JPH0777484B2 - デジタル保護継電器 - Google Patents
デジタル保護継電器Info
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- JPH0777484B2 JPH0777484B2 JP4908788A JP4908788A JPH0777484B2 JP H0777484 B2 JPH0777484 B2 JP H0777484B2 JP 4908788 A JP4908788 A JP 4908788A JP 4908788 A JP4908788 A JP 4908788A JP H0777484 B2 JPH0777484 B2 JP H0777484B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電力系統の電圧及び電流より、インピーダ
ンス値を演算して応動するデジタル保護継電器、特にそ
の高速応動性と周波数特性の改善に関するものである。
ンス値を演算して応動するデジタル保護継電器、特にそ
の高速応動性と周波数特性の改善に関するものである。
第4,5図は例えば電気協同研究、第41巻第４号、デジタ
ルリレー（昭和61年１月 電気協同研究会 発行）の46
〜48ページに示された従来のデジタル保護継電器を、モ
ー特性について説明したものであるが、ブラインダ特性
についても、同様に考えられる。
ルリレー（昭和61年１月 電気協同研究会 発行）の46
〜48ページに示された従来のデジタル保護継電器を、モ
ー特性について説明したものであるが、ブラインダ特性
についても、同様に考えられる。
第４図は、ブラインダ特性を表現する公知のベクトル図
で、電力系統の電流を横軸に基準として設定し、位相を
γ遅らせて、大きさをＺ倍したベクトル（ZI）を得て、
電流よりφだけ位相差のある電圧Ｖとの差ベクトル（ZI
−Ｖ）と前記ベクトル（ZI）の位相差が90゜以内であれ
ば、直線PQより左方が動作領域となるものである。
で、電力系統の電流を横軸に基準として設定し、位相を
γ遅らせて、大きさをＺ倍したベクトル（ZI）を得て、
電流よりφだけ位相差のある電圧Ｖとの差ベクトル（ZI
−Ｖ）と前記ベクトル（ZI）の位相差が90゜以内であれ
ば、直線PQより左方が動作領域となるものである。
第５図は、電力系統の電圧ｖ及び電流ｉの電気角30゜毎
にサンプリングし、そのデーターを用いて、前記ブライ
ンダ特性を、デジタル保護継電器で実現するための従来
の演算手段を説明したものである。
にサンプリングし、そのデーターを用いて、前記ブライ
ンダ特性を、デジタル保護継電器で実現するための従来
の演算手段を説明したものである。
次に動作について説明する。説明の都合上、電圧及び電
流の瞬時値をｖ及びｉ、最大値をＶ及びＩとし、定格周
波数をf0,サンプリング周期をＴとする。また、サンプ
リング時刻毎のデーターを区別するために当該サンプリ
ング時刻ｔより所定サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−nT
（ｎ＝0,1,2,…とし、ｎ＝０は当該時刻とする）のサン
プリング値を、ｎを添字として、電圧は、v(0),v(T),v
(2T),…電流は、i(0),i(T),i(2T),…と表現する。
流の瞬時値をｖ及びｉ、最大値をＶ及びＩとし、定格周
波数をf0,サンプリング周期をＴとする。また、サンプ
リング時刻毎のデーターを区別するために当該サンプリ
ング時刻ｔより所定サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−nT
（ｎ＝0,1,2,…とし、ｎ＝０は当該時刻とする）のサン
プリング値を、ｎを添字として、電圧は、v(0),v(T),v
(2T),…電流は、i(0),i(T),i(2T),…と表現する。
前記サンプリング周期Ｔは、電力系統の定格周波数f0に
対し、 に選ばれるのが一般的であり、これは、電気角の30゜に
相当する。
対し、 に選ばれるのが一般的であり、これは、電気角の30゜に
相当する。
第５図で、電流をｉ＝Isin（θ）、電圧をｖ＝Vsin（θ
＋φ）とすれば、電圧、電流のサンプリング値は、
v(0),v(T),v(2T),…及びi(0),i(T),i(2T),…となるの
で、図示の如く、（１）〜（６）をv(0),v(3T),i(0),i
(T),i(3T),i(4T)とする。和演算手段（７）でi(0)＋i
