JP2554633B2 - デジタルデータ変換方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、テレビジョン信号をデジタル処理により
復調するのに有効なデジタルデータの変換方法に関す
る。

（従来の技術） 近年テレビジョン受像機の内部において、映像信号を
デジタル処理する技術が開発されている。その理由とし
て、アナログ信号処理の場合、信号処理回路は１チップ
のLSI（大規模集積回路）化が可能となったが、LSIの周
辺部品が多く必要であったり、調整箇所が残る等、価格
低減に限界がきていることである。さらに画質改善を図
るには、信号を遅延させるメモリや様々なフィルタ操作
が必要であるが、このような処理はアナログに比べデジ
タルの方が遥かに正確で安定な処理が得られることによ
る。

ここでデジタル化が有効となる信号処理部は、複合カ
ラー映像信号を輝度信号と、色度信号に分離復調する部
分である。日本ではNTSC方式で放送が行われているの
で、これを例にして以下説明する。

第９図は色度信号を輝度信号に多重したNTSC方式の複
合カラー映像信号を復調するシステムを示す。NTSC方式
では、色度信号は周波数fscの色副搬送波で直角変調さ
れている。fscの色副搬送波は、１ライン（１走査線）
毎に位相反転した関係になり、前後の走査線の差をとる
ことで複合カラー映像信号から変調信号が分離でき、さ
らにこれをfscの色副搬送波で同期検波することで色信
号が復調される。

第９図のデジタルくし型フィルタ11に複合カラー映像
信号が供給されると、その出力には変調色信号が得られ
る。くし型フィルタ11は、１水平期間（以下1Hとする）
遅延回路12,13と加算器14から成り、第10図に示した輝
度信号成分と色度信号成分のスペクトラムの周波数位置
がずれていることを利用して、上記変調色信号を分離し
て取出すことができる。この変調色信号は、帯域フィル
タ15に供給され、所定の帯域の変調色信号として抽出さ
れる。帯域フィルタ15は、１クロック遅延回路16,17と
加算器18とからなり、くし型フィルタ11で取出された低
い帯域の成分を除去する。このように得られた色度信号
は、第11図に示すように、NTSC信号が4fscのクロックで
サンプルされかつ、Ｉ軸に位相を合せてサンプルされた
ものであった場合、サンプルデータはＩ軸成分とＱ軸成
分とが交互に並んでいる。この信号を同期検波器19に供
給して交互にＩ、Ｑ成分を取出せば同期検波されたこと
になり色信号を得ることができる。

一般に直交変調した信号を復調するには、キャリアの
SIN成分とCOS成分と乗ずることで復調出力を得ることが
できるが、デジタル方式により4fsのクロックでサンプ
リングを行なえば、簡単なフィルタ処理で復調出力を得
ることができることになる。従って、上記したI,Q軸成
分の復調出力を得るシステムでは、4fscのクロックによ
るサンプリング処理は非常に重要なことである。

更に、カラー映像信号をデジタル処理した場合都合の
よいことは、走査線補間処理ができることである。NTSC
方式では２対１のインターレース方式が採用されてい
る。インターレースは１枚の画像の走査線を間引いて伝
送するもので、伝送帯域を圧縮するのに役だっている
が、反面インターレース障害と呼ばれる画質劣化要因と
なっている。この代表的な劣化現象としてはラインフリ
ッカがあげられる。これは静止画のとき画像が上下にが
たついて見える現象であるが、これを無くするには走査
線補間を行なうことで達成できる。つまり間引かれた走
査線を補間し再生表示することでがたつきを無くすこと
ができる。走査線補間の手段として、２次元あるいは３
次元のフィルタが必要であるが、アナログ技術では困難
であるがデジタルでおこなうようにすると比較的容易で
ある。

第12図、第13図は、走査線補間処理を説明するために
示した図である。インターレース方式で伝送された第１
フィールドの走査線を実線、第２フィールドの走査線を
点線で示している。補間を行なう場合には、前後の走査
線L1,L2を用いてその間の走査線I3を作り、走査線数を
２倍にする。このように得られた走査線信号は、通常の
２倍の周波数で画面走査を行ない表示されることで画質
の向上を得ることができる。上記のような走査線の補間
を行なうには、ラインメモリが必要であるがデジタル処
理を行なえば比較的容易に補間処理を達成できる。

さて、デジタル処理による走査線補間を行なう場合そ
のクロックについて考えてみる。第14図は、第１番目の
走査線L1と第２番目の走査線L2を示している。この様な
走査線を用いて補間を行なうには、両方の走査線L1,L2
を垂直方向にみた場合、同じ水平位置にサンプリング点
が有るほうが良いことが理解できる。

しかし、例えば家庭用ビデオテープレコーダ（以下VT
Rと称する）から再生された信号を見ると、水平同期に
ジッタが生じることが多い。つまり、第14図の同期信号
HDのように時間軸方向にずれが生じていることがある。
これは、VTRの回転系における機械的な要因やテープ自
体の伸縮等が要因となり、再生信号に時間軸変動を来た
すからである。従来のテレビジョン受像機においてこの
ような信号による再生画像が正常に見えるのは、水平偏
向回路が水平同期信号に自動的に同期してブラウン管の
水平走査を行なわせるからである。つまり水平偏向走査
が、水平同期信号に追従して行われるからである。

しかし、第14図の例のように時間軸変動の生じた信号
を、水晶発振器で作るfscクロックのような非常に安定
したものでサンプリングすると、ラインごとにサンプル
位置がずれることになり、垂直相関の正しい補間が望め
ない。この現象を第15図を参照して説明する。

今、図の走査線信号L11をジッタのない信号、走査線
信号L12をジッタの生じた信号、丸印の点を4fscクロッ
クのよるサンプリング点とする。4fscクロックでサンプ
リングすると、NTSC方式の映像信号の場合、１水平期間
の信号をサンプリングするのに要するクロック数は910
個となる。しかし、ジッタの生じた走査線信号L12（こ
の例は信号の周期が短くなった信号として図示されてい
る）は、910個より少ない個数で全てがサンプリングさ
れてしまうので、910個以下のデータ個数となり、メモ
リに格納されることになる。このようにサンプルされた
データと、走査線信号L11の様にジッタの生じていない
信号をサンプリングして得たデータとを用いて走査線補
間を行なうと、補間走査線信号L13で示すような補間デ
ータとなり、正常な信号波形ではなくなる。

上記のような補間の不備を無くすためには、１水平期
間内に必ず910個のクロックが存在するようにしなけれ
ばならない。そのために、周波数910fh（fhは水平周波
数）のクロック発生回路を用いて、この回路の発振周波
数が水平同期信号に追従して変動するように改善する必
要がある。第16図は走査線信号L11、走査線信号L12のサ
ンプリングクロック周波数が、水平同期信号に追従して
変化した場合のサンプリング位置と補間走査線信号L14
を示している。

（発明が解決しようとする問題点） 第９図乃至第11図で説明したように色信号の復調には
4fscの周波数のクロックが必要であり、第13図乃至第16
図で説明した走査線の補間処理には910fhの周波数のク
ロックが必要である。このため色復調および走査線補間
の両方をデジタル処理で行なうシステムを作るには、ク
ロックの周波数の違いに応じて独立したデジタル処理部
を構成する必要がある。例えば第17図に示すようなシス
テムである。第17図において、まずNTSC方式の複合カラ
ー映像信号は入力端子21を介してアナログ・デジタル変
換器22に入力され、デジタル信号に変換される。このデ
ジタル映像信号は輝度・色度復調回路23に入力される。
この輝度・色度復調回路23は第９図で説明したように、
Ｉ軸成分、Ｑ軸成分を復調するとともに輝度信号成分Ｙ
を復調する。次にこのＩ軸成分、Ｑ軸成分、輝度信号成
分Ｙはデジタル・アナログ変換器24に供給される。この
デジタル・アナログ変換器24および先のアナログ・デジ
タル変換器22、輝度・色度復調回路23は、4fscの周波数
のクロック系である。次に、復調された各信号は再びア
ナログ・デジタル変換器25に入力されデジタル信号にそ
れぞれ変換される。そして走査線補間回路26に入力さ
れ、それが走査線補間される。走査線補間された各信号
は、デジタル・アナログ変換器27に入力され、アナログ
信号に変換され、カラー受像管側に供給される。このア
ナログ・デジタル変換器25、走査線補間回路26、アナロ
グ・デジタル変換器27は、910fhの周波数のクロック系
である。

このように色復調および走査線補間の両方を一連の処
理で行なうシステムを作ると、途中にクロック周波数の
異なるデジタル・アナログ変換器24、アナログ・デジタ
ル変換器25が必要となり、価格が高くなる。またデジタ
ル・アナログ変換、アナログ・デジタル変換を連続して
行なうと信号を劣化させる恐れがある。さらに輝度、Ｉ
軸、Ｑ軸成分用の３系統の回路が必要であるから価格増
大の要因となる。

そこでこの発明では、上記のように２つの異なる周波
数のクロックを要する処理回路を一連に結合する場合
に、デジタル・アナログ、アナログ・デジタル変換処理
経路を通すことなく、デジタル的に結合することがで
き、価格の低減が得られ、かつ信号劣化の要因も少なく
し得るデジタルデータ変換方法を提供するを目的とす
る。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明では、上記の目的を達成するために、輝度・
色度復調側では、分離復調に都合の良い4fscの周波数の
クロックを用いてサンプリングしたデータを、内挿フィ
ルタ部で内挿補間することにより予めその整数倍のクロ
ックでサンプリングしたのと等価なデータを用意し、一
方、内挿補間側では910fhのクロックを用いて補間処理
するのであるが、前記整数倍のクロックでサンプリング
したのと等価なデータの中から補間に用いるデータを選
択する際に、910fhクロックに最も位相が近いデータを
サンプル毎に選択することで上記の目的を達成するもの
である。

（作用） 上記のように、4fscの周波数のクロックの整数倍のク
ロックでサンプリングしたのと等価なデータ内挿補間に
より用意することでデータの消失をなくし、このように
準備されたデータから910fhのクロックのサンプリング
位置に近いデータを選択することで入力側の時間軸が変
動していても走査線間のデータ補間を行なう場合に、補
間データの時間的な位置ずれが生じるのを防止するよう
にしている。

（実施例） 以下この発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であり、入力部31にはア
ナログ複合カラー映像信号が供給され、この信号はアナ
ログ・デジタル変換器32でデジタル信号に変換される。
このデジタル信号は、輝度・色度復調回路33に入力さ
れ、輝度信号成分Y1,I軸信号成分I1、Ｑ軸信号成分Q1に
分離復調される。これらの信号成分は、この発明の特徴
部となるデジタル・デジタル変換部34に供給される。

デジタル・デジタル変換部34は、各デジタル信号の内
挿を行なう内挿フィルタ41a,41b,41cと、各内挿フィル
タ41a,41b,41cに対応して設けられ、内挿フィルタの出
力の内910fhのクロックのサンプリング位置に最も近い
データを選択する選択回路42a,42b,42cと、各選択回路4
2a,42b,42cに対応して設けられ、各選択回路42a,42b,42
cの出力を910fhのクロックで記憶し、4fscのクロックで
読出すメモリ43a,43b,43cとを有する。

上記のデジタル・デジタル変換部から出力されたデジ
タル信号は走査線補間回路35に入力され、走査線の補間
がなされ、デジタル・アナログ変換器36に入力される。
このデジタル・アナログ変換器36からのアナログ輝度信
号,I軸信号成分,Q軸信号成分は次段の受像管ドライブ回
路に供給される。

この発明では、デジタル・デジタル変換部34に特徴を
有し、以下この部分の動作を原理的に説明する。

第２図は、第１図のデジタル・デジタル変換部の１つ
の系統を代表して示している。内挿フィルタ41aには、
第３図に丸印で示す41fscの周波数のサンプルデータが
供給される。内挿フィルタ41aは、時間方向に前後する
サンプリングデータを用いて三角印で示す内挿データを
作る。これにより得られたデータ量は、等価的に２倍の
サンプリング周波数でサンプルされたことと同じにな
る。更にこのデータは、内挿補間され、図にｘ印で示す
位置のデータを作成する。この場合のデータ量は、信号
が等価的に４倍のサンプリング周波数でサンプルされた
ことと同じになる。このように内挿を行なうには、例え
ば第５図に示すような遅延回路50と、遅延回路50の各遅
延素子501〜50nに係数を乗ずる係数器521〜52nと、各系
数器521〜52nの出力を合成する合成回路53とを有する。

上記のように用意されたデータは、選択回路42aに供
給される。この選択回路42aにおいては、水平周波数fh
に位相同期した910fhの周波数のクロックのサンプル位
置に最も近いサンプルデータが選択され、この選択され
たサンプルデータは、次段のメモリ43aに格納される。
このように選択した場合、第４図のように、映像信号VD
4がジッタをうけていたとしても、メモリ43aに格納され
る１水平期間分の映像データのサンプル数は必ず910個
になり、このように910個であるからといって、不要な
部分のサンプルデータを含むことはない。つまり、ジッ
タの生じていた映像信号の１水平期間分のデータを等間
隔でサンプルしたデータ配分となる。

上記のように格納された映像データは、メモリ43aか
ら、4fscの周波数のクロックで読出しされ、走査線補間
回路35に供給される。この発明の処理を受けた信号は、
デジタル・デジタル変換部34においてジッタ補正をうけ
ているため、垂直方向のデータ配列を見た場合、垂直相
関が良好に保たれていることになる。

第６図は先の選択回路42aの一例をさらに具体的に示
すもので、第７図は第６図の回路のタイムチャートを示
している。

第６図において、DFF1〜DFF10は、Ｄタイプフリップ
フロップ回路（以下フリップフロップ回路と称する）で
あり、フリップフロップ回路DFF1、DFF2、DFF3のデータ
入力部にはそれぞれ、先に説明した丸印位置のデータ、
ｘ印位置のデータ、三角印位置のデータが並列に供給さ
れる。ここでフリップフロップ回路DFF1は4fsc周波数の
クロックの反転クロックでドライブされ、フリップフロ
ップ回路DFF2は、8fsc周波数のクロックの反転クロック
でドライブされ、フリップフロップ回路DFF3は4fsc周波
数のクロックでドライブされる。この場合丸印位置のデ
ータ、ｘ印位置のデータ、三角印位置のデータは、タイ
ムチャートに示すようにデーダの切替わり部が同時点に
ならないようにずらして供給される。

フリップフロップ回路DFF1、DFF2、DFF3の各出力デー
タはそれぞれフリップフロップ回路DFF4,DFF5,DFF6に供
給される。このフリップフロップ回路DFF4,DFF5,DFF6
は、水平同期信号に位相同期した910fhのクロックによ
りドライブされる。そしてこのフリップフロップ回路DF
F4,DFF5,DFF6の出力データは、それぞれアンド回路61,6
2,63の各一方の入力端子に供給される。このアンド回路
61,62,63は、コード変換器66からの制御信号に応じてい
ずれか１つのデータを選択して、オア回路64を介してフ
リップフロップDFF10に供給する。アンド回路61,62,63
における選択は、910fhのクロックのサンプリング位置
に最も近いデータを選択するのであるが、その選択制御
信号は次のように作られる。

フリップフロップ回路DFF7,DFF8,DFF9にはそれぞれ、
4fscのクロックの反転クロック、8fscのクロックの反転
クロック,4fscのクロックがデータ入力として供給され
る。そしてこれらフリップフロップ回路DFF7,DFF8,DFF9
は、水平同期信号に位相同期した910fhのクロックによ
りドライブされる。このことは、910fhの周波数のクロ
ックのサンプリング位置に最も近いデータを、4fsc,8fs
c,4fscの各クロックを用いて検出することである。つま
りフリップフロップ回路DFF1,DFF2,DFF3も4fsc,8fsc,4f
scのクロックでドライブされているから、このクロック
を、910fhのクロックでサンプリングすれば、タイミン
グが一致したフリップフロップ回路にデータ出力を得る
ことができる。フリップフロップ回路DFF7,DFF8,DFF9の
出力データは、コード変換器66に供給される。このコー
ド変換器66は、排他的論理和回路67、アンド回路68,6
9、負入力オア回路70より成る。そして、アンド回路68,
69の出力が先のアンド回路61,62の他方の入力に供給さ
れ、負入力オア回路70の出力がアンド回路62の他方の入
力に供給される。

上記のコード変換器66の、変換テーブルは、第８図に
示すように表わされる。第６図、第７図を参照してデー
タ選択の例を説明する。時点t1においては、フリップフ
ロップ回路DFF9の出力ｃが“1"となり、他のフリップフ
ロップ回路DFF7,DFF8の出力a,bは“0"である。この場合
は、負入力オア回路70の出力が“1"となり、ｘ印のサン
プル位置のデータが選択される。時点t2では、フリップ
フロップ回路DFF7,DFF8,DFF9の出力a,b,cは“0,1,1"と
なる。この場合は、三角印のサンプル位置のデータが選
択される。このように、910fhの周波数のサンプル位置
に近く安定状態にあるデータが選択され、次段の走査線
補間回路に供給される。

［発明の効果］ 上記したようにこの発明によると、クロック周波数の
異なるデータ処理回路を結合するのに、その途中にデジ
タル・アナログ変換器、アナログ・デジタル変換器を通
すことなく円滑に一体化することができ、回路規模の低
減化、信号劣化の防止に有効なデジタルデータ変換方法
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成説明図、第２図
は第１図の一部の回路を取出して示す回路図、第３図、
第４図はこの発明に係わる内挿補間処理の説明図、第５
図は、第２図に示した内挿フィルムの例を示す図、第６
図は第２図の選択回路の例を示す図、第７図は第６図の
回路の動作説明に示したタイムチャート、第８図は第６
図のコード変換回路の変換テーブルを示す図、第９図は
輝度・色度復調回路を示す構成説明図、第10図はテレビ
ジョン信号の周波数スペクトラムを示す図、第11図は色
度信号の復調出力を示す図、第12図はテレビジョン信号
の走査線を説明するための図、第13図は走査線補間処理
の説明図、第14図はテレビジョン信号のジッタを説明ず
るための説明図、第15図はジッタの生じたテレビジョン
信号の走査線補間を説明するための図、第16図は走査線
補間を行なう場合の時間軸補正を説明するための図、第
17図は従来のデジタルテレビジョン信号処理回路を示す
構成説明図である。 32……アナログ・デジタル変換器、33……輝度・色度復
調回路、34……デジタル・デジタル変換部、35……捜査
線補間回路、36……デジタル・アナログ変換器、41a〜4
1c……内挿フィルタ、42a〜42c……選択回路、43a〜43c
……メモリ。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】サンプル周波数f1（Hz）のサンプルデータ
   列を線形補間用フィルタを用いてｎ×f1（Hz）（ｎは自
   然数または有理数）のサンプル周波数を持つサンプルデ
   ータ列に変換し、 前記ｎ×f1（Hz）とは異なるサンプル周波数f2（Hz）の
   サンプル点毎にこのサンプル点と時間的に最も近い前記
   ｎ×f1（Hz）のサンプルデータ列のサンプル点を判定手
   段により判定し、 前記ｎ×f1（Hz）のサンプルデータ列から前記判定手段
   により判定されたサンプル点のデータを選択手段により
   選択しサンプル周波数f2（Hz）のサンプルデータ列を出
   力することを特徴とするデジタルデータ変換方法。