JPH0775469B2 - スイツチング電源装置 - Google Patents
スイツチング電源装置Info
- Publication number
- JPH0775469B2 JPH0775469B2 JP60203942A JP20394285A JPH0775469B2 JP H0775469 B2 JPH0775469 B2 JP H0775469B2 JP 60203942 A JP60203942 A JP 60203942A JP 20394285 A JP20394285 A JP 20394285A JP H0775469 B2 JPH0775469 B2 JP H0775469B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- power supply
- switching
- saturable reactor
- control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
A.産業上の利用分野 B.発明の概要 C.従来の技術 D.発明が解決しようとする問題点 E.問題点を解決するための手段 F.作用 G.実施例 Ｇ−1.第１の実施例の構成 Ｇ−2.動作説明 Ｇ−3.第２の実施例 H.発明の効果 A.産業上の利用分野 本発明は、安定した出力電圧を得るためのスイッチング
電源装置に関し、特に、大電力供給用に好適なスイッチ
ング電源装置に関する。
電源装置に関し、特に、大電力供給用に好適なスイッチ
ング電源装置に関する。
B.発明の概要 本発明は、直流入力電源わ発振駆動回路のスイッチング
素子によりオン、オフ制御して電源トランスの１次側に
供給し、２次側より定電圧出力を得るようなスイッチン
グ電源装置において、 発振駆動回路のスイッチング素子の制御端子側に可飽和
リアクタトランスを設け、電源トランスの２次側からの
出力電圧に応じて可飽和リアクタトランスのインダクタ
ンスを制御し、発振駆動回路の発振周波数を制御して、
電源トランスの２次側出力電圧を安定化することによ
り、 変換効率を高め、トランスの小型軽量化および漏れ磁束
の低減を図り、制御範囲を拡大し、コストダウンを実現
するものである。
素子によりオン、オフ制御して電源トランスの１次側に
供給し、２次側より定電圧出力を得るようなスイッチン
グ電源装置において、 発振駆動回路のスイッチング素子の制御端子側に可飽和
リアクタトランスを設け、電源トランスの２次側からの
出力電圧に応じて可飽和リアクタトランスのインダクタ
ンスを制御し、発振駆動回路の発振周波数を制御して、
電源トランスの２次側出力電圧を安定化することによ
り、 変換効率を高め、トランスの小型軽量化および漏れ磁束
の低減を図り、制御範囲を拡大し、コストダウンを実現
するものである。
C.従来の技術 直流入力電源をスイッチング制御し、電源トランス等を
介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電源
装置には、種々のものが知られている。このようなスイ
ッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、特
願昭59−215854号や特願昭59−211541号等において、可
飽和リアクタトランスを用い、電源トランスの２次側か
らの出力電圧に応じて１次側直列共振インピーダンスを
制御し、励磁電流を制御することによって出力電圧を安
定化するようなスイッチング電源装置を提案している。
介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電源
装置には、種々のものが知られている。このようなスイ
ッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、特
願昭59−215854号や特願昭59−211541号等において、可
飽和リアクタトランスを用い、電源トランスの２次側か
らの出力電圧に応じて１次側直列共振インピーダンスを
制御し、励磁電流を制御することによって出力電圧を安
定化するようなスイッチング電源装置を提案している。
第11図は、このようなスイッチング電源装置の一例を示
しており、電源装置に対する直流入力電源としては、例
えば商用交流入力電源101をダイオードブリッジ形の全
波整流器102および平滑コンデンサ103にて整流し平滑す
ることにより得ている。この直流入力電源は、コンバー
タ駆動トランス111の１次巻線NAを介し、コンデンサ11
2、電力制御用の可飽和リアクタトランス113の被制御巻
線NRおよび電源絶縁トランス114の１次巻線N1よりなる
直列共振回路に供給されている。この直流入力電源の電
流は、コンバータ駆動トランス111の２次巻線NB1とコン
デンサCB1との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタQ1および２次巻線NB2とコンデン
サCB2との直列共振回路がベースに接続されたスイッチ
ングトランジスタQ2を用いた２石構成の自励式発振駆動
回路115によってオン、オフスイッチング制御されるよ
うになっている。
しており、電源装置に対する直流入力電源としては、例
えば商用交流入力電源101をダイオードブリッジ形の全
波整流器102および平滑コンデンサ103にて整流し平滑す
ることにより得ている。この直流入力電源は、コンバー
タ駆動トランス111の１次巻線NAを介し、コンデンサ11
2、電力制御用の可飽和リアクタトランス113の被制御巻
線NRおよび電源絶縁トランス114の１次巻線N1よりなる
直列共振回路に供給されている。この直流入力電源の電
流は、コンバータ駆動トランス111の２次巻線NB1とコン
デンサCB1との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタQ1および２次巻線NB2とコンデン
サCB2との直列共振回路がベースに接続されたスイッチ
ングトランジスタQ2を用いた２石構成の自励式発振駆動
回路115によってオン、オフスイッチング制御されるよ
うになっている。
可飽和リアクタトランス113は、被制御巻線NRおよび制
御巻線NCを有し、第12図に示すように、４本の磁脚113a
〜113dを有する磁気コア113eの隣り合う２本の磁脚、例
えば113a,113bに跨がるように上記被制御巻線NRを巻回
