JP4729692B2 - 電源高調波対応誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、負荷転流型サイリスタ式インバータを用いた高周波インバータ誘導加熱装置において、三相商用電源である電源側の高調波成分（特に３倍及び６倍周波数）と高周波インバータ側の出力周波数が接近した時に共振現象を起こし、結果として出力電圧がビートを打つ現象が発生し、転流余裕時間以上にサイリスタに対して負電圧を印加できないことで、転流失敗するサイクルを生成させないサイリスタ制御電圧印加対応を備えた誘導加熱装置に関する。

従来、誘導加熱装置に用いる高周波インバータは、電流型インバータであり、その主回路は順変換器、直流リアクトル、逆変換器とから構成されていた。これらの要素は以下のような動作を行う。

順変換器は三相商用電源から直流電圧を生成する。直流リアクトルは順変換器で生成された直流電圧のリップルを除去し、逆変換器に電力を供給する。

逆変換器は負荷共振周波数に応じた高周波電力を加熱コイルに供給する。その逆変換器は負荷転流型サイリスタ式インバータであるため、サイリスタ素子で規定される転流余裕時間以上に負電圧をこれまで点弧していたサイリスタに印加することで、サイリスタ内のストレージキャリアを除去して、サイリスタは絶縁能力を回復する。その際には転流用無効電力は高周波整流装置部に設置される力率改善コンデンサから供給されることとなる。

従来、以上の構成におけるインバータは、順変換器と逆変換器を介して負荷の加熱コイルに電力を供給しているため、各変換器の動作によってその主回路には商用電源側から直流電荷が常時流入しており、出力周波数が電源周波数の３倍及び６倍の時に主回路に重畳する直流電荷は最大となる。

前記主回路に直流電荷が重畳することで、以下の問題が発生していた。
（１）出力電圧検出用変圧器が直流偏磁され、加熱・焼損する。
（２）逆変換器を転流するのに十分な負電圧を印加することができないため、サイリスタは絶縁能力を回復できず、次のサイクルが印加され、転流が失敗する。さらに、最悪時は過電流によりサイリスタ破損に至る。

特許文献１は、前述したように転流が失敗しその誘導加熱装置のサイリスタインバータが異常停止した場合に自動的に再起動させる制御回路を設けた発明である。

しかし、この発明ではインバータの各サイクル毎の出力電圧の最高値を常時検出していないので、制御回路は三相商用電源の高調波成分に対応することができなかった。

特開平１１−１１３２６８号公報（第２、３頁、第１図）

本発明は、前述の問題点を解決するため、主回路に重畳する直流電荷を放電させて安定した主回路運転を行う電源高調波対応誘導加熱装置を提供することを課題とする。
詳しくは、インバータの出力電圧を電気角（或いは位相角）度の関係として常時検出し、各半サイクル（１８０度）毎に「ゼロ点」からの最大値を記憶し、その差分を算出して次のサイクルにおけるサイリスタに対するゲート信号の点弧タイミング電気角又は位相角を変更する加算を制御信号に行う手段を備えた電源高調波対応誘導加熱装置を提供する。

