JPH0793540B2 - 光受信器 - Google Patents
光受信器Info
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- JPH0793540B2 JPH0793540B2 JP60279066A JP27906685A JPH0793540B2 JP H0793540 B2 JPH0793540 B2 JP H0793540B2 JP 60279066 A JP60279066 A JP 60279066A JP 27906685 A JP27906685 A JP 27906685A JP H0793540 B2 JPH0793540 B2 JP H0793540B2
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- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、低雑音性と動作点の安定化を同時に満たすの
に好適な直流結合された光受信器に関する。
に好適な直流結合された光受信器に関する。
光通信用受信器を個別部品で構成した場合、トランジス
タ等能動素子、抵抗等から成るユニット回路は、直流バ
イアス設計が容易であること、直流動作点の安定度がす
ぐれていること等の利点から、相互に、コンデンサを介
して交流結合される。交流結合の回路構成を用いた場
合、所謂、低域遮断周波数以下の周波数成分は、後段に
十分に伝わらない。すなわち低域遮断により、伝送信号
の低周波成分は抑圧され、直流成分は失われる。このた
め伝送信号に低域遮断歪を生じ伝送品質を著しく損う。
低域遮断により失われた直流成分を再生するために、ク
ランプ回路等の直流再生手段が考えられるが、クランプ
回路が必要となること、波形歪みを生ずる等の欠点があ
る。低域遮断の影響は、現状の光通信技術が単極性の光
強度により情報伝送行っているため、無視し得ない問題
となっている。
タ等能動素子、抵抗等から成るユニット回路は、直流バ
イアス設計が容易であること、直流動作点の安定度がす
ぐれていること等の利点から、相互に、コンデンサを介
して交流結合される。交流結合の回路構成を用いた場
合、所謂、低域遮断周波数以下の周波数成分は、後段に
十分に伝わらない。すなわち低域遮断により、伝送信号
の低周波成分は抑圧され、直流成分は失われる。このた
め伝送信号に低域遮断歪を生じ伝送品質を著しく損う。
低域遮断により失われた直流成分を再生するために、ク
ランプ回路等の直流再生手段が考えられるが、クランプ
回路が必要となること、波形歪みを生ずる等の欠点があ
る。低域遮断の影響は、現状の光通信技術が単極性の光
強度により情報伝送行っているため、無視し得ない問題
となっている。
光通信用受信器の小型化，低価格化を図るために、モノ
リシックIC化する場合、モノリシックICの製造プロセス
の制約から、交流結合に用いる結合コンデンサの容量の
値を必要な大きさにすることは、現在では不可能であ
り、非常に小さな値の容量のコンデンサしか、モノリシ
ックIC上では実現されない。このため、低域遮断の影響
が顕著となり、交流結合の欠点が大きく現われる。これ
は低域遮断周波数が周波数の高い方へシフトすることに
より、失われる低周波成分の周波数領域が拡大すること
に起因し、低周波遮断による波形歪が著しくなるためで
ある。
リシックIC化する場合、モノリシックICの製造プロセス
の制約から、交流結合に用いる結合コンデンサの容量の
値を必要な大きさにすることは、現在では不可能であ
り、非常に小さな値の容量のコンデンサしか、モノリシ
ックIC上では実現されない。このため、低域遮断の影響
が顕著となり、交流結合の欠点が大きく現われる。これ
は低域遮断周波数が周波数の高い方へシフトすることに
より、失われる低周波成分の周波数領域が拡大すること
に起因し、低周波遮断による波形歪が著しくなるためで
ある。
以上述べた交流結合の回路構成における欠点を除去する
ために、受光素子と増幅回路とからなる光受信器の構成
を直流結合とすることが考えられる。直流結合構成の場
合、低域遮断は発生しないから、上記欠点は完全に除去
される。しかし、直流結合構成で、光受信器のように全
体で非常に大きな利得が必要な場合、回路の前段に近い
側のユニット回路における微小な直流電位の変化は、回