し、この巻線NRの巻回方向に対して直交する方向に、例
えば磁脚113b,113cに跨がるように上記制御巻線NCを巻
回している。この制御巻線NCに供給される制御電流に応
じて可飽和リアクタトランス113の磁束が制御され、被
制御巻線NRのインダクタンスが制御される。
御巻線NCを有し、第12図に示すように、４本の磁脚113a
〜113dを有する磁気コア113eの隣り合う２本の磁脚、例
えば113a,113bに跨がるように上記被制御巻線NRを巻回
し、この巻線NRの巻回方向に対して直交する方向に、例
えば磁脚113b,113cに跨がるように上記制御巻線NCを巻
回している。この制御巻線NCに供給される制御電流に応
じて可飽和リアクタトランス113の磁束が制御され、被
制御巻線NRのインダクタンスが制御される。
電源絶縁トランス114の２次巻線N2には、並列共振コン
デンサCSおよび整流平滑回路116が接続されており、こ
の整流平滑回路116からの直流出力電圧は、制御回路117
により制御電流に変換されて可飽和リアクタトランス11
3の制御巻線NCに送られている。
デンサCSおよび整流平滑回路116が接続されており、こ
の整流平滑回路116からの直流出力電圧は、制御回路117
により制御電流に変換されて可飽和リアクタトランス11
3の制御巻線NCに送られている。
したがって、この直流出力電圧の変動に応じて可飽和リ
アクタトランス113のインダクタンスが変化し、電源絶
縁トランス114の１次側直列共振インピーダンスが変化
して励磁電流が変化することによって、直流出力電圧を
一定に制御することができる。
アクタトランス113のインダクタンスが変化し、電源絶
縁トランス114の１次側直列共振インピーダンスが変化
して励磁電流が変化することによって、直流出力電圧を
一定に制御することができる。
D.発明が解決しようとする問題点 ところで、このようなスイッチング電源装置において
は、可飽和リアクタトランス113の放熱のために、第12
図に示すように、磁気コア113eに放熱板113fをいわゆる
Ｕ字ビス113g等で取り付けるとともに電源ブロックのシ
ールドケースに締め付け固定して放熱を行う必要があ
り、また、可飽和リアクタトランス113からの漏れ磁束
が大きいという欠点を有している。またAC−DC変換効率
は、他のスイッチング電源装置に較べれば良好である
が、83〜85％程度が限度であり、例えば、負荷電力が10
0W程度以上のような大電力の電源装置として用いる場合
には、さらに変換効率の改善が望まれる。
は、可飽和リアクタトランス113の放熱のために、第12
図に示すように、磁気コア113eに放熱板113fをいわゆる
Ｕ字ビス113g等で取り付けるとともに電源ブロックのシ
ールドケースに締め付け固定して放熱を行う必要があ
り、また、可飽和リアクタトランス113からの漏れ磁束
が大きいという欠点を有している。またAC−DC変換効率
は、他のスイッチング電源装置に較べれば良好である
が、83〜85％程度が限度であり、例えば、負荷電力が10
0W程度以上のような大電力の電源装置として用いる場合
には、さらに変換効率の改善が望まれる。
本発明は、このような従来の実情に鑑みて成されたもの
であり、可飽和リアクタトランスの小型軽量化、発熱の
低下および漏れ磁束の低減が図れて電源ブロックのシー
ルドケースや放熱構造を簡略化でき、可飽和リアクタト
ランスの損失を低減して電力変換効率を90％程度にまで
改善できるのみならず、負荷変動や入力変動の制御範囲
をさらに拡大できるようなスイッチング電源装置の提供
を目的とする。
であり、可飽和リアクタトランスの小型軽量化、発熱の
低下および漏れ磁束の低減が図れて電源ブロックのシー
ルドケースや放熱構造を簡略化でき、可飽和リアクタト
ランスの損失を低減して電力変換効率を90％程度にまで
改善できるのみならず、負荷変動や入力変動の制御範囲
をさらに拡大できるようなスイッチング電源装置の提供
を目的とする。
E.問題点を解決するための手段 上述の問題点を解決するために、本発明に係るスイッチ
ング電源装置は、直流入力電源に接続された電源トラン
スの１次巻線を含むLC共振回路と、このLC共振回路を流
れる電流をオン、オフ駆動するプッシュプル構成とされ
た複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチン
グ素子の制御端子側に設けられた可飽和リアクタトラン
スにより発振周波数が制御され、上記複数のスイッチン
グ素子の各々の制御端子に接続された複数の起動抵抗を
介して供給される起動電流によりスイッチング動作が開
始される発振駆動回路と、上記電源トランスの２次側出
力電圧を検出して上記可飽和リアクタトランスのインダ
クタンスを制御し、上記発振駆動回路の発振周波数を可
変制御する制御回路とを具備して成ることを特徴として
いる。
ング電源装置は、直流入力電源に接続された電源トラン
スの１次巻線を含むLC共振回路と、このLC共振回路を流
れる電流をオン、オフ駆動するプッシュプル構成とされ
た複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチン
グ素子の制御端子側に設けられた可飽和リアクタトラン
スにより発振周波数が制御され、上記複数のスイッチン
グ素子の各々の制御端子に接続された複数の起動抵抗を
介して供給される起動電流によりスイッチング動作が開
始される発振駆動回路と、上記電源トランスの２次側出
力電圧を検出して上記可飽和リアクタトランスのインダ
クタンスを制御し、上記発振駆動回路の発振周波数を可
変制御する制御回路とを具備して成ることを特徴として
いる。
F.作用 可飽和リアクタトランスにより、電源トランスの１次側
の発振周波数を負荷変動や入力変動に応じて制御するこ
とができ、可飽和リアクタトランスを小型軽量化でき、
同時に、小振幅動作のため、可飽和リアクタトランスの
損失による発熱や漏れ磁束等の悪影響を有効に防止でき
る。
の発振周波数を負荷変動や入力変動に応じて制御するこ
とができ、可飽和リアクタトランスを小型軽量化でき、
同時に、小振幅動作のため、可飽和リアクタトランスの
損失による発熱や漏れ磁束等の悪影響を有効に防止でき
る。
さらに、電源投入時の発振駆動回路の起動が確実に行え
る。
る。
G.実施例 Ｇ−1.第１の実施例の構成 第１図は本発明の第１の実施例となるスイッチング電源