前記課題を解決するため、本発明の電源高調波対応誘導加熱装置は、三相商用電源から直流電圧を生成する順変換器と、その順変換器で生成された直流電圧のリプルを除去し逆変換器に電力供給する直流リアクトルと、負荷共振周波数に応じた高周波電力を加熱コイルに供給する単相インバータ構成の逆変換器と、その加熱コイルの遅れ力率を進み方向に改善させると共に、前記逆変換器に転流用無効電力を供給する力率改善コンデンサと、を少なくとも備えた誘導加熱装置において、
前記順変換器、逆変換器をそれぞれ構成する各サイリスタを点弧させるタイミング制御を行うと共に、過電圧或いは過電流から前記サイリスタを保護する制御を行う制御回路部とをさらに備え、
前記制御回路部は、前記逆変換器からのインバータ出力電圧に同期を取り、正負交互に出力する各半サイクル（１８０度）毎に三角波ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）信号を生成するＰＬＬ回路と、
位相角度の進行につれて前記三角波ＰＬＬ信号値上昇中に予め定めた基準信号値Ｋに交叉したとき、逆変換器のＵ相ペアサイリスタ、Ｖ相ペアサイリスタへ交互に次の半サイクルを点弧させるようにゲート電極へその位置角度で制御信号を送る点弧制御信号出力手段と、
前記逆変換器のＵ相ペアサイリスタによる半サイクルのインバータ出力電圧の最高値Ｖ１を検出して制御回路部内の記憶部又はサンプル＆ホールド回路Ｘ１に記憶し、次のＶ相ペアサイリスタによる半サイクルのインバータ出力電圧の最高値Ｖ２を検出して、記憶部又はサンプル＆ホールド回路Ｘ２に記憶し、順次繰り返すインバータ出力電圧検出手段と、
半サイクル検出毎に記憶部又はサンプル＆ホールド回路Ｘ１、Ｘ２のインバータ出力電圧Ｖ１、Ｖ２の値を比較し、もし、Ｖ１＜Ｖ２であれば、その時のサイリスタ点弧タイミングを早め、Ｖ１＞Ｖ２であれば、その時のサイリスタの点弧タイミングを遅くする点弧タイミング変更手段と、を備えることを特徴とする。

また、前記点弧タイミング変更手段は、前記半サイクル検出毎のインバータ出力電圧Ｖ１、Ｖ２の値の差分値Ｖ１−Ｖ２＝ΔＶを算出する手段と、
この差分ΔＶをあらかじめ定めた前記基準信号値Ｋ二加算する手段と、
位相角度の進行につれて前記三角波ＰＬＬ信号値上昇中に前記加算された基準信号値（Ｋ＋ΔＶ）に交叉したときの、その位置角度で制御信号を送る変更点弧制御信号出力手段とからなることを特徴とする。

本発明の電源高調波対応誘導加熱装置によれば、逆変換器の点弧を電源高調波により生成される直流電荷に応じて可変制御することで主回路電源の交流条件を成立させる。すなわち、サイリスタの出力電圧半サイクル毎に主回路に重畳する直流電荷を放電させることにより電源高調波に対応した安定した主回路の稼動を行わせることができる。

本発明の高周波対応誘導加熱装置の実施例を図面に基づいて説明する。図１は本発明の電源高調波対応誘導加熱装置の構成を示す図である。

図において、１は三相商用電源、２は順変換器であり、サイリスタ（２１〜２６）からなり、三相商用電源１を基に直流電圧を生成する。３は、直流リアクトルであり、順変換器２に生成された直流電圧のリップル分を除去する。

逆変換器４はサイリスタ（４１〜４４）からなり、その逆変換器４や負荷破損時の過電流の急激な流出を前記直流リアクトル３により抑制する。

前記逆変換器４は単相インバータ構成であり、負荷周波数に応じて加熱コイル６に高周波電力を供給する。

５は、力率改善用コンデンサであり、加熱コイル６の遅れ力率を進み方向に改善すると共に、逆変換器４のサイリスタ（４１〜４４）へ転流用無効電力を供給する。

前記加熱コイル６は、例えば炉内に鉄等の金属材料が投入されたとき、逆変換器４構成のインバータから高周波電力を供給されることで、炉内の金属材料に「うず電流」を発生させ、金属材料間に流れる電流によるジュール熱によって金属材料を昇温・溶解させる。

７は、制御回路部であり、順変換器２、逆変換器４の各サイリスタ（２１〜２６）、（４１〜４４）を点弧させるタイミング制御を行うと共に、過電圧・過電流かそれらのサイリスタを保護する。

以上の回路構成の誘導加熱装置において、三相商用電源１の３倍及び６倍周波数（例：５０Ｈｚ時には５０Ｈｚ×６＝３００Ｈｚ）と高周波側の出力周波数が接近したときに共振を起こし、結果としてその高周波出力電圧が図２に示すようなビートを打つ現象が発生する。

このビート現象がトリガーとなることで、Ｐ−Ｎ間電圧の不揃いが発生する。転流余裕時間が少なくなり転流失敗に至る。図３はＰ−Ｎ間電圧波形を示す図で、直流電荷が重畳することで転流余裕時間が変動し、転流余裕時間＜ターンオフ時間になると、最悪転流失敗する。

なお、Ｐ−Ｎ間電圧は、図１に示したように逆変換器４のインバータのサイリスタ４１、４２のアノード側をＰ端子とし、サイリスタ４３，４４のカソード側をＮ端子とし、それらＰ−Ｎ端子間の電圧である。

そのＰ−Ｎ間電圧不揃いの原因は、そのインバータの主回路に残留電荷が重畳することで「直流分としての電圧」が出力電圧と重畳されるからである。

逆変換器４は力率調整用コンデンサ５から無効電力を供給して転流しており、逆変換器４に使用するサイリスタ（４１〜４４）のターンオフ時間Ｔｑ以上に、負電圧期間をこれまでオン状態であったサイリスタに印加することで、そのサイリスタはストレージキャリアを吐き出し絶縁能力を回復するのが通常の動作である。

しかし、前述のように、出力電圧に直流電圧が重畳することで、主回路のＰ−Ｎ間電圧のゼロ点が一定周期で変動し、サイリスタ固有の転流余裕時間Ｔｑ以上の負電圧が印加できないことで、サイリスタは絶縁能力を回復できずに転流失敗する。

通常の誘導加熱装置におけるインバータの点弧タイミングは、制御回路部７内のＰＬＬ〔Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ〕回路で主回路電圧と同期を取ってＰＬＬ信号三角波を生成しており、このＰＬＬ信号と予め定めた基準信号との交叉点の位相角でサイリスタへのゲート信号を生成する設定をする制御信号によって、次のインバータ出力電圧を出力させる。その状態を図４に示す。図４はインバータ点弧タイミング（１）を示す図である。

制御回路部７は、そのインバータ出力電圧を常時検出しており、最初の検出電圧Ｖ１を制御回路部７内のサンプル＆ホールド回路或いは記憶部に記憶し、次の検出電圧Ｖ２も同様にサンプル＆ホールド回路或いは記憶部に記憶する。

ここで、Ｖ１＜Ｖ２であれば、制御回路部７は今回のサイリスタ点弧タイミングを早め、逆にＶ１＞Ｖ２であれば、サイリスタの点弧タイミングを遅くする。

次に、点弧タイミングの設定は以下のように制御回路部７内のプログラム手段で行う。

そのプログラム手段は、前記記憶されたメモリーからＶ１、Ｖ２を読み出し、Ｖ１、Ｖ２の差分ΔＶを算出し、その差分値を前記所定の基準信号に加算されて補正した制御信号を出力する。

その状態を図５に示す。図５は本発明のインバータの点弧タイミング（２）を示す図である。図５ではインバータ出力電圧がゼロ点（破線で示す）に対して検出し、記憶されたＶ１、Ｖ２、出力電圧に同期したＰＬＬ信号、ＰＬＬ信号と比較するための基準信号、比較動作によって生成されたゲート信号を示す。

次の半サイクルでＶ２が検出され、Ｖ１＜Ｖ２であるので、今回の基準信号を低下させ、すなわちＰＬＬ信号との交叉が補正しない場合より早く起こるようにしてゲート信号のタイミング（点弧タイミング）を早くしている。

図６のＰＮ電圧波形に示すように、点弧タイミングを早くして、Ｖ２の半サイクルにおける転流余裕時間が不足しないようになり、転流失敗は起こらない。

以上のように、インバータのゲートタイミングを可変させる動作によって、図６に示すように出力電流の交流条件（正＝負）を同一にすることで主回路に重畳する残留電荷を吐き出してインバータの転流失敗とインバータ出力電圧検出変圧器（ＶＴ）の直流偏磁を防止する。

本方式は、インバータと加熱コイル間のマッチング方式（ＨＭＴ方式、コンデンサ倍電圧方式）に関わらず主回路に重畳する残留電荷の放電が可能である。

本発明の電源高調波対応誘導加熱装置の構成を示す図である。 出力電圧のビート現象を示す図である。 ＰＮ電圧波形を示す図である。 インバータの点弧タイミング（１）を示す図である。 本発明のインバータの点弧タイミング（２）を示す図である。 電源の交流条件を示す図である。

符号の説明

１ 三相商用電源
２ 順変換器
３ 直流リアクトル
４ 逆変換器
５ 力率改善コンデンサ
６ 加熱コイル
７ 制御回路部

Claims (2)

1. 三相商用電源から直流電圧を生成する順変換器と、その順変換器で生成された直流電圧のリプルを除去し逆変換器に電力供給する直流リアクトルと、負荷共振周波数に応じた高周波電力を加熱コイルに供給する単相インバータ構成の逆変換器と、その加熱コイルの遅れ力率を進み方向に改善させると共に、前記逆変換器に転流用無効電力を供給する力率改善コンデンサと、を少なくとも備えた誘導加熱装置において、
   前記順変換器、逆変換器をそれぞれ構成する各サイリスタを点弧させるタイミング制御を行うと共に、過電圧或いは過電流から前記サイリスタを保護する制御を行う制御回路部とをさらに備え、
   前記制御回路部は、前記逆変換器からのインバータ出力電圧に同期を取り、正負交互に出力する各半サイクル（１８０度）毎に三角波ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）信号を生成するＰＬＬ回路と、
   位相角度の進行につれて前記三角波ＰＬＬ信号値上昇中に予め定めた基準信号値Ｋに交叉したとき、逆変換器のＵ相ペアサイリスタ、Ｖ相ペアサイリスタへ交互に次の半サイクルを点弧させるようにゲート電極へその位置角度で制御信号を送る点弧制御信号出力手段と、
   前記逆変換器のＵ相ペアサイリスタによる半サイクルのインバータ出力電圧の最高値Ｖ１を検出して制御回路部内の記憶部又はサンプル＆ホールド回路Ｘ１に記憶し、次のＶ相ペアサイリスタによる半サイクルのインバータ出力電圧の最高値Ｖ２を検出して、記憶部又はサンプル＆ホールド回路Ｘ２に記憶し、順次繰り返すインバータ出力電圧検出手段と、
   半サイクル検出毎に記憶部又はサンプル＆ホールド回路Ｘ１、Ｘ２のインバータ出力電圧Ｖ１、Ｖ２の値を比較し、もし、Ｖ１＜Ｖ２であれば、その時のサイリスタ点弧タイミングを早め、Ｖ１＞Ｖ２であれば、その時のサイリスタの点弧タイミングを遅くする点弧タイミング変更手段と、を備えることを特徴とする電源高調波対応誘導加熱装置。
2. 前記点弧タイミング変更手段は、前記半サイクル検出毎のインバータ出力電圧Ｖ１、Ｖ２の値の差分値Ｖ１−Ｖ２＝ΔＶを算出する手段と、
   この差分値ΔＶをあらかじめ定めた前記基準信号値Ｋに加算する手段と、
   位相角度の進行につれて前記三角波ＰＬＬ信号値上昇中に前記加算された基準信号値（Ｋ＋ΔＶ）に交叉したときの、その位置角度で制御信号を送る変更点弧制御信号出力手段とからなることを特徴とする請求項１記載の電源高調波対応誘導加熱装置。
   

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