JPH077570B2

JPH077570B2 - リミツタ回路

Info

Publication number: JPH077570B2
Application number: JP62113811A
Authority: JP
Inventors: 信夫植田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1987-05-11
Filing date: 1987-05-11
Publication date: 1995-01-30
Anticipated expiration: 2010-01-30
Also published as: JPS63279463A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、記録媒体から再生したFM信号の直流変動を
除去し、反転現象を防止するリミツタ回路に関するもの
である。

〔従来の技術〕

映像信号を周波数変調（以下、「FM」という）して記録
媒体に記録し、再生する装置として、ビデオテープレコ
ーダ（以下、「VTR」という）を例にとり、従来技術の
説明を行なう。

第７図は、VTRの再生信号処理系（輝度信号）の概略構
成を示したブロツク回路図である。図において（11）は
記録媒体たる磁気テープ、（12）は再生磁気ヘッド、
（13）はロータリートランス、（14）は再生プリアン
プ、（15）はリミツタ回路、（16）はFM復調回路、（1
7）はキヤリア成分を除去する低域波器（LPF）、（1
8）は再生輝度信号の出力端子である。

第８図(a)は記録時のFM信号のスペクトラム図で、図
中、fcはキヤリア周波数、fmは変調信号周波数を示す。
また、同図(b)はテープ・ヘツド系での電磁変換周波数
特性図で、概ね低域通過特性を示している。また、同図
(c)は、同図(b)のような電磁変換系を同図(a)のような
スペクトラムをもつFM信号が通過した時のスペクトラム
の変化を示す図である。

第９図(a)はVTRにおける入力ビデオ信号（輝度信号）波
形の一例を示す図、同図(b)はこの入力信号にエンフア
シスをかけた信号波形図、同図(c)はこの信号を周波数
変調した信号波形図、同図(d)はこの信号を磁気テープ
に記録して再生したときに得られる再生FM信号の波形図
である。

第10図はリミツタ回路（15）の入出力特性と、入力FM信
号の波形と、出力FM信号の波形との関係を示す図であ
る。

次に動作について説明する。VTRにおいては、第９図(a)
の入力ビデオ信号を、FM変調時の三角ノイズ低減のため
エンフアシスをかけて記録している。（第９図(b)参
照）このエンフアシスをかけられたビデオ信号によりキ
ヤリアを変調して同図(c)のようなFM信号にし、磁気テ
ープ（11）に記録しているわけである。この記録された
FM信号のスペクトラムは、第８図(a)に示すように、キ
ヤリアＣに対して上下サイドバンドS₊₁,S₊₂,……,
S_＋ｎ,S_-1,S_-2,……,S_−ｎのレベルは均等になつてい
る。

再生時には、磁気テープ（11）より再生ヘツド（12）で
記録されたFM信号を検出し、ロータリートランス（13）
を介して再生プリアンプ（14）に入力する。この磁気テ
ープ・ヘツド系での電磁変換特性は第８図(b)に示すよ
うに、低域通過特性であるため、同図(a)のFM信号のス
ペクトラムは同図(c)のように変化する。すなわち、下
側サイドバンド成分S_-1,S_-2,……,S_−ｎは相対的に強調
され、上側サイドバンド成分S₊₁,S₊₂,……,S_＋ｎは、逆
に減衰される。このため、リミツタ回路（15）の入力FM
信号は、上下サイドバンドのバランスが崩れ、キヤリア
成分Ｃに対して第１下側サイドバンド成分S_-1は同程度
のレベルとなつてくる。特に、記録時にエンフアシスが
かけられる高周波部分では、FMの変調指数β（＝最大周
波数偏移／変調信号周波数）が小さくなり、FMのほとん
どの情報（エネルギ）は第１サイドバンドに集中するた
め、一層キヤリアＣと第１下側サイドバンドS_-1との差
がなくなり（時によつてはレベルが逆転する）。第９図
(d)に示すように、再生FM信号の「ゼロクロス欠落」と
いう現象が起こつてくる。これが、いわゆる反転現象と
呼ばれているもので、このようなFM信号を復調すると、
本来は輝度レベルの高い部分でも、ゼロクロス点が欠落
しているため、復調器（16）では周波数が低いことと等
価となり、復調ビデオ信号としては黒側にとんでしま
う。