装置を示す回路図である。
装置を示す回路図である。
この第１図においては、電源装置に対する直流入力電源
としては、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリ
ッジ形の全波整流器２および平滑コンデンサ３にて整流
し平滑することにより得ている。交流入力電源１と全波
整流器２との間には、電源スイッチ４および突入電流
（インラッシュ電流）制限用の抵抗５が直列に挿入接続
されている。
としては、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリ
ッジ形の全波整流器２および平滑コンデンサ３にて整流
し平滑することにより得ている。交流入力電源１と全波
整流器２との間には、電源スイッチ４および突入電流
（インラッシュ電流）制限用の抵抗５が直列に挿入接続
されている。
この直流入力電源は、可飽和リアクタトランス21の１次
巻線NAを介し、コンデンサ22と電源トランス23の１次巻
線N1とよりなる直列共振回路に供給されている。可飽和
リアクタトランス21は、１次巻線NA、２つの２次巻線N
B1，NB2および制御巻線NCを有し、第２図に示すよう
に、４本の磁脚21a〜21dを有する磁気コア21eの隣り合
う２本の磁脚、例えば21a,21bに跨がるように上記１次
巻線NAおよび２つの２次巻線NB1，NB2を巻回し、これら
の巻線NA，NB1，NB2の巻回方向に対して直交する方向
に、例えば磁脚21b〜21cに跨がるように上記制御巻線NC
を巻回している。
巻線NAを介し、コンデンサ22と電源トランス23の１次巻
線N1とよりなる直列共振回路に供給されている。可飽和
リアクタトランス21は、１次巻線NA、２つの２次巻線N
B1，NB2および制御巻線NCを有し、第２図に示すよう
に、４本の磁脚21a〜21dを有する磁気コア21eの隣り合
う２本の磁脚、例えば21a,21bに跨がるように上記１次
巻線NAおよび２つの２次巻線NB1，NB2を巻回し、これら
の巻線NA，NB1，NB2の巻回方向に対して直交する方向
に、例えば磁脚21b〜21cに跨がるように上記制御巻線NC
を巻回している。
可飽和リアクタトランス21の２次巻線NB1，NB2に関連し
て、上記直流入力電源の電流をオン、オフスイッチング
制御するための発振駆動回路24が設けられている。この
発振駆動回路24は、スイッチングトランジスタQ1および
このトランジスタQ1のエミッタ・ベース間に接続された
ダイオードDB1の組と、もう一組のトランジスタQ2とダ
イオードDB2の組とが直列に接続され、トランジスタQ1
は上記直流入力電源と可飽和リアクタトランス21の１次
巻線NAとの間に挿入接続され、トランジスタQ2は可飽和
リアクタトランス21の１次巻線NAと接地との間に挿入接
続されている。トランジスタQ1のエミッタ・ベース間に
は、ダイオードDB1と並列に、可飽和リアクタトランス2
1の２次巻線NB1とコンデンサCB1との直列共振回路が接
続され、トランジスタQ2のエミッタ・ベース間には、ダ
イオードDB2と並列に、可飽和リアクタトランス21の２
次巻線NB2とコンデンサCB2との直列共振回路が接続され
ている。さらに、上記直流入力電源と各スイッチングト
ランジスタQ1，Q2の各ベースとの間には、それぞれ起動
用の抵抗RS1，RS2が挿入接続されている。次に、電源ト
ランス23の２次巻線N2には、並列共振コンデンサCSおよ
び整流平滑回路25が接続されており、この整流平滑回路
25からの直流出力電圧は、制御回路26により制御電流に
変換されて可飽和リアクタトランス21の制御巻線NCに送
られている。
て、上記直流入力電源の電流をオン、オフスイッチング
制御するための発振駆動回路24が設けられている。この
発振駆動回路24は、スイッチングトランジスタQ1および
このトランジスタQ1のエミッタ・ベース間に接続された
ダイオードDB1の組と、もう一組のトランジスタQ2とダ
イオードDB2の組とが直列に接続され、トランジスタQ1
は上記直流入力電源と可飽和リアクタトランス21の１次
巻線NAとの間に挿入接続され、トランジスタQ2は可飽和
リアクタトランス21の１次巻線NAと接地との間に挿入接
続されている。トランジスタQ1のエミッタ・ベース間に
は、ダイオードDB1と並列に、可飽和リアクタトランス2
1の２次巻線NB1とコンデンサCB1との直列共振回路が接
続され、トランジスタQ2のエミッタ・ベース間には、ダ
イオードDB2と並列に、可飽和リアクタトランス21の２
次巻線NB2とコンデンサCB2との直列共振回路が接続され
ている。さらに、上記直流入力電源と各スイッチングト
ランジスタQ1，Q2の各ベースとの間には、それぞれ起動
用の抵抗RS1，RS2が挿入接続されている。次に、電源ト
ランス23の２次巻線N2には、並列共振コンデンサCSおよ
び整流平滑回路25が接続されており、この整流平滑回路
25からの直流出力電圧は、制御回路26により制御電流に
変換されて可飽和リアクタトランス21の制御巻線NCに送
られている。
Ｇ−2.動作説明 次に、このような構成を有するいわゆる磁束制御形スイ
ッチング電源装置の概略的な動作を説明する。
ッチング電源装置の概略的な動作を説明する。
電源スイッチ４をオン操作した電源投入時には、上記直
流入力電源の電圧E1が与えられ、発振駆動回路24の起動
抵抗RS1，RS2を介してスイッチングトランジスタQ1，Q2
の各ベースに起動電流が流れ、これらのトランジスタ
Q1，Q2がキックされてスイッチング動作が開始される。
定常時には、可飽和リアクタトランス21の２次巻線NB1
のインダクタンスとコンデンサCB1との直列共振回路に
より２次巻線NB1を流れる正弦波交流電流によってスイ
ッチングトランジスタQ1が駆動され、その電流が０にな
ると、可飽和リアクタトランス21の２次巻線NB2のイン
ダクタンスとコンデンサCB2との直列共振回路により２
次巻線NB2を流れる正弦波交流電流によってスイッチン
グトランジスタQ2が駆動されてオン状態となり、これを
繰り返してスイッチング動作が継続する。
流入力電源の電圧E1が与えられ、発振駆動回路24の起動
抵抗RS1，RS2を介してスイッチングトランジスタQ1，Q2
の各ベースに起動電流が流れ、これらのトランジスタ
Q1，Q2がキックされてスイッチング動作が開始される。
定常時には、可飽和リアクタトランス21の２次巻線NB1