路の最終段では無視し得ない大きさとなる。増幅回路に
おいて、入力信号がゼロの時の最終断の出力電圧の直流
レベル偏移を入力に換算した値はオフセット電圧と呼ば
れ、直流結合構成の場合、素子のバラツキによるオフセ
ット電圧のバラツキ、および環境温度の変化によるオフ
セット電圧の変化が問題となる。後者の温度変化による
影響はドリフトと呼ばれ、環境温度の変化によって増幅
回路の直流動作点の変化を引き起こし、増幅特性の温度
変化をもたらし、甚しい場合には、増幅回路として動作
しないという悪影響がある。
ために、受光素子と増幅回路とからなる光受信器の構成
を直流結合とすることが考えられる。直流結合構成の場
合、低域遮断は発生しないから、上記欠点は完全に除去
される。しかし、直流結合構成で、光受信器のように全
体で非常に大きな利得が必要な場合、回路の前段に近い
側のユニット回路における微小な直流電位の変化は、回
路の最終段では無視し得ない大きさとなる。増幅回路に
おいて、入力信号がゼロの時の最終断の出力電圧の直流
レベル偏移を入力に換算した値はオフセット電圧と呼ば
れ、直流結合構成の場合、素子のバラツキによるオフセ
ット電圧のバラツキ、および環境温度の変化によるオフ
セット電圧の変化が問題となる。後者の温度変化による
影響はドリフトと呼ばれ、環境温度の変化によって増幅
回路の直流動作点の変化を引き起こし、増幅特性の温度
変化をもたらし、甚しい場合には、増幅回路として動作
しないという悪影響がある。
増幅回路のドリフトの原因は主としてトランジスタのベ
ース・エミッタ間の電圧降下VBEの温度変化による。し
かし、光受信器においては、前置増幅器の入力端に受光
素子が接続され、受光素子の暗電流が環境温度により変
化するという新たな問題がある。半導体受光素子におけ
る暗電流の要因としては、拡散電流、発生電流、表面リ
ーク電流等があり、素子の材料、デバイス製造プロセス
デバイス構造により、暗電流の値は異なる。良く作られ
た半導体受光素子における暗電流Idの温度特性は、近似
的に次式で与えられる。
ース・エミッタ間の電圧降下VBEの温度変化による。し
かし、光受信器においては、前置増幅器の入力端に受光
素子が接続され、受光素子の暗電流が環境温度により変
化するという新たな問題がある。半導体受光素子におけ
る暗電流の要因としては、拡散電流、発生電流、表面リ
ーク電流等があり、素子の材料、デバイス製造プロセス
デバイス構造により、暗電流の値は異なる。良く作られ
た半導体受光素子における暗電流Idの温度特性は、近似
的に次式で与えられる。
但し、Eg:受光素子材料のバンドギャップ k:ボルツマン定数 T:絶対温度 m:定数（Siではほぼ2,Geではほぼ１） 暗電流Idは、20゜前後の温度上昇があると、桁が１桁大
きくなる程度の、温度特性を持つ。したがって、50゜の
環境温度の変化に対し、暗電流は２桁程度変化する。例
えばGeのアバランシュフォトダイオードの場合、０〜50
℃において、暗電流は数10nA〜数μＡ変化する。光受信
器におけるドリフトは、増幅回路単体のドリフトと、受
光素子の暗電流に因るドリフトとを併せて考慮する必要
がある。したがって光受信器におけるドリフトVdriftは
次式で与えられる。
きくなる程度の、温度特性を持つ。したがって、50゜の
環境温度の変化に対し、暗電流は２桁程度変化する。例
えばGeのアバランシュフォトダイオードの場合、０〜50
℃において、暗電流は数10nA〜数μＡ変化する。光受信
器におけるドリフトは、増幅回路単体のドリフトと、受
光素子の暗電流に因るドリフトとを併せて考慮する必要
がある。したがって光受信器におけるドリフトVdriftは
次式で与えられる。
但し、Voff:増幅回路のオフセット電圧 Rin:前置増幅器の入力抵抗 ΔT:温度変化 増幅回路単体のドリフトは差動増幅器の採用により軽減
されるが、受光素子の暗電流によるドリフトは半導体物
性に基くものであり、原状では、実用的に問題とならな
い程度の暗電流をもつ素子の製作は不可能である。
されるが、受光素子の暗電流によるドリフトは半導体物
性に基くものであり、原状では、実用的に問題とならな
い程度の暗電流をもつ素子の製作は不可能である。
光受信器におけるドリフトによる弊害の部分的解決策が
特公昭59−20210に記載されている。第６図にこの従来
技術によるドリフト補償の構成図を示す。受光素子
（１）の出力電流を前置増幅器（２）によって増幅し、
前置増幅器（２）の出力は次段以降の主増幅系に入力さ
れると共に、オフセット補償回路（７）に入力される。
オフセット補償回路（７）では、低域波器等により信
号中低周波成分を取り出すことによりオフセット電圧を
検出し、検出されたオフセット電圧に応じた出力電流を
前置増幅器（２）の入力端子に負帰還する。上記の従来
技術により、受光素子（１）の暗電流によるドリフトを
補償できる。しかし、ドリフト補償は可能となったもの
の、第６図で示される構成でドリフト補償をするがため
に、新たな問題点が生ずる。これらの問題点は、ドリフ
トを補償する信号が前置増幅器の入力端子に直接帰還さ
れていることに起因する。周知のように、光受信器の性
能は、受光素子および前置増幅器で検定されるといって
も過言ではない。受光素子の出力点、すなわち前置増幅
器で取り扱う信号は、著しい場合には数nAのオーダーの
微弱な信号であり、前置増幅器は低雑音性を要求され
る。しかるに第６図に示した構成ではオフセット補償回
路で生じる雑音がそのまま前置増幅回路に印加されてし
まい、光受信器としての雑音特性を劣化させる。また、
前置増幅器の入力点に受光素子以外の物が接続されるこ
とになり、ドリフト補償をしなかった場合に比し、前置
増幅器の入力点に新たな有限のインピーダンスがつなが
ることになる。前置増幅器の入力点に繋るインピーダン
スのうち抵抗分Ｒは4kT/Rの形で電流性雑音の上昇を招
き、キャパシタンス分は前置増幅器の信号帯域幅の低下
を引き起こすと同時に、電圧性雑音の増加を招くするこ
とになる。
特公昭59−20210に記載されている。第６図にこの従来
技術によるドリフト補償の構成図を示す。受光素子
（１）の出力電流を前置増幅器（２）によって増幅し、
前置増幅器（２）の出力は次段以降の主増幅系に入力さ
れると共に、オフセット補償回路（７）に入力される。
オフセット補償回路（７）では、低域波器等により信
号中低周波成分を取り出すことによりオフセット電圧を
検出し、検出されたオフセット電圧に応じた出力電流を
前置増幅器（２）の入力端子に負帰還する。上記の従来
技術により、受光素子（１）の暗電流によるドリフトを
補償できる。しかし、ドリフト補償は可能となったもの
の、第６図で示される構成でドリフト補償をするがため
に、新たな問題点が生ずる。これらの問題点は、ドリフ
トを補償する信号が前置増幅器の入力端子に直接帰還さ
れていることに起因する。周知のように、光受信器の性
能は、受光素子および前置増幅器で検定されるといって
も過言ではない。受光素子の出力点、すなわち前置増幅
器で取り扱う信号は、著しい場合には数nAのオーダーの
微弱な信号であり、前置増幅器は低雑音性を要求され
る。しかるに第６図に示した構成ではオフセット補償回
路で生じる雑音がそのまま前置増幅回路に印加されてし
まい、光受信器としての雑音特性を劣化させる。また、
前置増幅器の入力点に受光素子以外の物が接続されるこ
とになり、ドリフト補償をしなかった場合に比し、前置
増幅器の入力点に新たな有限のインピーダンスがつなが
ることになる。前置増幅器の入力点に繋るインピーダン
スのうち抵抗分Ｒは4kT/Rの形で電流性雑音の上昇を招
き、キャパシタンス分は前置増幅器の信号帯域幅の低下
を引き起こすと同時に、電圧性雑音の増加を招くするこ
とになる。
本発明は、上記した従来の技術の問題点を除去し、雑音
特性の劣化を生ずることなく、受光素子の暗電流等に基
くドリフトの補償を可能とする光受信器を提供すること
を目的とする。
特性の劣化を生ずることなく、受光素子の暗電流等に基
くドリフトの補償を可能とする光受信器を提供すること
を目的とする。
本発明は、入力される光信号を電気信号に変換する受光
素子と、この受光素子で発生する電気信号を増幅する増
幅器と、この増幅器からの出力信号が一方の入力端子に
入力される差動増幅回路と、この差動増幅回路から出力
された差信号の基底レベルを検出するオフセット検出器
と、前記増幅器と同一回路を有する基準電圧発生回路を
持ち、前記差動増幅回路の他方の入力端に、出力電圧を
帰還させ、前記基底レベルが前記増幅器の出力信号と略
一致するように制御する制御手段とを具備する事を特徴
とする光受信器を得るものである。
素子と、この受光素子で発生する電気信号を増幅する増
幅器と、この増幅器からの出力信号が一方の入力端子に
