため、電動機速度が低い
時はスイッチング周波数指令を高めにして騒音の低減を図り、速度の上昇と共にスイ
ッチング周波数指令を低減させていくことも有効である。

〔効果〕

本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法によれば、
構造体の機械的共振周波数faまたはfbのような周波数を
避けた高調波電流周波数でインバータを運転することに
より、共鳴による耳障りな電磁音の発生を抑制した低騒
音運転が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法の
一実施例のブロック図、第２図は従来の瞬時磁束および
トルク制御系の一例のブロック図、第３図はスイッチ状
態変数表によるインバータの出力電圧ベクトル図、第４
図は電動機の１次磁束ベクトルの瞬時制御方法を示す磁
束状態図、第５図はトルク波形図、第６図は磁束のヒス
テリシスコンパレータの状態制御図、第７図はトルクの
３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図、第８図は
定常運転時に発生する電流高調波スペクトラム、第９図
は電動機速度に対する電動機電流基本脈動周波数の変化
を示すグラフ、第10図は第５図のトルク波形図をより詳
細に示したもので、（ａ）は低速時，（ｂ）は中速時，
（ｃ）は高速時における瞬時トルクの波形図であり、第
11図はトルクの許容誤差と平均スイッチング周波数の関
係を示すグラフである。１……直流電圧源、２……電圧検出器、３……PWMイン
バータ、5_u,5_v,5_w……電流検出器、６……誘導電動機、
７……制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】静止座標系における電圧および電流ベクト
ル成分信号から磁束ベクトルおよびトルクの瞬時値を演
算し、該磁束演算値の大きさとその指令値との誤差が所
定の許容範囲を越えると磁束増加もしくは磁束減少を指
令する第１の制御フラグを発生する２値ヒステリシス・
コンパレータと、前記トルク演算値とその指令値との誤
差が所定の許容範囲を越える場合および所定の許容範囲
内に収まっている場合に応じてトルク増加・減少もしく
は現状保持を指令する第２の制御フラグを発生する３値
ヒステリシス・コンパレータと、磁束ベクトル成分の大
きさと符号から該磁束ベクトルが現在円周を区分したど
の円弧領域に存在するかを示す第３の制御フラグを発生
する磁束位置検知手段とを具えるとともに、これら３個
の制御フラグ値の組み合わせによりトルク応答を最適化
する電圧ベクトルを発生するインバータのスイッチング
状態を直接指定することにより、誘導電動機の発生トル
クを指令値に追従制御するとともに磁束ベクトルが近似
的円軌跡を描くように制御する方法において、スイッチ
ング素子のスイッチング周波数を演算または検出する手
段と、このスイッチング周波数演算または検出値を予め
与えられたスイッチング周波数指令値から演算する手段
と、この演算手段出力信号を反転増幅する手段と、この
反転増幅手段出力信号が正値のとき磁束またはトルクの
許容誤差設定値の少なくとも一方を大きく、かつ負値の
ときこれを小さく変更する手段とを少なくとも具え、ス
イッチング周波数を与えられた指令値に追従制御するこ
とを特徴とする誘導電動機の低騒音制御方法。
【請求項２】予め指令されるスイッチング周波数は電動
機の運転状態によらない一定値である特許請求の範囲第
１項記載の誘導電動機の低騒音制御方法。
【請求項３】予め指令されるスイッチング周波数は電動
機のトルク指令値に応じた最適値に設定される特許請求
の範囲第１項記載の誘導電動機の低騒音制御方法。
【請求項４】予め指令されるスイッチング周波数は電動
機の速度に応じた最適値に設定される特許請求の範囲第
１項記載の誘導電動機の低騒音制御方法。