のインダクタンスとコンデンサCB1との直列共振回路に
より２次巻線NB1を流れる正弦波交流電流によってスイ
ッチングトランジスタQ1が駆動され、その電流が０にな
ると、可飽和リアクタトランス21の２次巻線NB2のイン
ダクタンスとコンデンサCB2との直列共振回路により２
次巻線NB2を流れる正弦波交流電流によってスイッチン
グトランジスタQ2が駆動されてオン状態となり、これを
繰り返してスイッチング動作が継続する。
可飽和リアクタトランス21の制御巻線NCには、電源トラ
ンス23の出力電圧を検出して得られる制御回路26からの
直流制御電流が供給されており、負荷変動や上記直流入
力電源電圧Eiの変動に対して電源トランス23からの直流
出力電圧が常に一定となるように、制御回路26によって
可飽和リアクタトランス21の制御巻線NCを流れる制御電
流が制御され、２次巻線NB1，NB2のインダクタンスが制
御されて、発振駆動回路24の発振周波数が制御される。
ンス23の出力電圧を検出して得られる制御回路26からの
直流制御電流が供給されており、負荷変動や上記直流入
力電源電圧Eiの変動に対して電源トランス23からの直流
出力電圧が常に一定となるように、制御回路26によって
可飽和リアクタトランス21の制御巻線NCを流れる制御電
流が制御され、２次巻線NB1，NB2のインダクタンスが制
御されて、発振駆動回路24の発振周波数が制御される。
ここで、トランジスタQ1のコレクタ電圧は第３図Ａのよ
うに変化し、トランジスタQ2のコレクタ電圧は第３図Ｂ
のように変化する。また、第３図C,Dは２次巻線NB1，N
B2をそれぞれ流れる正弦波交流電流を示し、第３図E,F
はスイッチングトランジスタQ1，Q2の各コレクタ電流を
それぞれ示し、第３図Ｇは電源トランス23の１次巻線N1
を流れる電流を示している。すなわち、電源トランス23
の１次巻線N1を流れる電流は、コンデンサ22の容量値C1
と電源トランス23の１次巻線N1のインダクタンスL1とに
よって直列共振して、第３図Ｇに示すように正弦波状の
波形となり、可飽和リアクタトランス21の１次巻線NAを
流れる上記直列共振電流で誘起した電圧によって、２次
巻線NB1，NB2のインダクタンスLB1，LB2とコンデンサC
B1，CB2とが直列共振して、第３図C,Dに示すような正弦
波状の電流が各スイッチングトランジスタQ1，Q2の各ベ
ース電流として供給される。したがって、本実施例に示
すスイッチング電源装置のスイッチング動作周波数ｆ
は、LB1＝LB2、CB1＝CB2として、 と表される。ここで、可飽和リアクタトランス21の２次
巻線NB1，NB2をそれぞれ流れる電流IB1，IB2と各インダ
クタンスLB1，LB2との関係は、第２図に示したような直
交形可飽和リアクタトランス21の磁芯ギャップを片足の
みに設けるとき、制御巻線NCに供給される直流制御電流
INCによって第４図のように変化する。したがって、第
５図に示すように電源トランス23の２次側の負荷電流IL
の変化や交流入力電源１を整流平滑して得られる上記直
流入力電源の電圧Eiの変動に対して上記直流制御電流I
NCが制御されるように、制御回路26を設計すれば、発振
駆動回路24の発振周波数ｆは、第６図に示すように、負
荷電流ILの変化や入力電源電圧Eiの変動に対して制御さ
れることになる。
うに変化し、トランジスタQ2のコレクタ電圧は第３図Ｂ
のように変化する。また、第３図C,Dは２次巻線NB1，N
B2をそれぞれ流れる正弦波交流電流を示し、第３図E,F
はスイッチングトランジスタQ1，Q2の各コレクタ電流を
それぞれ示し、第３図Ｇは電源トランス23の１次巻線N1
を流れる電流を示している。すなわち、電源トランス23
の１次巻線N1を流れる電流は、コンデンサ22の容量値C1
と電源トランス23の１次巻線N1のインダクタンスL1とに
よって直列共振して、第３図Ｇに示すように正弦波状の
波形となり、可飽和リアクタトランス21の１次巻線NAを
流れる上記直列共振電流で誘起した電圧によって、２次
巻線NB1，NB2のインダクタンスLB1，LB2とコンデンサC
B1，CB2とが直列共振して、第３図C,Dに示すような正弦
波状の電流が各スイッチングトランジスタQ1，Q2の各ベ
ース電流として供給される。したがって、本実施例に示
すスイッチング電源装置のスイッチング動作周波数ｆ
は、LB1＝LB2、CB1＝CB2として、 と表される。ここで、可飽和リアクタトランス21の２次
巻線NB1，NB2をそれぞれ流れる電流IB1，IB2と各インダ
クタンスLB1，LB2との関係は、第２図に示したような直
交形可飽和リアクタトランス21の磁芯ギャップを片足の
みに設けるとき、制御巻線NCに供給される直流制御電流
INCによって第４図のように変化する。したがって、第
５図に示すように電源トランス23の２次側の負荷電流IL
の変化や交流入力電源１を整流平滑して得られる上記直
流入力電源の電圧Eiの変動に対して上記直流制御電流I
NCが制御されるように、制御回路26を設計すれば、発振
駆動回路24の発振周波数ｆは、第６図に示すように、負
荷電流ILの変化や入力電源電圧Eiの変動に対して制御さ
れることになる。
ところで第７図は、発振駆動回路24のスイッチングトラ
ンジスタQ1，Q2をスイッチングT1，T2で置き換えた等価
回路構成を示しており、電源絶縁トランス23の１次側ス
イッチング回路部は、上記発振周波数ｆの正弦波交流電
流を１次巻線N1に流すための変換回路と考えて良いこと
から、これを高周波交流電源に置き換えることにより、
第８図に示すような等価回路が得られる。これらの第７
図および第８図において、L1，L2およびＭは、電源絶縁
トランス23の１次側、２次側の巻線N1，N2の各インダク
タンスおよび相互インダクタンスをそれぞれ示し、RLは
電源絶縁トランス23の２次側の負荷抵抗を示している。
ここで、第８図の等価回路における高周波交流電源から
得られる交流出力電圧EACの実効値E0は、 となる。また最大実効値EOMAXは、並列共振周波数f0と
スイッチング周波数ｆが等しいときに得られ、これらの
並列共振周波数f0および最大実効値EOMAXは、 ただし、K,K':定数、 となる。すなわち、負荷抵抗RL、直流入力電圧Eiの変化
に対して、第６図に示すような周波数制御によって出力
電圧を一定とする動作に一致していることがわかる。こ
