JPH0820480B2

JPH0820480B2 - 誘導電動機の洩れインダクタンス測定装置

Info

Publication number: JPH0820480B2
Application number: JP319489A
Authority: JP
Inventors: 英俊海田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1988-02-26
Filing date: 1989-01-10
Publication date: 1996-03-04
Anticipated expiration: 2011-03-04
Also published as: JPH01287474A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、電力変換器を介して駆動される誘導電動
機（単に誘導機とも云う）の洩れインダクタンスを、誘
導機１次電圧，電流に含まれる高周波成分を用いて測定
（同定）する測定装置に関する。

〔従来の技術〕

この種の測定方式として、従来は例えば第11図のよう
に誘導機２の回転子を拘束し、電力変換器（または交流
電源）１を接続して１次電圧,1次電流ベクトルV₁，I₁の
関係から洩れインダクタンスＬを求めるものが知られて
いる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、このような方式では回転子を拘束する
必要があるため、洩れインダクタンスを自動測定するこ
とができないと云う難点がある。

したがって、この発明は電力変換器を介して駆動され
る誘導電動機の可変速制御装置において、誘導機の回転
子を拘束することなく洩れインダクタンスを自動測定す
ることが可能な回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

洩れインダクタンスに現われる高周波電圧を１次電流
から推定して１次電圧に含まれる実際値との推定誤差を
求める演算手段と、そのパラメータ（洩れインダクタン
ス設定値）を設定値近傍で微小変化させて前記推定誤差
信号に現われるパラメータ設定誤差を最小となるように
調節する調節手段とを設ける。

〔作用〕

誘導機を駆動する電力変換器がスイッチングによって
発生する電圧の高周波成分は、殆んど洩れインダクタン
スにかかることに着目し、洩れインダクタンス電圧降下
を演算する演算手段と、そのパラメータを微小変化させ
てパラメータの設定誤差を高周波推定誤差信号の変化分
に変換してパラメータを最適調整する調節手段とによ
り、洩れインダクタンスを同定（測定）するのである
が、漂遊負荷損が無視できない場合は、これの高周波損
失についても同様な同定を行うことで、洩れインダクタ
ンスと高周波損失とを合成した洩れインダクタンスを同
定する。

〔実施例〕

第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。すなわち、パルス幅変調（PWM）インバータ1Aで駆
動される誘導機２に対し、洩れインダクタンス同定器３
を付加して構成される。この洩れインダクタンス同定器
３は、誘導機の１次電圧V₁，電流I₁を所定２軸成分の電
圧，電流にそれぞれ変換する座標変換器31A,31B、その
電流成分から洩れインダクタンスの電圧降下を演算する
微分器32、この微分器32の出力と座標変換器31Bの出力
との偏差を取り出す加算器33、発振器34、高周波分実効
値検出器35、同期検波器36およびパラメータ調節器37等
から構成される。

第２図（イ）に誘導機のＴ型基本波等価回路を示す。
ここてR₁，R₂′は１次,2次抵抗、L₁，L₂′は１次,2次イ
ンダクタンス、Ｍは励磁インダクタンス、Ｓはすべりで
ある。ただし「′」を付けて１次換算値を表す。この回
路の１次側からみた洩れインダクタンスを求めるために
この回路を変形すると、基本波等価回路（ロ）が得られ
ることが知られている。この等価回路における洩れイン
ダクタンスＬはＬ＝L₁−M²／L₂′となる。また、高周波
において誘導機は高周波等価回路（ハ）で近似できる。
この洩れインダクタンスを、ここでは次のようにして同
定する。高周波では洩れインダクタンスのインピーダン
スが大となるため、高周波等価回路において抵抗分にか
かる電圧は僅かであり、かつ位相が90度おくれる。第１
図の微分器32のＬ設定値L^*が実際値に設定されている
時、高周波実効値検出器35の入力は抵抗分R₁，R₂′の電
圧降下推定値に等しい。そして、この微分器32のL^*を変
化させると、高周波分実効値検出器35から得られるPWM
波形成分の実効値は第３図（イ）のように、L^*が実際値
に等しい時最低値をとる曲線となる。そこで、PWM周波
数より充分に低い、第３図（ロ）の如き周波数の正弦波
を発生する発振器34の出力をL^*に加えて変調すると、実
効値検出器35からは同図（ハ）のように設定値が実際値
より大のとき発振器出力と同相の信号、設定値が小のと
き逆相の信号が得られ、実際値に等しいとき発振器の周
波数成分は零となる。この発振器と同じ周波数成分の信
号を同期検波器36で検波すると同相のとき正の値、逆相
のとき負の値が得られるので、これをパラメータ調節器
37に与えてL^*を調整すると、L^*は自動的に実際値に収束
することから、Ｌの値を同定できることになる。

第４図はこの発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。これは漂遊負荷損が無視できない場合の例であり、
このため洩れインダクタンス調節器としてのパラメータ
調節器37Aの他に漂遊負荷調節器としてのパラメータ調
節器37Bが設けられるとともに、これらを選択するスイ
ッチS₁，S₂等がさらに付加される。また、漂遊負荷と洩
れインダクタンスとによる電圧降下を求めるために、不
完全微分器32Aとを備えて洩れインダクタンス同定器４
を構成している。

つまり、漂遊負荷損がある場合の誘導機の等価回路と
して第５図（イ）の基本等価回路、同図（ロ）の高周波
等価回路のように、洩れインダクタンスＬと並列に漂遊
負荷損等価抵抗Ｒが加わる回路を想定し、この時の洩れ
インダクタンスの同定を次のように行う。

Ａ）Ｌ設定値の調整スイッチS₁，S₂はL^*を調整するパラメータ調節器37A
の入出力側に設定する。不完全微分器32Aに与えるL^*を
変化させると、高周波実効値検出器35から得られるPWM
波形成分の実効値は第６図，のように、L^*が実際値
に等しい値付近で最低値をとる曲線をえがく。そこで、
第１図の例と同様に、PWM周波数より充分に低い周波数
の正弦波を発生する発振器34の出力をL^*に加えて変調
し、高周波分実効値に含まれる発振器出力と同じ周波数
成分を同期検波器36で検波し、パラメータ調節器37Aに
与えてL^*が最小となるようにする。

Ｂ）Ｒ設定値の調整スイッチS₁，S₂はＲを調整するパラメータ調節器37B
の入出力側に設定する。不完全微分器32Aに与えるＲ設
定値R^*を変化させると、PWM波形成分の実効値は第６図
，のように、R^*が実際値に等しい値付近で最低値を
とる曲線をえがく。そこで、Ｌ調整時と同様に高周波実
効値に含まれる発振器周波数成分を同期検波器36で検波
し、パラメータ調整器37Bに与えてR^*の調整を行う。

上記のＡ）およびＢ）を交互に繰り返し実行すること
により、R^*，L^*はその実際値にそれぞれ収束する。

なお、以上では発振器34および同期検波器36をスイッ
チS₁，S₂により切り換えて用いるようにしたが、発振器
および同期検波器をそれぞれ２つ設けることにより、ス
イッチS₁，S₂を省略することができる。

第７図はこの発明の第３実施例を示すブロック図であ
る。

この第７図に示す第３実施例回路も、第４図で既述の
第２実施例回路と同様に、漂遊負荷損が無視できない場
合であるが、この第３実施例回路では、洩れインダクタ
ンス分調整パラメータ調節のために第１ランダム信号発
生器41Aと、漂遊負荷損分調整パラメータ調節のために
第２ランダム信号発生器41Bとを別個に設置して、洩れ
インダクタンス・漂遊負荷損同定器５を構成している。

ここで第２ランダム信号発生器41Bが出力する第２ラ
ンダム信号の制御周期は、第１ランダム信号発生器41A
からの第１ランダム信号の制御周期の整数倍となるよう
に設定することで、調整の容易な洩れインダクタンス分
と、調整誤差の検出感度が低い高周波損失分とが、とも
に正確で、かつ安定な同定を期待できるようにしてい
る。

第７図に示す第３実施例において、PWMインバータ1A
を電源として運転する誘導機２に接続している洩れイン
ダクタンス・漂遊負荷損同定器５は、１次電圧V₁を２軸
成分に変換する座標変換器31B、１次電流I₁を２軸成分
に変換する座標変換器31A、洩れインダクタンス電圧降
下を演算する不完全微分器32A、高周波実効値検出器3
5、第１と第２ランダム信号発生器41Aと41B、乗算器42A
と42B、およびパラメータ調節器37Aと37Bとで構成して
いる。

第８図は洩れインダクタンス分に漂遊負荷損がある場
合の１相分等価回路図である。

この第８図に示すように、洩れインダクタンス分は、
洩れインダクタンスＬと高周波損失等価抵抗Ｒとを並列
接続することで近似できる。なおＭは励磁インダクタン
ス、ωは１次角周波数、ω_２は軸角速度である。ここ
で、不完全微分器32Aは、１次電流I₁を用いて洩れイン
ダクタンス電圧降下V_Lを下記（１）式により推定する。
ただしL^*は洩れインダクタンス推定値であり、R^*は高周
波損失等価抵抗推定値である。

第９図は洩れインダクタンス推定値と漂遊負荷損等価
抵抗推定値の値によって高周波成分実効値Ｙが変化する
曲線を描いたグラフである。

すなわち曲面ＹはL^*とR^*の関数であって、この曲面Ｙ
を構成する曲線は、L^*またはR^*のいずれかを固定して他
方を変化させると、必ずＹが極小となる点を１つ持って
いる。（実線はR^*一定時のL^*とＹとの関係をあらわし、
破線はL^*一定時のR^*とＹとの関係を示す。）しかしなが
ら、∂Y/∂L^*が大であってこの∂Y/∂L^*が零に等しくな
る点を求めるのは容易であるが、∂Y/∂R^*が小で、傾き
の検出感度が低いことから、この∂Y/∂R^*が零に等しく
なるようなR^*は、L^*の値によって大きく変化する性質を
有する。

そこで曲面Ｙ上において、（∂Y/∂L^*）＝０である１
点鎖線で描いた曲線Ｐに沿って（∂Y/∂R^*）＝０となる
点Ｑ、すなわちＹ＝０となる点（このとき洩れインダク
タンス推定値L^*はその実際値Ｌと一致し、かつ漂遊負荷
損等価抵抗推定値R^*はその実際値Ｒと一致する）は次の
ようにして求める。

Ａ）制御周期第１ランダム信号発生器41Aとパラメータ調節器37Aの
制御周期をT₁とし、第２ランダム信号発生器41Bとパラ
メータ調節器37Bの制御周期をT₂とし、このT₁とT₂とを
（２）式に示す関係とする。但しｎは正の整数である。

T₂＝Ｎ・T₁ ……（２）ここでｎは十分に大きな値とし、第10図のタイミング
チャートに示すように、L^*を周期T₁で調整（すなわちT₂
なる期間中にｎ回の調整）しながら、R^*を周期T₂で調整
する。

なお、第10図は第７図に示す第３実施例回路の各部の
動作をあらわしたタイミングチャートであって、第10図
（イ）は第１ランダム信号E₁の変化、第10図（ロ）は第
２ランダム信号E₂の変化、第10図（ハ）は高周波実効値
検出器35が出力する高周波検出値の変化、第10図（ニ）
は洩れインダクタンス推定値L^*の変化、第10図（ホ）は
漂遊負荷損等価抵抗推定値R^*の変化を、それぞれあらわ
している。

Ｂ）周期T₁でのL^*の調節 R^*と第２ランダム信号E₂との和、すなわちR^*（ｊ）＋
E₂（ｊ）（ただしｊは0,1,2……）を、演算回路に設定
した制御周期T₂の期間中に、洩れインダクタンス実際値
Ｌの同定を、T₁なる制御周期で行う。このときE₂（ｊ）
は一定であって、E₁はT₁なる周期ごとに＋ΔL^*または−
ΔL^*なる値をランダムにとることになる（第10図（イ）
参照）。

パラメータ調節器37Aでは、高周波検出値と第１ラン
ダム信号E₁との乗算結果をゲインK₁で積算して、洩れイ
ンダクタンス推定値L^*を、たとえば（３）式により決定
する。（ただしｉ＝0,1,2,3……）なお、従って、となるようにゲインK₁を設定すれば、（∂Y/∂L^*）＝
０でＹの極小値を与えるL^*に収束することになる。ここ
でパラメータ調節器37Aにローパスフィルタを組合わせ
るならば、L^*のリップルを減少させることができる。

Ｃ）周期T₂でのR^*の調節 T₂なる制御周期ごとにR^*と第２ランダム信号E₂との和
が変化するのに対して、Ｅが極小値となるL^*が与えられ
るとき、L^*，R^*は（∂Y/∂L^*）＝０となる曲線Ｐ上に存
在する（第９図参照）。そこでT₂なる制御周期ごとに、
第２ランダム信号E₂を＋ΔR^*または−ΔR^*にランダムに
変化させ（第10図（ロ）参照）、パラメータ調節器37B
で高周波検出値と第２ランダム信号E₂との演算結果をも
とに、下記（５）式でR^*を調節する。なおK₂は調節ゲイ
ンである。（ただしｊ＝0,1,2,……）なお、従ってｎを十分に大きな値にして、となるように調節ゲインK₂を設定すれば、R^*は行き過
ぎ量ΔR^*以下で高周波分検出値Ｙを最小値零にする値に
収束する。

