JPH078145B2 - 多重パルスインバータ装置 - Google Patents
多重パルスインバータ装置Info
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- JPH078145B2 JPH078145B2 JP1129743A JP12974389A JPH078145B2 JP H078145 B2 JPH078145 B2 JP H078145B2 JP 1129743 A JP1129743 A JP 1129743A JP 12974389 A JP12974389 A JP 12974389A JP H078145 B2 JPH078145 B2 JP H078145B2
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- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、単相ブリッジインバータ回路を備えた多重パ
ルスインバータ装置に関する。
ルスインバータ装置に関する。
「従来の技術」 多重パルスインバータ装置は単相ブリッジインバータ回
路に制御部を組み合わせて構成され、定電圧・定周波装
置として用いられる。
路に制御部を組み合わせて構成され、定電圧・定周波装
置として用いられる。
第２図は多重パルスインバータ装置の一例を示すもので
ある。
ある。
単相ブリッジインバータ回路１は、スイッチ素子Q1,Q2,
Q3,Q4をブリッジ形に組み合わせ、それにダイオードD1,
D2,D3,D4を各スイッチ素子に逆並列に接続し、スイッチ
素子Q1,Q2の直列回路とスイッチ素子Q3,Q4の直列回路に
対して並列に直流電源Ｅを接続して成る。
Q3,Q4をブリッジ形に組み合わせ、それにダイオードD1,
D2,D3,D4を各スイッチ素子に逆並列に接続し、スイッチ
素子Q1,Q2の直列回路とスイッチ素子Q3,Q4の直列回路に
対して並列に直流電源Ｅを接続して成る。
スイッチ素子Q1,Q2の接続点とスイッチ素子Q3,Q4の接続
点との間には負荷Ｚおよび、負荷電流検出用の電流検出
器CTを接続し、単相ブリッジインバータ回路１に各スイ
ッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を制御する制御部Ｃを組み合わせ
たものが多重パルスインバータ装置である。
点との間には負荷Ｚおよび、負荷電流検出用の電流検出
器CTを接続し、単相ブリッジインバータ回路１に各スイ
ッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を制御する制御部Ｃを組み合わせ
たものが多重パルスインバータ装置である。
第４図は、従来の技術における、基準波から負荷への出
力を作り出すスイッチ素子Q1〜Q4のオン・オフ信号を示
している。このオン・オフ信号は制御部で作り出され
る。
力を作り出すスイッチ素子Q1〜Q4のオン・オフ信号を示
している。このオン・オフ信号は制御部で作り出され
る。
第４図は正弦波とキャリア三角波を比較しパルス幅制御
インバータを行なう多重パルスインバータの動作原理波
形を示す説明図となっている。
インバータを行なう多重パルスインバータの動作原理波
形を示す説明図となっている。
信号（ａ）は、基本周波数の全波整流基準正弦波と基本
周波数のＮ倍周波数のキャリア三角波を示し、信号
（ｂ）は、基準正弦波とキャリア三角波より得られるイ
ンバータ出力となる負荷電圧ｅを示し、信号（ｃ）〜
（ｆ）は第２図におけるスイッチ素子Q1〜Q4のオン・オ
フ動作の信号波形である。そして、多重パルスインバー
タ装置は、出力として負荷に低域フィルタの通過を仮定
したインバータ出力となる負荷電流ｉを流すものであ
る。
周波数のＮ倍周波数のキャリア三角波を示し、信号
（ｂ）は、基準正弦波とキャリア三角波より得られるイ
ンバータ出力となる負荷電圧ｅを示し、信号（ｃ）〜
（ｆ）は第２図におけるスイッチ素子Q1〜Q4のオン・オ
フ動作の信号波形である。そして、多重パルスインバー
タ装置は、出力として負荷に低域フィルタの通過を仮定
したインバータ出力となる負荷電流ｉを流すものであ
る。
第４図の大きく分けた区間（Ｉ）〜（IV）を第２図を用
いて説明すると、全体を細かく見れば（Ｉ）〜（IV）の
区間は負荷電圧が発生している場合と零の場合があり、
区間（Ｉ）では、負荷電圧ｅが正極かつ負荷電流ｉが正
極の小区間（Ｖ）と負荷電圧ｅが零かつ負荷電流ｉが正
極の小区間（VI）とに細分される。
いて説明すると、全体を細かく見れば（Ｉ）〜（IV）の
区間は負荷電圧が発生している場合と零の場合があり、
区間（Ｉ）では、負荷電圧ｅが正極かつ負荷電流ｉが正
極の小区間（Ｖ）と負荷電圧ｅが零かつ負荷電流ｉが正
極の小区間（VI）とに細分される。
区間（Ｉ）の小区間（Ｖ）の負荷電流ｉは直流電源Ｅか
らスイッチ素子Q1,負荷Z,スイッチ素子Q4を通り直流電
源Ｅへもどる。同じく区間（Ｉ）の小区間（VI）では、
負荷電流ｉは負荷ＺからスイッチQ4、ダイオードD2を通
り負荷Ｚへもどる。
らスイッチ素子Q1,負荷Z,スイッチ素子Q4を通り直流電
源Ｅへもどる。同じく区間（Ｉ）の小区間（VI）では、
負荷電流ｉは負荷ＺからスイッチQ4、ダイオードD2を通
り負荷Ｚへもどる。
次の区間（II）においては、負荷電圧ｅが負極かつ負荷
電流ｉが正極の小区間（VII）では、負荷電流ｉは負荷
ＺからダイオードD3,直流電源E,ダイオードD2を通り負
荷Ｚへもどる。区間（II）で負荷電圧ｅが零かつ負荷電
流ｉが正極の小区間（VIII）では、負荷電流ｉは負荷Ｚ
からスイッチ素子Q4,ダイオードD2を通り負荷Ｚへもど
る。
電流ｉが正極の小区間（VII）では、負荷電流ｉは負荷
ＺからダイオードD3,直流電源E,ダイオードD2を通り負
荷Ｚへもどる。区間（II）で負荷電圧ｅが零かつ負荷電
流ｉが正極の小区間（VIII）では、負荷電流ｉは負荷Ｚ
からスイッチ素子Q4,ダイオードD2を通り負荷Ｚへもど
る。
次の区間（III）においては、負荷電圧ｅが負極かつ負
荷電流ｉが負極の小区間（IX）では、負荷電流ｉは直流
電源Ｅからスイッチ素子Q3,負荷Z,スイッチ素子Q2を通
り直流電源Ｅへもどる。区間（III）で負荷電圧ｅが零
かつ負荷電流ｉが負極の小区間（Ｘ）では、負荷電流ｉ
は負荷Ｚからスイッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷
Ｚへもどる。
荷電流ｉが負極の小区間（IX）では、負荷電流ｉは直流
電源Ｅからスイッチ素子Q3,負荷Z,スイッチ素子Q2を通
り直流電源Ｅへもどる。区間（III）で負荷電圧ｅが零
かつ負荷電流ｉが負極の小区間（Ｘ）では、負荷電流ｉ
は負荷Ｚからスイッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷
Ｚへもどる。
区間（IV）においては、負荷電圧ｅが正極かつ負荷電流
ｉが負極の小区間（XI）では、負荷電流ｉは負荷Ｚから
ダイオードD1,直流電源E,ダイオードD4を通り負荷Ｚへ
もどる。区間（IV）で負荷電圧ｅが零かつ負荷電流が負
極の小区間（XII）では、負荷電流ｉは負荷Ｚからスイ
ッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷へもどる。
ｉが負極の小区間（XI）では、負荷電流ｉは負荷Ｚから
ダイオードD1,直流電源E,ダイオードD4を通り負荷Ｚへ
もどる。区間（IV）で負荷電圧ｅが零かつ負荷電流が負
極の小区間（XII）では、負荷電流ｉは負荷Ｚからスイ
ッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷へもどる。
「発明が解決しようとする課題」 上記従来の技術を検討してみると、第４図の区間（Ｉ）
においては、スイッチ素子Q2のオンは負荷電圧ｅと負荷
電流ｉの動作に関係していない。つまりスイッチ素子Q2
は区間（Ｉ）ではオンする必要は無い。
においては、スイッチ素子Q2のオンは負荷電圧ｅと負荷
電流ｉの動作に関係していない。つまりスイッチ素子Q2
は区間（Ｉ）ではオンする必要は無い。
また、区間（III）においては、スイッチ素子Q3のオン
は負荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つ
まりスイッチ素子Q3は区間（III）においてオンする必
要は無いことがわかる。
は負荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つ
まりスイッチ素子Q3は区間（III）においてオンする必
要は無いことがわかる。
上記のような従来の単相ブリッジインバータ装置におい
ては負荷電圧ｅと負荷電圧ｉの極性により８つの動作モ
ード全てでスイッチ素子のスイッチング動作が行なわれ
ており、キャリア周波数分のスイッチング素子による余
分なスイッチング損失が発生するという問題点があっ
た。
ては負荷電圧ｅと負荷電圧ｉの極性により８つの動作モ
ード全てでスイッチ素子のスイッチング動作が行なわれ
ており、キャリア周波数分のスイッチング素子による余
分なスイッチング損失が発生するという問題点があっ
た。
本発明は、本来の特長を失うことなく、スイッチング素
子のスイッチング回数を減じ、スイッチング損失を最少
にした多重パルスインバータ装置を提供することを目的
としている。
子のスイッチング回数を減じ、スイッチング損失を最少
にした多重パルスインバータ装置を提供することを目的
としている。
「課題を解決するための手段」 かかる目的を達成するための本発明の要旨とするところ
は、 ２個のスイッチ素子を直列に接続し、それを並列にして
ブリッジ形に接続した２つの直列回路と、該２つの直列
回路に並列に接続された直流電源と、前記スイッチ素子
各々に逆方向へ電流を流す向きに接続された各々のダイ
オードとより成っていて、前記直列回路のスイッチ素子
の接続点間に負荷および、該負荷による負荷電流を検出
する検出器を接続した単相ブリッジインバータ回路を備
え、前記スイッチ素子を制御する制御部を設けて成る多
重パルスインバータ装置において、 負荷電圧の極性判別および負荷電流の極性判別を行な
い、負荷電圧と負荷電流の極性がともに正極性または負
極性の場合、２個のスイッチ素子の直列回路の逆並列接
続の各ダイオードに負荷電流が流れるものと流れないも
のとがあった場合に、流れないものにのみスイッチ素子
のオン信号を出力させる判別部を前記制御部に設けたこ
とを特徴とする多重パルスインバータ装置に存する。
は、 ２個のスイッチ素子を直列に接続し、それを並列にして
ブリッジ形に接続した２つの直列回路と、該２つの直列
回路に並列に接続された直流電源と、前記スイッチ素子
各々に逆方向へ電流を流す向きに接続された各々のダイ
オードとより成っていて、前記直列回路のスイッチ素子
の接続点間に負荷および、該負荷による負荷電流を検出
する検出器を接続した単相ブリッジインバータ回路を備
え、前記スイッチ素子を制御する制御部を設けて成る多
重パルスインバータ装置において、 負荷電圧の極性判別および負荷電流の極性判別を行な
い、負荷電圧と負荷電流の極性がともに正極性または負
極性の場合、２個のスイッチ素子の直列回路の逆並列接
続の各ダイオードに負荷電流が流れるものと流れないも
のとがあった場合に、流れないものにのみスイッチ素子
のオン信号を出力させる判別部を前記制御部に設けたこ
とを特徴とする多重パルスインバータ装置に存する。
「作用」 制御部の判別部は、負荷電圧の極性判別と負荷電流の極
性判別とを行ない、負荷電圧と負荷電流の極性がともに
正極性または負極性の場合には２個のスイッチ素子の直
列回路のうち逆並列接続のダイオードに負荷電流が流れ
るスイッチ素子のオン信号を無くし他方のスイッチ素子
にのみオン信号を送る。
性判別とを行ない、負荷電圧と負荷電流の極性がともに
正極性または負極性の場合には２個のスイッチ素子の直
列回路のうち逆並列接続のダイオードに負荷電流が流れ
るスイッチ素子のオン信号を無くし他方のスイッチ素子
にのみオン信号を送る。
すなわち、第３図において、負荷電圧と負荷電流の極性
がともに正極性である区間（Ｉ）では、、小区間（Ｖ）
のモードでは直流電源Ｅからスイッチ素子Q1,負荷Z,ス
イッチ素子Q4を通り直流電源Ｅへもどる。また小区間
（VI）のモードでは負荷ＺからスイッチQ4,ダイオードD
2を通り負荷Ｚへもどる。
がともに正極性である区間（Ｉ）では、、小区間（Ｖ）
のモードでは直流電源Ｅからスイッチ素子Q1,負荷Z,ス
イッチ素子Q4を通り直流電源Ｅへもどる。また小区間
（VI）のモードでは負荷ＺからスイッチQ4,ダイオードD
2を通り負荷Ｚへもどる。
この区間（Ｉ）においては、スイッチ素子Q2のオンは負
荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係しておらず、スイッ
チ素子Q2にはオン信号は送られず、スイッチング動作を
してはいない。
荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係しておらず、スイッ
チ素子Q2にはオン信号は送られず、スイッチング動作を
してはいない。
負荷電圧ｅと負荷電流ｉの極性がともに負極性である第
３図の区間（III）では、小区間（IX）のモードでは直
流電源Ｅからスイッチ素子Q3,負荷Z,スイッチ素子Q2を
通り直流電源Ｅへもどる。また小区間（Ｘ）のモードで
は負荷Ｚからスイッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷
Ｚへもどる。
３図の区間（III）では、小区間（IX）のモードでは直
流電源Ｅからスイッチ素子Q3,負荷Z,スイッチ素子Q2を
通り直流電源Ｅへもどる。また小区間（Ｘ）のモードで
は負荷Ｚからスイッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷
Ｚへもどる。
この区間（III）においても、スイッチ素子Q3のオンは
負荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つま
りスイッチ素子Q3は区間（III）においてスイッチング
動作をしていない。
負荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つま
りスイッチ素子Q3は区間（III）においてスイッチング
動作をしていない。
「実施例」 以下、図面に基づき本発明の一実施例を説明する。
第２図は単相ブリッジインバータ回路１を示しており、
構成は従来と同様であり、前に説明したとおりである。
構成は従来と同様であり、前に説明したとおりである。
第２図は制御部Ｃに備えた判別部10を示しており、第１
図の単相ブリッジインバータ回路１の電流検出器CTで負
荷電流を検出し、その電流極性判別するためのゼロ電流
検出回路11、インバータ出力周波数のもとになる基準周
波数を発振する発振器12、発振器出力をインバータ出力
周波数まで分周するカウンタ15、発振器12からつくりだ
されるキャリー三角波発生回路13、三角波発生回路13か
らつくりだされるインバータ出力周波数と一致する正弦
波発生回路14、三角波発生回路13の三角波と正弦波発生
回路14の正弦波とを比較しパルス幅信号を出力する比較
器16、論理信号の否定回路19,21,23,24,26,27、論理積
回路17,18,20,22,25,28、論理信号をスイッチ素子をオ
ン・オフできる信号レベルに変換する増幅器29,30,31,3
2を備えて成る。
図の単相ブリッジインバータ回路１の電流検出器CTで負
荷電流を検出し、その電流極性判別するためのゼロ電流
検出回路11、インバータ出力周波数のもとになる基準周
波数を発振する発振器12、発振器出力をインバータ出力
周波数まで分周するカウンタ15、発振器12からつくりだ
されるキャリー三角波発生回路13、三角波発生回路13か
らつくりだされるインバータ出力周波数と一致する正弦
波発生回路14、三角波発生回路13の三角波と正弦波発生
回路14の正弦波とを比較しパルス幅信号を出力する比較
器16、論理信号の否定回路19,21,23,24,26,27、論理積
回路17,18,20,22,25,28、論理信号をスイッチ素子をオ
ン・オフできる信号レベルに変換する増幅器29,30,31,3
2を備えて成る。
次に作用を説明する。
カウンタ15の出力である負荷電圧極性判別信号と比較器
16の出力であるパルス幅信号とを論理積回路18で論理演
算してスイッチ素子Q1のオン・オフ信号が作り出され、
信号は増幅器29で増幅されてスイッチ素子Q1に入る。
16の出力であるパルス幅信号とを論理積回路18で論理演
算してスイッチ素子Q1のオン・オフ信号が作り出され、
信号は増幅器29で増幅されてスイッチ素子Q1に入る。
論理積回路18の出力信号の否定信号と、負荷電圧ｅと負
荷電流ｉが共に正極性となる論理積回路17の否定信号と
を論理積回路25が論理演算してスイッチ素子Q2のオン・
オフ信号が作り出され、信号は増幅器30で増幅されてス
イッチ素子Q2に入る。
荷電流ｉが共に正極性となる論理積回路17の否定信号と
を論理積回路25が論理演算してスイッチ素子Q2のオン・
オフ信号が作り出され、信号は増幅器30で増幅されてス
イッチ素子Q2に入る。
カウンタ15から出力する負荷電圧極性判別信号の否定信
号と比較器16からのパルス幅信号を論理積回路20で論理
演算してスイッチ素子Q3のオン・オフ信号が作り出さ
れ、信号は増幅器31で増幅されてスイッチ素子Q3に入
る。
号と比較器16からのパルス幅信号を論理積回路20で論理
演算してスイッチ素子Q3のオン・オフ信号が作り出さ
れ、信号は増幅器31で増幅されてスイッチ素子Q3に入
る。
論理積回路20の出力信号の否定信号と負荷電圧ｅと負荷
電流ｉが共に負極性となる論理積回路22の否定信号とが
論理積回路28で論理演算されてスイッチ素子Q4のオン・
オフ信号が作り出され、信号は増幅器32で増幅されてス
イッチ素子Q4に入る。
電流ｉが共に負極性となる論理積回路22の否定信号とが
論理積回路28で論理演算されてスイッチ素子Q4のオン・
オフ信号が作り出され、信号は増幅器32で増幅されてス
イッチ素子Q4に入る。
単相ブリッジインバータ回路１の作用を説明すると、負
荷電圧ｅと負荷電流ｉの極性がともに正極性の場合、第
４図の区間（Ｉ）の小区間（Ｖ）のモードでは直流電源
Ｅからスイッチ素子Q1,負荷Z,スイッチ素子Q4を通り直
流電源Ｅへもどる。また小区間（VI）のモードでは負荷
ＺからスイッチQ4,ダイオードD2を通り負荷Ｚへもど
る。
荷電圧ｅと負荷電流ｉの極性がともに正極性の場合、第
４図の区間（Ｉ）の小区間（Ｖ）のモードでは直流電源
Ｅからスイッチ素子Q1,負荷Z,スイッチ素子Q4を通り直
流電源Ｅへもどる。また小区間（VI）のモードでは負荷
ＺからスイッチQ4,ダイオードD2を通り負荷Ｚへもど
る。
この区間（Ｉ）においては、スイッチ素子Q2のオンは負
荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つまり
スイッチ素子Q2は区間（Ｉ）ではオンする必要は無く、
この区間では前記増幅器30はオン信号を出力しない。
荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つまり
スイッチ素子Q2は区間（Ｉ）ではオンする必要は無く、
この区間では前記増幅器30はオン信号を出力しない。
負荷電圧ｅと負荷電流ｉの極性がともに負極性の場合、
第４図の区間（III）の小区間（IX）のモードでは直流
電源Ｅからスイッチ素子Q3,負荷Z,スイッチ素子Q2を通
り直流電源Ｅへもどる。また小区間（Ｘ）のモードでは
負荷Ｚからスイッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷Ｚ
へもどる。
第４図の区間（III）の小区間（IX）のモードでは直流
電源Ｅからスイッチ素子Q3,負荷Z,スイッチ素子Q2を通
り直流電源Ｅへもどる。また小区間（Ｘ）のモードでは
負荷Ｚからスイッチ素子Q2,ダイオードD4を通り負荷Ｚ
へもどる。
この区間（III）においては、スイッチ素子Q3のオンは
負荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つま
りスイッチ素子Q3は区間（III）においてオンする必要
は無く、この区間では前記増幅器32はオン信号を出力し
ない。
負荷電圧ｅと負荷電流ｉの動作に関係していない。つま
りスイッチ素子Q3は区間（III）においてオンする必要
は無く、この区間では前記増幅器32はオン信号を出力し
ない。
「発明の効果」 本発明に係る多重パルスインバータ装置によれば、負荷
電流を検出して、負荷電圧の極性と負荷電流の極性とが
正極同志または負極同志の場合に、スイッチ素子のオン
・オフ動作をさせないようにしたから、定電圧・定周波
装置の場合、負荷力率は1.0〜0.7（遅れ）程度と力率変
動範囲が狭く、負荷電圧と負荷電流の極性が一致する区
間は１サイクル中の大きな部分を占めており、この区間
は２個のスイッチ素子の直列回路のデッドタイムが不要
となり、スイッチ素子オン・オフによる損失が低減さ
れ、効率がよくなる。
電流を検出して、負荷電圧の極性と負荷電流の極性とが
正極同志または負極同志の場合に、スイッチ素子のオン
・オフ動作をさせないようにしたから、定電圧・定周波
装置の場合、負荷力率は1.0〜0.7（遅れ）程度と力率変
動範囲が狭く、負荷電圧と負荷電流の極性が一致する区
間は１サイクル中の大きな部分を占めており、この区間
は２個のスイッチ素子の直列回路のデッドタイムが不要
となり、スイッチ素子オン・オフによる損失が低減さ
れ、効率がよくなる。
第１図〜第３図は本発明の一実施例を示しており、第１
図は制御部のブロック図、第２図は単相ブリッジインバ
ータ回路の回路図、第３図は動作波形のタイムチャー
ト、第４図は従来技術の動作説明に供するタイムチャー
トである。 １……単相ブリッジインバータ回路 Q1〜Q4……スイッチ素子 D1〜D4……ダイオード、CT……電流検出器 Ｚ……負荷、Ｃ……制御部 10……判別部 11……ゼロ電流検出器、12……発振器 13……三角波発生回路、14……正弦波発生回路 15……カウンタ、16……比較器 17,18,20,22,25,28……論理積回路 19,21,23,24,26,27……否定回路 29〜32……増幅器
図は制御部のブロック図、第２図は単相ブリッジインバ
ータ回路の回路図、第３図は動作波形のタイムチャー
ト、第４図は従来技術の動作説明に供するタイムチャー
トである。 １……単相ブリッジインバータ回路 Q1〜Q4……スイッチ素子 D1〜D4……ダイオード、CT……電流検出器 Ｚ……負荷、Ｃ……制御部 10……判別部 11……ゼロ電流検出器、12……発振器 13……三角波発生回路、14……正弦波発生回路 15……カウンタ、16……比較器 17,18,20,22,25,28……論理積回路 19,21,23,24,26,27……否定回路 29〜32……増幅器
Claims (1)
- 【請求項１】２個のスイッチ素子を直列に接続し、それ
を並列にしてブリッジ形に接続した２つの直列回路と、
該２つの直列回路に並列に接続された直流電源と、前記
スイッチ素子各々に逆方向へ電流を流す向きに接続され
た各々のダイオードとより成っていて、前記直列回路の
スイッチ素子の接続点間に負荷および、該負荷による負
荷電流を検出する検出器を接続した単相ブリッジインバ
ータ回路を備え、前記スイッチ素子を制御する制御部を
設けて成る多重パルスインバータ装置において、 負荷電圧の極性判別および負荷電流の極性判別を行な
い、負荷電圧と負荷電流の極性がともに正極性または負
極性の場合、２個のスイッチ素子の直列回路の逆並列接
続の各ダイオードに負荷電流が流れるものと流れないも
のとがあった場合に、流れないものにのみスイッチ素子
のオン信号を出力させる判別部を前記制御部に設けたこ
とを特徴とする多重パルスインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1129743A JPH078145B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 多重パルスインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1129743A JPH078145B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 多重パルスインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02307370A JPH02307370A (ja) | 1990-12-20 |
| JPH078145B2 true JPH078145B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=15017111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1129743A Expired - Lifetime JPH078145B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 多重パルスインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH078145B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5731923B2 (ja) * | 2010-08-04 | 2015-06-10 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | インバータ回路、電力変換回路、及び電気推進車両 |
-
1989
- 1989-05-23 JP JP1129743A patent/JPH078145B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02307370A (ja) | 1990-12-20 |
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