JP2909202B2 - 負荷転流形インバータの制御装置 - Google Patents
負荷転流形インバータの制御装置Info
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- JP2909202B2 JP2909202B2 JP2340404A JP34040490A JP2909202B2 JP 2909202 B2 JP2909202 B2 JP 2909202B2 JP 2340404 A JP2340404 A JP 2340404A JP 34040490 A JP34040490 A JP 34040490A JP 2909202 B2 JP2909202 B2 JP 2909202B2
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Description
【発明の詳細な説明】 「発明の目的」 （産業上の利用分野） 本発明は、負荷転流形インバータの制御装置に関す
る。
る。
（従来技術） 高周波誘導加熱用電源として、第３図に示すように、
順変換器（インバータ）１、直流リアクトル２、逆変換
器３、炉抵抗5aと炉インダクタンス5bからなる高周波誘
導炉５、力率改善コンデンサ４、からなる負荷転流形イ
ンバータが広く使用されている。炉インダクタンス5bに
より高周波誘導炉５に高周波磁界を与え、高周波誘導炉
５内の金属のうず電流損、ヒステリシス損を利用して加
熱溶解するものである。
順変換器（インバータ）１、直流リアクトル２、逆変換
器３、炉抵抗5aと炉インダクタンス5bからなる高周波誘
導炉５、力率改善コンデンサ４、からなる負荷転流形イ
ンバータが広く使用されている。炉インダクタンス5bに
より高周波誘導炉５に高周波磁界を与え、高周波誘導炉
５内の金属のうず電流損、ヒステリシス損を利用して加
熱溶解するものである。
金属の加熱溶解過程では、高周波誘導炉５の力率は大
幅に変動するが、負荷転流形インバータは負荷である高
周波誘導炉５の力率の変化に応じて出力周波数が自動的
に変化するので、高周波誘導炉５の電源として良好に運
転できる。
幅に変動するが、負荷転流形インバータは負荷である高
周波誘導炉５の力率の変化に応じて出力周波数が自動的
に変化するので、高周波誘導炉５の電源として良好に運
転できる。
高周波誘導炉５の力率は15〜20％の遅れ力率であるた
め、炉インダクタンス5bと並列に力率改善コンデンサ４
を接続し力率を改善している。又、負荷転流形インバー
タは回路上転流失敗を防止するために常に進み力率で運
転する必要がある。
め、炉インダクタンス5bと並列に力率改善コンデンサ４
を接続し力率を改善している。又、負荷転流形インバー
タは回路上転流失敗を防止するために常に進み力率で運
転する必要がある。
第４図は従来技術の負荷転流形インバータの制御装置
の一例を示すブロックダイヤグラムであり、第５図は第
４図の各ブロックの波形説明図である。インバータの高
周波出力電圧6aの零点を零点検出回路61で検出し、零点
検出パルス6bを出力する。
の一例を示すブロックダイヤグラムであり、第５図は第
４図の各ブロックの波形説明図である。インバータの高
周波出力電圧6aの零点を零点検出回路61で検出し、零点
検出パルス6bを出力する。
一方、三角波発生器62では出力電圧6aが零点と次の零
点との間、すなわち零点検出パルス6b相互間は一定勾配
で立上る三角波6dをつくっており、出力電圧6aが零とな
る毎に、三角波リセット回路63から三角波リセットパル
ス6cが出力されて三角波6dは零にリセットされる。
点との間、すなわち零点検出パルス6b相互間は一定勾配
で立上る三角波6dをつくっており、出力電圧6aが零とな
る毎に、三角波リセット回路63から三角波リセットパル
ス6cが出力されて三角波6dは零にリセットされる。
サンプルホールド回路64は前述の零点検出バルス6bと
三角波6dを入力し、三角波6dのピーク値enを記憶し、こ
のenをピーク値とするサンプルホールド三角波6fを発生
させるものである。
三角波6dを入力し、三角波6dのピーク値enを記憶し、こ
のenをピーク値とするサンプルホールド三角波6fを発生
させるものである。
逆変換器３側のゲートパルス発生方法としては、レベ
ル一致回路66が用いられる。このレベル一致回路66は、
サンプルホールド三角波6fと、β角制御基準電圧（EC）
6gを突合せ、両者の電圧レベルが一致した時、ゲートパ
ルス信号6hを発生するものである。
ル一致回路66が用いられる。このレベル一致回路66は、
サンプルホールド三角波6fと、β角制御基準電圧（EC）
6gを突合せ、両者の電圧レベルが一致した時、ゲートパ
ルス信号6hを発生するものである。
この方法によれば、第３図の高周誘導炉５の炉インダ
クタンス5bが変化し、高周波誘導炉５の振動周波数が変
化すれば第５図のサンプルホールド三角波6fのピーク値
が変動する。この事によりサンプルホールド三角波6fは
傾斜は常に一定であるから、β角制御基準電圧6gが逆変
換器３のサイリスタのターンオフタイムを十分満足させ
る値に設定してあれば、第３図の高周波誘導炉５の振動
周波数の変化が比較的小さい場合は転流余裕時間一定制
御としてゲートパルス6hを出す事ができる。
クタンス5bが変化し、高周波誘導炉５の振動周波数が変
化すれば第５図のサンプルホールド三角波6fのピーク値
が変動する。この事によりサンプルホールド三角波6fは
傾斜は常に一定であるから、β角制御基準電圧6gが逆変
換器３のサイリスタのターンオフタイムを十分満足させ
る値に設定してあれば、第３図の高周波誘導炉５の振動
周波数の変化が比較的小さい場合は転流余裕時間一定制
御としてゲートパルス6hを出す事ができる。
（発明が解決しようとする課題） 第３図に於いて、高周波誘導炉５のインピーダンス
は、以下のようになることが知られている。炉５内の金
属の溶解過程で金属の温度変化、溶解材料の増減、高周
波誘導炉５の周波数変化等により、負荷転流形インバー
タの定格出力時を100％インピーダンスとした時、30％
〜300％程度変化する事が知られている。同様に、炉イ
ンダクタンス5bも100％〜300％程度変化するため、炉５
の共振周波数ｆは （但し、Ｌは第３図の5b、Ｃは第３図の４である）によ
り定格周波数を100％とした時50％〜100％変化する事に
なる。又、高周波誘導炉５の共振周波数ｆとインピーダ
ンスＺの関係はＺ∝f3 ］ ２で表される。
は、以下のようになることが知られている。炉５内の金
属の溶解過程で金属の温度変化、溶解材料の増減、高周
波誘導炉５の周波数変化等により、負荷転流形インバー
タの定格出力時を100％インピーダンスとした時、30％
〜300％程度変化する事が知られている。同様に、炉イ
ンダクタンス5bも100％〜300％程度変化するため、炉５
の共振周波数ｆは （但し、Ｌは第３図の5b、Ｃは第３図の４である）によ
り定格周波数を100％とした時50％〜100％変化する事に
なる。又、高周波誘導炉５の共振周波数ｆとインピーダ
ンスＺの関係はＺ∝f3 ］ ２で表される。
今、第３図に於いてインバータ１の出力周波数が定格
周波数の50％、高周波誘導炉５のインピーダンスが定格
インピーダンスの30％と低いインピーダンスで運転され
ている時、第６図の出力電圧一出力電流特性は8aの如
く、出力電流Ioは定格の1.0（IoPu）流れ、出力電圧Vo
は定格の0.3（VoPu）となる。この場合、転流重なり角
ｕはIoPu/VoPuに比例して大きくなるため、この時の転
流重なり時間をtu（max）とすると、インバータを転流
失敗させないで安定運転するには、転流余裕時間ｔγは
素子のターンオクタイムtqに対してｔγ＞tqの条件を満
たすために転流進み時間ｔβはｔβ＞ｔγ＋tu（max）
とする必要があり、ｔβが大きくなる。
周波数の50％、高周波誘導炉５のインピーダンスが定格
インピーダンスの30％と低いインピーダンスで運転され
ている時、第６図の出力電圧一出力電流特性は8aの如
く、出力電流Ioは定格の1.0（IoPu）流れ、出力電圧Vo
は定格の0.3（VoPu）となる。この場合、転流重なり角
ｕはIoPu/VoPuに比例して大きくなるため、この時の転
流重なり時間をtu（max）とすると、インバータを転流
失敗させないで安定運転するには、転流余裕時間ｔγは
素子のターンオクタイムtqに対してｔγ＞tqの条件を満
たすために転流進み時間ｔβはｔβ＞ｔγ＋tu（max）
とする必要があり、ｔβが大きくなる。
転流進み時間ｔβはインバータ出力の力率に反比例す
るので、インバータIoPu/VoPu１の定格運転条件に近
づいても定格電力が出なくなる欠点があった。
るので、インバータIoPu/VoPu１の定格運転条件に近
づいても定格電力が出なくなる欠点があった。
ここで、IoPuとVoPuについて説明する。Ioは、第６図
に示すように出力電流であり、Voは出力電圧を示し、Pu
は単位表示方法であり、ここでは定格電流／電圧を1Pu
としている。つまり、IoPu、VoPuはそれぞれPuという単
位で示された出力電流と出力電圧である。単位表示方法
は、計算の単位に通常のMKS単位、Ｖ、Ａも用いられる
が、この単位では電圧および電流が大きな数値となるの
で、任意の特別な単位を選定し、この単位の倍数で数値
計算を行う方法のことである。
に示すように出力電流であり、Voは出力電圧を示し、Pu
は単位表示方法であり、ここでは定格電流／電圧を1Pu
としている。つまり、IoPu、VoPuはそれぞれPuという単
位で示された出力電流と出力電圧である。単位表示方法
は、計算の単位に通常のMKS単位、Ｖ、Ａも用いられる
が、この単位では電圧および電流が大きな数値となるの
で、任意の特別な単位を選定し、この単位の倍数で数値
計算を行う方法のことである。
この欠点を補うために、第４図でβ角制御基準電圧Ec
は重なり角補償付とし、IoPu/VoPuに比例した重なり角
補償e1をβ角制御基準電圧ECに加算し、低インピーダン
ス時はe1をmaxとしｔβ＞ｔγ＋tu（max）、定格インピ
ーダンス時はe1をゼロとしてｔβ＞ｔγ＋tuとなるよう
ｔβを負荷の条件に合せて変化させる。また、定格運転
条件の下では定格電力が出せる制御機能を有していた
が、重なり角補償を有効に使うためには、IoPu/VoPUの
除算が瞬時に演算され、重なり角補償e1の値が出力され
ない限り、有効な補償とはならない。インバータ出力周
波数の半サイクルの時間以上IoPu/VoPuの除算のスビー
ドが遅れる場合は、転流重なり角の過少補償又は過大補
償となって転流失敗、又は過電流となる。
は重なり角補償付とし、IoPu/VoPuに比例した重なり角
補償e1をβ角制御基準電圧ECに加算し、低インピーダン
ス時はe1をmaxとしｔβ＞ｔγ＋tu（max）、定格インピ
ーダンス時はe1をゼロとしてｔβ＞ｔγ＋tuとなるよう
ｔβを負荷の条件に合せて変化させる。また、定格運転
条件の下では定格電力が出せる制御機能を有していた
が、重なり角補償を有効に使うためには、IoPu/VoPUの
除算が瞬時に演算され、重なり角補償e1の値が出力され
ない限り、有効な補償とはならない。インバータ出力周
波数の半サイクルの時間以上IoPu/VoPuの除算のスビー
ドが遅れる場合は、転流重なり角の過少補償又は過大補
償となって転流失敗、又は過電流となる。
現在のIC製追技術では前述の条件を満足する除算器は
存在しないため、重なり角補償は100％の機能を引出す
事ができず、重なり角の補償が不完全であったため、イ
ンバータの出力周波数が定格周波数の1/2と低く、かつ
定格インピーダンスの30％と低インピーダンス時はサイ
リスタＡ（アノード）−Ｋ（カソード）間に印加される
逆電圧は定格周波数時の と低く、かつ転流重なり角が大きいため転流失敗しやす
いという欠点があった。
存在しないため、重なり角補償は100％の機能を引出す
事ができず、重なり角の補償が不完全であったため、イ
ンバータの出力周波数が定格周波数の1/2と低く、かつ
定格インピーダンスの30％と低インピーダンス時はサイ
リスタＡ（アノード）−Ｋ（カソード）間に印加される
逆電圧は定格周波数時の と低く、かつ転流重なり角が大きいため転流失敗しやす
いという欠点があった。
本発明は逆電圧不足、転流余裕時間不足に起因する転
流失敗が生じない負荷転流形インバータの制御装置を提
供することを目的とする。
流失敗が生じない負荷転流形インバータの制御装置を提
供することを目的とする。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明はこの目的を達成するために、例えば第４図の
従来回路のインバータ制御回路に、次の構成を追加した
ものである。すなわち、第１図に示すように出力周波数
のF/V変換回路67と、周波数補償回路68及び重なり角捕
償回路65を付加してβ角制御基準電圧Ecに加える事によ
り低周波数時の転流余裕時間ｔγが適正な値に保てるよ
うな負荷転流形インバータの制御装置としたものであ
る。
従来回路のインバータ制御回路に、次の構成を追加した
ものである。すなわち、第１図に示すように出力周波数
のF/V変換回路67と、周波数補償回路68及び重なり角捕
償回路65を付加してβ角制御基準電圧Ecに加える事によ
り低周波数時の転流余裕時間ｔγが適正な値に保てるよ
うな負荷転流形インバータの制御装置としたものであ
る。
（作用） 本発明によれば、出力周波数が低い時の転流余裕角時
間ｔγを十分確保し、かつ、定格周波数、定格インピー
ダンスのもとでも所定のｔγを確保でき、これにより逆
電圧不足、転流余裕時間不足に起因する転流失敗がなく
なる。
間ｔγを十分確保し、かつ、定格周波数、定格インピー
ダンスのもとでも所定のｔγを確保でき、これにより逆
電圧不足、転流余裕時間不足に起因する転流失敗がなく
なる。
前述の手段により高周波の出力電圧をF/V変換し周波
数補償回路に入力しその出力と重なり角補償回路の出力
をEcに加算し定格周波数で転流進み時間ｔβの補償をゼ
ロ、1/2定格周波数で転流進み時間をΔｔβ拡げる作用
をもつ。
数補償回路に入力しその出力と重なり角補償回路の出力
をEcに加算し定格周波数で転流進み時間ｔβの補償をゼ
ロ、1/2定格周波数で転流進み時間をΔｔβ拡げる作用
をもつ。
（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。第１図は本発明の一実施例の概略構成を示すブロッ
ク図であり、従来例を示す第４図と同一機能のものは同
一符号を記し説明を省略する。本発明の一実施例を示す
第１図は従来例の第４図に対してF/V変換回路67、周波
数補償回路68、リミッタ−69を追加したものである。
る。第１図は本発明の一実施例の概略構成を示すブロッ
ク図であり、従来例を示す第４図と同一機能のものは同
一符号を記し説明を省略する。本発明の一実施例を示す
第１図は従来例の第４図に対してF/V変換回路67、周波
数補償回路68、リミッタ−69を追加したものである。
第１図のブロックダイヤグラムに於いて、高周波出力
電圧6aを０から定格周波数まで一定の勾配で立上り定格
周波数でＫ（Ｖ）の出力を得るようにF/V変換回路67に
よりF/V変換する。そして、周波数補償回路68で第２図
の如く定格周波数で転流進み時間ｔβの補償をゼロ、1/
2定格周波数でΔｔβ２の転流進み時間の捕償を行う。
又、重なり角補償は重なり角変動範囲の数10％を補償す
る程度にリミッター69を設け、重なり角補償回路65内の
除算器の時間遅れに起因する過小補償や過大補償の危険
性を回避する。
電圧6aを０から定格周波数まで一定の勾配で立上り定格
周波数でＫ（Ｖ）の出力を得るようにF/V変換回路67に
よりF/V変換する。そして、周波数補償回路68で第２図
の如く定格周波数で転流進み時間ｔβの補償をゼロ、1/
2定格周波数でΔｔβ２の転流進み時間の捕償を行う。
又、重なり角補償は重なり角変動範囲の数10％を補償す
る程度にリミッター69を設け、重なり角補償回路65内の
除算器の時間遅れに起因する過小補償や過大補償の危険
性を回避する。
以上のように構成することにより、インバータの出力
周波数6aが1/2定格周波数かつ負荷インピーダンスが定
格時の30％の最低電圧、定格電流出力でのインバータ運
転時における転流重なり角増大に対して、周波数補償回
路68により周波数低下時のβ角をΔｔβ２だけ補正す
る。従って、サイリスタに印加される逆電圧のピーク値
を適性値に保ち、同時に重なり角補償によりβ角を重な
り角増加に対してΔｔβ１だけ補正し転流余裕時間ｔγ
を適正値にキープする事により、逆電圧不足、転流余裕
時間不足に起因する転流失敗はなくなる。
周波数6aが1/2定格周波数かつ負荷インピーダンスが定
格時の30％の最低電圧、定格電流出力でのインバータ運
転時における転流重なり角増大に対して、周波数補償回
路68により周波数低下時のβ角をΔｔβ２だけ補正す
る。従って、サイリスタに印加される逆電圧のピーク値
を適性値に保ち、同時に重なり角補償によりβ角を重な
り角増加に対してΔｔβ１だけ補正し転流余裕時間ｔγ
を適正値にキープする事により、逆電圧不足、転流余裕
時間不足に起因する転流失敗はなくなる。
以上述べた本発明の実施例によれば、次のような作用
効果が得られる。高周波誘導炉５の金属溶解過程で炉５
の共振周波数が定格の1/2に低下し、かつ、炉５のイン
ピーダンスが定格インピーダンスに対して30％の低イン
ピーダンスとなっても、周波数補償と重なり角補償とに
より逆変換器側サイリスタに十分な転流余裕時間ｔγを
与え、転流失敗の危険性を解消するものである。高周波
誘導炉５の溶解特性は、溶解材料の加熱、溶解と共に炉
インピーダンスが定格インピーダンスに接近し、周波数
も又、加熱、溶解と共に上昇し定格周波数に接近する。
従って、溶解進行と共に、周波数補償と重なり角補償は
漸減するため、インバータの出力力率が上昇し溶解材料
が溶湯の時フルパワーが炉に印加できる事を特徴とし、
炉の操業パターンにマッチする利点がある。
効果が得られる。高周波誘導炉５の金属溶解過程で炉５
の共振周波数が定格の1/2に低下し、かつ、炉５のイン
ピーダンスが定格インピーダンスに対して30％の低イン
ピーダンスとなっても、周波数補償と重なり角補償とに
より逆変換器側サイリスタに十分な転流余裕時間ｔγを
与え、転流失敗の危険性を解消するものである。高周波
誘導炉５の溶解特性は、溶解材料の加熱、溶解と共に炉
インピーダンスが定格インピーダンスに接近し、周波数
も又、加熱、溶解と共に上昇し定格周波数に接近する。
従って、溶解進行と共に、周波数補償と重なり角補償は
漸減するため、インバータの出力力率が上昇し溶解材料
が溶湯の時フルパワーが炉に印加できる事を特徴とし、
炉の操業パターンにマッチする利点がある。
又、本発明により前述の使用条件下でも、インバータ
の転流余裕時間を必要以上に大きく設定する必要がない
ため電源容量を小さくする事ができるため、経済的に有
利となる。
の転流余裕時間を必要以上に大きく設定する必要がない
ため電源容量を小さくする事ができるため、経済的に有
利となる。
前述の実施例では、周波数捕償は、定格周波数で補償
をゼロとしたが、定格周波数まで周波数補償を実施する
必要はなく、定格周波数の70％程度まで周波数補償実施
し、70％以上は重なり角補償と転流余裕時間一定制御で
も、逆変換器のサイリスタに印加される逆電圧は であり、逆電圧が低すぎる事はない。周波数補償を定格
周波数の70％でゼロとした場合はインバータの出力力率
が周波数補償分上昇するため、負荷率が改善され溶解の
原単位が良くなる利点がある。
をゼロとしたが、定格周波数まで周波数補償を実施する
必要はなく、定格周波数の70％程度まで周波数補償実施
し、70％以上は重なり角補償と転流余裕時間一定制御で
も、逆変換器のサイリスタに印加される逆電圧は であり、逆電圧が低すぎる事はない。周波数補償を定格
周波数の70％でゼロとした場合はインバータの出力力率
が周波数補償分上昇するため、負荷率が改善され溶解の
原単位が良くなる利点がある。
［発明の効果］ 以上述べた本発明によれば、逆電圧不足、転流余裕時
間不足に起因する転流失敗がなくなる負荷転流形インバ
ータの制御装置を提供できる。
間不足に起因する転流失敗がなくなる負荷転流形インバ
ータの制御装置を提供できる。
第１図は本発明による負荷転流形インバータの制御装置
の一実施例を示すブロックダイヤグラム、第２図は第１
図の一実施例を説明するためのβ角制御基準電圧との関
係を示す図、第３図は一般的な負荷転流形インバータの
システム構成図、第４図は従来の負荷転流形インバータ
の制御装置の一例を示すブロックダイヤグラム、第５図
は第４図の各ブロックの波形説明図、第６図は第３図の
インバータの出力電圧および出力電流は特性図である。 １……順変換器、２……直流リアクトル、３……逆変換
器、４……力率改善コンデンサ、５……高周波誘導炉、
5a……炉抵抗、5b……炉インダクタンス、６……インバ
ータ制御回路、61……零点検出回路、62……三角波発生
器、63……三角波リセット回路、64……サンプルホール
ド回路、65……重なり角補償回路、66……レベル一致回
路、67……F/V変換回路、68……周波数補償回路、69…
…リミッター、6a……高周波出力電圧、6b……零点検出
パルス、6c……三角波リセットパルス、6d……三角波、
6e……サプルホールド電圧、6f……サンプルホールド三
角波、6g……β角制御基準電圧、6h……ゲートパルス信
号、6j……重なり角補償出力（e1）、6k……周波数補償
出力（e2）、7a……定格周波数時のサンプルホールド三
角波、7b……1/2定格周波数時のサンプルホールド三角
波、8a……30％インピーダンス特性、8b……100％イン
ピーダンス特性、8c……200％インピーダンス特性。
の一実施例を示すブロックダイヤグラム、第２図は第１
図の一実施例を説明するためのβ角制御基準電圧との関
係を示す図、第３図は一般的な負荷転流形インバータの
システム構成図、第４図は従来の負荷転流形インバータ
の制御装置の一例を示すブロックダイヤグラム、第５図
は第４図の各ブロックの波形説明図、第６図は第３図の
インバータの出力電圧および出力電流は特性図である。 １……順変換器、２……直流リアクトル、３……逆変換
器、４……力率改善コンデンサ、５……高周波誘導炉、
5a……炉抵抗、5b……炉インダクタンス、６……インバ
ータ制御回路、61……零点検出回路、62……三角波発生
器、63……三角波リセット回路、64……サンプルホール
ド回路、65……重なり角補償回路、66……レベル一致回
路、67……F/V変換回路、68……周波数補償回路、69…
…リミッター、6a……高周波出力電圧、6b……零点検出
パルス、6c……三角波リセットパルス、6d……三角波、
6e……サプルホールド電圧、6f……サンプルホールド三
角波、6g……β角制御基準電圧、6h……ゲートパルス信
号、6j……重なり角補償出力（e1）、6k……周波数補償
出力（e2）、7a……定格周波数時のサンプルホールド三
角波、7b……1/2定格周波数時のサンプルホールド三角
波、8a……30％インピーダンス特性、8b……100％イン
ピーダンス特性、8c……200％インピーダンス特性。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導加熱用負荷転流形インバータに於い
て、 このインバータの出力周波数を電圧信号に変換する変換
回路と、 この変換回路の出力を入力し、前記インバータの出力周
波数が低下したとき、 転流余裕時間の補償を行う周波数補償回路と、 前記インバータの出力を入力し重なり角の補償を行う重
なり角補償回路と、 この重なり角補償回路の出力と、前記周波数補償回路の
出力をβ角制御基準電圧に加える手段と、 を具備した負荷転流形インバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2340404A JP2909202B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 負荷転流形インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2340404A JP2909202B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 負荷転流形インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04208077A JPH04208077A (ja) | 1992-07-29 |
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