入力される差動増幅回路と、この差動増幅回路から出力
された差信号の基底レベルを検出するオフセット検出器
と、前記増幅器と同一回路を有する基準電圧発生回路を
持ち、前記差動増幅回路の他方の入力端に、出力電圧を
帰還させ、前記基底レベルが前記増幅器の出力信号と略
一致するように制御する制御手段とを具備する事を特徴
とする光受信器を得るものである。
本発明によれば、受光素子，前置増幅器，増幅回路を直
流結合とした構成において、受光素子の暗電流，前置増
幅器，増幅回路によるドリフトの補償が可能となると同
時に、従来技術によるドリフト補償法において問題とな
っていた熱雑音の増加、周波数特性の劣化を防止するこ
とが可能となる。また、外来雑音による光受信器の誤動
作の低減も可能となる。更に、回路構成もコンデンサを
多く含まないため、モノリシック集積化に適合してい
る。
流結合とした構成において、受光素子の暗電流，前置増
幅器，増幅回路によるドリフトの補償が可能となると同
時に、従来技術によるドリフト補償法において問題とな
っていた熱雑音の増加、周波数特性の劣化を防止するこ
とが可能となる。また、外来雑音による光受信器の誤動
作の低減も可能となる。更に、回路構成もコンデンサを
多く含まないため、モノリシック集積化に適合してい
る。
以下、本発明の実施例を図面を参照しながら説明する。
第１図は本発明の光受信器の基本構成図の一例である。
光受信器に入力される光信号は受光素子（１）によって
電気信号に変換される。この信号は前置増幅器（２）に
より適宜増幅された後、差動増幅回路（３）に入力され
る。差動増幅回路（３）のもう１つの入力端子には基準
電圧発生回路（４）の出力信号が入力され、前置増幅器
（２）の出力信号との差信号が、差動増幅回路（３）か
ら出力される。差動増幅回路（３）の差動出力（５），
（６）な次段以降の主信号増幅系に入力されると共に、
オフセット補償回路（７）の入力端子（８），（９）に
入力される。オフセット補償回路（７）では、入力信号
を適宜増幅し、オフセット電圧を検出するオフセット検
出器（10）と、オフセット検出器（10）の出力を受け
て、必要に応じて増幅し、検出されたオフセット電圧に
応じて出力電流または電圧を発生させる制御回路（11）
とが設けられる。制御回路（11）の出力、すなわちオフ
セット補償回路（17）の出力は基準電圧発生回路（４）
の入力端子に加えられ、オフセット電圧が大きい時には
オフセット電圧を減ずるように負帰還をかける。ここで
オフセット検出器（10）としては、光受信器への入力信
号がゼロの時の直流レベルに対応する基底レベル検出回
路、あるいは低域波器が好適である。
第１図は本発明の光受信器の基本構成図の一例である。
光受信器に入力される光信号は受光素子（１）によって
電気信号に変換される。この信号は前置増幅器（２）に
より適宜増幅された後、差動増幅回路（３）に入力され
る。差動増幅回路（３）のもう１つの入力端子には基準
電圧発生回路（４）の出力信号が入力され、前置増幅器
（２）の出力信号との差信号が、差動増幅回路（３）か
ら出力される。差動増幅回路（３）の差動出力（５），
（６）な次段以降の主信号増幅系に入力されると共に、
オフセット補償回路（７）の入力端子（８），（９）に
入力される。オフセット補償回路（７）では、入力信号
を適宜増幅し、オフセット電圧を検出するオフセット検
出器（10）と、オフセット検出器（10）の出力を受け
て、必要に応じて増幅し、検出されたオフセット電圧に
応じて出力電流または電圧を発生させる制御回路（11）
とが設けられる。制御回路（11）の出力、すなわちオフ
セット補償回路（17）の出力は基準電圧発生回路（４）
の入力端子に加えられ、オフセット電圧が大きい時には
オフセット電圧を減ずるように負帰還をかける。ここで
オフセット検出器（10）としては、光受信器への入力信
号がゼロの時の直流レベルに対応する基底レベル検出回
路、あるいは低域波器が好適である。
また、制御回路（11）は、基準電圧発生回路（４）の出
力信号レベルが前置増幅器（２）の出力信号と略一致す
るように制御できるものであれば良い。
力信号レベルが前置増幅器（２）の出力信号と略一致す
るように制御できるものであれば良い。
基底レベル検出回路は、例えば第２図に示す構成で実現
される。基底レベル検出回路の入力端子（21），（22）
には、夫々、差動増幅回路（３）からの例えば反転信号
Ｖ−，非反転信号Ｖ＋が入力される。トランジスタQ1,Q
2および電流源I0から構成される差動増幅器のトランジ
スタQ2のコレクタ端子（23）には反転信号と非反転信号
との差の電圧Ｖ−−Ｖ＋に比例した電圧が発生する。ト
ランジスタQ3,Q4,コンデンサC,抵抗R3から構成されるピ
ーク電圧検出器は、反転信号と非反転信号との差Ｖ−−
Ｖ＋の最大値を検出、保持するように機能する。
される。基底レベル検出回路の入力端子（21），（22）
には、夫々、差動増幅回路（３）からの例えば反転信号
Ｖ−，非反転信号Ｖ＋が入力される。トランジスタQ1,Q
2および電流源I0から構成される差動増幅器のトランジ
スタQ2のコレクタ端子（23）には反転信号と非反転信号
との差の電圧Ｖ−−Ｖ＋に比例した電圧が発生する。ト
ランジスタQ3,Q4,コンデンサC,抵抗R3から構成されるピ
ーク電圧検出器は、反転信号と非反転信号との差Ｖ−−
Ｖ＋の最大値を検出、保持するように機能する。
第３図に、第２図に示した基底レベル検出回路における
各部波形を示す。第３図は（ａ），（ｂ）は夫々、非反
転入力信号、反転入力信号を示す。図中のV0なる信号
は、オフセット電圧が無く、かつ光受信器への入力信号
がゼロの場合のレベルを表わす。また図中の破線は、光
受信器への入力信号はゼロであるが、オフセットがある
場合の電圧レベルを示し、基底レベルと呼ばれる。第３
図（ｃ）はトランジスタQ2のコレクタ端子（23）に現わ
れる信号を表わす。基底レベル検出回路への差動入力信
号にオフセットがなく、反転信号と非反転信号とが平衡
している場合には、トランジスタQ2のコレクタ端子（2
3）に現われる基底レベルはVcc−I0R2/2で与えられる
が、オフセットがある場合にはこの値からずれてくる。
ピーク電圧検出器では、第３図（ｃ）に示した波形の正
のピークレベル、すなわち第３図（ｃ）にVpなる記号で
示した電圧レベルが検出される。
各部波形を示す。第３図は（ａ），（ｂ）は夫々、非反
転入力信号、反転入力信号を示す。図中のV0なる信号
は、オフセット電圧が無く、かつ光受信器への入力信号
がゼロの場合のレベルを表わす。また図中の破線は、光
受信器への入力信号はゼロであるが、オフセットがある
場合の電圧レベルを示し、基底レベルと呼ばれる。第３
図（ｃ）はトランジスタQ2のコレクタ端子（23）に現わ
れる信号を表わす。基底レベル検出回路への差動入力信
号にオフセットがなく、反転信号と非反転信号とが平衡
している場合には、トランジスタQ2のコレクタ端子（2
3）に現われる基底レベルはVcc−I0R2/2で与えられる
が、オフセットがある場合にはこの値からずれてくる。
ピーク電圧検出器では、第３図（ｃ）に示した波形の正
のピークレベル、すなわち第３図（ｃ）にVpなる記号で
示した電圧レベルが検出される。
第４図は本発明に好適な基準電圧発生回路の構成例であ
る。図中、破線で囲んだ部分は光受信用前置増幅器とし
てよく用いられる並列帰還形増幅器の構成である。並列
帰還形増幅器は低雑音性を保ったまま広帯域の特性を得
ることができる。並列帰還形増幅器に接続された抵抗
R0,コンデンサC0から構成される回路は低域波器を構
成する。この低域波器は制御回路（11）および基準電
圧発生回路（４）の主要部で発生する雑音の高周波成分
を遮断することにより、ドリフトの補償を施したことに
よる熱雑音の増加を防止するために設けられる。
る。図中、破線で囲んだ部分は光受信用前置増幅器とし
てよく用いられる並列帰還形増幅器の構成である。並列
帰還形増幅器は低雑音性を保ったまま広帯域の特性を得
ることができる。並列帰還形増幅器に接続された抵抗
R0,コンデンサC0から構成される回路は低域波器を構
成する。この低域波器は制御回路（11）および基準電
圧発生回路（４）の主要部で発生する雑音の高周波成分
を遮断することにより、ドリフトの補償を施したことに
よる熱雑音の増加を防止するために設けられる。
第６図に示した、従来のドリフト補償方法では、光信号
の入力点と、ドリフト補償信号の入力点が共に、前置増
幅器の入力であるために、ドリフト補償信号に含まれる
雑音を抑制するとために低域波器を挿入すると、主信
号まで帯域制限を加えてしまうことになり、ドリフト補
償による雑音増加を防止することができなかった。
の入力点と、ドリフト補償信号の入力点が共に、前置増
幅器の入力であるために、ドリフト補償信号に含まれる
雑音を抑制するとために低域波器を挿入すると、主信
号まで帯域制限を加えてしまうことになり、ドリフト補
償による雑音増加を防止することができなかった。
第５図は、基準電圧発生回路の他の構成例を示す。図
中、破線で囲んだ部分は並列帰還形光受信用前置増幅器
と同一の構成であり、このようにしても良い。低域波
機能は、帰還抵抗Rfに並列に接続したコンデンサCfによ
って実現される。入力電流対出力電圧伝達特性の高域遮
断周波数fhはhh1/（２πRfCf）で与えられる。
中、破線で囲んだ部分は並列帰還形光受信用前置増幅器
と同一の構成であり、このようにしても良い。低域波
機能は、帰還抵抗Rfに並列に接続したコンデンサCfによ
って実現される。入力電流対出力電圧伝達特性の高域遮
断周波数fhはhh1/（２πRfCf）で与えられる。
基準電圧発生は、前置増幅器と同一の回路で構成された
部分を有することは、ドリフト補償の観点からは必ずし
も必要ではないが、外来雑音の影響を低減するために
は、基準電圧発生回路が前置増幅器と同一の回路で構成
された部分を持つようにした方が、全系が平衡形構成と
なるため好ましい。
部分を有することは、ドリフト補償の観点からは必ずし
も必要ではないが、外来雑音の影響を低減するために
は、基準電圧発生回路が前置増幅器と同一の回路で構成
された部分を持つようにした方が、全系が平衡形構成と
なるため好ましい。
以上、述べたように、本発明は、直流結合形光受信器に
おいて問題となる受光素子の暗電流によるドリフトを補
償するに際して、ドリフト補償信号を、前置増幅器入力
端には加えずに、前置増幅器に並置して設けられた基準
電圧発生器を介して前置増幅器の出力信号との差をとる
ことにより、ドリフト補償によって生ずる雑音増加、前
置増幅器の帯域劣化を防止することにあり、各構成部分
の実現方法は、上記基本的考え方を逸脱しない範囲で、
多様な形態が考えられる。
おいて問題となる受光素子の暗電流によるドリフトを補
償するに際して、ドリフト補償信号を、前置増幅器入力
端には加えずに、前置増幅器に並置して設けられた基準
電圧発生器を介して前置増幅器の出力信号との差をとる
ことにより、ドリフト補償によって生ずる雑音増加、前
置増幅器の帯域劣化を防止することにあり、各構成部分
の実現方法は、上記基本的考え方を逸脱しない範囲で、
多様な形態が考えられる。
第１図は本発明の基本構成の一例を示す図、第２図は第
１図におけるオフセット検出器を基底レベル検出器とし
た場合の主要部の回路構成図、第３図は基底レベル検出
器の動作を説明するための図、第４図及び第５図は、第
１図における基準電圧発生回路の一例を示す図、第６図
は従来例の構成図である。 １……受光素子、２……前置増幅器、３……差動増幅回
路、４……基準電圧発生回路、17……オフセット補償回
路、10……オフセット検出器、11……制御回路。
１図におけるオフセット検出器を基底レベル検出器とし
た場合の主要部の回路構成図、第３図は基底レベル検出
器の動作を説明するための図、第４図及び第５図は、第
１図における基準電圧発生回路の一例を示す図、第６図
は従来例の構成図である。 １……受光素子、２……前置増幅器、３……差動増幅回
路、４……基準電圧発生回路、17……オフセット補償回
路、10……オフセット検出器、11……制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/26 10/28
Claims (4)
- 【請求項１】入力される光信号を電気信号に変換する受
光素子と、 この受光素子で発生する電気信号を増幅する増幅器と、 この増幅器からの出力信号が一方の入力端子に入力され
る差動増幅回路と、 この差動増幅回路の出力信号が入力されるオフセット検
出器と、 このオフセット検出器に接続される制御手段と、 前記増幅器と同一回路を有し、前記制御手段の制御に応
じて基準信号を発生させ、前記差動増幅回路の他方の入
力端子に供給する基準電圧発生回路と を具備し、 前記受光素子への入力信号が零の際の前記差動増幅回路
の出力信号レベルを前記オフセット検出器で検出し、前
記基準信号のレベルと前記受光素子への入力信号が零の
際の前記増幅器の出力信号レベルとを略一致するように
制御することを特徴とする光受信器。 - 【請求項２】前記オフセット検出器は、前記差動増幅回
路の出力信号の直流レベルを検出することを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の光受信器。 - 【請求項３】前記オフセット検出器は、低域ろ波器を有
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の光受
信器。 - 【請求項４】前記基準電圧発生回路は、低域ろ波器を有
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の光受
信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60279066A JPH0793540B2 (ja) | 1985-12-13 | 1985-12-13 | 光受信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60279066A JPH0793540B2 (ja) | 1985-12-13 | 1985-12-13 | 光受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62139403A JPS62139403A (ja) | 1987-06-23 |
| JPH0793540B2 true JPH0793540B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=17605933
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60279066A Expired - Lifetime JPH0793540B2 (ja) | 1985-12-13 | 1985-12-13 | 光受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0793540B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6372212A (ja) * | 1986-09-16 | 1988-04-01 | Fujitsu Ltd | 光受信回路 |
| JPH0787304B2 (ja) * | 1988-08-17 | 1995-09-20 | 赤井電機株式会社 | 心電図信号記録用増幅装置 |
| JPH08223228A (ja) * | 1994-03-17 | 1996-08-30 | Fujitsu Ltd | 等化増幅器及びこれを用いた受信機並びにプリアンプ |
| JP4072232B2 (ja) * | 1997-03-13 | 2008-04-09 | 株式会社日立製作所 | 光受信回路 |
| JP4702921B2 (ja) * | 2004-01-29 | 2011-06-15 | パナソニック株式会社 | 光ディスク装置用の増幅回路 |
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| JP5038988B2 (ja) * | 2008-07-24 | 2012-10-03 | 株式会社東芝 | 光受信器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59207A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-05 | Nec Corp | 差動増幅回路 |
| JPS60241371A (ja) * | 1984-05-16 | 1985-11-30 | Toshiba Corp | 増幅回路 |
| JPS6215909A (ja) * | 1985-07-15 | 1987-01-24 | Hitachi Ltd | 光受信回路 |
-
1985
- 1985-12-13 JP JP60279066A patent/JPH0793540B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62139403A (ja) | 1987-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |