JPH0783587B2 - Overcurrent limiting method for DC-DC converter - Google Patents
Overcurrent limiting method for DC-DC converterInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子機器の電源として多用されているDC−DCコ
ンバータの制御方法に係り、特に負荷短絡などの事故電
流を所定値以下に制限するDC−DCコンバータの過電流制
限方法に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a control method for a DC-DC converter that is widely used as a power source for electronic devices, and particularly limits a fault current such as a load short circuit to a predetermined value or less. The present invention relates to an overcurrent limiting method for a DC-DC converter.
DC−DCコンバータの降圧形例は第２図の如くに示され
る。An example of a step-down type DC-DC converter is shown in FIG.
第２図は従来例の構成例を示すもので、１は直流電源、
２は具体的には各種のトランジスタやサイリスタが用い
られるスイッチング素子、３は抵抗器や変流器が採用さ
れる電流検出器、４はダイオード、5,6は出力電圧を平
滑するリアクトル，コンデンサ、７は負荷装置である。FIG. 2 shows a configuration example of a conventional example, 1 is a DC power source,
2 is a switching element that uses various transistors or thyristors, 3 is a current detector that uses a resistor or current transformer, 4 is a diode, 5 and 6 are reactors and capacitors that smooth the output voltage, Reference numeral 7 is a load device.
第２図においてスイッチング素子２が閉路すると、直流
電源１よりスイッチング素子2,リアクトル５を通して負
荷装置7,コンデンサ６に電力が供給され、リアクトル５
とコンデンサ６にはそれぞれ電流エネルギー，電圧エネ
ルギーが蓄積される。また、スイッチング素子２が開路
すると、閉路期間中にリアクトル５とコンデンサ６に蓄
えられたエネルギーがダイオード４を通して負荷装置７
へ供給される。In FIG. 2, when the switching element 2 is closed, power is supplied from the DC power supply 1 to the load device 7 and the capacitor 6 through the switching element 2 and the reactor 5, and the reactor 5
Current energy and voltage energy are stored in the capacitor 6 and the capacitor 6, respectively. Further, when the switching element 2 is opened, the energy stored in the reactor 5 and the capacitor 6 during the closed period passes through the diode 4 and the load device 7
Is supplied to.
ここで、スイッチング素子２の開閉周期をTS,閉路時間
をTONとすると、出力電圧EOは衆知の如く式（１）で示
される。Here, when the switching period of the switching element 2 is T S and the closing time is T ON , the output voltage E O is expressed by the equation (1) as is known.
EO＝（TON/TS）EI ……（１） したがって、このTSまたはTONを調整することによりEO
の制御が可能である。 E O = (T ON / T S) E I ...... (1) Thus, E O by adjusting the T S or T ON
Can be controlled.
第３図は従来の制御回路例を示すもので、31,32は増幅
器、34は比較器、35はフリップフロップである。FIG. 3 shows an example of a conventional control circuit, in which 31 and 32 are amplifiers, 34 is a comparator, and 35 is a flip-flop.
すなわち、増幅器31はゲインACCをもち電流検出器３の
出力電圧eSを増幅し、増幅器32はゲインACVをもち出力
電圧EOの瞬時値eOを増幅する。加算器33は、出力VS（VS
＝ACC・eS＋ACV・eO）を出力する。比較器34は出力VSと
三角波epを比較して、（VS＞eP）のとき出力S2を高レベ
ルとする。フリップフロップ35は入力の出力S2が高レベ
ルになると出力Ｇを低レベルに、入力S1が高レベルにな
ると出力Ｇを高レベルにする。その入力S1には一定周波
数のクロック信号が使用され、出力Ｇが高レベルになる
と図示せぬドライブ回路を通してスイッチング素子２が
閉路される。That is, the amplifier 31 has the gain A CC and amplifies the output voltage e S of the current detector 3, and the amplifier 32 amplifies the instantaneous value e O of the output voltage E O having the gain A CV . The adder 33 outputs the output V S (V S
= A CC · e S + A CV · e O ) is output. The comparator 34 compares the output V S with the triangular wave e p and sets the output S 2 to a high level when (V S > e P ). The flip-flop 35 sets the output G to the low level when the input output S 2 becomes the high level, and sets the output G to the high level when the input S 1 becomes the high level. A clock signal having a constant frequency is used for the input S 1 , and when the output G becomes high level, the switching element 2 is closed through a drive circuit (not shown).