(T)を、和演算手段（８）でi(3T)＋i(4T)を得て、倍率
演算手段（９）と（10）でそれぞれi(0)＋i(T)及びi
(3T)＋i(4T)を、Ｚ・ａ倍する。
＋φ）とすれば、電圧、電流のサンプリング値は、
v(0),v(T),v(2T),…及びi(0),i(T),i(2T),…となるの
で、図示の如く、（１）〜（６）をv(0),v(3T),i(0),i
(T),i(3T),i(4T)とする。和演算手段（７）でi(0)＋i
(T)を、和演算手段（８）でi(3T)＋i(4T)を得て、倍率
演算手段（９）と（10）でそれぞれi(0)＋i(T)及びi
(3T)＋i(4T)を、Ｚ・ａ倍する。
差演算手段（11）と（12）でv(0)とv(3T)との差をとる
と、その出力はそれぞれ〔Za｛i(0)＋i(T)｝−v(0)〕と
〔Za｛i(3T)＋i(4T)｝−v(3T)〕が得られる。積演算手
段（13）と（14）はそれぞれ差演算手段（11）と和演算
手段（７）の積及び差演算手段（12）と和演算手段
（８）の積を求めるので、その出力は、それぞれ 〔Ｚ・ａ・｛i(0)＋i(T)｝−v(0)〕・｛i(0)＋i(T)｝ と〔Z・a・{i(3T)＋i(4T)}−v(3T)〕・{i(3T)＋i(4T)} が得られる。和演算手段（15）で加算すると（１）式が
得られる。
と、その出力はそれぞれ〔Za｛i(0)＋i(T)｝−v(0)〕と
〔Za｛i(3T)＋i(4T)｝−v(3T)〕が得られる。積演算手
段（13）と（14）はそれぞれ差演算手段（11）と和演算
手段（７）の積及び差演算手段（12）と和演算手段
（８）の積を求めるので、その出力は、それぞれ 〔Ｚ・ａ・｛i(0)＋i(T)｝−v(0)〕・｛i(0)＋i(T)｝ と〔Z・a・{i(3T)＋i(4T)}−v(3T)〕・{i(3T)＋i(4T)} が得られる。和演算手段（15）で加算すると（１）式が
得られる。
Ｓ＝〔Ｚ・ａ・｛i(0)＋i(T)｝−v(0)〕・｛i(0)＋
i(T)｝ ＋〔Z・a・{i(3T)＋i(4T)}−v(3T)〕・{i(3T)＋i(4T)}
…（１） この（１）式に、サンプリング値v(0)＝Vsin（θ＋
φ）,v(3T)＝Vsin（θ＋φ-3T）,i(0)＝Isin（θ）,i
(T)＝Isin（θ-T）,i(3T)＝Isin（θ-3T）,i(4T)＝Isin
（θ-4T）を代入すると、（２）式が得られる。
i(T)｝ ＋〔Z・a・{i(3T)＋i(4T)}−v(3T)〕・{i(3T)＋i(4T)}
…（１） この（１）式に、サンプリング値v(0)＝Vsin（θ＋
φ）,v(3T)＝Vsin（θ＋φ-3T）,i(0)＝Isin（θ）,i
(T)＝Isin（θ-T）,i(3T)＝Isin（θ-3T）,i(4T)＝Isin
（θ-4T）を代入すると、（２）式が得られる。
この（２）式を判定演算手段（16）で、正のときのみ出
力するようにすれば、（３）式が得られる。
力するようにすれば、（３）式が得られる。
ここで、ａの値を、 とする。
サンプリング周期Ｔを、定格周波数時において30゜に選
んだ訳であるから、前記（３）式にＴ＝30゜を代入する
と、 が得られ、これは、公知の如く第４図に示す最大感度角
γ＝−15゜のブラインダ特性となる。
んだ訳であるから、前記（３）式にＴ＝30゜を代入する
と、 が得られ、これは、公知の如く第４図に示す最大感度角
γ＝−15゜のブラインダ特性となる。
以上の結果を基に、従来のブライング特性のデジタル保
護継電器を評価する。
護継電器を評価する。
まず、電圧と電流の必要サンプリング数は、ｎ＝0,1,3,
4であるため、当該時刻ｎ＝０から少なくとも4T時刻経
過しないと完全な演算が行なえないため、出力端子（1
7）に判定結果が得られるのに、30゜×４＝120゜相当の
時間が必要であり、f0＝50HZの場合では 秒となる。
4であるため、当該時刻ｎ＝０から少なくとも4T時刻経
過しないと完全な演算が行なえないため、出力端子（1
7）に判定結果が得られるのに、30゜×４＝120゜相当の
時間が必要であり、f0＝50HZの場合では 秒となる。
サンプリング周期Ｔは、電力系統の定格周波数f0に対し
30゜相当時間々隔に固定するが、周波数がｆに変れば、 の値に見えてくる。
30゜相当時間々隔に固定するが、周波数がｆに変れば、 の値に見えてくる。
一般に電力系統は定格周波数f0で運用されているが、事