リミツタ回路（15）は、本来は低周波のレベル変動を除
去し、かつ上下側帯波のアンバランスを補正する作用を
行うものであるが、第10図に示すようなゼロクロスが欠
落したような入力FM信号の場合は、同図に示す入出力特
性をもつリミツタ回路では、原理的にゼロクロス点は復
元せず、同図に示すようなゼロクロスが欠落したFM信号
が出力される。また、通常、リミツタ回路のゲインは、
上下サイドバンドのアンバランス補正能力を高めるた
め、および再生FM信号のレベル低下（ドロツプアウト
等）にある程度対応可能とするために、かなり高めに設
定されている（20〜40dB）。FM信号は、そのゼロクロス
が情報となつているから、リミツタ回路のゲインを高く
して正弦波状の再生FM信号を矩形波状にしても差支えな
いわけであるが、実際の回路ではゲインが高い程偶数次
歪が増大し、ゼロクロス情報に誤差が生じる可能性があ
る。さらに、ゲインを上げると、前述したように、減衰
した上側サイドバンドを復元できるが、同時にFM帯域内
のノイズも増幅することになり、復調ビデオ信号のS/N
比劣化につながる。したがつて、むやみにリミツタ回路
のゲインを高くすることは現実的には困難である。

以上のことから従来のリミツタ回路では、ゼロクロスが
欠落したまま復調回路（16）に入力されるため、低域
波器（17）の出力波形（再生輝度信号）は、ゼロクロス
欠落点で反転現象を生じることが判る。

このような問題点を解決するために、現在市販されてい
る家庭用VTRでは、前述のような単なるリミツタ回路で
はなく、ダブルリミツタと称する回路を備えているもの
もある。この回路構成を第11図に、またその各部の信号
のスペクトラムを第12図に示し、これらをもつてその動
作を説明する。なお、以降の説明においては簡単のため
に、上下第１のサイドバンドのみを対象にしているが、
高次のサイドバンドが含まれていても原理は同じであ
る。

入力端子(1)に入力されたゼロクロスが欠落した再生FM
信号ａ（第12図(a)図示）は、高域通過フイルタ（HPF）
（19）と、低域通過フイルタ（LPF）（24）とに入力さ
れる。高域フイルタ（19）を通つた信号ｂ（第12図(b)
図示）は、第１のリミツタ（21）および位相補正回路
（23）を通り、低域通過フイルタ（24）を通つた信号ｄ
（第12図(d)図示）と加算器（26）で加算される。加算
器（26）の出力ｅ（第12図(e)図示）は、第２のリミツ
タ（28）を通り、出力端子（10）から第12図(f)に示す
信号ｆとなつて出力される。このリミツタ回路における
各部のスペクトラム変化を第12図でみていくと、まず入
力端子(1)では、キヤリアＣ（周波数fc）のレベルが下
側サイドバンドS_-1（周波数fc−fm）より小さく、事実
上低周波の変動によりキヤリアの欠落を生じているとす
る。このスペクトラムが高域通過フイルタ（19）を通る
ことにより下側サイドバンドS_-1のレベルは、第12図(b)
に示すように、キヤリアＣよりも低くなり、次いで第１
リミツタ（21）で第12図(c)に示すように、上下のサイ
ドバンドS_-1,S₊₁は平均化される。このようにすること
により、下側サイドバンドS_-1を減衰させてゼロクロス
を復元させている（ゼロクロスの欠落は下側サイドバン
ドによる低周波のうねりと考えられる）。しかし、この
状態ではS/Nの良い下側サイドバンドS_-1のエネルギが入
力より減衰しており、解像度やS/Nの劣化を招くため、
低域通過フイルタ（24）を通つた下側サイドバンド成分
ｄと加算し、上記の問題点を改善している。すなわち、
加算器（26）の出力ｅのスペクトラムは、第12図(e)に
示すようになり、更に第２のリミツタ（28）で上下サイ
ドバンドのレベルを合わせている。（同図(f)）このよ
うにして、ダブルリミツタ回路ではゼロクロスを復元し
ているわけであるが、実際のVTRの映像信号では変調信
号周波数fmが瞬時瞬時変化しているわけで、キヤリアＣ
の周波数fcと、上下サイドバンド周波数がそれに伴なつ
て変化するわけであるから、高域通過フイルタ（19）の
カツトオフ周波数が固定であるダブルリミツタ回路で
は、減衰される下側サイドバンドの量も変化してしま
う。

例えば、fmが高い周波数であるとfc−fmはfcが低いと低
周波となつて高域通過フイルタ（19）での減衰量が大き
くなり、ゼロクロス復元が可能となるが、同じfmでもfc
が高い場合（輝度レベルが高いことに対応）はfc−fmは
高くなり、減衰量が小さくなつてゼロクロスが復元でき
ない場合がある。逆にfc−fmが高くても高域通過フイル
タ（19）のカツトオフ周波数を高くして減衰量を大きく
とると、fc−fmが低くなつた時、下側サイドバンドの減
衰量が大きくなりすぎて、解像度の劣化につながつてし
まう。また、加算器（26）での高域通過フイルタ（19）
を通つた信号と、低域通過フイルタ（24）を通つた信号
との加算比も、従来回路では固定であるため、前述した
場合と同様、fc,fmにより下側サイドバンドの量が変化
し、低域通過フイルタ（24）を通過してきた下側サイド
バンドの加算量が大きいと加算器（26）でゼロクロス欠
落が再び生じ、その加算量が小さいと解像度の劣化が生
じ、その加算比の調整が困難である。

更に、このような回路ではキヤリアレベルの変動に対し
て何も補償しておらず、キヤリアレベルが低下した場
合、通常より低周波の変動によるゼロクロス欠落を生じ
易いという状況は全く改善されない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のリミツタ回路は以上のように構成されているの
で、FM信号のスペクトラムによつては反転現象を防止で
きず、また解像度やS/N比の劣化を招くなどの問題点が
あつた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、反転現象を解像度やS/N比の劣化を伴うこと
なく確実に防止できるリミツタ回路を得ることを目的と
する。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るリミツタ回路は、入力再生FM信号のレベ
ルにより、高域通過特性のカツトオフ周波数及び利得を
ダイナミツクに制御する手段を備えたことを特徴とす
る。

〔作用〕

この発明における高域通過特性の制御手段は、入力信号
レベルにより２つのリミツタのゲインを、入力レベルが
大きい時はカツトオフ周波数および利得が低くなるよう
に、逆に入力レベルが小さい時はカツトオフ周波数およ
び利得が高くなるように制御する。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。

第１図は本発明の一実施例のブロツク回路図である。図
において、(1)は入力端子、(2)は第１の減算器、(3)は
低域通過フイルタ（以下、「LPF」という）、(4)は第２
の減算器、(5)は第１の加算器、(6)は第２のリミツタ、
(7)は第３の減算器、(8)は第１のリミツタ、(9)は第２
の加算器、（10）は出力端子である。

第２図は、第１図の入力端子に加えられる再生FM信号の
スペクトラムと、LPF(3)の特性例を示した図である。

第３図は一般的なリミツタの入出力特性、第４図は低域
通過フイルタ(3)の一構成例、第５図は線形化したこの
実施例のブロツク回路図、第６図はこの実施例の周波数
特性図である。

次に動作について説明する。第１図において、入力端子
(1)に第２図に示すようなスペクトラム分布をもつ、ゼ
ロクロスが欠落した再生FM信号が入力された場合、どの
ようにしてゼロクロスを復元させるかを数式をもつて説
明する。その為に、第１図中の非線形部分（第１および
第２のリミツタ(8),(6)）を線形的に取扱えるよう、リ
ミツタの入力レベルを一定と考え、第３図に示す如く、
その入力レベルに対するゲインＫで表現する。ここに、
Ｋ＝E₀/Eiで入力レベルEiが一定であれば、出力レベルE
₀は一意的に決まり、Ｋは定数として扱つて構わないこ
とになる。またLPF(3)は第４図に示したR,C1次のフイル
タとし、その時定数をＴ＝RCとすると、LPFの伝達関数
Ｇ（Ｓ）は、となる。

第1,第２のリミツタ(8),(6)は、帯域内でフラツトな周
波数特性をもつものとすると、上記の仮定から、第１図
のブロツク回路図は第５図に示すような線形回路となる
から、これより入出力間の伝達関数Ｈ（Ｓ）＝V₀（Ｓ）
/Vi（Ｓ）を求めることができる。

一定入力レベルEiのときの第1,第２のリミツタのゲイン
をそれぞれK₁,K₂とすると、Ｈ（Ｓ）はここで、とおくと、(2)式よりＨ（ｊω）はとなるから、振巾特性は第３図から判るように、リミツタ(8),(6)のゲインK₁,K₂
は入力信号レベルが大きくなる程小さくなるから、(3)
式よりω₁,ω_２も小さくなる。また、K₁,K₂は正数でK₂
＜１であるとすると、ω_１＜ω_２であるから、(5)式の
近似式は (i)ω＜ω_１のとき |H（ｊω）｜≒１ (ii)ω_１＜ω＜ω_２のとき |H（ｊω）｜≒ω／ω_１ (iii)ω＞ω_２のときとなる。従つて振幅特性|H（ｊω）｜をグラフに示すと
第６図のようになる。

第６図において、例えば、入力再生FM信号の入力レベル
が高い時は、K₁,K₂は小さい値をとり、したがつて、
ω₁,ω_２そして1/（１−K₂）も小さくなるから、図中、
ａのような周波数特性となる。ここでω_２はキヤリア周
波数より充分低くなるようにした時は、高域通過特性は
弱く、下側サイドバンドは減衰されず、高域のノイズも
増幅しない為、S/Nの良いFM信号を次段のFM復調器（第
７図参照）に供給することができる。すなわち、入力レ
ベルが高い時は、キヤリア成分も大きい為、ゼロクロス
欠落を起こしにくく、低周波変動に対しても強いので、
あまりFM信号の下側サイドバンドを落とす必要はないわ
けである。逆に、入力レベルが低いか、ゼロクロス欠落
を起こしている時はK₁,K₂は大きい値をとり、したがつ
てω₁,ω_２、そして1/（１−K₂）も大きくなるから、図
中、ｄのような周波数特性となる。ここでω_２はキヤリ
アの最低周波数と略々同じであるようにした時、高域は
強調され、低域側は相対的に減衰されるから、下側サイ
ドバンドは減衰し、ゼロクロスは復元される方向に向か
う。また、ゼロクロス欠落の生じやすい高周波で小信号
の場合ほど、充分キヤリアレベルを持ち上げるよう1/
（１−K₂）も大きくなるようにしている。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、入力再生FM信号のレ
ベルに応じて高域通過フイルタのカツトオフ周波数と減
衰量とをダイナミツクに制御するように構成したので、
解像度やS/N比の劣化を招くことなく反転現象の防止が
可能となるリミツタ回路が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例のブロツク回路図、第２図
は入力再生FM信号のスペクトラムと低域通過フイルタの
特性を示す図、第３図は一般的なリミツタの入出力特性
図、第４図は低域通過フイルタの一構成例の回路図、第
５図は第１図の実施例を線形化したブロツク回路図、第
６図はこの線形化した実施例の周波数特性図、第７図は
従来のVTR再生系のブロツク回路図、第８図(a)〜(c)は
電磁変換系におけるFM信号のスペクトラムの変化を示し
た図、第９図(a)〜(d)は従来のVTRにおける記録再生時
の波形変化を示した図、第10図は従来のリミツタ回路の
入出力特性と入出力信号波形の変化を示す図、第11図は
従来のダブルリミツタ回路のブロツク回路図、第12図
(a)〜(f)はこのダブルリミツタ回路の各部におけるスペ
クトラムを示した図である。 (2)……第１の減算器、(3)……低域通過フイルタ、(4)
……第２の減算器、(5)……第１の加算器、(6)……第２
のリミツタ、(7)……第３の減算器、(8)……第１のリミ
ツタ、(9)……第２の加算器。なお、各図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体から再生されたFM信号が正の入力
端子に供給される第１の減算器と、この第１の減算器の
出力信号が入力される低域波器と、上記再生されたFM
信号から上記低域波器の出力信号を減算する第２の減
算器と、この第２の減算器の出力信号が一方の入力端子
に供給される第１の加算器と、この第１の加算器の出力
信号が入力される第１のリミッタと、同じく上記第１の
加算器の出力信号が入力されてこの出力信号を上記第１
の加算器の他方の入力端子に入力する第２のリミッタ
と、上記第1,第２のリミッタの出力信号を加算してその
出力信号を上記第１の減算器の負の入力端子に入力する
第２の加算器と、上記再生されたFM信号を上記第２のリ
ミッタの出力信号から減算する第３の減算回路とを備え
てなるリミッタ回路。