第４図は第３図回路の各部波形を示すもので、T1nはｎ
番目の出力Ｇが高レベルとなる時刻、T2nは低レベルと
なる時刻である。FIG. 4 shows the waveforms at various points in the circuit of FIG. 3, where T1n is n.
The second output G is at a high level and T2n is at a low level.
そして、DC−DCコンバータが負荷短絡や過負荷状態とな
り過大電流が流れた場合には諸機器の損傷を防止するた
め、出力電圧を低下させて出力電流を制限することが一
般的に行われている。When the DC-DC converter is short-circuited or overloaded and excessive current flows, it is common practice to reduce the output voltage and limit the output current in order to prevent damage to various devices. There is.
しかるに一般的に過電流制限モードにおける負荷特性は
第５図のように示される。However, the load characteristics in the overcurrent limiting mode are generally shown in FIG.
第５図において、過電流制限モードにおける（EO−IO）
特性は特性線CH1に示す如く直線とはならない。これは
つぎの如く考察される。In Fig. 5, in the overcurrent limit mode ( EO- IO )
The characteristic does not become a straight line as shown by the characteristic line CH 1 . This is considered as follows.
すなわち、いま過電流モードの切換点での出力電圧EOを
EO ＊，出力電流IOをIMとすると、出力電圧と出力電流の
関係は次式のように求まる。That is, the output voltage E O at the switching point of the overcurrent mode is now
If E O * and output current I O are I M , the relationship between the output voltage and the output current can be obtained by the following equation.
ここで、Ｇは ただし、 FSはスイッチング周波数 Ｌはリアクトルのインダクタンス RSは電流検出器の抵抗値 ｍは三角波形の傾き 式（２）は、式（１）と第４図における三角波ePと出力
VSが時刻T2nにおいて等しくなる条件より、導出するこ
とができる。 Where G is However, F S is the switching frequency L is the inductance of the reactor R S is the resistance value of the current detector m is the slope of the triangular waveform Equation (2) is the equation (1) and the triangular wave e P in FIG.
It can be derived from the condition that V S becomes equal at time T2n.
かように式（２）の右辺の項、 が存在するため直線的にならない。よって、（Ｇ＝１）
の場合にも定電流特性が得られないものとなっていた。Thus, the term on the right side of equation (2), Is not linear because of the existence of. Therefore, (G = 1)
In the case of, the constant current characteristic could not be obtained.
〔課題を解決するための手段〕 本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
その趣旨とするところは、 を満足させるように、三角波形の傾きｍを出力電圧EOに
比例させるようにすることにある。[Means for Solving the Problems] The present invention has been made in view of the above points,
The purpose is to: In order to satisfy the above condition, the gradient m of the triangular waveform is made proportional to the output voltage E O.
しかしてかかる解決手段により、式（２）はつぎの如く
になる。Then, by such a solving means, the equation (2) becomes as follows.
かくの如く、過電流制限特性は直線となり、（Ｇ＝１）
のとき定電流特性を得ることができる。したがって、こ
れは第５図の特性線CH2が得られる。 As described above, the overcurrent limiting characteristic becomes a straight line (G = 1).
At that time, a constant current characteristic can be obtained. Therefore, this gives the characteristic line CH 2 of FIG.
第１図は本発明が適用された一実施例の要部構成を示す
もので、EBはバイアス電圧、ePは三角波電圧である。図
示の機能はつぎの如くである。The first figure shows a main configuration of an embodiment of the present invention is applied, E B is the bias voltage, e P is the triangular wave voltage. The illustrated functions are as follows.
すなわち、増幅回路８のゲインをＡとすればその出力は
AEOである。That is, if the gain of the amplifier circuit 8 is A, its output is
It is AE O.
スイッチ回路９にて、モノマルチバイブレータ10におい
て周波数FSが（FS＝1/TS）のクロックパルスPCのもとに
短いリセット期間をもつリセットパルスをつくり、スイ
ッチを駆動し、増幅回路９で得られた出力AEOにリセッ
ト期間、すなわち出力が零の期間が設けられる。The switch circuit 9 generates a reset pulse having a short reset period based on the clock pulse P C having the frequency F S (F S = 1 / T S ) in the mono-multivibrator 10, and drives the switch to amplify the circuit. output AE O in the reset period obtained in 9, that is, the output period of zero is provided.
スイッチ回路９によるリセット期間をもつスイッチから
の出力は積分回路11で積分される。この積分回路11の出
力は、 となる。ただし、Ｔは積分回路11の時定数である。これ
より、掛算器12は出力電圧EOを一方の入力と得て、 となる如くに（A/T）を設定すれば式（５）が満足され
る。よって、過電流特性は直線となり、（Ｇ＝１）のと
き定電流特性を得ることができる。The output from the switch having the reset period by the switch circuit 9 is integrated by the integrating circuit 11. The output of this integration circuit 11 is Becomes However, T is the time constant of the integrating circuit 11. From this, the multiplier 12 obtains the output voltage E O as one input, Equation (5) is satisfied if (A / T) is set so that Therefore, the overcurrent characteristic becomes a straight line, and the constant current characteristic can be obtained when (G = 1).
以上説明したように本発明によれば、過電流制限モード
においてスイッチング素子のオン時間を絞るとともに、
オン時間巾の制限特性を出力電圧の関数とすることによ
り、（EO−IO）特性を直線化した簡便な構成の装置を実
現した格段の方法を提供できる。As described above, according to the present invention, the ON time of the switching element is reduced in the overcurrent limit mode, and
By using the limiting characteristic of the on-time width as a function of the output voltage, it is possible to provide a remarkable method that realizes a device having a simple configuration in which the (E O −I O ) characteristic is linearized.
第１図は本発明が適用された一実施例の要部構成を示す
系統図、第２図，第３図および第４図は従来例を説明す
るため示したDC−DCコンバータの回路図，制御回路の系
統図およびその波形図、第５図は過電流制限モードにお
ける負荷特性を示す図である。 １……直流電源、２……スイッチング素子、３……電流
検出器、5,6……リアクトル，コンデンサ、EO……出力
電圧。FIG. 1 is a system diagram showing a main part configuration of an embodiment to which the present invention is applied, and FIGS. 2, 3, and 4 are circuit diagrams of a DC-DC converter shown for explaining a conventional example, A system diagram of the control circuit and its waveform diagram, and FIG. 5 are diagrams showing load characteristics in the overcurrent limiting mode. 1 ... DC power supply, 2 ... Switching element, 3 ... Current detector, 5,6 ... Reactor, capacitor, E O ... Output voltage.
Claims (1)
のエネルギー蓄積作用により電力変換を行うDC−DCコン
バータの制御方法において、固定周波数のクロックパル
スに同期した三角波信号と、DC−DCコンバータの出力電
圧と出力電流ないしはスイッチング素子電流より合成さ
れたフィードバック信号との大小関係により、前記スイ
ッチング素子のオン時間を定めるとともに、前記三角波
信号の傾斜をDC−DCコンバータの出力電圧と電流フィー
ドバック信号係数とリアクトルのインダクタンスの関数
としたことを特徴とするDC−DCコンバータの過電流制限
方法。1. A method of controlling a DC-DC converter that performs power conversion by switching operation of a switching element and energy storage of a reactor, and a triangular wave signal synchronized with a clock pulse of a fixed frequency, and an output voltage of the DC-DC converter. Depending on the magnitude of the output current or the feedback signal synthesized from the switching element current, the ON time of the switching element is determined, and the slope of the triangular wave signal is determined by the output voltage of the DC-DC converter, the current feedback signal coefficient, and the inductance of the reactor. DC-DC converter overcurrent limiting method characterized by the following function.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2274931A JPH0783587B2 (en) | 1990-10-12 | 1990-10-12 | Overcurrent limiting method for DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2274931A JPH0783587B2 (en) | 1990-10-12 | 1990-10-12 | Overcurrent limiting method for DC-DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04150764A JPH04150764A (en) | 1992-05-25 |
| JPH0783587B2 true JPH0783587B2 (en) | 1995-09-06 |
Family
ID=17548540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2274931A Expired - Lifetime JPH0783587B2 (en) | 1990-10-12 | 1990-10-12 | Overcurrent limiting method for DC-DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783587B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60210217T2 (en) | 2001-01-31 | 2006-11-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | SMPS device |
| JP2022049255A (en) * | 2020-09-16 | 2022-03-29 | ヤマハ発動機株式会社 | Ship propulsion system, outboard engine, and ship |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54114714A (en) * | 1978-02-27 | 1979-09-07 | Yuasa Battery Co Ltd | Dc power device |
| JPS6245514Y2 (en) * | 1981-05-01 | 1987-12-04 |
-
1990
- 1990-10-12 JP JP2274931A patent/JPH0783587B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04150764A (en) | 1992-05-25 |
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