れは、第９図に示す最大負荷電力を供給するために、ス
イッチング周波数ｆを並列共振周波数に定め、軽負荷時
や入力電圧が大の時に、Δｆの周波数変化によって直流
出力電圧を一定に制御することになる。
ンジスタQ1，Q2をスイッチングT1，T2で置き換えた等価
回路構成を示しており、電源絶縁トランス23の１次側ス
イッチング回路部は、上記発振周波数ｆの正弦波交流電
流を１次巻線N1に流すための変換回路と考えて良いこと
から、これを高周波交流電源に置き換えることにより、
第８図に示すような等価回路が得られる。これらの第７
図および第８図において、L1，L2およびＭは、電源絶縁
トランス23の１次側、２次側の巻線N1，N2の各インダク
タンスおよび相互インダクタンスをそれぞれ示し、RLは
電源絶縁トランス23の２次側の負荷抵抗を示している。
ここで、第８図の等価回路における高周波交流電源から
得られる交流出力電圧EACの実効値E0は、 となる。また最大実効値EOMAXは、並列共振周波数f0と
スイッチング周波数ｆが等しいときに得られ、これらの
並列共振周波数f0および最大実効値EOMAXは、 ただし、K,K':定数、 となる。すなわち、負荷抵抗RL、直流入力電圧Eiの変化
に対して、第６図に示すような周波数制御によって出力
電圧を一定とする動作に一致していることがわかる。こ
れは、第９図に示す最大負荷電力を供給するために、ス
イッチング周波数ｆを並列共振周波数に定め、軽負荷時
や入力電圧が大の時に、Δｆの周波数変化によって直流
出力電圧を一定に制御することになる。
ここで、電源トランス23の２次側に接続された整流平滑
回路25としては、例えば、140Vの直流出力を得る第１の
整流平滑回路25aと、15Vの直流出力を得る第２の整流平
滑回路25bとが用いられ、第１の整流平滑回路25aの出力
負荷電力が140Wで、第２の整流平滑回路25bの出力負荷
電力が15Wの計155Wの電力を供給するためのスイッチン
グ電源装置を、上記交流入力電源１の電圧が90V〜144V
の範囲で変動するような条件の下に設計する場合につい
て説明する。
回路25としては、例えば、140Vの直流出力を得る第１の
整流平滑回路25aと、15Vの直流出力を得る第２の整流平
滑回路25bとが用いられ、第１の整流平滑回路25aの出力
負荷電力が140Wで、第２の整流平滑回路25bの出力負荷
電力が15Wの計155Wの電力を供給するためのスイッチン
グ電源装置を、上記交流入力電源１の電圧が90V〜144V
の範囲で変動するような条件の下に設計する場合につい
て説明する。
前記従来の第11図に示すスイッチング電源装置において
上記条件を満足させようとする場合、先ず、スイッチン
グ周波数ｆについては、50kHzより高い周波数にすると
可飽和リアクタトランス113の磁心損失が増大するた
め、効率低下防止の面から40kHz〜50kHz程度に設定され
ることを考慮し、例えばｆ＝50kHzに定めている。この
とき、コンバータ駆動トランス111の磁気コアには、Ｕ
−16,FE−２材のフェライト磁心を用いており、可飽和
リアクタトランス113については、磁気コア113eとして
８の直交磁心を用い、巻線としては直径0.1mmの細い芯
線を43本束ねたものを被制御巻線NR側に35巻きし、かつ
第12図に示すようにＵ字ビス113gにより放熱板113fを磁
気コア113eに取り付け、これを電源ブロックのシールド
ケースに共締めして磁心損失による発熱を逃がす構成が
必要とされる。このような従来のスイッチング電源装置
を上記条件の下に構成するとき、交流−直流変換効率
は、AC100Vで83％となることが実験により確かめられて
いる。
上記条件を満足させようとする場合、先ず、スイッチン
グ周波数ｆについては、50kHzより高い周波数にすると
可飽和リアクタトランス113の磁心損失が増大するた
め、効率低下防止の面から40kHz〜50kHz程度に設定され
ることを考慮し、例えばｆ＝50kHzに定めている。この
とき、コンバータ駆動トランス111の磁気コアには、Ｕ
−16,FE−２材のフェライト磁心を用いており、可飽和
リアクタトランス113については、磁気コア113eとして
８の直交磁心を用い、巻線としては直径0.1mmの細い芯
線を43本束ねたものを被制御巻線NR側に35巻きし、かつ
第12図に示すようにＵ字ビス113gにより放熱板113fを磁
気コア113eに取り付け、これを電源ブロックのシールド
ケースに共締めして磁心損失による発熱を逃がす構成が
必要とされる。このような従来のスイッチング電源装置
を上記条件の下に構成するとき、交流−直流変換効率
は、AC100Vで83％となることが実験により確かめられて
いる。
これに対して、本発明の上記実施例のスイッチング電源
装置によれば、可飽和リアクタトランス21を発振駆動回
路24の発振周波数制御用に用いており、小振幅動作のた
め、高周波での磁心損失が少なく、上記条件の下でもス
イッチング周波数ｆを100kHz〜150kHz程度あるいはこれ
以上に設定可能であり、このとき、可飽和リアクタトラ
ンス21としては、FE−３材で６の直交コアを用い、線材
には直径0.1mmの細い芯線を17本束ねたものを各巻線
NA，NB1およびNB2にそれぞれ７巻きすればよく、可飽和
リアクタトランス21を小型軽量化することができるとと
もに、放熱についても自然空冷の状態で十分な信頼性を
確保できる。このときの交流−直流変換効率は、AC100V
で90％にまで向上することが実験により確かめられてい
る。
装置によれば、可飽和リアクタトランス21を発振駆動回
路24の発振周波数制御用に用いており、小振幅動作のた
め、高周波での磁心損失が少なく、上記条件の下でもス
イッチング周波数ｆを100kHz〜150kHz程度あるいはこれ
以上に設定可能であり、このとき、可飽和リアクタトラ
ンス21としては、FE−３材で６の直交コアを用い、線材
には直径0.1mmの細い芯線を17本束ねたものを各巻線
NA，NB1およびNB2にそれぞれ７巻きすればよく、可飽和
リアクタトランス21を小型軽量化することができるとと
もに、放熱についても自然空冷の状態で十分な信頼性を
確保できる。このときの交流−直流変換効率は、AC100V
で90％にまで向上することが実験により確かめられてい
る。
Ｇ−3.第２の実施例 次に、第10図は本発明の第２の実施例を示し、電源トラ
ンス23の２次側に２つの２次巻線N2A，N2Bを設けるとと
もに、２次巻線N2Aには第１の倍圧全波整流平滑回路25a
aを接続し、２次巻線N2Bには第２の倍圧全波整流平滑回
路25bbを接続している。他の構成は、上述した第１図の
実施例と同様であるため、図中対応する部分には同じ参
照番号を付して説明を省略する。
ンス23の２次側に２つの２次巻線N2A，N2Bを設けるとと
もに、２次巻線N2Aには第１の倍圧全波整流平滑回路25a
aを接続し、２次巻線N2Bには第２の倍圧全波整流平滑回
路25bbを接続している。他の構成は、上述した第１図の
実施例と同様であるため、図中対応する部分には同じ参
照番号を付して説明を省略する。
この第10図に示す第２の実施例によれば、各２次巻線N
2A，N2Bの巻数が第１図の実施例の場合と比較して1/2と
なるため、電源トランス23の小型化が図られるのみなら
ず、各倍圧全波整流平滑回路25aa,25bbからは、140V,70
V,15V,7.5Vと４種類もの多くの出力電圧を得ることがで
きるという利点がある。
2A，N2Bの巻数が第１図の実施例の場合と比較して1/2と
なるため、電源トランス23の小型化が図られるのみなら
ず、各倍圧全波整流平滑回路25aa,25bbからは、140V,70
V,15V,7.5Vと４種類もの多くの出力電圧を得ることがで
きるという利点がある。
H.発明の効果 本発明のスイッチング電源装置によれば、可飽和リアク
タトランスを１次側電流スイッチング用の発振駆動回路
の発振周波数を制御するために用いているため、高周波
・小振幅動作が可能となり、可飽和リアクタトランスの
小型軽量化、磁心損失の低減および制御範囲の拡大が図
れ、安価で高性能の電源装置を提供できる。また、可飽
和リアクタトランスが小電流でドライブされることよ
り、可飽和リアクタトランスからの漏れ磁束が低減さ
れ、電源ブロックのシールドケースが簡略化され、例え
ば、従来の厚さ2mmのアルミ製ケースから、厚さ1mmの鉄
板製ケースに簡略化できる。さらに、可飽和リアクタト
ランスをシールドケースに取り付ける必要がないため、
トランスのいわゆる鳴きが解消する。
タトランスを１次側電流スイッチング用の発振駆動回路
の発振周波数を制御するために用いているため、高周波
・小振幅動作が可能となり、可飽和リアクタトランスの
小型軽量化、磁心損失の低減および制御範囲の拡大が図
れ、安価で高性能の電源装置を提供できる。また、可飽
和リアクタトランスが小電流でドライブされることよ
り、可飽和リアクタトランスからの漏れ磁束が低減さ
れ、電源ブロックのシールドケースが簡略化され、例え
ば、従来の厚さ2mmのアルミ製ケースから、厚さ1mmの鉄
板製ケースに簡略化できる。さらに、可飽和リアクタト
ランスをシールドケースに取り付ける必要がないため、
トランスのいわゆる鳴きが解消する。
また、電源投入時の発振駆動回路の起動が確実に行え
る。さらに、発振駆動回路は、複数のスイッチング素子
のプッシュプル構成を有しているため、大電力負荷への
電力供給が安定して行える。
る。さらに、発振駆動回路は、複数のスイッチング素子
のプッシュプル構成を有しているため、大電力負荷への
電力供給が安定して行える。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は可飽
和リアクタトランスの一例を示す概略斜視図、第３図は
動作説明のためのタイムチャート、第４図は可飽和リア
クタトランスの電流−電圧特性を示すグラフ、第５図お
よび第６図は負荷電流変化、入力電圧変動に対する制御
動作特性を示すグラフ、第７図および第８図はスイッチ
ング電源回路の等価回路図、第９図は発振周波数に対す
る出力電圧の変化を示すグラフ、第10図は本発明の他の
実施例を示す回路図、第11図は従来のスイッチング電源
装置の一例を示す回路図、第12図は従来の過飽和リアク
タトランスの一例を示す概略斜視図である。 １……交流入力電源 ２……全波整流器 ３……平滑コンデンサ 21……可飽和リアクタトランス 22……共振コンデンサ 23……電源トランス 24……発振駆動回路 25……整流平滑回路 26……制御回路
和リアクタトランスの一例を示す概略斜視図、第３図は
動作説明のためのタイムチャート、第４図は可飽和リア
クタトランスの電流−電圧特性を示すグラフ、第５図お
よび第６図は負荷電流変化、入力電圧変動に対する制御
動作特性を示すグラフ、第７図および第８図はスイッチ
ング電源回路の等価回路図、第９図は発振周波数に対す
る出力電圧の変化を示すグラフ、第10図は本発明の他の
実施例を示す回路図、第11図は従来のスイッチング電源
装置の一例を示す回路図、第12図は従来の過飽和リアク
タトランスの一例を示す概略斜視図である。 １……交流入力電源 ２……全波整流器 ３……平滑コンデンサ 21……可飽和リアクタトランス 22……共振コンデンサ 23……電源トランス 24……発振駆動回路 25……整流平滑回路 26……制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力電源に接続された電源トランスの
１次巻線を含むLC共振回路と、 このLC共振回路を流れる電流をオン、オフ駆動するプッ
シュプル構成とされた複数のスイッチング素子を有し、
これらのスイッチング素子の制御端子側に設けられた可
飽和リアクタトランスにより発振周波数が制御され、上
記複数のスイッチング素子の各々の制御端子に接続され
た複数の起動抵抗を介して供給される起動電流によりス
イッチング動作が開始される発振駆動回路と、 上記電源トランスの２次側出力電圧を検出して上記可飽
和リアクタトランスのインダクタンスを制御し、上記発
振駆動回路の発振周波数を可変制御する制御回路と を具備して成るスイッチング電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60203942A JPH0775469B2 (ja) | 1985-09-14 | 1985-09-14 | スイツチング電源装置 |
| CA000517446A CA1283949C (en) | 1985-09-14 | 1986-09-04 | Switching power source |
| DE3631138A DE3631138C2 (de) | 1985-09-14 | 1986-09-12 | Spannungsquelle mit Gleichspannungsumformer |
| US06/906,406 US4736283A (en) | 1985-09-13 | 1986-09-12 | Regulated voltage converter which has substantially fewer parts than prior art devices |
| GB8622062A GB2180416B (en) | 1985-09-14 | 1986-09-12 | Switching power source devices |
| KR1019860007713A KR0130074B1 (ko) | 1985-09-14 | 1986-09-13 | 스위칭 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60203942A JPH0775469B2 (ja) | 1985-09-14 | 1985-09-14 | スイツチング電源装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7013210A Division JP2565217B2 (ja) | 1995-01-30 | 1995-01-30 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6264266A JPS6264266A (ja) | 1987-03-23 |
| JPH0775469B2 true JPH0775469B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=16482230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60203942A Expired - Fee Related JPH0775469B2 (ja) | 1985-09-13 | 1985-09-14 | スイツチング電源装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4736283A (ja) |
| JP (1) | JPH0775469B2 (ja) |
| KR (1) | KR0130074B1 (ja) |
| CA (1) | CA1283949C (ja) |
| DE (1) | DE3631138C2 (ja) |
| GB (1) | GB2180416B (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3828957A1 (de) * | 1988-08-26 | 1990-03-01 | Ant Nachrichtentech | Schaltregler |
| JPH04331461A (ja) * | 1991-05-01 | 1992-11-19 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
| CA2124370C (en) * | 1994-05-26 | 1998-09-29 | Ivan Meszlenyi | Self oscillating dc to dc converter |
| JP3286673B2 (ja) * | 1997-01-24 | 2002-05-27 | 浩 坂本 | 充電器用のコンバータ回路 |
| JP2000152617A (ja) | 1998-11-10 | 2000-05-30 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2001314079A (ja) | 2000-04-28 | 2001-11-09 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| TW521481B (en) * | 2000-05-17 | 2003-02-21 | Sony Corp | Switching power supply apparatus with active clamp circuit |
| EP1172924A3 (en) * | 2000-07-11 | 2002-02-13 | Sony Corporation | Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback |
| JP3659240B2 (ja) | 2001-11-16 | 2005-06-15 | ソニー株式会社 | スイッチング電源回路 |
| KR100961763B1 (ko) * | 2002-02-15 | 2010-06-07 | 소니 주식회사 | 스위칭 전원회로 |
| JP2013062896A (ja) * | 2011-09-12 | 2013-04-04 | Rohm Co Ltd | 電力供給回路 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1246860A (en) * | 1968-02-10 | 1971-09-22 | Wandel & Goltermann | Direct current converter |
| US3697851A (en) * | 1970-12-14 | 1972-10-10 | Hewlett Packard Co | Regulating converter circuit |
| US4065713A (en) * | 1974-09-13 | 1977-12-27 | Nixdorf Computer Ag | Voltage stabilizer |
| JPS52114915A (en) * | 1976-03-23 | 1977-09-27 | Ricoh Co Ltd | Dc-dc converter |
| US4301498A (en) * | 1979-10-31 | 1981-11-17 | Gould Advance Limited | Voltage converter apparatus having output regulating means |
| JPS6087672A (ja) * | 1983-10-20 | 1985-05-17 | Sony Corp | スイツチング電源回路の駆動回路 |
| JPS6089790U (ja) * | 1983-11-25 | 1985-06-19 | ソニー株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS60197166A (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-05 | Toshiba Corp | スイツチング電源装置 |
| JPH06192121A (ja) * | 1992-06-23 | 1994-07-12 | Nippon Kayaku Co Ltd | オーレオバシジンａの非吸湿性結晶及びその製造法 |
| JPH0687672A (ja) * | 1992-09-04 | 1994-03-29 | Hitachi Ltd | 核融合炉壁材用の炭化ホウ素／炭素繊維複合焼結体 |
| JPH06194566A (ja) * | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Canon Inc | カメラ |
-
1985
- 1985-09-14 JP JP60203942A patent/JPH0775469B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-09-04 CA CA000517446A patent/CA1283949C/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-12 DE DE3631138A patent/DE3631138C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-09-12 GB GB8622062A patent/GB2180416B/en not_active Expired
- 1986-09-12 US US06/906,406 patent/US4736283A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-13 KR KR1019860007713A patent/KR0130074B1/ko not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR0130074B1 (ko) | 1998-04-09 |
| GB2180416B (en) | 1989-08-23 |
| GB2180416A (en) | 1987-03-25 |
| CA1283949C (en) | 1991-05-07 |
| DE3631138A1 (de) | 1987-03-26 |
| DE3631138C2 (de) | 1994-11-24 |
| KR870003422A (ko) | 1987-04-17 |
| JPS6264266A (ja) | 1987-03-23 |
| US4736283A (en) | 1988-04-05 |
| GB8622062D0 (en) | 1986-10-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6356465B2 (en) | Switching power supply apparatus with active clamp circuit | |
| US6654259B2 (en) | Resonance type switching power supply unit | |
| US20010036092A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| US6747883B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JPH11356046A (ja) | 電源装置 | |
| JP2001095247A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH0775469B2 (ja) | スイツチング電源装置 | |
| JPH04299070A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US6590787B2 (en) | Wide range zero voltage switching resonance type converter | |
| JP2734296B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2565217B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0819252A (ja) | 共振コンバータ | |
| JP2002272104A5 (ja) | ||
| JPS604676B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH06261546A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0723562A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH06276748A (ja) | Ａｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2955582B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002281756A (ja) | スイッチングコンバータ回路 | |
| JPH07112353B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2754205B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPS628155Y2 (ja) | ||
| JPH01313884A (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JPH0576175A (ja) | スイツチング電源装置 | |
| JPH08298769A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |