JPH088449B2 - Microwave oscillator - Google Patents
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- JPH088449B2 JPH088449B2 JP1203155A JP20315589A JPH088449B2 JP H088449 B2 JPH088449 B2 JP H088449B2 JP 1203155 A JP1203155 A JP 1203155A JP 20315589 A JP20315589 A JP 20315589A JP H088449 B2 JPH088449 B2 JP H088449B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は所望の周波数以外でのスプリアス発振を抑
えるマイクロ波発振器に関するものである。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a microwave oscillator that suppresses spurious oscillations at frequencies other than a desired frequency.
［従来の技術］ ここでは３端子半導体素子としてドレイン接地したFE
Tを用い、共振回路として誘電体共振器を用いたマイク
ロ波発振器を例にとり説明を実施する。第５図は例えば
電子通信学会論文誌Vol.J69−B No.11（1986年11月）,1
415ページから1421ページに記載された従来の構成のマ
イクロ波発振器の一構成例であり、同図（ａ）は斜視
図、同図（ｂ）は等価回路である。第５図において，
（１）は誘電体基板、（２）は誘電体共振器、（３）は
FET、（４）はFET（３）のゲート端子、（５）はFET
（３）のソース端子、（６）はFET（３）のドレイン端
子、（７）は誘電体共振器（２）を装荷した入力整合回
路としての第一のマイクロストリップ線路、（８）は終
端抵抗、（９）は先端が開放端の第二のマイクロストリ
ップ線路，（10）は出力整合回路、（11）は出力端子、
（12）はチョークインダクタ、（13）は電源端子、（1
4）はバイアス回路である。[Prior Art] Here, an FE having a grounded drain is used as a three-terminal semiconductor element.
A microwave oscillator using T and a dielectric resonator as a resonance circuit will be described as an example. Figure 5 shows, for example, IEICE Transactions Vol.J69-B No.11 (November 1986), 1
1 is a perspective view of the microwave oscillator having the conventional configuration described on pages 415 to 1421, and FIG. 1B is an equivalent circuit. In Figure 5,
(1) is a dielectric substrate, (2) is a dielectric resonator, and (3) is
FET, (4) is the gate terminal of FET (3), (5) is FET
The source terminal of (3), the drain terminal of the FET (3), (7), the first microstrip line as an input matching circuit loaded with the dielectric resonator (2), and (8) the termination. Resistance, (9) second microstrip line with open end, (10) output matching circuit, (11) output terminal,
(12) is a choke inductor, (13) is a power supply terminal, (1
4) is a bias circuit.
次に動作を説明する。一般にドレイン接地したFET
は、内部帰還量が多く、また同相の増幅回路として動作
するため、発振用の半導体素子として多用されている。
第５図に示した従来の構成によるマイクロ波発振器で
は，ドレイン端子（６）に所要の発振周波数（以下、f
OSCと略記する）で約90度の電気長を有する第二のマイ
クロストリップ線路（９）を接続することにより、周波
数fOSC近傍のマイクロ波帯において、FET（３）のドレ
イン端子（６）を接地している。このとき、正の電源電
圧を電源端子（13）に加え、直流電流をチョークインダ
クタ（12）、FET（３）、出力整合回路（10）、そして
バイアス回路（14）の順に流し、FET（３）を動作させ
ている。さらに、ゲート端子（４）からみたFET（３）
が、周波数fOSCにおいて反射利得を有するように、ソー
ス端子（５）に適当な出力整合回路（10）を接続してい
る。そして、周波数fOSCで共振し大きな反射を生じる誘
電体共振器（２）を、発振条件を満たすよう長さが設定
された第一のマイクロストリップ線路（７）を介しゲー
ト端子（４）に接続することにより、このマイクロ波発
振器は周波数fOSCで発振が生じる。このとき発振波は出
力端子（11）に出力される。Next, the operation will be described. Generally drain-grounded FET
Since it has a large amount of internal feedback and operates as an in-phase amplifier circuit, is often used as a semiconductor element for oscillation.
In the conventional microwave oscillator shown in FIG. 5, the required oscillation frequency (hereinafter, f
In the microwave band near the frequency f OSC , the drain terminal (6) of the FET (3) is connected to the second microstrip line (9) having an electrical length of about 90 degrees. It is grounded. At this time, a positive power supply voltage is applied to the power supply terminal (13), a direct current is passed through the choke inductor (12), FET (3), output matching circuit (10), and bias circuit (14) in that order, and FET (3 ) Is working. Furthermore, the FET (3) seen from the gate terminal (4)
However, an appropriate output matching circuit (10) is connected to the source terminal (5) so as to have a reflection gain at the frequency f OSC . Then, the dielectric resonator (2) that resonates at the frequency f OSC and causes large reflection is connected to the gate terminal (4) via the first microstrip line (7) whose length is set so as to satisfy the oscillation condition. By doing so, the microwave oscillator oscillates at the frequency f OSC . At this time, the oscillating wave is output to the output terminal (11).
［発明が解決しようとする課題］ このような従来の構成によるマイクロ波発振器では、
ドレイン端子（６）を、第二のマイクロストリップ線路
（９）に接続することにより、周波数fOSC近傍で低イン
ピーダンスで接地している。このとき、周波数fOSC近傍
では、ゲート端子（４）からみたFET（３）は比較的広
帯域に反射利得を有する。一方、誘電体共振器（２）は
fOSCでTE018モードの共振が生じるように設計される
が、同時に他の不要なモードによる共振も周波数fOSC近
傍に生じる。そのため、従来の構成によるマイクロ波発
振器では、第６図に示すように周波数fOSCのほか、fOSC
近傍の不要なモードによる共振周波数fXで発振条件を満
たしやすく、スプリアス発振を生じやすい問題点があっ
た。[Problems to be Solved by the Invention] In a microwave oscillator having such a conventional configuration,
By connecting the drain terminal (6) to the second microstrip line (9), it is grounded at a low impedance in the vicinity of the frequency f OSC . At this time, in the vicinity of the frequency f OSC , the FET (3) seen from the gate terminal (4) has a reflection gain in a relatively wide band. On the other hand, the dielectric resonator (2)
The TE 018 mode resonance is designed to occur at f OSC , but at the same time, resonance due to other unnecessary modes also occurs near the frequency f OSC . Therefore, in the microwave oscillator with the conventional configuration, as shown in FIG. 6, in addition to the frequency f OSC , f OSC
There is a problem that the oscillation condition is easily satisfied at the resonance frequency f X due to the unnecessary mode in the vicinity, and spurious oscillation is likely to occur.
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、スプリアス発振が生じないマイクロ波発振
器を得ることを目的とする。The present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to obtain a microwave oscillator in which spurious oscillation does not occur.
［課題を解決するための手段］ この発明にかかるマイクロ波発振器は、所要の発振周
波数で共振し、入力整合回路を介して３端子半導体素子
の入力端子に前記発振周波数の信号を出力する共振器
と、前記３端子半導体素子に電源電圧を印加する電源端
子に接続され、前記発振周波数に対応する電圧を接地す
る第１共振回路と、この第１共振回路と並列に接続され
前記共振器が出力するスプリアス発振周波数で前記第１
共振回路と並列共振を生ずる第２共振回路と、前記発振
周波数の電圧を出力する前記３端子半導体素子の出力端
子に接続された出力整合回路とを備えたものである。[Means for Solving the Problems] A microwave oscillator according to the present invention is a resonator that resonates at a required oscillation frequency and outputs a signal of the oscillation frequency to an input terminal of a three-terminal semiconductor element via an input matching circuit. And a first resonance circuit connected to a power supply terminal for applying a power supply voltage to the three-terminal semiconductor element and grounding a voltage corresponding to the oscillation frequency, and the first resonance circuit connected in parallel with the first resonance circuit to output the resonator. The first spurious oscillation frequency
A second resonance circuit that causes parallel resonance with the resonance circuit and an output matching circuit that is connected to the output terminal of the three-terminal semiconductor element that outputs a voltage of the oscillation frequency are provided.
この発明におけるマイクロ波発振器では、３端子半導
体素子の電源端子に接続された第１共振回が、所要の発
振周波数に対応して低インピーダンスとなり接地し、こ
の第１共振回路と並列に接続された第２共振回路とが、
共振器が出力するスプリアス発振周波数で並列共振を生
じて高インピーダンスとなり、第２共振回路の両端の電
圧が高くなり、この電圧が３端子半導体素子の入力端子
への入力電圧に対して負帰還電圧となる。In the microwave oscillator according to the present invention, the first resonance circuit connected to the power supply terminal of the three-terminal semiconductor element has a low impedance corresponding to a required oscillation frequency, is grounded, and is connected in parallel with the first resonance circuit. The second resonance circuit
Parallel resonance is generated at the spurious oscillation frequency output from the resonator, resulting in high impedance, and the voltage across the second resonance circuit increases, which is a negative feedback voltage with respect to the input voltage to the input terminal of the three-terminal semiconductor element. Becomes
［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。こ
こでは並列回路として、先端が開放端であり、電気長が
それぞれ異なる２つのマイクロストリップ線路の並列回
路を例にとり説明する。第１図は本発明によるマイクロ
波発振器であり、同図（ａ）は斜視図、同図（ｂ）は等
価回路である。第１図において、（15）は先端が開放端
の第三のマイクロストリップ線路、（16）は並列接続さ
れた第二および第三のマイクロストリップ線路（９）、
（15）からなる並列回路である。次に動作を説明する。
第１図に示した本発明の構成によるマイクロ波発振器で
は、ドレイン端子（６）に並列回路（16）が接続されて
いる。周波数fOSCでは、第二のマイクロストリップ線路
（９）の電気長を約90度に設定することにより、FET
（３）のドレイン端子（６）を従来の構成と同様に接地
でき、所要の発振波が得られる。一方、誘電体共振器
（２）の不要なモードによる共振周波数fXでは、第二の
マイクロストリップ線路（９）のサセプタンスＢは容量
性（fX＞fOSC）あるいは誘導性（fX＜fOSC）になる。周
波数fXにおいて、この第二のマイクロストリップ線路
（９）のサセプタンスＢに対し次式を満足するように第
三のマイクロストリップ線路（15）のサセプタンスＢ′
を設定する。[Embodiment] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. Here, as a parallel circuit, description will be made by taking as an example a parallel circuit of two microstrip lines each having an open end and different electric lengths. FIG. 1 shows a microwave oscillator according to the present invention. FIG. 1 (a) is a perspective view and FIG. 1 (b) is an equivalent circuit. In FIG. 1, (15) is a third microstrip line having an open end, (16) is a second and third microstrip line (9) connected in parallel,
It is a parallel circuit consisting of (15). Next, the operation will be described.
In the microwave oscillator according to the configuration of the present invention shown in FIG. 1, a parallel circuit (16) is connected to the drain terminal (6). At frequency f OSC , by setting the electrical length of the second microstrip line (9) to about 90 degrees, the FET
The drain terminal (6) of (3) can be grounded as in the conventional configuration, and a desired oscillating wave can be obtained. On the other hand, at the resonance frequency f X due to the unnecessary mode of the dielectric resonator (2), the susceptance B of the second microstrip line (9) is capacitive (f X > f OSC ) or inductive (f X <f OSC ). At the frequency f X , the susceptance B ′ of the third microstrip line (15) satisfies the following expression for the susceptance B of the second microstrip line (9).
Set.
Ｂ＋Ｂ′＝０ （１） この第１式を満足する周波数では、並列回路（16）は
並列共振し、高インピーダンスになる。そのため周波数
fXにおいては、並列回路（16）の両端の電圧が高くな
り、この電圧がゲート端子（４）への入力電圧に対し負
帰還電圧として働くため、ゲート端子（４）からみたFE
T（３）の反射利得は打ち消される。そのため、本発明
の構成によるマイクロ波発振器では、第２図に実線で示
すように周波数fOSCでは発振条件を満足するが、周波数
fXでは反射利得が低減されているため発振条件を満足せ
ず、従ってスプリアス発振は生じない。B + B '= 0 (1) At a frequency that satisfies the first expression, the parallel circuit (16) resonates in parallel and becomes a high impedance. Therefore frequency
At f X , the voltage across the parallel circuit (16) increases, and this voltage acts as a negative feedback voltage for the input voltage to the gate terminal (4).
The reflection gain of T (3) is canceled. Therefore, in the microwave oscillator having the configuration of the present invention, the oscillation condition is satisfied at the frequency f OSC as shown by the solid line in FIG.
Since the reflection gain is reduced at f X , the oscillation condition is not satisfied, and thus spurious oscillation does not occur.
なお、上記実施例では並列回路（16）として、長さが
異なる２つのマイクロストリップ線路の並列回路を示し
たが、長さが異なる３つ以上のマイクロストリップ線路
の並列回路でも良い。第３図は並列回路として長さが異
なる３つのマイクロストリップ線路を用いた場合の実施
例である。第３図において、（17）は先端が開放端の第
四のマイクロストリップ線路である。この場合、fOSC近
傍の誘電体共振器（２）の不要なモードによる共振周波
数が２つある場合有効である（それぞれの共振周波数を
fX1、fX2と略記）。この場合、周波数fOSCで第二のマイ
クロストリップ線路を約90度に設定し、第三のマイクロ
ストリップ線路のサセプタンスＢ′と第四のマイクロス
トリップ線路（17）のサセプタンスＢ″とを、周波数f
X1とfX2において、 Ｂ＋Ｂ′＋Ｂ″＝０ （２） を満足するよう第三および第四のマイクロストリップ線
路（15）（19）の電気長を設定すればよい。この場合
も、周波数fX1、fX2ではゲート端子（４）からみたFET
（３）の反射利得は低減されるので、これらの周波数で
のスプリアス発振は生じない。Although the parallel circuit (16) is a parallel circuit of two microstrip lines having different lengths in the above embodiment, it may be a parallel circuit of three or more microstrip lines having different lengths. FIG. 3 shows an embodiment in which three microstrip lines having different lengths are used as a parallel circuit. In FIG. 3, (17) is a fourth microstrip line having an open end. In this case, it is effective when there are two resonance frequencies due to unnecessary modes of the dielectric resonator (2) near f OSC.
abbreviated as f X1 , f X2 ). In this case, the second microstrip line is set to about 90 degrees at the frequency f OSC , and the susceptance B ′ of the third microstrip line and the susceptance B ″ of the fourth microstrip line (17) are set to the frequency f
At X1 and f X2 , the electrical lengths of the third and fourth microstrip lines (15) and (19) may be set so as to satisfy B + B ′ + B ″ = 0 (2). In this case also, the frequency f X1 , F X2: FET seen from the gate terminal (4)
Since the reflection gain of (3) is reduced, spurious oscillation does not occur at these frequencies.
また、上記実施例では並列回路（16）として、マイク
ロストリップ線路を用いたが、マイクロ波発振器に用い
る線路の形態に応じて、コプレナ線路あるいはスロット
線路を用いても良い。また、並列回路（６）として、集
中定数回路を用いても良い。第４図は並列回路（16）と
して全て集中定数回路を用いた場合の実施例である。第
４図において、（18）はコンデンサC1とインダクタＬと
からなる直列共振回路、（19）はコンデンサC2である。
この場合も、fOSC近傍の誘電体共振器（２）の不要なモ
ードによる共振周波数をfXとすると、次式を満足するよ
うC1,C2,Lの値を設定すれば良い。Further, although the microstrip line is used as the parallel circuit (16) in the above embodiment, a coplanar line or a slot line may be used depending on the form of the line used for the microwave oscillator. A lumped constant circuit may be used as the parallel circuit (6). FIG. 4 shows an embodiment in which lumped constant circuits are all used as the parallel circuit (16). In FIG. 4, (18) is a series resonance circuit composed of a capacitor C 1 and an inductor L, and (19) is a capacitor C 2 .
Also in this case, assuming that the resonance frequency due to the unnecessary mode of the dielectric resonator (2) near f OSC is f X , the values of C 1 , C 2 , and L may be set so as to satisfy the following equation.
２πfOSC＝（C1・Ｌ）−0.5 （３） ｛（２πfXC1）-1−２πfXL｝-1 ＋２πfXC2＝０ （４） この場合も、周波数fXではゲート端子（４）からみた
FET（３）の反射利得は低減されるので、これらの周波
数でのスプリアス発振は生じず、同様の効果を奏する。2πf OSC = (C 1 · L) -0.5 (3) {(2πf X C 1 ) -1 -2πf X L} -1 + 2πf X C 2 = 0 (4) Also in this case, at the frequency f X , the gate terminal ( Seen from 4)
Since the reflection gain of the FET (3) is reduced, spurious oscillation does not occur at these frequencies, and the same effect can be obtained.
また、上記実施例では３端子半導体素子としてFET
（３）で説明したが、その他、バイポーラトランジスタ
等のトランジスタでもよく、同様の効果を奏する。Further, in the above embodiment, the FET is used as the three-terminal semiconductor element.
Although described in (3), a transistor such as a bipolar transistor may also be used, and the same effect is obtained.
また、上記実施例では共振回路として誘電体共振器
（２）で説明したが、その他、YIG共振器、SAW共振器、
あるいは可変容量ダイオードを用いた共振回路であって
もよく、同様の効果を奏する。Further, although the dielectric resonator (2) has been described as the resonance circuit in the above-described embodiment, in addition, a YIG resonator, a SAW resonator,
Alternatively, a resonant circuit using a variable capacitance diode may be used, and the same effect can be obtained.
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、３端子半導体素子の
電源端子に接続された第１共振回が、所要の発振周波数
に対応して低インピーダンスとなり接地し、この第１共
振回路と並列に接続された第２共振回路とが、共振器が
出力するスプリアス発振周波数で並列共振を生じて高イ
ンピーダンスとなるので、第２共振回路の両端の電圧が
高くなり、この電圧が３端子半導体素子の入力端子への
入力電圧に対して負帰還電圧となることにより、スプリ
アス発振を抑えることができる。As described above, according to the present invention, the first resonance circuit connected to the power supply terminal of the three-terminal semiconductor element has a low impedance corresponding to a required oscillation frequency and is grounded. The second resonance circuit connected in parallel with the circuit causes parallel resonance at the spurious oscillation frequency output from the resonator and has a high impedance, so that the voltage across the second resonance circuit becomes high and this voltage becomes 3 Since the negative feedback voltage is applied to the input voltage to the input terminal of the terminal semiconductor element, spurious oscillation can be suppressed.
第１図は本発明の一実施例によるマイクロ波発振器の斜
視図と等価回路、第２図は本発明の一実施例によるマイ
クロ波発振器のゲート端子からみたFETの利得と発振ス
ペクトル図、第３図、第４図は本発明の他の実施例によ
る並列回路の等価回路、第５図は従来の構成によるマイ
クロ波発振器の斜視図と等価回路、第６図は従来の構成
によるマイクロ波発振器のゲート端子からみたFETの利
得と発振スペクトル図である。 図中（１）は誘電体基板、（２）は誘電体共振器、
（３）はFET、（７）、（９）、（15）、および（17）
はマイクロストリップ線路、（８）は終端抵抗、（10）
は出力整合回路、（11）は出力端子、（12）はチョーク
インダクタ、（13）は電源端子、（14）はバイアス回
路、（16）は並列回路である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。FIG. 1 is a perspective view and an equivalent circuit of a microwave oscillator according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a gain and oscillation spectrum diagram of a FET seen from a gate terminal of the microwave oscillator according to an embodiment of the present invention. FIG. 4 is an equivalent circuit of a parallel circuit according to another embodiment of the present invention, FIG. 5 is a perspective view and an equivalent circuit of a microwave oscillator having a conventional configuration, and FIG. 6 is a microwave oscillator having a conventional configuration. It is the gain and oscillation spectrum diagram of FET seen from the gate terminal. In the figure, (1) is a dielectric substrate, (2) is a dielectric resonator,
(3) is a FET, (7), (9), (15), and (17)
Is a microstrip line, (8) is a terminating resistor, (10)
Is an output matching circuit, (11) is an output terminal, (12) is a choke inductor, (13) is a power supply terminal, (14) is a bias circuit, and (16) is a parallel circuit. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
を介して３端子半導体素子の入力端子に前記発振周波数
の信号を出力する共振器と、前記３端子半導体素子に電
源電圧を印加する電源端子に接続され、前記発振周波数
に対応する電圧を接地する第１共振回路と、この第１共
振回路と並列に接続され前記共振器が出力するスプリア
ス発振周波数で前記第１共振回路と並列共振を生ずる第
２共振回路と、前記発振周波数の電圧を出力する前記３
端子半導体素子の出力端子に接続された出力整合回路と
を備えたことを特徴とするマイクロ波発振器。1. A resonator that resonates at a required oscillation frequency and outputs a signal of the oscillation frequency to an input terminal of a 3-terminal semiconductor element via an input matching circuit, and a power supply voltage is applied to the 3-terminal semiconductor element. A first resonance circuit connected to a power supply terminal and grounding a voltage corresponding to the oscillation frequency; and a parallel resonance with the first resonance circuit at a spurious oscillation frequency connected in parallel with the first resonance circuit and output by the resonator. And a second resonance circuit that outputs a voltage of the oscillation frequency.
A microwave oscillator, comprising: an output matching circuit connected to an output terminal of a terminal semiconductor element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1203155A JPH088449B2 (en) | 1989-08-04 | 1989-08-04 | Microwave oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1203155A JPH088449B2 (en) | 1989-08-04 | 1989-08-04 | Microwave oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0366213A JPH0366213A (en) | 1991-03-20 |
| JPH088449B2 true JPH088449B2 (en) | 1996-01-29 |
Family
ID=16469343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1203155A Expired - Lifetime JPH088449B2 (en) | 1989-08-04 | 1989-08-04 | Microwave oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088449B2 (en) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS586412U (en) * | 1981-07-06 | 1983-01-17 | 富士通株式会社 | Microwave oscillator |
| JPS58101515U (en) * | 1981-12-28 | 1983-07-11 | パイオニア株式会社 | Variable frequency SHF oscillator |
| JPS59224904A (en) * | 1983-06-03 | 1984-12-17 | Murata Mfg Co Ltd | Oscillating circuit |
| JPH088448B2 (en) * | 1988-01-25 | 1996-01-29 | 松下電器産業株式会社 | Microwave oscillator circuit |
-
1989
- 1989-08-04 JP JP1203155A patent/JPH088449B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0366213A (en) | 1991-03-20 |
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