またパラメータ調節器37Bにローパスフィルタを組合
わせるならば、前述したＢ）項と同様に、R^*のリップル
を減少させることができる。

なお上述した３種類の実施例において、洩れインダク
タンス同定器3,4あるいは洩れインダクタンス・漂遊負
荷損同定器５は、いずれもアナログ量を処理するハード
ウェアで構成しているが、デジタル量を処理するソフト
ウェアで置換できるのは勿論である。

〔発明の効果〕

この発明によれば、電力変換器で発生する高い周波数
成分を用いて洩れインダクタンスを同定する方式とした
ので、誘導電動機の動作状態に拘らず測定できることに
なり、回転子の拘束が不用な全自動測定が実現できる。
また、正弦波を使ってパラメータ誤差を検出する方法を
用いたため、スイッチング波形との相関関数が零とな
り、安定な同定動作が得られる。さらに洩れインダクタ
ンスと高周波損失の同定に、正弦波の代りに別個のラン
ダム信号を変調信号に使用することで、電力変換器のス
イッチングによる高周波との干渉が除去でき、安定性が
向上する。さらに両ランダム信号の各制御周期の関係を
適切に設定することで、各パラメータの調整ループ間の
ビートがなく、パラメータ推定値の過渡的な行き過ぎ量
を抑制し、安定な同定を実現できる効果も有する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図、第２
図は漂遊負荷損を無視した誘導機等価回路を示す回路
図、第３図は洩れインダクタンス設定値と高周波実効値
との関係を示すグラフ、第４図はこの発明の第２実施例
を示すブロック図、第５図は漂遊負荷損を考慮した誘導
機等価回路を示す回路図、第６図は漂遊負荷抵抗、洩れ
インダクタンスの各設定値と高周波実効値との関係を示
すグラフ、第７図はこの発明の第３実施例を示すブロッ
ク図、第８図は洩れインダクタンス分に高周波損失があ
る場合の１相分等価回路図、第９図は洩れインダクタン
ス推定値と漂遊負荷損等価抵抗推定値の値によって変化
する曲面を描いたグラフ、第10図は第７図に示す第３実
施例回路の各部の動作をあらわしたタイミングチャート
であり、第11図は誘導機洩れインダクタンス測定方式の
従来例を示す概要図である。１……電力変換器または交流電源、1A……PWMインバー
タ、２……誘導機、3,4……洩れインダクタンス同定
器、５……洩れインダクタンス・漂遊負荷損同定器、31
A,31B……座標変換器、32……微分器、32A……不完全微
分器、33……加算器、34……発振器、35……高周波実効
値検出器、36……同期検波器、37,37A,37B……パラメー
タ調節器、41A……第１ランダム信号発生器、41B……第
２ランダム信号発生器、42A,42B……乗算器、S₁，S₂…
…スイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子からなる電力変換器を介
して駆動される誘導電動機の洩れインダクタンスを測定
すべく、洩れインダクタンスに現われる高周波電圧を１次電流か
ら推定して１次電圧に含まれる実際値との推定誤差を求
める演算手段と、該演算手段の洩れインダクタンス設定値をその設定値近
傍で正弦波状に微小変化させて前記推定誤差信号に現わ
れる洩れインダクタンス設定誤差を最小となるように調
節する調節手段と、を設けてなることを特徴とする誘導電動機の洩れインダ
クタンス測定装置。
【請求項２】スイッチング素子からなる電力変換器を介
して駆動される誘導電動機の洩れインダクタンスと高周
波損失とを測定すべく、これら洩れインダクタンスと高周波損失との合成回路に
現われる高周波電圧を１次電流から推定して、１次電圧
に含まれる実際値との推定誤差を求める演算手段と、該演算手段の洩れインダクタンス推定値を、第１ランダ
ム信号を用いて所定の制御周期で微小変化させて、前記
推定値誤差信号に現われる洩れインダクタンス推定誤差
を最小となるように調節する第１調節手段と、前記演算手段の高周波損失推定値を、第２ランダム信号
を用いて前記第１ランダム信号での制御周期の整数倍の
制御周期で微小変化させて、この推定値誤差信号に現わ
れる高周波損失推定誤差を最小となるように調節する第
２調節手段と、を設けてなることを特徴とする誘導電動機の洩れインダ
クタンス測定装置。