JPH0793821B2 - Inverter control circuit - Google Patents
Inverter control circuitInfo
- Publication number
- JPH0793821B2 JPH0793821B2 JP60288674A JP28867485A JPH0793821B2 JP H0793821 B2 JPH0793821 B2 JP H0793821B2 JP 60288674 A JP60288674 A JP 60288674A JP 28867485 A JP28867485 A JP 28867485A JP H0793821 B2 JPH0793821 B2 JP H0793821B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- output
- control circuit
- pulse
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 7
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 36
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 14
- 238000010411 cooking Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- CWYNVVGOOAEACU-UHFFFAOYSA-N Fe2+ Chemical compound [Fe+2] CWYNVVGOOAEACU-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はインバータの制御回路に関し、特に、スイッ
チング素子としてFET（電界効果トランジスタ）を含む
インバータの出力を制御するインバータの制御回路に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter control circuit, and more particularly to an inverter control circuit that controls the output of an inverter including a FET (field effect transistor) as a switching element.
（従来技術） 第４図はこの発明の背景となるMOSFETを用いたスイッチ
ング回路の一例を示す回路図である。MOSFET1のソース
−ドレイン間に印加された直流電圧＋V0は、MOSFET1の
オンまたはオフによって断続される。MOSFET1のゲート
−ソース間にMOSFET1をオンさせるためのパルストラン
ス２が接続されるとともに、MOSFET1のオフ特性を高め
るためのMOSFET3が接続される。MOSFET3のゲート−ソー
ス間には、MOSFET3をオンさせるためのパルストランス
４が接続される。パルストランス２および４の１次側に
は、それぞれ、トランジスタ５および６が接続される。
このトランジスタ５および６のゲートには、それぞれ第
５図に示すようなパルスS1およびS2が供給されてMOSFET
1がオン，オフされる。(Prior Art) FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a switching circuit using a MOSFET as a background of the present invention. The DC voltage + V 0 applied between the source and drain of the MOSFET 1 is interrupted by turning on or off the MOSFET 1. A pulse transformer 2 for turning on the MOSFET 1 is connected between the gate and the source of the MOSFET 1, and a MOSFET 3 for improving the off characteristic of the MOSFET 1 is connected. A pulse transformer 4 for turning on the MOSFET 3 is connected between the gate and the source of the MOSFET 3. Transistors 5 and 6 are connected to the primary sides of the pulse transformers 2 and 4, respectively.
The gates of the transistors 5 and 6 are supplied with pulses S1 and S2, respectively, as shown in FIG.
1 is turned on and off.
（発明が解決しようとする問題点） 上述のスイッチング回路では、直流電圧＋V0を断続する
ために２種類のパルスS1およびS2を必要とした。したが
って、直流電圧＋V0をインバータに供給してインバータ
の出力を制御する場合には、それぞれのパルスS1および
S2毎に別個の制御回路が必要となって、回路が複雑にな
る。(Problems to be Solved by the Invention) In the switching circuit described above, two types of pulses S1 and S2 are required to interrupt the DC voltage + V 0 . Therefore, when the DC voltage + V 0 is supplied to the inverter to control the output of the inverter, each pulse S1 and
A separate control circuit is required for each S2, which complicates the circuit.
それゆえに、この発明の主たる目的は、回路構成をより
簡単にすることができる、インバータの制御回路を提供
することである。Therefore, a main object of the present invention is to provide a control circuit for an inverter, which can simplify the circuit configuration.
（問題点を解決するための手段） この発明は、簡単にいえば、スイッチング素子（24,26:
48,50）を含むインバータ（22:46）、スイッチング素子
を駆動するためにパルス信号を与えるためのパルス信号
付与手段（34）、インバータの出力に応じてハイレベル
またはローレベルとなる検出信号を出力するための検出
手段（34:62,64,66a,66b,68,70）、パルス信号付与手段
からのパルス信号と検出手段からの検出信号とを論理積
的に処理するための信号処理手段（40,42:72）、および
信号処理手段からの出力に応じてインバータの入力電力
およびインバータの負荷インピーダンスの少なくとも一
方を制御する制御手段（44,16:74,16）を備える、イン
バータの制御回路である。(Means for Solving Problems) The present invention is simply described as a switching element (24, 26:
48, 50) including an inverter (22:46), pulse signal applying means (34) for applying a pulse signal to drive a switching element, and a detection signal which becomes a high level or a low level according to the output of the inverter. Detecting means (34:62, 64, 66a, 66b, 68, 70) for outputting, signal processing means for logically processing the pulse signal from the pulse signal applying means and the detection signal from the detecting means (40, 42: 72) and control means (44, 16: 74, 16) for controlling at least one of the input power of the inverter and the load impedance of the inverter according to the output from the signal processing means, the control of the inverter Circuit.
（作用） インバータに含まれるスイッチング素子が自励または他
励の信号付与手段からの信号によってオンまたはオフさ
れる。インバータの出力がたとえばカレントトランスや
フォトカプラによって検出される。一方、スイッチング
素子を駆動するためのパルス信号と、検出手段で検出さ
れた検出信号とがたとえばアンドゲートのような信号処
理手段によって論理積的に処理される。この信号処理手
段の出力に応じて、インバータの出力が制御される。た
とえば、供給電圧を変化させてインバータの出力の制御
を行なうものであれば、信号処理手段の出力によって供
給電圧を上昇させると、インバータの出力は増加する。
また、インバータの出力に接続された負荷インピーダン
ス、たとえば可変リアクトルを可変させて出力の制御を
行なうものであれば、信号処理手段の出力によって可変
リアクトルのインダクタンスを減少させればインバータ
の出力は増加する。(Operation) The switching element included in the inverter is turned on or off by the signal from the self-excited or separately-excited signal applying unit. The output of the inverter is detected by, for example, a current transformer or a photo coupler. On the other hand, the pulse signal for driving the switching element and the detection signal detected by the detection means are logically processed by a signal processing means such as an AND gate. The output of the inverter is controlled according to the output of the signal processing means. For example, if the output of the inverter is controlled by changing the supply voltage, the output of the inverter increases when the supply voltage is raised by the output of the signal processing means.
Further, if the output impedance of the variable reactor is controlled by varying the load impedance connected to the output of the inverter, for example, the variable reactor, the output of the inverter increases if the inductance of the variable reactor is reduced by the output of the signal processing means. .
（発明の効果） この発明によれば、インバータのスイッチング素子を駆
動するための信号と検出手段で検出された検出信号と論
理的に処理するようにしているため、インバータの出力
制御のための個別の信号回路を設ける必要がなく、全体
としてその回路構成が簡単になる。(Effect of the Invention) According to the present invention, since the signal for driving the switching element of the inverter and the detection signal detected by the detection means are logically processed, the individual output control for the inverter is performed. It is not necessary to provide the signal circuit of, and the circuit configuration becomes simple as a whole.
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点
は、図面を参照して行なう以下の実施例の詳細な説明か
ら一層明らかとなろう。The above-mentioned objects, other objects, features and advantages of the present invention will become more apparent from the following detailed description of the embodiments with reference to the drawings.
（実施例） 第１図は誘導加熱調理装置に実施した場合のこの発明の
一実施例を示す回路図である。誘導加熱調理装置は、イ
ンバータ22の出力を受ける加熱コイル28に誘導結合され
る、たとえば鉄系金属からなる調理鍋10を含む。(Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention when implemented in an induction heating cooking apparatus. The induction heating cooking apparatus includes a cooking pot 10 made of, for example, a ferrous metal, which is inductively coupled to a heating coil 28 that receives an output of the inverter 22.
交流電圧は整流器12によって整流され、その整流された
整流電圧は、平滑回路を介してインバータ22に与えられ
る。平滑回路は、インダクタ14,ダイオード18およびコ
ンデンサ20を含む。ダイオード18のアノード側にはエン
ハンスメント形のMOSFET16が接続される。このMOSFET16
は、そのドレインがインダクタ14とダイオード18の接続
点に接続され、ソースがコンデンサ20の直流電圧のマイ
ナス側（接地電位）に接続される。ダイオード18は、MO
SFET16がオンしたとき、コンデンサ20の充電電荷が逆流
するのを阻止するためのものである。そして、コンデン
サ20の両端電圧が、他励式のインバータ22に与えられる
のである。The alternating voltage is rectified by the rectifier 12, and the rectified rectified voltage is given to the inverter 22 via the smoothing circuit. The smoothing circuit includes an inductor 14, a diode 18 and a capacitor 20. An enhancement type MOSFET 16 is connected to the anode side of the diode 18. This MOSFET 16
Has its drain connected to the connection point between the inductor 14 and the diode 18, and its source connected to the negative side (ground potential) of the DC voltage of the capacitor 20. The diode 18 is MO
This is to prevent the charge charged in the capacitor 20 from flowing backward when the SFET 16 is turned on. Then, the voltage across the capacitor 20 is given to the separately excited inverter 22.
インバータ22は、スイッチング素子として、エンハンス
メント形のMOSFET24および26を含む。スイッチング素子
にMOSFETを用いるのは、そのドレイン−ソース間のイン
ピーダンスがオン時は非常に低くオフ時は非常に高いと
いうMOSFETの特性を利用して、スイッチング損失を小さ
くするためである。Inverter 22 includes enhancement type MOSFETs 24 and 26 as switching elements. The reason why the MOSFET is used for the switching element is to reduce the switching loss by utilizing the characteristic of the MOSFET that the impedance between the drain and the source is very low when on and very high when off.
平滑回路の出力電圧が、このインバータ22を構成するMO
SFET24および26のプッシュプル接続の両端に印加され
る。詳しくいうと、コンデンサ20の一方端がMOSFET24の
ドレインに接続され、他方端はMOSFET26のソースに接続
される。MOSFET24のソースとMOSFET26のドレインとが接
続され、この接続点には高周波電流によって高周波交番
磁界を発生する加熱コイル28が接続される。この加熱コ
イル28からの高周波交番磁界によって、調理鍋10に電流
が誘起され、その電流によって熱が生じるのである。上
述の加熱コイル28には、加熱コイル28とともに共振回路
を構成するコンデンサ30が直列接続され、このコンデン
サ30の一端がMOSFET26のソースすなわち接地電位に接続
される。The output voltage of the smoothing circuit is the MO that constitutes this inverter 22.
Applied across the push-pull connections of SFETs 24 and 26. Specifically, one end of the capacitor 20 is connected to the drain of the MOSFET 24 and the other end is connected to the source of the MOSFET 26. The source of the MOSFET 24 is connected to the drain of the MOSFET 26, and a heating coil 28 that generates a high frequency alternating magnetic field by a high frequency current is connected to this connection point. The high frequency alternating magnetic field from the heating coil 28 induces an electric current in the cooking pot 10 to generate heat. The above-mentioned heating coil 28 is connected in series with a capacitor 30 that forms a resonance circuit together with the heating coil 28, and one end of this capacitor 30 is connected to the source of the MOSFET 26, that is, the ground potential.
加熱コイル28およびコンデンサ30を流れる共振電流は、
カレントトランス32によって検出され、この共振電流は
制御回路34に入力される。The resonance current flowing through the heating coil 28 and the capacitor 30 is
The resonance current detected by the current transformer 32 is input to the control circuit 34.
制御回路34は、たとえばマイクロコンピュータなどを含
む。調理鍋10に入れられた調理物の種類が変わったとき
や調理鍋の容量などに応じて、出力を制御するために加
熱コイル28およびコンデンサ30の共振周波数を変える。
制御回路34はこの周波数すなわち出力を制御する。すな
わち、共振周波数は、MOSFET24および26を交互にオンま
たはオフする周期に依存し、その周期は、この実施例で
は、制御回路34の出力端Ａおよび出力端Ｂからの駆動パ
ルスによって決定される。The control circuit 34 includes, for example, a microcomputer. The resonance frequency of the heating coil 28 and the capacitor 30 is changed in order to control the output according to the type of the cooking product placed in the cooking pot 10 or the capacity of the cooking pot.
The control circuit 34 controls this frequency or output. That is, the resonance frequency depends on the cycle of alternately turning on and off the MOSFETs 24 and 26, and the cycle is determined by the drive pulse from the output terminal A and the output terminal B of the control circuit 34 in this embodiment.
出力端ＡおよびＢからのそれぞれの駆動パルスは、それ
ぞれ、パルストランス36および38に与えられる。パルス
トランス36および38は、たとえばトロイダルコイルなど
によって形成された小型トランスを含み、１次側に供給
された駆動パルスをMOSFET24および26のそれぞれのゲー
ト信号として与えるものである。The drive pulses from the output terminals A and B are given to the pulse transformers 36 and 38, respectively. The pulse transformers 36 and 38 include a small transformer formed of, for example, a toroidal coil or the like, and apply the drive pulse supplied to the primary side as gate signals to the MOSFETs 24 and 26, respectively.
一方、上述のカレントトランス32で検出された信号は制
御回路34に与えられる。制御回路34では、その信号の大
きさに応じた時間幅のパルスを作り、このパルスは、出
力端Ｃからアンドゲート40およびアンドゲート42の一方
の端子にそれぞれ与えられる。アンドゲート40の他方の
端子には、パルストランス36に供給される制御回路34か
らの駆動パルスが与えられる。このアンドゲート40の出
力は、後述するように、インバータ22への供給電圧を上
げるための制御信号となる。アンドゲート42の他方の入
力端子には、パルストランス38に供給される駆動パルス
が与えられる。このアンドゲート42の出力は、後述する
ように、インバータ22の供給電圧を下げるための制御信
号となる。アンドゲート40およびアンドゲート42の出力
は、それぞれパルストランス44に与えられる。On the other hand, the signal detected by the above-mentioned current transformer 32 is given to the control circuit 34. The control circuit 34 creates a pulse having a time width corresponding to the magnitude of the signal, and the pulse is applied from the output terminal C to one terminal of the AND gate 40 and the AND gate 42, respectively. A drive pulse from the control circuit 34 supplied to the pulse transformer 36 is applied to the other terminal of the AND gate 40. The output of the AND gate 40 becomes a control signal for increasing the voltage supplied to the inverter 22, as described later. The drive pulse supplied to the pulse transformer 38 is applied to the other input terminal of the AND gate 42. The output of the AND gate 42 becomes a control signal for lowering the supply voltage of the inverter 22, as described later. The outputs of the AND gate 40 and the AND gate 42 are given to the pulse transformer 44, respectively.
パルストランス44は、パルストランス36および38と同様
に、たとえばトロイダルコイルなどを含み、このパルス
トランス44の出力がインバータ22の入力電圧を制御する
ためのMOSFET16のゲート信号として与えられる。Like the pulse transformers 36 and 38, the pulse transformer 44 includes, for example, a toroidal coil, and the output of the pulse transformer 44 is given as the gate signal of the MOSFET 16 for controlling the input voltage of the inverter 22.