故が発生した時の周波数は、f0から変化している場合が
多いため、このような状態でも、正確にインピーダンス
値を求める必要があり、普通、±５％程度の変化に対し
て、可能な限り誤差を少なくする要求がある。
故が発生した時の周波数は、f0から変化している場合が
多いため、このような状態でも、正確にインピーダンス
値を求める必要があり、普通、±５％程度の変化に対し
て、可能な限り誤差を少なくする要求がある。
今、周波数ｆ＝52.5HZ（50HZの５％増）となった場合を
考えると、Ｔ＝31.5゜となり、これを（３）式に代入す
ると ｆ＝47.5H（50HZの５％減）となった場合を考えると、
Ｔ＝28.5゜となり、これを（３）式に代入すると となり、θ＝０〜360゜変化させると、第６図の様なブ
ライング特性となり、θの値によって斜線部分が誤差と
なって見えてくる。
考えると、Ｔ＝31.5゜となり、これを（３）式に代入す
ると ｆ＝47.5H（50HZの５％減）となった場合を考えると、
Ｔ＝28.5゜となり、これを（３）式に代入すると となり、θ＝０〜360゜変化させると、第６図の様なブ
ライング特性となり、θの値によって斜線部分が誤差と
なって見えてくる。
従来のデジタル保護継電器は以上のように構成されてい
るので、判定結果が得られるまでの時間が長くかかるこ
とと、周波数の変動に対する判定結果の誤差が大きく、
電力系統の保護として使用する場合の制約条件となって
いた。
るので、判定結果が得られるまでの時間が長くかかるこ
とと、周波数の変動に対する判定結果の誤差が大きく、
電力系統の保護として使用する場合の制約条件となって
いた。
この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、判定時間を約1/2に短縮できるとともに、周波
数変動に対する判定誤差もほとんど無視できるデジタル
保護継電器を得ることを目的とする。
もので、判定時間を約1/2に短縮できるとともに、周波
数変動に対する判定誤差もほとんど無視できるデジタル
保護継電器を得ることを目的とする。
この発明に係るデジタル保護電器は、電圧及び電流のサ
ンプリング値として、v(0),v(T),i(0),i(T),i(2T)を用
いた演算処理により、高速応動性を確保して、なおか
つ、周波数変化に対しての特性変化を無視できるように
したものである。
ンプリング値として、v(0),v(T),i(0),i(T),i(2T)を用
いた演算処理により、高速応動性を確保して、なおか
つ、周波数変化に対しての特性変化を無視できるように
したものである。
この発明におけるデジタル保護継電器は、当該時刻ｎ＝
０の電流サンプリング値i(0)〜i(2T)にて演算をするた
め、周波数の影響が無視でき、かつ、2T（＝60゜）の電
流サンプリング値i(2T)までのデーターを使用するた
め、高速度化に対応できるものである。
０の電流サンプリング値i(0)〜i(2T)にて演算をするた
め、周波数の影響が無視でき、かつ、2T（＝60゜）の電
流サンプリング値i(2T)までのデーターを使用するた
め、高速度化に対応できるものである。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において、（18），（19）は電圧及び電流のサン
プリング値で、添字はサンプリング時刻ｎの値を示す。
（20），（21）は倍率演算手段で、ａの値は、 とする。０とＴの電流サンプリング値i(0)(2)とi(T)(3)
を倍率演算手段（20）と（21）で、それぞれＺ・ａ倍
し、差演算手段（11）と（12）で、０とＴの電圧サンプ
リング値v(0)(1)とv(T)(18)との差をとると、その出力
はそれぞれ｛Zai(0)−v(0)｝と｛Zai(T)−v(T)｝が得ら
れる。
プリング値で、添字はサンプリング時刻ｎの値を示す。
（20），（21）は倍率演算手段で、ａの値は、 とする。０とＴの電流サンプリング値i(0)(2)とi(T)(3)
を倍率演算手段（20）と（21）で、それぞれＺ・ａ倍
し、差演算手段（11）と（12）で、０とＴの電圧サンプ
リング値v(0)(1)とv(T)(18)との差をとると、その出力
はそれぞれ｛Zai(0)−v(0)｝と｛Zai(T)−v(T)｝が得ら
れる。
一方、差演算手段（22）は電流サンプリング値i(0)(2)
とi(T)(3)の差｛i(0)−i(T)｝を演算し、差演算手段（2
3）は電流サンプリング値i(T)(3)とi(2T)(19)の差｛i
(T)−i(2T)｝を演算する。
とi(T)(3)の差｛i(0)−i(T)｝を演算し、差演算手段（2
3）は電流サンプリング値i(T)(3)とi(2T)(19)の差｛i
(T)−i(2T)｝を演算する。
積演算手段（13）は、前記差演算手段（11）と（23）の
積を求め、積演算手段（14）は、前記差演算手段（12）
と（22）の積を求め、その出力はそれぞれ ｛Zai(0)−v(0)｝・｛i(T)−i(2T)｝ ｛Zai(T)−v(T)｝・｛i(0)−i(T)｝ となり、これらを差演算手段（24）で差をとると（８）
式が得られる。
積を求め、積演算手段（14）は、前記差演算手段（12）
と（22）の積を求め、その出力はそれぞれ ｛Zai(0)−v(0)｝・｛i(T)−i(2T)｝ ｛Zai(T)−v(T)｝・｛i(0)−i(T)｝ となり、これらを差演算手段（24）で差をとると（８）
式が得られる。
Ｓ＝｛Zai(0)−v(0)｝｛i(T)−i(2T)｝ −｛Zai(T)−v(T)｝｛i(0)−i(T)｝ …………（８） この（８）式に、サンプリング値v(0)＝Vsin（θ＋
φ）,v(T)＝Vsin（θ＋φ-T）,i(0)＝Isin（θ）,i(T)
＝Isin（θ-T）,i(2T)＝Isin（θ-2T）を代入すると、
（９）式が得られる。
φ）,v(T)＝Vsin（θ＋φ-T）,i(0)＝Isin（θ）,i(T)
＝Isin（θ-T）,i(2T)＝Isin（θ-2T）を代入すると、
（９）式が得られる。
この（９）式を判定演算手段（16）で正のときのみ出力
するようにすれば、Isin(T)＞０であるから、（10）式
が得られる。
するようにすれば、Isin(T)＞０であるから、（10）式
が得られる。
サンプリング周期Ｔを定格周波数時において、30゜に選
んだ訳であるから、前記（10）式にＴ＝30゜を代入する
と、 が得られ、これは公知の如く、最大感度角γ＝−15゜の
第４図に示すブラインダ特性になる。
んだ訳であるから、前記（10）式にＴ＝30゜を代入する
と、 が得られ、これは公知の如く、最大感度角γ＝−15゜の
第４図に示すブラインダ特性になる。
以上の結果を基に、本発明のブラインダ特性のデジタル
保護継電器を評価する。
保護継電器を評価する。
まず、電圧と電流の必要サンプリング数は、ｎ＝0,1,2,
であるため、当該時刻ｎ＝０から、2T時刻経過すると完
全な演算が行なえるため、出力端子（17）に判定結果が
得られるのに、30゜×２＝60゜相当時間でよく、f0＝50
HZの場合では、 秒となる。
であるため、当該時刻ｎ＝０から、2T時刻経過すると完
全な演算が行なえるため、出力端子（17）に判定結果が
得られるのに、30゜×２＝60゜相当時間でよく、f0＝50
HZの場合では、 秒となる。
次に、周波数が変化した場合の演算精度を算出すると、
ｆ＝52.5HZ（50HZの５％増）の場合で、Ｔ＝31.5゜を
（10）式に代入すると ｆ＝47.5HZ（50HZの５％減）の場合で、Ｔ＝28.5゜を
（10）式に代入すると、 となり、第２図に示すように、誤差が±0.3％程度で、
定格周波数の場合とほとんど差が無い特性となる。
ｆ＝52.5HZ（50HZの５％増）の場合で、Ｔ＝31.5゜を
（10）式に代入すると ｆ＝47.5HZ（50HZの５％減）の場合で、Ｔ＝28.5゜を
（10）式に代入すると、 となり、第２図に示すように、誤差が±0.3％程度で、
定格周波数の場合とほとんど差が無い特性となる。
第３図は本発明のデジタル保護継電器（38）のハードウ
ェア構成図である。図において、（25）は電圧変成器、
（26）は電流変成器、（27）（28）は入力変換器で、電
力系統の電圧及び電流を処理容易な値に変換するもので
あり、（29）（30）はフィルタで、周知の如く、電圧及
び電流に含まれる高調波のうち、サンプリング周波数の
1/2以上の周波数成分を除去するものである。（31）（3
2）はサンプルホールドで、サンプリング値を次のサン
プリング時刻まで保持するものである。（33）はマルチ
プレクサでサンプルホールド（31）（32）の出力を順次
切り替えて、アナログ・デジタル変換器（34）に伝達す
るものである。（35）はマイクロプロセッサで、メモリ
ー（36）にあらかじめ収納されているプログラムを利用
して演算を実施し、その結果を、出力回路（37）に出力
させるものである。（38）はデジタル保護継電器であ
る。
ェア構成図である。図において、（25）は電圧変成器、
（26）は電流変成器、（27）（28）は入力変換器で、電
力系統の電圧及び電流を処理容易な値に変換するもので
あり、（29）（30）はフィルタで、周知の如く、電圧及
び電流に含まれる高調波のうち、サンプリング周波数の
1/2以上の周波数成分を除去するものである。（31）（3
2）はサンプルホールドで、サンプリング値を次のサン
プリング時刻まで保持するものである。（33）はマルチ
プレクサでサンプルホールド（31）（32）の出力を順次
切り替えて、アナログ・デジタル変換器（34）に伝達す
るものである。（35）はマイクロプロセッサで、メモリ
ー（36）にあらかじめ収納されているプログラムを利用
して演算を実施し、その結果を、出力回路（37）に出力
させるものである。（38）はデジタル保護継電器であ
る。
なお、上記実施例では、電圧及び電流をそれぞれｖ及び
ｉとして表現したが、電力系統で使用する場合は公知の
通り、短絡事故用及び地絡事故用として、それぞれ線間
入力及び相入力として演算することは明白である。
ｉとして表現したが、電力系統で使用する場合は公知の
通り、短絡事故用及び地絡事故用として、それぞれ線間
入力及び相入力として演算することは明白である。
また、零相補償に零相電流を用いる場合も同様に演算し
て差しつかえない。また、前記実施例ではγ≒15゜の場
合について例示したが、γ≒０゜の場合にも、例えば基
本式に他の定数ｋを与えて、演算式 ｛Ｚ・i(t)−v(t)｝｛i(t-T)−ｋ・i(t-2T)｝ −｛Ｚ・i(t-T)−v(t-T)｝｛i(t)−ｋ・i(t-T)｝＞０ とし、定数ｋを所定値に設定して演算すれば、前記実施
例と同様の効果を奏する。
て差しつかえない。また、前記実施例ではγ≒15゜の場
合について例示したが、γ≒０゜の場合にも、例えば基
本式に他の定数ｋを与えて、演算式 ｛Ｚ・i(t)−v(t)｝｛i(t-T)−ｋ・i(t-2T)｝ −｛Ｚ・i(t-T)−v(t-T)｝｛i(t)−ｋ・i(t-T)｝＞０ とし、定数ｋを所定値に設定して演算すれば、前記実施
例と同様の効果を奏する。
〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、当該時刻の電流サン
プリング値i(0)〜i(2T)を利用して２サンプリング時刻
内のサンプリング値を用いるように構成したので、高速
度判定が可能で、かつ、周波数変動があっても誤差がほ
とんど無視でき精度の高いものが得られる効果がある。
プリング値i(0)〜i(2T)を利用して２サンプリング時刻
内のサンプリング値を用いるように構成したので、高速
度判定が可能で、かつ、周波数変動があっても誤差がほ
とんど無視でき精度の高いものが得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるブラインダ特性を演
算する手段を示すブロック図、第２図はこの発明の演算
手段により得られるブラインダ特性の周波数特性図、第
３図はこの発明の演算手段を実現するデジタル保護継電
器のハードウェア構成を示すブロック図、第４図は従来
のブラインダ特性を得るベクトル図、第５図は従来のブ
ラインダ特性を演算する手段を示すブロック図、第６図
は従来の演算手段により得られるブラインダ特性の周波
数特性図である。 図において、（１）〜（６），（18），（19）は電圧及
び電流のサンプリング値、（９），（10），（20），
（21）は倍率演算手段，（11），（12），（22），（2
3），（24）は差演算手段、（13），（14）は積演算手
段，（15）は和演算手段，（16）は判定演算手段，（1
7）は出力端子，（25）は電圧変成器、（26）は電流変
成器、（27），（28）は入力変換器、（39），（30）は
フィルタ、（31），（32）はサンプルホールド、（33）
はマルチプレクサ、（34）はアナログ・デジタル変換
器、（35）はマイクロプロセッサ、（36）はメモリ、
（37）は出力回路、（38）はデジタル保護継電器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
算する手段を示すブロック図、第２図はこの発明の演算
手段により得られるブラインダ特性の周波数特性図、第
３図はこの発明の演算手段を実現するデジタル保護継電
器のハードウェア構成を示すブロック図、第４図は従来
のブラインダ特性を得るベクトル図、第５図は従来のブ
ラインダ特性を演算する手段を示すブロック図、第６図
は従来の演算手段により得られるブラインダ特性の周波
数特性図である。 図において、（１）〜（６），（18），（19）は電圧及
び電流のサンプリング値、（９），（10），（20），
（21）は倍率演算手段，（11），（12），（22），（2
3），（24）は差演算手段、（13），（14）は積演算手
段，（15）は和演算手段，（16）は判定演算手段，（1
7）は出力端子，（25）は電圧変成器、（26）は電流変
成器、（27），（28）は入力変換器、（39），（30）は
フィルタ、（31），（32）はサンプルホールド、（33）
はマルチプレクサ、（34）はアナログ・デジタル変換
器、（35）はマイクロプロセッサ、（36）はメモリ、
（37）は出力回路、（38）はデジタル保護継電器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】電力系統の電圧及び電流を一定周期Ｔでサ
ンプリングしデジタル変換後、その数値に基づき演算処
理して電力系統の事故を検出するデジタル保護継電器に
おいて、上記一定周期Ｔを電力系統の定格周波数におけ
る周期の1/12となし、当該サンプリング時刻ｔより所定
サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−nT（ｎ＝0,1,2,…）に
おける前記電圧及び電流のそれぞれのサンプリング値v
(t-nT)及びi(t-nT)を得て、次式、 ｛Ｚ・i(t)−v(t)｝・｛i(t-T)−i(t-2T)｝ −｛Ｚ・i(t-T)−v(t-T)｝・｛i(t)−i(t-T)｝＞０ の演算を実行する演算手段を備えてなるデジタル保護継
電器。 - 【請求項２】電力系統の電圧及び電流を一定周期Ｔでサ
ンプリングしデジタル変換後、その数値に基づき演算処
理して電力系統の事故を検出するデジタル保護継電器に
おいて、上記一定周期Ｔを電力系統の定格周波数におけ
る周期の1/12となし、当該サンプリング時刻ｔより所定
サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−nT（ｎ＝0,1,2,…）に
おける前記電圧及び電流のそれぞれのサンプリング値v
(t-nT)及びi(t-nT)を得て、所定の定数Ｚ及びａを与
え、前記定数ａを として次式 ｛Ｚ・ａ・i(t)−v(t)｝・｛i(t-T)−i(t-2T)｝ −｛Ｚ・i(t-T)−v(t-T)｝・｛i(t)−i(t-T)｝＞０ の演算を実行する演算手段を備えてなるデジタル保護継
電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4908788A JPH0777484B2 (ja) | 1988-03-01 | 1988-03-01 | デジタル保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4908788A JPH0777484B2 (ja) | 1988-03-01 | 1988-03-01 | デジタル保護継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01222621A JPH01222621A (ja) | 1989-09-05 |
| JPH0777484B2 true JPH0777484B2 (ja) | 1995-08-16 |
Family
ID=12821314
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4908788A Expired - Fee Related JPH0777484B2 (ja) | 1988-03-01 | 1988-03-01 | デジタル保護継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777484B2 (ja) |
-
1988
- 1988-03-01 JP JP4908788A patent/JPH0777484B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01222621A (ja) | 1989-09-05 |
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