第１図回路の動作において、交流電圧が整流器12に供給
されると、コンデンサ20が充電される。コンデンサ206
＊充電電圧すなわち直流電圧は、インバータ22に供給さ
れ、MOSFET24および26の交互のオンまたはオフによって
チョッピングされる。すなわち、MOSFET24および26は、
第２図に示すような制御回路34の出力端ＡおよびＢから
出力された交互にオンまたはオフされるパルスに応じて
オンまたはオフされる。MOSFET24および26のオン，オフ
周期は、加熱コイル28およびコンデンサ30を流れる共振
電流の周波数の２倍となる。たとえば、０〜π期間にMO
SFET24がオンしてコンデンサ20の充電電荷が加熱コイル
28を介してコンデンサ30に供給されたとすると、次のπ
〜２π期間はMOSFET24はオフし、MOSFET26が26がオンし
てコンデンサ30の充電電荷がMOSFET26を通して放電され
る。したがって、MOSFET24および26のオン，オフの周波
数は、共振周波数の２倍となる。この共振周波数は、調
理鍋10に被調理物が入れられた段階で、被調理物の種類
に応じて、たとえばダイヤルなどによって制御回路34で
設定される。In the operation of the circuit shown in FIG. 1, when the AC voltage is supplied to the rectifier 12, the capacitor 20 is charged. Capacitor 206
* The charging or dc voltage is fed to the inverter 22 and chopped by alternating on or off of MOSFETs 24 and 26. That is, MOSFETs 24 and 26 are
It is turned on or off in response to the pulses alternately turned on or off outputted from the output terminals A and B of the control circuit 34 as shown in FIG. The ON / OFF cycle of the MOSFETs 24 and 26 is twice the frequency of the resonance current flowing through the heating coil 28 and the capacitor 30. For example, MO in the period 0 to π
The SFET24 turns on and the charge of the capacitor 20 becomes the heating coil.
If it is supplied to the capacitor 30 via 28, the following π
During a period of up to 2π, the MOSFET 24 is turned off, the MOSFET 26 is turned on, and the charge charged in the capacitor 30 is discharged through the MOSFET 26. Therefore, the on / off frequency of the MOSFETs 24 and 26 is twice the resonance frequency. The resonance frequency is set by the control circuit 34 by a dial or the like in accordance with the type of the object to be cooked when the object to be cooked is put in the cooking pot 10.
加熱コイル28およびコンデンサ30を流れる共振電流は、
カレントトランス32によって検出され、制御回路34に入
力される。共振電流が所定値、たとえば上述のダイヤル
で設定された値以上となると、制御回路34の出力端Ｃを
制御信号は第２図に示すようにハイレベルになる。この
ハイレベルの信号は、アンドゲート42でパルストランス
38に供給されている駆動パルスと論理積される。The resonance current flowing through the heating coil 28 and the capacitor 30 is
It is detected by the current transformer 32 and input to the control circuit 34. When the resonance current exceeds a predetermined value, for example, the value set by the dial described above, the control signal at the output terminal C of the control circuit 34 becomes high level as shown in FIG. This high-level signal is output to the pulse transformer by AND gate 42.
ANDed with the drive pulse supplied to 38.
パルストランス44に、アンドゲート42から、第２図に示
すように論理積された駆動パルスが供給されると、応じ
てMOSFET16がオンする。すなわち、MOSFFET16にパルス
が供給されてゲート−ソース間の電圧Vgsがしきい値電
圧Vthに達すると、MOSFFET16はオンする。MOSFET16がオ
ンすると、ダイオード18およびコンデンサ20の両端は短
絡されることになり、コンデンサ20には整流器12からの
直流電圧が供給されなくなる。そうするとコンデンサ20
の充電電圧は低下し、応じてその入力直流電圧が小さく
なり、インバータ22の出力は低下する。When the AND gate 42 supplies a drive pulse that is ANDed as shown in FIG. 2 to the pulse transformer 44, the MOSFET 16 is turned on accordingly. That is, when a pulse is supplied to the MOSFFET 16 and the gate-source voltage Vgs reaches the threshold voltage Vth, the MOSFFET 16 is turned on. When the MOSFET 16 is turned on, both ends of the diode 18 and the capacitor 20 are short-circuited, and the DC voltage from the rectifier 12 is not supplied to the capacitor 20. Then capacitor 20
The charging voltage of the inverter decreases, the input DC voltage decreases accordingly, and the output of the inverter 22 decreases.
インバータ22の出力が低下してカレントトランス32で検
出している高周波電流が所定値以下になると、制御回路
34の出力端子Ｃの制御信号はローレベルになる。このロ
ーレベルは反転されて、パルストランス36に供給される
供給パルスとともにアンドゲート40で論理積され、パル
ストランス44に供給される。パルストランス44に、アン
ドゲート40から第２図に示すようなパルスが供給される
と、MOSFE16はオフする。When the output of the inverter 22 decreases and the high frequency current detected by the current transformer 32 falls below a predetermined value, the control circuit
The control signal of the output terminal C of 34 becomes low level. This low level is inverted, ANDed with the supply pulse supplied to the pulse transformer 36 by the AND gate 40, and supplied to the pulse transformer 44. When a pulse as shown in FIG. 2 is supplied from the AND gate 40 to the pulse transformer 44, the MOSFE 16 turns off.
MOSFET16がオフすると、再び整流器12の電圧はインダク
タ14およびダイオード18を介してコンデンサ20に供給さ
れる。そうすると、充電が進行してコンデンサ20の電圧
が上昇する。コンデンサ20の充電電圧が上昇すると、上
述したように、加熱コイル28およびコンデンサ30を流れ
る高周波電流が増加する。高周波電流の増加はカレント
トランス32によって制御回路34に入力され、再び出力端
子Ｃの制御信号をハイレベルにする。When the MOSFET 16 is turned off, the voltage of the rectifier 12 is supplied to the capacitor 20 via the inductor 14 and the diode 18 again. Then, charging proceeds and the voltage of the capacitor 20 rises. When the charging voltage of the capacitor 20 increases, the high frequency current flowing through the heating coil 28 and the capacitor 30 increases as described above. The increase in the high frequency current is input to the control circuit 34 by the current transformer 32, and the control signal at the output terminal C is set to the high level again.
このようにして第１図回路では、インバータ22の出力は
当初ダイヤルで設定した値に保つように制御される。Thus, in the circuit of FIG. 1, the output of the inverter 22 is controlled so as to be maintained at the value initially set by the dial.
なお、上述の実施例では、インバータ22の供給電圧を可
変するため整流器12の出力側にMOSFFET16を設けたが、
これは整流器12の入力側に設けてもよい。In the above embodiment, the MOSFFET 16 is provided on the output side of the rectifier 12 in order to change the supply voltage of the inverter 22,
This may be provided on the input side of the rectifier 12.
第３図はロイヤー型のスイッチングレギュレータに実施
した場合のこの発明の他の実施例を示す回路図である。
コンデンサ20の充電電圧は、インバータ46に供給され
る。インバータ46は、スイッチング素子としてのMOSFET
48および50ならびに出力トランス52を含む。出力トラン
ス52は入力巻線54を含み、この入力巻線54の中点タップ
にコンデンサ20のプラス側が接続される。入力巻線54の
両端は、それぞれMOSFET48および50のドレインに接続さ
れる。MOSFET48および50のソースは、ともに接地され
る。また、MOSFET48および50のゲートは、それぞれ、抵
抗49および51を介して接地されるとともに、補助トラン
ス56の２次巻線58の両端に接続される。２次巻線58の中
点タップは、コンデンサ59を介して接地される。このイ
ンバータ46の発振周波数は、抵抗49（および51）とコン
デンサ59との時定数によって決まる。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention when implemented in a Royer type switching regulator.
The charging voltage of the capacitor 20 is supplied to the inverter 46. The inverter 46 is a MOSFET as a switching element.
Includes 48 and 50 and output transformer 52. The output transformer 52 includes an input winding 54, and the positive side of the capacitor 20 is connected to the center tap of the input winding 54. Both ends of the input winding 54 are connected to the drains of MOSFETs 48 and 50, respectively. The sources of MOSFETs 48 and 50 are both grounded. Further, the gates of the MOSFETs 48 and 50 are grounded via the resistors 49 and 51, respectively, and are connected to both ends of the secondary winding 58 of the auxiliary transformer 56. The center tap of the secondary winding 58 is grounded via the capacitor 59. The oscillation frequency of the inverter 46 is determined by the time constant of the resistor 49 (and 51) and the capacitor 59.
出力トランス52の出力は、全波整流され、平滑用のイン
ダクタンス60およびコンデンサ62に与えられる。コンデ
ンサ62の充電電圧がこの回路の出力電圧＋V0となる。The output of the output transformer 52 is full-wave rectified and given to the smoothing inductor 60 and the capacitor 62. The charging voltage of the capacitor 62 becomes the output voltage + V 0 of this circuit.
コンデンサ62のプラス側は電圧設定回路64に接続され、
マイナス側はフォトカプラ66の発光素子66aのカソード
に接続される。電圧設定回路64の出力は、発光素子66a
のアノードに接続される。電圧設定回路64は、たとえば
可変抵抗器を含み、発光素子66aに供給する電圧を変化
させて出力電圧＋V0を設定するものである。すなわち、
可変抵抗器の値を変化させると、発光素子66aの発光が
変化するため、後述するように出力電圧＋V0の値が設定
できる。フォトカプラ66の受光素子66bの信号は増幅器6
8に入力される。このように、電圧設定回路64の信号を
フォトカプラ66で一旦光信号に変えて増幅器68に入力す
るのは、入力側と出力側とを電気的に絶縁状態として、
出力トランジスタ52などからの誘電誘導による誤動作を
防止するためである。The positive side of the capacitor 62 is connected to the voltage setting circuit 64,
The minus side is connected to the cathode of the light emitting element 66a of the photocoupler 66. The output of the voltage setting circuit 64 is the light emitting element 66a.
Connected to the anode of. The voltage setting circuit 64 includes, for example, a variable resistor and changes the voltage supplied to the light emitting element 66a to set the output voltage + V 0 . That is,
When the value of the variable resistor is changed, the light emission of the light emitting element 66a changes, so that the value of the output voltage + V 0 can be set as described later. The signal of the light receiving element 66b of the photo coupler 66 is the amplifier 6
Entered in 8. In this way, the signal of the voltage setting circuit 64 is once converted into an optical signal by the photocoupler 66 and is input to the amplifier 68 by making the input side and the output side electrically isolated,
This is to prevent malfunction due to dielectric induction from the output transistor 52 and the like.
増幅器68の出力は発振器70に与えられる。発振器70は、
増幅器68の出力に応じてパルスをアンドゲート72の一方
の端子に与える。アンドゲート72は、発振器70から供給
された発振パルスとMOSFET50の駆動パルスを論理積的に
処理してパルストランス74に供給する。パルストランス
74の出力は、MOSFET16のゲートおよびソース間に与えら
れる。The output of amplifier 68 is provided to oscillator 70. The oscillator 70 is
A pulse is applied to one terminal of the AND gate 72 according to the output of the amplifier 68. The AND gate 72 logically AND-processes the oscillation pulse supplied from the oscillator 70 and the drive pulse of the MOSFET 50 and supplies the processed pulse to the pulse transformer 74. Pulse transformer
The output of 74 is provided between the gate and source of MOSFET 16.
第３図回路の動作において、交流電圧が整流器12に供給
されるとコンデンサ20が充電されて、このコンデンサ20
の充電電圧は出力トランス52の入力巻線54の中点タップ
に供給される。そして、このコンデンサ20からの入力直
流電圧は、時定数で規定される発振周波数でMOSFET48お
よび50が交互にオン，オフすることによりチョッピング
される。出力トランス52の出力は、全波整流され、イン
ダクタ60およびコンデンサ62によって平滑化され、直流
電圧＋V0として負荷に供給される。この直流電圧＋V0の
値は、電圧設定回路64によって設定される。In the operation of the circuit shown in FIG. 3, when the AC voltage is supplied to the rectifier 12, the capacitor 20 is charged and the capacitor 20 is charged.
Is charged to the midpoint tap of the input winding 54 of the output transformer 52. Then, the input DC voltage from the capacitor 20 is chopped by alternately turning on and off the MOSFETs 48 and 50 at the oscillation frequency defined by the time constant. The output of the output transformer 52 is full-wave rectified, smoothed by the inductor 60 and the capacitor 62, and supplied to the load as a DC voltage + V 0 . The value of this DC voltage + V 0 is set by the voltage setting circuit 64.
接続された負荷が小さいとき、すなわち負荷インピーダ
ンスが大きいときには、直流電圧＋V0の値は上昇するた
め発光素子66aの印加電圧が大きくなって発光が強くな
る。この発光素子66aの光は受光素子66bで電気信号に変
換されて、増幅器68の出力を増加させる。増幅器68から
出力が増加すると、発振器70の出力はハイレベルにな
る。発振器70のハイレベルは、アンドゲート72で、MOSF
ET48の駆動パルスと論理積される。論理積された出力パ
ルスがアンドゲート72から供給されると、パルストラン
ス74は出力パルスをしきい値電圧を超える電圧に変換し
てMOSFET16のゲート−ソース間に供給する。パルストラ
ンス74から駆動パルスが供給されて、ゲート−ソース間
がしきい値電圧Vthに達すると、MOSFET16はオンする。M
OSFET16がオンすると、第１図実施例と同様にダイオー
ド18およびコンデンサ20が短絡されるため、コンデンサ
20への充電が停止する。そうすると、直流電圧＋V0の値
は低下し発光素子66aの発光が弱められる。発光素子66a
の発光が定常値に復帰すると、発振器70の出力は再びロ
ーレベルに戻って、ゲート−ソース間に電圧が供給され
なくなるからMOSFET16はオンする。When the connected load is small, that is, when the load impedance is large, the value of DC voltage + V 0 rises, so that the applied voltage to the light emitting element 66a increases and the light emission becomes stronger. The light of the light emitting element 66a is converted into an electric signal by the light receiving element 66b to increase the output of the amplifier 68. As the output from amplifier 68 increases, the output of oscillator 70 goes high. The high level of the oscillator 70 is the AND gate 72 and the MOSF
It is ANDed with the drive pulse of ET48. When the ANDed output pulse is supplied from the AND gate 72, the pulse transformer 74 converts the output pulse into a voltage exceeding the threshold voltage and supplies the output pulse between the gate and the source of the MOSFET 16. When the drive pulse is supplied from the pulse transformer 74 and the threshold voltage between the gate and the source reaches the threshold voltage Vth, the MOSFET 16 is turned on. M
When the OSFET 16 is turned on, the diode 18 and the capacitor 20 are short-circuited as in the embodiment shown in FIG.
Charging to 20 stops. Then, the value of the DC voltage + V 0 is lowered and the light emission of the light emitting element 66a is weakened. Light emitting element 66a
When the light emission of is returned to the steady value, the output of the oscillator 70 returns to the low level again, and the voltage is not supplied between the gate and the source, so that the MOSFET 16 is turned on.
一方、大きな負荷、すなわち負荷インピーダンスの小さ
い負荷が接続されたとき、発光素子66aの発光は弱くな
る。そうすると、発振器70の出力がローレベルになる期
間が長くなるため、MOSFET16のオン期間が長くなる。こ
の結果コンデンサ20への充電時間が長くなり、インピー
ダンスの小さい負荷が接続されたことにより一時的に低
下した直流電圧＋V0の値は電圧設定回路64で設定された
値に復帰する。On the other hand, when a large load, that is, a load having a small load impedance is connected, the light emission of the light emitting element 66a becomes weak. Then, the period during which the output of the oscillator 70 is at the low level becomes long, so that the ON period of the MOSFET 16 becomes long. As a result, the charging time to the capacitor 20 becomes long, and the value of the DC voltage + V 0 temporarily lowered by the connection of the load having a small impedance is restored to the value set by the voltage setting circuit 64.
以上のようにして、接続された負荷の大きさに拘わらず
直流電圧＋V0の値は電圧設定回路64で設定された値に保
たれる。As described above, the value of the DC voltage + V 0 is maintained at the value set by the voltage setting circuit 64 regardless of the size of the connected load.
なお、上述の実施例ではいずれも、インバータに供給す
る電圧を可変することによってインバータの出力を制御
した。しかし、インバータの出力に接続する平滑リアク
トルのインダクタンスの値を論理積手段からの出力に応
じて変化させることによりインバータの出力を制御する
ことも可能である。たとえば、リアクトルにトランジス
タを接続した複数のタップを設け、この複数のトランジ
スタを論理積手段からの出力に応じて順次オンしていく
ようにすれば、リアクトルのインダクタンスは変えるこ
とができる。In each of the above-described embodiments, the output of the inverter is controlled by changing the voltage supplied to the inverter. However, it is also possible to control the output of the inverter by changing the value of the inductance of the smoothing reactor connected to the output of the inverter according to the output from the AND means. For example, the reactor inductance can be changed by providing a plurality of taps connecting transistors to the reactor and sequentially turning on the plurality of transistors according to the output from the logical product means.
第１図はこの発明の一実施例の回路構成を示す回路図で
ある。 第２図は第１図実施例の動作を説明するためのタイミン
グ図である。 第３図は他の実施例の回路構成を示す回路図である。 第４図はこの発明の背景となるスイッチング回路の一例
を示す回路図である。 第５図は第４図回路の動作を説明するためのタイミング
図である。 図において、10は調理鍋、16,24,26,48および50はMOSFE
T、28は加熱コイル、22,46はインバータ、34は制御回
路、36,38,44,74はパルストランス、40,42,72はアンド
ゲート、44はパルス回路を示す。FIG. 1 is a circuit diagram showing the circuit configuration of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a circuit configuration of another embodiment. FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a switching circuit which is the background of the present invention. FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of the circuit shown in FIG. In the figure, 10 is a cooking pot, 16, 24, 26, 48 and 50 are MOSFE.
T and 28 are heating coils, 22 and 46 are inverters, 34 is a control circuit, 36, 38, 44 and 74 are pulse transformers, 40, 42 and 72 are AND gates, and 44 is a pulse circuit.
Claims (9)
インバータ（22:46）、 前記スイッチング素子を駆動するためにパルス信号を与
えるためのパルス信号付与手段（34）、 前記インバータの出力に応じてハイレベルまたはローレ
ベルとなる検出信号を出力するための検出手段（34:62,
64,66a,66b,68,70）、 前記パルス信号付与手段からのパルス信号と前記検出手
段からの前記検出信号とを論理積的に処理するための信
号処理手段（40,42:72）、および 前記信号処理手段からの出力に応じて前記インバータの
入力電圧および前記インバータの負荷インピーダンスの
少なくとも一方を制御する制御手段（44,16:74,16）を
備える、インバータの制御回路。1. An inverter (22:46) including a switching element (24,26: 48,50), pulse signal applying means (34) for applying a pulse signal to drive the switching element, Detection means (34:62, for outputting a high-level or low-level detection signal according to the output)
64, 66a, 66b, 68, 70), signal processing means (40, 42: 72) for logically processing the pulse signal from the pulse signal applying means and the detection signal from the detection means, And a control circuit for the inverter, comprising control means (44, 16:74, 16) for controlling at least one of the input voltage of the inverter and the load impedance of the inverter according to the output from the signal processing means.
許請求の範囲第１項記載のインバータの制御回路。2. The control circuit for an inverter according to claim 1, wherein the switching element includes a MOSFET.
2）を含み、 前記パルス信号付与手段は前記インバータの前記出力ト
ランスに結合された帰還巻線を含む、特許請求の範囲第
１項または第２項記載のインバータの制御回路。3. The inverter (46) is an output transformer (5
3. The inverter control circuit according to claim 1 or 2, further comprising 2), wherein the pulse signal applying means includes a feedback winding coupled to the output transformer of the inverter.
イッチング素子に駆動パルスを供給するための他励手段
（34）を含む、特許請求の範囲第１項または第２項記載
のインバータの制御回路。4. The control circuit for an inverter according to claim 1, wherein the pulse signal applying means includes another excitation means (34) for supplying a drive pulse to the switching element from the outside. .
力に結合されたカレントトランス（32）を含む、特許請
求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載のインバ
ータの制御回路。5. The inverter control circuit according to claim 1, wherein said detection means includes a current transformer (32) coupled to the output of said inverter (22).
力に結合されたフォトカプラ（66）を含む、特許請求の
範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載のインバータ
の制御回路。6. The inverter control circuit according to claim 1, wherein the detecting means includes a photocoupler (66) coupled to the output of the inverter (46).
72）を含む、特許請求の範囲第１項ないし第６項のいず
れかに記載のインバータの制御回路。7. The signal processing means is an AND gate (40, 42:
The control circuit for an inverter according to any one of claims 1 to 6, which includes 72).
力に応じて前記インバータの入力電圧を制御するための
MOSFET（16）を含む、特許請求の範囲第１項ないし第７
項のいずれかに記載のインバータの制御回路。8. The control means controls the input voltage of the inverter according to the output from the signal processing means.
Claims 1 to 7 including a MOSFET (16)
An inverter control circuit according to any one of paragraphs.
続されかつ前記信号処理手段からの出力に応じてそのイ
ンダクタンスが変化される可変リアクトルを含む、特許
請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載のイン
バータの制御回路。9. The control means according to claim 1, further comprising a variable reactor connected to the output of the inverter and having its inductance changed according to the output from the signal processing means. A control circuit for an inverter according to any one of the above.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60288674A JPH0793821B2 (en) | 1985-12-20 | 1985-12-20 | Inverter control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60288674A JPH0793821B2 (en) | 1985-12-20 | 1985-12-20 | Inverter control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62147964A JPS62147964A (en) | 1987-07-01 |
| JPH0793821B2 true JPH0793821B2 (en) | 1995-10-09 |
Family
ID=17733214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60288674A Expired - Fee Related JPH0793821B2 (en) | 1985-12-20 | 1985-12-20 | Inverter control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0793821B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102021200902A1 (en) * | 2021-02-01 | 2022-08-04 | Volkswagen Aktiengesellschaft | Electrical system in a motor vehicle and method for heating battery cells of at least one high-voltage battery in an electrical system |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5251131A (en) * | 1975-10-22 | 1977-04-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induction heating device |
| JPS6042719B2 (en) * | 1977-06-21 | 1985-09-24 | 株式会社東芝 | AC power supply |
| JPS54105736A (en) * | 1978-02-07 | 1979-08-20 | Jeol Ltd | Power circuit |
-
1985
- 1985-12-20 JP JP60288674A patent/JPH0793821B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62147964A (en) | 1987-07-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6040986A (en) | Non-contact power transmitting device having simplified self-oscillation feedback loop which interrupts power transmission when no load is present | |
| EP0240312B1 (en) | Stabilized electric power apparatus for generating direct and alternating current simultaneously in one transformer | |
| US4677534A (en) | Stabilizing power source apparatus | |
| US4866590A (en) | Supply having a load invariant auxiliary power supply supplied from a main transformer and a current suppressing inductor | |
| US4962292A (en) | High-frequency heating apparatus having digital controlled inverter | |
| US5376775A (en) | High frequency induction heating appliance | |
| US6335520B1 (en) | Microwave oven and a method for controlling the same | |
| US5001318A (en) | High frequency heating apparatus with abnormal condition detection | |
| US4930063A (en) | Variable resonance regulator for power supply | |
| GB2367196A (en) | Microwave oven having a switching power supply Microwave oven having a switching power supply | |
| GB2366100A (en) | Microwave oven having a switching power supply | |
| JP2793806B2 (en) | Power conversion control device | |
| US5371668A (en) | Resonant inverter | |
| EP0797290B1 (en) | Regulated resonant converter | |
| US5946201A (en) | Boost-up power factor correcting circuit using a power feedback | |
| JPH0793821B2 (en) | Inverter control circuit | |
| EP0477587A1 (en) | Power apparatus | |
| JPH05300662A (en) | Charger | |
| EP0392770B1 (en) | Ballast circuits for discharge lamps | |
| JP3254688B2 (en) | Electromagnetic induction type non-contact power transmission device | |
| US4652713A (en) | Induction heating apparatus using inductive coupling for current regulation | |
| US4736149A (en) | Charging circuit for energy storage capacitors | |
| KR900008542B1 (en) | Power of microwave heating device | |
| JPH0244685A (en) | Inverter power supply device for high frequency heating equipment | |
| SU1267557A1 (en) | Stabilized secondary electric power source |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |