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JP3391271B2 - 高周波用低損失電極 - Google Patents
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JP3391271B2 - 高周波用低損失電極 - Google Patents

高周波用低損失電極

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JP3391271B2
JP3391271B2 JP24699198A JP24699198A JP3391271B2 JP 3391271 B2 JP3391271 B2 JP 3391271B2 JP 24699198 A JP24699198 A JP 24699198A JP 24699198 A JP24699198 A JP 24699198A JP 3391271 B2 JP3391271 B2 JP 3391271B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主として無線通信
に利用されるマイクロ波・ミリ波帯の伝送線路や共振器
に用いられる高周波用低損失電極と、それを用いた伝送
線路及び高周波共振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】高周波で使用されるマイクロ波ＩＣやモ
ノリシックマイクロ波ＩＣでは、製造が容易であり小型
軽量化が図れるストリップ線路やマイクロストリップ線
路が一般的に用いられる。また、その共振器としては、
上述の線路を１／４波長又は１／２波長の長さに設定し
た共振器、又は円形の導体を用いた円形共振器等が使用
される。これらの線路の伝送損失や共振器の無負荷Ｑ
は、主として導体の損失により決定されることから、マ
イクロ波ＩＣやモノリシックマイクロ波ＩＣの性能の良
否は、導体損失をいかに減らすかにかかっている。
【０００３】これらの線路や共振器は、銅や金等の導電
率の高い導体を用いて構成される。しかしながら、金属
の導電率は材料固有のものであって、導電率の高い金属
を選択して電極を形成して損失を低減することには一定
の限界がある。そこで、マイクロ波やミリ波の高周波で
は、表皮効果により電極表面に電流が集中し導体におけ
る損失の大半は導体の表面近傍（縁端部）で失われるこ
とに着目し、導体損失を電極の構造面から低減する検討
がなされている。例えば、特開平８−３２１７０６号公
報には、一定幅の線状導体を一定間隔を保って伝播方向
に対して平行に複数形成して導体損失を低減する構造が
開示されている。また、特開平１０−１３１１２号公報
には、電極の端部を複数に分割して端部に集中する電流
を分散させて導体損失を低減するものが開示されてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開平
８−３２１７０６号公報に開示されたように、電極全体
を、等しい幅の複数の導体で分割する方法では、電極の
有効断面積が低下して効果的に導体損失を低減すること
ができないという問題点があった。また、特開平１０−
１３１１２号公報に開示された、電極の端部を実質的に
等しい幅の複数の副導体に分割する方法は、電流集中を
緩和し、導体損失を低減する一定の効果はあるが、その
効果は十分であるとは認められない。
【０００５】そこで、本発明は効果的にかつ十分導体損
失を低減することができる高周波用低損失電極を提供す
ることを第１の目的とする。
【０００６】また、本発明は上記高周波用低損失電極を
用いた損失の小さい伝送線路、高周波共振器、高周波フ
ィルタ、アンテナ共用器及び通信装置を提供することを
第２の目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、縁端部を複数
の副導体に分割した電極において、上記副導体の幅を一
定の法則に従って設定することにより、効果的に導体損
失を低減することができることを見出して完成したもの
である。すなわち、本発明に係る第１の高周波用低損失
電極は、主導体と、該主導体の側面に沿って形成された
２以上の副導体とを備えた高周波用の電極であって、上
記主導体と該主導体に隣接する副導体との間及び隣接す
る副導体間に副誘電体が設けられており、上記副導体の
うち外側に位置する副導体ほど、上記外側に向う方向の
幅が狭くなるようにしたことを特徴とする。
【０００８】また、本発明に係る第１の高周波用低損失
電極においては、上記副導体のうち最も外側に位置する
副導体の上記幅を、使用周波数における表皮深さδの
（π／２）倍より狭くなるように設定することが好まし
い。これによって、最も外側に位置する副導体における
無効電流を小さくできる。また、最も外側に位置する副
導体における無効電流を小さくするために該副導体の上
記幅を、使用周波数における表皮深さδの（π／３）倍
より狭くなるように設定することがさらに好ましい。
【０００９】さらに、本発明に係る第１の高周波用低損
失電極においては、全ての副導体における無効電流を小
さくするために、上記各副導体の上記幅を使用周波数に
おける表皮深さδの（π／２）倍より狭くなるように設
定することが好ましい。
【００１０】またさらに、本発明に係る第１の高周波用
低損失電極においては、上記複数の副導体を外側に位置
する副導体ほど厚さが薄くなるようすることが好まし
い。これによって、より効果的に導体損失を低減するこ
とができる。
【００１１】また、本発明に係る第１の高周波用低損失
電極においては、各副導体に実質的に同位相の電流を流
すために、隣接する副導体の幅に対応して、上記主導体
と該主導体に隣接する副導体との間隔及び隣接する副導
体間の間隔を、外側に位置する間隔ほど狭くすることが
好ましい。
【００１２】さらに、本発明に係る第１の高周波用低損
失電極においては、各副導体に実質的に同位相の電流を
流すために、隣接する副導体の幅に対応して、上記複数
の副誘電体のうち外側に位置する副誘電体ほど誘電率を
低くすることが好ましい。
【００１３】また、本発明に係る第２の高周波用低損失
電極は、主導体と、該主導体の側面に沿って形成された
複数の副導体を備えた高周波用の電極であって、上記主
導体と該主導体に隣接する副導体との間及び隣接する副
導体間に副誘電体が設けられており、上記複数の副導体
を外側に位置する副導体ほど厚さが薄くなるようにし、
上記副導体のうち少なくとも１つにおける上記外側に向
う方向の幅を、使用周波数における表皮深さδの（π／
２）倍より狭くなるように設定したことを特徴とする。
これによって、使用周波数における表皮深さδの（π／
２）倍より狭くなるように幅が設定された副導体におけ
る無効電流を小さくでき、効果的に導体損失を低減でき
る。
【００１４】また、本発明に係る第２の高周波用低損失
電極においては、より無効電流を小さくするために、上
記副導体のうち少なくとも１つの上記幅を、使用周波数
における表皮深さδの（π／３）倍より狭くなるように
設定することがさらに好ましい。
【００１５】また、本発明に係る第２の高周波用低損失
電極においては、効果的に上記副導体のうちの最も外側
に位置する副導体の上記幅を、使用周波数における表皮
深さδの（π／２）倍より狭くなるように設定すること
が好ましい。
【００１６】さらに、本発明に係る第２の高周波用低損
失電極においては、上記副導体のうちの最も外側に位置
する副導体の上記幅を、使用周波数における表皮深さδ
の（π／３）倍より狭くなるように設定することがさら
に好ましい。
【００１７】さらに、本発明に係る第１と第２の高周波
用低損失電極においては、上記主導体が、薄膜導体と薄
膜誘電体とが交互に積層された薄膜多層電極であること
が好ましい。
【００１８】また、本発明に係る第１と第２の高周波用
低損失電極においては、上記主導体及び上記副導体のう
ち１つ以上が超伝導体で形成されていることが好まし
い。
【００１９】また、本発明に係る第１の高周波共振器
は、上記第１又は第２の高周波用低損失電極を用いて構
成されたことを特徴としている。
【００２０】さらに、本発明に係る第１の高周波伝送線
路は、上記第１又は第２の高周波用低損失電極を用いて
構成されたことを特徴としている。
【００２１】またさらに、本発明に係る第２の高周波共
振器は、上記第１の高周波伝送線路を１／４波長の整数
倍の長さに設定して構成されたことを特徴としている。
【００２２】また、本発明に係る高周波フィルタは、上
記第１又は第２の高周波共振器を用いて構成されたこと
を特徴としている。
【００２３】また、本発明に係るアンテナ共用器は、上
記高周波フィルタを用いて構成されたことを特徴として
いる。さらに、本発明に係る通信装置は、上記高周波フ
ィルタ又は上記アンテナ共用器を用いて構成されたこと
を特徴としている。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る実施の形態の
高周波用低損失電極について説明する。図１は実施の形
態の高周波用低損失電極１を用いたトリプレート型のス
トリップラインを示しており、該ストリップラインは断
面が方形の誘電体２の中央部に所定の幅の高周波用低損
失電極１が形成され該高周波用低損失電極１と平行に接
地導体３ａ，３ｂが形成されて構成される。本実施の形
態の高周波用低損失電極１は、図１において拡大して示
すように、その端部を副導体２１，２２，２３に分割し
て形成することによって端部における電界の集中を分散
させ、高周波における導体損失を小さくしている。尚、
本実施の形態の高周波用低損失電極１において、副導体
２３は副誘電体３３を介して主導体２０に隣接するよう
に形成され、以下外側に向かって順次、副誘電体３２、
副導体２２、副誘電体３１、副導体２１の順に形成され
ている。
【００２５】ここで、特に実施の形態の高周波用低損失
電極１においては、副導体２１，２２，２３及び副誘電
体３１，３２，３３は主導体２０から離れて位置するほ
ど幅が狭くなるように構成し、かつ各副導体２１，２
２，２３の幅を、使用周波数の表皮深さδのπ／２倍以
下になるように形成し、しかも各副導体２１，２２，２
３に流れる電流が互いに実質的に同位相となるように、
各副誘電体３１，３２，３３の幅を設定したことを特徴
とする。これによって、本実施の形態の高周波用低損失
電極１は、詳細後述するように従来例の略均一の幅の副
導体を備えた多線電極に比較して低損失にできる。以
下、本実施の形態の高周波用低損失電極１について、各
副導体の線幅及び各副誘電体の幅の設定方法を含め、詳
細に説明する。
【００２６】１．各副導体における電流とその位相 （導体内部における電流密度とその位相）一般的に高周
波では表皮効果により導体内部における電流密度関数Ｊ
（ｚ）は、次の数１で表される。数１において、ｚは表
面を基準（０）とした深さ方向の距離であり、δは角周
波数ω（＝２πｆ）における表皮深さであり数２で表さ
れる。また、σは導電率であり、μ0は真空中の透磁率
である。従って、導体の内部では、図２に示すように表
面から内部に侵入するほど電流密度は減少する。
【００２７】
【数１】
【数２】
【００２８】従って、電流密度の振幅絶対値は、次の数
３で表され、ｚ＝δのときに、１／ｅに減衰する。ま
た、電流密度の振幅位相は、数４で表され、ｚが大きく
なる（すなわち表面から内部に侵入する）につれて、位
相は、マイナス側で大きくなり、ｚ＝δ（表皮深さ）の
とき、表面から１ｒａｄ（約６０°）減少する。
【００２９】
【数３】
【数４】
【００３０】従って、電力損失Ｐlossは、抵抗率ρ＝１
／σを用いて次の数５で表される。尚、十分厚い導体に
おける全電力損失Ｐ0 lossは数６で表されるので、ｚ＝
δのときに、全電力損失Ｐ0 lossの（１−ｅ-2）＝８
６．５％が失われることになる。
【００３１】
【数５】
【数６】
【００３２】また、電流密度関数Ｊ（ｚ）を用いて、表
面電流Ｋは次の数７で与えられる。この表面電流Ｋは、
導体表面における磁界（以下、表面磁界という。）の接
線成分と一致する物理量であり、表面磁界と同一の位相
と表面磁界と同一のＡ／ｍの次元を有する。
【００３３】
【数７】
【００３４】数７の関係式から明らかなように、表面電
流Ｋ（すなわち表面磁界）の位相が０度となる時刻で見
たとき、表面における電流密度Ｊ0の位相は、４５°と
なる。従って、導体の内部における電流密度関数Ｊ
（ｚ）の位相は、模式的に表すと図３に示すように表す
ことができる。また、電流密度Ｊ0の位相が、４５度で
あると、表面電流Ｋは次の数８で与えられる。
【００３５】
【数８】
【００３６】また、仮に、電流密度振幅の位相が深さに
よって変化しない（直流的ふるまいする）とすると、表
面電流は次の数９で表される。
【００３７】
【数９】
【００３８】この数８と数９を比較すると、高周波にお
ける表面電流Ｋは、直流電流の表面電流Ｋ’に比較して
１／√２＝７０．７％に減少している。これは、無効な
電流が流れたためであると解釈される。このことは、数
９に基づいて計算された全電力損失も数５で表されるこ
とから確認できる。逆に表面電流が一致する様に数９の
電流密度を１／√２倍すれば、同じ表面電流を実現する
条件下で全電力損失は（１／√２）2＝１／２＝５０％
になる。従って、電流密度の位相を０度に一致させかつ
導体の内部においても位相が変化しないという、理想的
な極限において、電力損失は５０％に減少させることが
できるが、実際には上述したように、導体内部では電流
密度の位相が減少するために、上述の理想状態を実現す
ることは困難である。
【００３９】（各副導体における電流とその位相）しか
しながら、副導体と副誘電体とを交互に配置した多線構
造では、誘電体の内部では電流密度の位相が増加すると
いう現象を利用して、図４に示すように±θの範囲で位
相が周期的に変化する周期構造を実現することができ
る。すなわち、本実施の形態の高周波用低損失電極１
は、上記周期構造において、θの値を小さく設定するこ
とにより、副導体内部の電流密度の位相が０を中心に比
較的小さい範囲で周期的に変化する構造を実現して無効
電流を小さくすることを１つの特徴とするものである。
【００４０】従って、以上の考察から本実施の形態の高
周波用低損失電極１が満足すべき好ましい要件として以
下の２点を導くことができる。 （１）副導体の線幅を、電流密度の位相の変化幅（２
θ）が小さくなるように設定する。上記説明から明らか
なように、副導体の線幅は狭いほど、位相の変化幅を小
さくでき、上述の理想状態に近づけることができるが、
現実には製造コスト等を考慮して、好ましくは、θ≦９
０°に設定し、さらに好ましくはθ≦４５°になるよう
に設定する。尚、副導体の線幅をπδ／２以下に設定す
ることによりθ≦９０°とでき、副導体の線幅をπδ／
４以下に設定することによりθ≦４５°とできる。 （２）副誘電体の幅を、電流が進入する側に位置する副
導体において変化した電流密度の位相を打ち消すような
幅に設定する。
【００４１】２．多線構造の等価回路による取り扱い 以下、本発明に係る高周波用低損失電極１の多線構造電
極について、簡略化したモデル的な構造をもとに説明す
る。図５（ａ）は、以下の説明に用いる比較的解析の容
易なトリプレート型のストリップラインモデルを示す図
であって、該モデルは誘電体１０２の中に断面が方形の
ストリップ導体１０１が設けられて構成される。また、
このストリップ導体１０１は、図５（ｂ）に示すように
その断面が上下左右に対称に構成され、さらに図５
（ｃ）に示すように、端部が多線構造を有しかつ厚さ方
向に多層で構成されているものとする。すなわち、スト
リップ導体１０１は、端部の断面において、副導体
（１，１），（２，１），（３，１）・・・が厚さ方向
に配列し、副導体（１，１），（１，２），（１，３）
・・・が幅方向に配列したマトリクス構造を形成するよ
うに多数の副導体により形成されているものとする。
【００４２】図５（ｃ）に示した多層多線モデルの２次
元等価回路は、図６に示すように表すことができる。図
６において、Ｆｃｘは導体の幅方向の縦続接続行列であ
り、Ｆｃｙ導体の厚み方向の縦続接続行列であり、Ｆｃ
ｘ、及びＦｃｙの後ろには、各副線路に対応した符号
（１，１）（１，２）・・・・を付している。また、Ｆ
ｔは各線における誘電体層の縦続接続行列であり上層か
ら順に数字を付し、Ｆｓは隣接導体線の幅方向の縦続接
続行列であり外側から順に数字を付している。ここで、
縦続接続行列Ｆｃｘ、Ｆｃｙ、Ｆｔ、Ｆｓはそれぞれ次
の数１〜数４で表される。尚、数１０〜１３において、
Ｌ、ｇは各副導体の幅及び厚さを示し、Ｓは隣接する各
副導体の間の副誘電体の幅を示す。従って、縦続接続行
列Ｆｃｘ、Ｆｃｙ、Ｆｔ、Ｆｓはそれぞれ、各副導体の
幅及び厚さ、各副誘電体の幅に対応したものとなる。こ
こで、Ｚｓは導体の表面（特性）インピーダンスであ
り、Ｚｓ＝（１＋ｉ）√｛（ωμ0）／（２σ）｝とな
る。
【００４３】
【数１０】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
【００４４】従って、理論的には、図６の２次元等価回
路に基づいて接続行列の演算を行い、各副導体の表面イ
ンピーダンスの実部（抵抗成分）が最小になるように各
副導体の線幅Ｌと厚さｇ、各副誘電体の幅Ｓ又は厚さｔ
を設定すればよい。しかしながら、図６の２次元等価回
路に基づいて上述の条件の基で各副導体の線幅Ｌと厚さ
ｇ、各副誘電体の幅Ｓ又は厚さｔを解析的に求めること
は困難である。そこで、本発明者らは、図６の等価回路
における幅方向の１次元モデルである図７の等価回路を
用いて、各副導体の表面インピーダンスの実部（抵抗成
分）が最小となる条件で数１４に示す漸化式を得、その
漸化式を満足するパラメータｂと数１５及び数１６とに
基づいて副導体の線幅Ｌと副誘電体の幅Ｓとを設定し
た。ここで、図７の等価回路は、図６の等価回路を単層
にしかつその単層において厚さ方向を考慮していない１
次元モデルである。
【００４５】
【数１４】
【数１５】
【数１６】
【００４６】以上のようにして副導体の線幅Ｌと副誘電
体の幅Ｓとを設定し、有限要素法を用いて高周波におけ
る導体損失を評価したところ、各副導体の線幅Ｌと各副
誘電体の幅Ｓそれぞれ互いに同一に設定した場合に比較
して、低損失にできることが確認された。尚、副導体の
線幅Ｌと副誘電体の幅Ｓとを設定するにあたり、ｂ1、
Ｌ1、Ｓ1の初期値はあらかじめ与える必要がある。本発
明では、各副導体において、電流密度の位相が±９０°
又は±４５°の範囲になるように初期値を設定すること
が好ましい。尚、図７の１次元モデルを用いた解析の結
果、表面抵抗を最小にするためには、初期値として与え
るＬ１とＳ１の間に一定の満足すべき関係が導かれ、こ
の関係を満足するようにＬ１とＳ１とを与えると、各副
導体において実質的に同位相の電流が流れることにな
る。すなわち、回路論的検討においても、各誘電体の幅
が満足すべき好ましい条件は、「副誘電体の幅を、電流
が進入する側に位置する副導体において変化した電流密
度の位相を打ち消すような幅に設定する。」ということ
になり、段落番号（００３９）の（２）で示した条件と
同様の結果が得られる。
【００４７】さらに、本発明者らは、数１４に代えて、
数１４の漸化式に類似した減少関数である次の数１７及
び数１８を用いて副導体の線幅Ｌと副誘電体の幅Ｓとを
設定し、有限要素法を用いて高周波における導体損失を
評価した。その結果、このようにしても各副導体の線幅
Ｌと各副誘電体の幅Ｓそれぞれ互いに同一に設定した場
合に比較して、低損失にできることが確認された。
【００４８】
【数１７】
【数１８】
【００４９】また、数１４、数１７、数１８の各式を用
いた結果は、初期値の与え方により異なる結果となるた
め、いずれの式を用いるのがいいかは優劣をつけがた
い。すなわち、数１４の漸化式は、１次元モデルを用い
て求めたものであり、必ずしも２次元モデルにおいて最
適な結果を与えるものではない。また、実際の副導体の
内部では幅方向と厚み方向とが相互に作用し、伝播ベク
トルに角度情報が含まれるが、図６の等価回路ではその
情報は考慮されていないこと等により、２次元モデルで
は上記数１４、数１７、数１８はいずれも、物理的に本
質的な意味をもつものではなく、試行関数的な役割を果
たすものである。従って、これらの試行関数を用いて得
られた結果を有限要素法等を用いて有効性を確認して最
終的な線幅は設定されることになる。
【００５０】しかしながら、以上の回路論的な考察によ
り、外側に位置する副線路ほどその幅が狭くなるように
設定することにより、全体としての高周波における導体
損失を小さくできることは明らかである。また、同様な
考察により、単層で多線構造とした場合、外側に位置す
る副線路ほどその厚さが薄くなるように設定することに
より、全体としての高周波における導体損失を小さくで
きることがわかる。
【００５１】次に、以上説明した原理に基づいて、副導
体の幅と副誘電体の幅とを設定し、有限要素法によりシ
ミュレーションをした結果を説明する。以下のシミュレ
ーションは、いずれも図８に示す完全導体キャビティー
２０２の内部に比誘電率εｒ＝４５．６の誘電体２０１
を充填し、誘電体２０１の中央部に電極１０（２００）
を設けたモデルを用いて行った。尚、電極１０は本発明
に係る多線構造の電極であり、電極２００は多線構造で
はない従来の電極である。
【００５２】図９は、多線構造ではない従来例の電極２
００における電界分布とその位相を示す図である。この
シミュレーションは、図９（ａ）に示すように電極２０
０の断面図の１／４のモデルで行った。尚、電極２００
の全体の幅Ｗは４００μｍとし、電極２００の厚さＴ
は、１１．８４２μｍとした。シミュレーションの結
果、図９（ｂ）に示すように端部に電界が集中し、また
図９（ｃ）に示すように、電界の位相は電極２００の内
部に侵入するに従って、減少していることがわかる。２
ＧＨｚにおけるシミュレーションの結果は以下のようで
あった。 （１）減衰定数α；０．７９１７９Ｎｐ／ｍ、 （２）位相定数β；２８３．７２７ｒａｄ／ｍ、 （３）導体Ｑｃ（＝β／２α）；１７９．１２９。
【００５３】これに対して、図10（ａ）に示す本発明に
係る多線構造の低損失電極は、２ＧＨｚにおけるシミュ
レーションの結果は以下のようであった。 （１）減衰定数α；０．６３００９Ｎｐ／ｍ、 （２）位相定数β；２８３．５６６ｒａｄ／ｍ、 （３）導体Ｑｃ（＝β／２α）；２２５．０２０。 ここで、各副導体２１ａ，２２ａ，２３ａ，２４ａの導
体線幅はそれぞれ、 Ｌ１＝１．０００μｍ、 Ｌ２＝１．１６６μｍ、 Ｌ３＝１．４６６μｍ、 Ｌ４＝２．４０５μｍに設定し、 各誘電体３１ａ，３２ａ，３３ａ，３４ａの誘電体線幅
はそれぞれ、 Ｓ１＝０．３μｍ、 Ｓ２＝０．３５μｍ、 Ｓ３＝０．４４μｍ、 Ｓ４＝０．７２１μｍに設定した。尚、以上のシミュレ
ーションにおいて、導体の導電率σは、５２．９ＭＳ／
ｍとし、誘電体線の比誘電率εsは、１０．０として計
算した。また、本発明に係る多線構造の電極において、
電界は図10（ｂ）に示すように、各副導体及び主導体２
０ａの各端部に分散して分布していることがわかる。ま
たさらに、図１０（ｃ）に示すように、各副導体の電界
の位相は各副導体間で実質的に同位相となるように分布
している。
【００５４】以上の考察から本実施の形態の高周波用低
損失電極１が満足すべき好ましい要件は以下のようにな
る。 高周波における低損失化のための要件 （ｉ）副導体の線幅を、電流密度の位相の変化幅（２
θ）が小さくなるように設定する。具体的には、好まし
くは、θ≦９０°に設定し、さらに好ましくはθ≦４５
°になるように設定する。 （ii）外側に位置する副導体ほどその幅が狭くなるよう
に設定する。 （iii）外側に位置する副導体ほどその厚さが薄くなる
ように形成する。 （iv）副誘電体の幅を、電流が進入する側に位置する副
導体において変化した電流密度の位相を打ち消すような
幅に設定する。すなわち、各副導体に流れる電流が実質
的に同位相になるように各副誘電体の幅を設定する。
【００５５】以上説明したことから明らかなように、本
発明に係る実施の形態の高周波用低損失電極は、副導体
２１，２２，２３及び副誘電体３１，３２，３３は主導
体２０から離れて位置するほど幅が狭くなるように構成
し、かつ各副導体２１，２２，２３の幅を、使用周波数
の表皮深さδのπ／２倍以下になるように形成し、しか
も各副導体２１，２２，２３に流れる電流が互いに実質
的に同位相となるように、各副誘電体３１，３２，３３
の幅を設定している。これによって、本実施の形態の高
周波用低損失電極１は、詳細後述するように従来例の略
均一の幅の副導体を備えた多線電極に比較して低損失に
できる。
【００５６】以上の実施の形態では、本発明に係る好ま
しい形態として、上述の高周波における低損失化のため
の要件（i）（ii）（iv）を満足する高周波低損失電極
を示したが、本発明はこれに限らず、上述の４つの要件
のうち１又は２以上の要件を満足する種々の変形が可能
である。
【００５７】変形例１．変形例１の高周波用低損失電極
は、図１１に示すように、該電極端部に副導体２０１，
２０２，２０３，２０４と副誘電体３０１，３０２，３
０３，３０４とが交互に設けられてなる。この変形例１
において、副導体２０２，２０３，２０４は互いに同一
の幅に設定され、副導体２０１は、その線幅がπδ／２
以下、好ましくはπδ／４以下であってかつ副導体２０
２，２０３，２０４より狭い幅に形成されている。ま
た、副誘電体３０１，３０２，３０３，３０４は互いに
略同一の幅に形成される。以上のように複数の副導体の
うち最も外側に位置する副導体２０１の幅をπδ／２以
下に設定することにより、従来例に比較して高周波にお
ける導体損失を小さくできる。
【００５８】尚、本変形例１では、各副導体の幅をいず
れも線幅がπδ／２以下になるように設定することが好
ましく、その際、副導体２０１の幅をその線幅がπδ／
４以下に設定し、副導体２０２，２０３，２０４の幅を
πδ／２以下に設定することがさらに好ましい。また、
本変形例１では、最も外側に位置する副導体２０１の幅
が狭くなるように設定したが、本発明はこれに限らず、
副導体２０２，２０３，２０４のうちいずれか１つをπ
δ／２以下、好ましくはπδ／４以下となるように狭く
してもよい。
【００５９】変形例２．変形例２の高周波用低損失電極
は、図１２に示すように、該電極端部に副導体２０５，
２０６，２０７，２０８と副誘電体３０５，３０６，３
０７，３０８とが交互に設けられてなる。この変形例２
において、副導体２０５，２０６，２０７，２０８は外
側に位置するものほど幅が狭くなるように設定され、副
導体２０５は、その線幅がπδ／２以下、好ましくはπ
δ／４以下に設定される。また、副誘電体３０５，３０
６，３０７，３０８は互いに略同一の幅に形成される。
以上のように構成された変形例２の高周波用低損失電極
は、外側に位置する副導体ほど幅が狭くなるように形成
し、かつ最も外側に位置する副導体２０５を幅がπδ／
２以下、又はπδ／４以下に設定されているので、従来
例に比較して高周波における導体損失を小さくできる。
【００６０】変形例３．変形例３の高周波用低損失電極
は、図１３に示すように、該電極端部に副導体２０９，
２１０，２１１，２１２と副誘電体３０９，３１０，３
１１，３１２とが交互に設けられてなる。この変形例３
において、副導体２０９，２１０，２１１，２１２は互
いに略同一の幅に設定され、副誘電体３０９，３１０，
３１１，３１２は外側に位置するものほど、幅が狭くな
るように形成される。以上のように構成しても、従来例
に比較して高周波における導体損失を小さくできる。
尚、変形例３の高周波用低損失電極において、各副導体
ほど幅がπδ／２以下、又はπδ／４以下に設定されて
いることが好ましい。
【００６１】変形例４．変形例４の高周波用低損失電極
は、図１４に示すように、該電極端部に副導体２１３，
２１４，２１５，２１６と副誘電体３１３，３１４，３
１５，３１６とが交互に設けられてなる。この変形例４
において、副導体２１３，２１４，２１５，２１６及び
副誘電体３１３，３１４，３１５，３１６はそれぞれ、
外側に位置するものほど幅が狭くなるように設定形成さ
れる。以上のように構成された変形例４の高周波用低損
失電極は、縁端部における表面抵抗を小さくできるの
で、従来例に比較して高周波における導体損失を小さく
できる。また、本変形例４において、各副導体は、好ま
しくはその線幅がπδ／２以下、さらに好ましくはπδ
／４以下に設定することにより、各副導体における無効
電流を小さくできる。
【００６２】変形例５．変形例５の高周波用低損失電極
は、図１５に示すように、該電極端部に副導体２１７，
２１８，２１９，２２０と副誘電体３１７，３１８，３
１９，３２０とが交互に設けられてなる。この変形例５
において、副導体２１７，２１８，２１９，２２０は外
側に位置するものほど厚さが薄くなるように形成され、
副誘電体３１７，３１８，３１９，３２０は、外側に位
置するものほど厚さが薄くなるように形成されている。
尚、副導体２１７，２１８，２１９，２２０は互いに略
同一の幅に設定され、各副導体は、その線幅がπδ／２
以下、好ましくはπδ／４以下に設定することが好まし
い。以上のように構成された変形例２の高周波用低損失
電極は、より効果的に各副導体に電流を分散させること
ができ、従来例に比較して高周波における導体損失を小
さくできる。
【００６３】変形例６．図１６は、変形例６の高周波用
低損失電極の構成を示す断面図であり、この高周波用低
損失電極は、変形例５の高周波用低損失電極において、
副誘電体３１７，３１８，３１９，３２０に代えて、副
誘電体３１７，３１８，３１９，３２０が一体で形成さ
れた副誘電体３８０を用いた以外は、変形例５と同様に
構成される。以上のように構成された変形例６の高周波
用低損失電極は、変形例５と同様の効果を有する。
【００６４】変形例７．変形例７の高周波用低損失電極
は、図１７に示すように、該電極端部に副導体２２１，
２２２，２２３，２２４と副誘電体３２１，３２２，３
２３，３２４とが交互に設けられてなる。この変形例７
において、副導体２２１，２２２，２２３，２２４は外
側に位置するものほど幅が狭くかつ厚さが薄くなるよう
に形成され、副誘電体３２１，３２２，３２３，３２４
は、外側に位置するものほど幅が狭くかつ厚さが薄くな
るように形成されている。尚、副導体２２１，２２２，
２２３，２２４は、その線幅がπδ／２以下、好ましく
はπδ／４以下に設定することが好ましい。以上のよう
に構成された変形例２の高周波用低損失電極は、より効
果的に各副導体に電流を分散させることができ、従来例
に比較して高周波における導体損失を小さくできる。
【００６５】変形例８．図１８は、変形例８の高周波用
低損失電極の構成を示す断面図であり、この高周波用低
損失電極は、変形例７の高周波用低損失電極において、
副誘電体３２１，３２２，３２３，３２４に代えて、副
誘電体３２１，３２２，３２３，３２４が一体で形成さ
れた副誘電体３９０を用いた以外は、変形例７と同様に
構成される。以上のように構成された変形例８の高周波
用低損失電極は、変形例７と同様の効果を有する。
【００６６】変形例９．変形例９の高周波用低損失電極
は、図１９に示すように、該電極端部に副導体２２５，
２２６，２２７，２２８と副誘電体３２５，３２６，３
２７，３２８とが交互に設けられてなる。この変形例９
において、副導体２２５，２２６，２２７，２２８及び
副誘電体３２５，３２６，３２７，３２８はそれぞれ、
外側に位置するものほど幅が狭くなるように設定形成さ
れる。ここで、本変形例９ではさらに、副誘電体３２
５，３２６，３２７，３２８が周りを取り囲む誘電体２
より小さい誘電率を有する材料で構成されていることを
特徴としている。以上のように構成された変形例９の高
周波用低損失電極は、縁端部における無効電流をさらに
小さくできる。
【００６７】変形例１０．変形例１０の高周波用低損失
電極は、図２０に示すように、変形例９の高周波用低損
失電極において、副誘電体３２５，３２６，３２７，３
２８に代えて、副誘電体３２５ａ，３２６ａ，３２７
ａ，３２８ａを用いた以外は、変形例９と同様に構成さ
れる。ここで、副誘電体３２５ａ，３２６ａ，３２７
ａ，３２８ａはいずれも、周りを取り囲む誘電体２より
小さい誘電率を有する材料で構成され、かつ外側に位置
する副誘電体ほど誘電率が大きいことを特徴としてい
る。以上のように構成された変形例１０の高周波用低損
失電極は、外側に位置する副誘電体における電界強度の
増大を抑制でき、大電力における耐電力性を向上させる
ことができる。
【００６８】変形例１１．変形例１１の高周波用低損失
電極は、図２１に示すように、該電極端部に副導体２２
９，２３０，２３１，２３２と副誘電体３２９，３３
０，３３１，３３２とが交互に設けられてなる。この変
形例１１において、副導体２２９，２３０，２３１，２
３２及び副誘電体３２９，３３０，３３１，３３２はそ
れぞれ、外側に位置するものほど幅が狭くなるように設
定形成される。ここで、本変形例１１ではさらに、副導
体２２９，２３０，２３１，２３２が互いに異なる導電
率を有していることを特徴としている。以上のように構
成された変形例１１の高周波用低損失電極においては、
例えば、副導体を主導体より低い導電率の導体を用いて
構成することにより、副導体の幅を比較的広くでき、作
製を容易にできる。
【００６９】変形例１２．変形例１２の高周波用低損失
電極は、変形例９の高周波用低損失電極において、主導
体２０に代えて、薄膜導体１２１と薄膜誘電体１３１と
が交互に積層された薄膜多層電極からなる主導体１２０
を用いたことを特徴とする。このように構成すると、主
導体１２０において、表皮効果を緩和することができる
ので、主導体における導体損失を小さくでき、さらに、
高周波における損失を低減できる。また、変形例１２で
は、薄膜多層電極からなる主導体１２０に代えて、超伝
導体からなる主導体を用いて構成しても良い。以上のよ
うに構成すると、超伝導体からなる主導体の縁端部の電
流密度を低減できるので、該縁端部においても臨界電流
密度以下で動ささせることができる。
【００７０】以上のように本発明に係る高周波用低損失
電極は、種々の構成で実現できる。また、以上の実施の
形態及び変形例の説明は、３又は４の副導体を用いた例
で説明したが、本発明はこれらの数に限定されるもので
はないことは言うまでもない。５０〜１００又はそれ以
上の数の副導体を用いて構成することもできる。副導体
の数を増やし、かつ各副導体の幅を狭くすることによ
り、より効果的に損失を低減できる電極を構成できる。
【００７１】本発明に係る高周波用低損失電極は、低損
失特性を利用して種々の素子に応用できる。以下、本発
明の応用例について説明する。 応用例１．図２３（ａ）は、応用例１の円形ストリップ
共振器の構成を示す斜視図であり、該円形ストリップ共
振器は下面に接地導体５５１が形成された方形の誘電体
基板４０１の上面に、円形導体５０１が形成されて構成
される。この円形ストリップ共振器において、円形導体
５０１はその外周部に１又は２以上の副導体を有する本
発明に係る高周波用低損失電極であって副導体を有して
いない従来の円形導体に比較して縁端部における導体損
失を小さくできる。これによって、図２３（ａ）に示す
応用例１の円形ストリップ共振器は、従来の円形ストリ
ップ共振器に比較して無負荷Ｑを大きくできる。
【００７２】応用例２．図２３（ｂ）は、応用例２の円
形共振器の構成を示す斜視図であり、該円形共振器は下
面に接地導体５５２が形成された円形の誘電体基板４０
２の上面に、円形導体５０２が形成されて構成される。
この円形共振器において、円形導体５０２はその外周部
に１又は２以上の副導体を有する本発明に係る高周波用
低損失電極であって副導体を有していない従来の円形導
体に比較して縁端部における導体損失を小さくできる。
これによって、図２３（ｂ）に示す応用例２の円形共振
器は、従来の円形共振器に比較して無負荷Ｑを大きくで
きる。尚、本応用例２の円形共振器において、接地導体
５５２も本発明に係る高周波用低損失電極としてもよ
い。以上のようにするとさらに無負荷Ｑを高くできる。
【００７３】応用例３．図２３（ｃ）は、応用例３のマ
イクロストリップラインの構成を示す斜視図であり、該
マイクロストリップラインは下面に接地導体５５３が形
成された誘電体基板４０３の上面に、ストリップ導体５
０３が形成されて構成される。このマイクロストリップ
ラインにおいて、ストリップ導体５０３はその両側の縁
端部（図中、円で示す）に１又は２以上の副導体を有す
る本発明に係る高周波用低損失電極であって副導体を有
していない従来のストリップ導体に比較して縁端部にお
ける導体損失を小さくできる。これによって、図２３
（ｃ）に示す応用例３のマイクロストリップラインは、
従来のマイクロストリップラインに比較して伝送損失を
小さくできる。
【００７４】応用例４．図２３（ｄ）は、応用例４のコ
プレナーラインの構成を示す斜視図であり、該コプレナ
ーラインは誘電体基板４０３の上面に、所定の間隔を隔
てて接地導体５５４ａ，５５４ｂが形成され、接地導体
５５４ａ，５５４ｂの間にストリップ導体５０４が形成
されて構成される。このコプレナーラインにおいて、ス
トリップ導体５０４はその両側の縁端部（図中、円で示
す）に１又は２以上の副導体を有し、かつ接地導体５５
４ａ，５５４ｂの各内側の縁端部（図中、円で示す）に
１又は２以上の副導体を有する本発明に係る高周波用低
損失電極で構成される。これによって、図２３（ｄ）に
示す応用例４のコプレナーラインは、従来のコプレナー
ラインに比較して伝送損失を小さくできる。
【００７５】応用例５．図２４（ａ）は、応用例５のコ
プレナーストリップラインの構成を示す斜視図であり、
該コプレナーストリップラインは誘電体基板４０３の上
面に、所定の間隔を隔ててストリップ導体５０５と接地
導体５５５とが互いに平行に形成されて構成される。こ
のコプレナーストリップラインにおいて、ストリップ導
体５０５はその両側の縁端部（図中、円で示す）に１又
は２以上の副導体を有し、かつ接地導体５５５はストリ
ップ導体５０５に対向する内側の縁端部（図中、円で示
す）に１又は２以上の副導体を有する本発明に係る高周
波用低損失電極で構成される。これによって、図２４
（ａ）に示す応用例５のコプレナーストリップライン
は、従来のコプレナーストリップラインに比較して伝送
損失を小さくできる。
【００７６】応用例６．図２４（ｂ）は、応用例６の並
行スロットラインの構成を示す斜視図であり、該並行ス
ロットラインは誘電体基板４０３の上面に、所定の間隔
を隔てて導体５０６ａと導体５０６ｂとが所定の間隔を
隔てて形成され、誘電体基板４０３の下面に、所定の間
隔を隔てて導体５０６ｃと導体５０６ｄとが所定の間隔
を隔てて形成されて構成される。この並行スロットライ
ンにおいて、導体５０６ａ及び導体５０６ｂはそれぞれ
その対向する内側の縁端部（図中、円で示す）に１又は
２以上の副導体を有し、かつ導体５０６ｃ及び導体５０
６ｅはそれぞれその対向する内側の縁端部（図中、円で
示す）に１又は２以上の副導体を有する高周波用低損失
電極で構成される。これによって、図２４（ｂ）に示す
応用例６の並行スロットラインは、従来の並行スロット
ラインに比較して伝送損失を小さくできる。
【００７７】応用例７．図２４（ｃ）は、応用例７のス
ロットラインの構成を示す斜視図であり、該スロットラ
インは誘電体基板４０３の上面に、所定の間隔を隔てて
導体５０７ａと導体５０７ｂとが所定の間隔を隔てて形
成されて構成される。このスロットラインにおいて、導
体５０７ａ及び導体５０７ｂはそれぞれその対向する内
側の縁端部（図中、円で示す）に１又は２以上の副導体
を有する高周波用低損失電極で構成される。これによっ
て、図２４（ｃ）に示す応用例７のスロットラインは、
従来のスロットラインに比較して伝送損失を小さくでき
る。
【００７８】応用例８．図２４（ｄ）は応用例８の高イ
ンピーダンスマイクロストリップラインの構成を示す斜
視図であり、該高インピーダンスマイクロストリップラ
インは誘電体基板４０３の上面に、ストリップ導体５０
８が形成され、誘電体基板４０３の下面に、所定の間隔
を隔てて接地導体５５８ａと接地導体５５８ｂとが所定
の間隔を隔てて形成されて構成される。この高インピー
ダンスマイクロストリップラインにおいて、ストリップ
導体５０８は両側の縁端部（図中、円で示す）に１又は
２以上の副導体を有し、かつ接地導体５５８ａ及び接地
導体５５８ｂはそれぞれその対向する内側の縁端部（図
中、円で示す）に１又は２以上の副導体を有する高周波
用低損失電極で構成される。これによって、図２４
（ｄ）に示す応用例８の高インピーダンスマイクロスト
リップラインは、従来の高インピーダンスマイクロスト
リップラインに比較して伝送損失を小さくできる。
【００７９】応用例９．図２５（ａ）は、応用例９の並
行マイクロストリップラインの構成を示す斜視図であ
り、該並行マイクロストリップラインは、一方の面に接
地導体５５９ａが形成されかつ他方の面にストリップ導
体５０９ａが形成された誘電体基板４０３ａと、一方の
面に接地導体５５９ｂが形成されかつ他方の面にストリ
ップ導体５０９ａが形成された誘電体基板４０３ａと
が、ストリップ導体５０９ａとストリップ導体５０９ｂ
とが対向するように互いに平行に配置されて構成され
る。この並行マイクロストリップラインにおいて、スト
リップ導体５０９ａ，５０９ｂはそれぞれ、その両側の
縁端部（図中、円で示す）に１又は２以上の副導体を有
する本発明に係る高周波用低損失電極で構成される。こ
れによって、図２５（ａ）に示す応用例９の並行マイク
ロストリップラインは、従来の並行マイクロストリップ
ラインに比較して伝送損失を小さくできる。
【００８０】応用例１０．図２５（ｂ）は、応用例１０
の１／２波長型マイクロストリップライン共振器の構成
を示す斜視図であり、該１／２波長型マイクロストリッ
プライン共振器は下面に接地導体５６０が形成された誘
電体基板４０３の上面に、ストリップ導体５１０が形成
されて構成される。この１／２波長型マイクロストリッ
プライン共振器において、ストリップ導体５１０はその
主導体５１０ａとその両側の縁端部に沿って形成された
３つの副導体５１０ｂとからなりる本発明に係る高周波
用低損失電極であって副導体を有していない従来のスト
リップ導体に比較して縁端部における導体損失を小さく
できる。これによって、図２５（ｂ）に示す応用例１０
の１／２波長型マイクロストリップライン共振器は、従
来の１／２波長型マイクロストリップライン共振器に比
較して無負荷Ｑを大きくできる。以上の１／２波長型マ
イクロストリップライン共振器において、ストリップ導
体５１０は、図２５（ｃ）に示すように、両端部におい
て主導体５１０ａと副導体５１０ｂとを導体５１１を用
いて互いに導通させるようにしてもよい。
【００８１】応用例１１．図２５（ｄ）は、応用例１１
の１／４波長型マイクロストリップライン共振器の構成
を示す斜視図であり、該１／４波長型マイクロストリッ
プライン共振器は下面に接地導体５６２が形成された誘
電体基板４０３の上面に、ストリップ導体５１２が形成
されて構成される。この１／４波長型マイクロストリッ
プライン共振器において、ストリップ導体５１２はその
主導体５１２ａとその両側の縁端部に沿って形成された
３つの副導体５１２ｂとからなる本発明に係る高周波用
低損失電極であり、主導体５１２ａと副導体５１２ｂ
は、誘電体基板４０３の１つの端面において接地導体５
６２に接続される。以上のように構成された図２５
（ｄ）に示す応用例１１の１／４波長型マイクロストリ
ップライン共振器は、従来の１／４波長型マイクロスト
リップライン共振器に比較して無負荷Ｑを大きくでき
る。
【００８２】応用例１２．図２６（ａ）は、応用例１２
の１／２波長型マイクロストリップラインフィルタの構
成を示す平面図である。該１／２波長型マイクロストリ
ップラインフィルタは、それぞれ応用例８と同様に構成
された入力用マイクロストリップライン６０１と出力用
マイクロストリップライン６０２との間に、応用例１０
と同様に構成された３つの１／２波長型マイクロストリ
ップライン共振器６５１を配置して構成される。以上の
ように構成された１／２波長型マイクロストリップフィ
ルタは、入力用マイクロストリップライン６０１と出力
用マイクロストリップライン６０２との伝送損失を小さ
くでき、かつ１／２波長型マイクロストリップライン共
振器６５１の無負荷Ｑを高くできるので、従来例の１／
２波長型マイクロストリップラインフィルタに比較し
て、挿入損失を小さくできかつ帯域外減衰量を大きくで
くる。また、応用例１２の１／２波長型マイクロストリ
ップラインフィルタにおいては、図２６（ｂ）に示すよ
うに、１／２波長型マイクロストリップライン共振器６
５１を端面で互いに対向するように配置して構成しても
よい。さらに、１／２波長型マイクロストリップライン
共振器６５１の個数は、３又は４に限定されるものでは
ない。
【００８３】応用例１３．図２６（ｃ）は、応用例１３
の円形ストリップフィルタの構成を示す平面図である。
該円形ストリップフィルタは、それぞれ応用例８と同様
に構成された入力用マイクロストリップライン６０１と
出力用マイクロストリップライン６０２との間に、応用
例１と同様に構成された３つの円形ストリップ共振器６
６０を配置して構成される。以上のように構成された円
形ストリップフィルタは、入力用マイクロストリップラ
イン６０１と出力用マイクロストリップライン６０２と
の伝送損失を小さくでき、かつ円形ストリップ共振器６
６０の無負荷Ｑを高くできるので、従来例の円形ストリ
ップフィルタに比較して、挿入損失を小さくできかつ帯
域外減衰量を大きくできる。また、応用例１３の円形ス
トリップフィルタにおいて、円形ストリップ共振器６６
０の個数は、３つに限定されるものではない。
【００８４】応用例１４．図２７は、応用例１４のデュ
プレクサ７００の構成を示すブロック図である。このデ
ュプレクサ７００は、アンテナ端子Ｔ１と受信端子Ｔ２
と送信端子Ｔ３とを有し、アンテナ端子Ｔ１と受信端子
Ｔ２との間に受信フィルタ７０１が設けられ、アンテナ
端子Ｔ１と送信端子Ｔ３との間に送信フィルタ７０２が
設けられて構成される。ここで、応用例１４のデュプレ
クサ７００において、受信フィルタ７０１及び送信フィ
ルタ７０２は、応用例１２又は応用例１３のフィルタを
用いて構成される。以上のように構成されたデュプレク
サ７００は、送受信信号の優れた分離特性を有する。ま
た、本デュプレクサ７００は、図２８に示すように、ア
ンテナ端子Ｔ１にアンテナが接続され、受信端子Ｔ２に
受信回路８０１が接続され、送信端子Ｔ３に送信回路８
０２が接続されて、例えば、移動体通信の携帯端末に使
用される。
【００８５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明に係
る第１の高周波用低損失電極は、該主導体の側面に沿っ
て形成された２以上の副導体を外側に位置する副導体ほ
ど幅が狭くなるようにしたので、効果的に導体損失を低
減することができる。
【００８６】また、本発明に係る第１の高周波用低損失
電極においては、上記副導体のうち最も外側に位置する
副導体の幅を、使用周波数における表皮深さδの（π／
２）倍より狭くなるように設定することにより、最も外
側に位置する副導体における無効電流を小さくできるの
で、より効果的に導体損失を低減できる。またさらに最
も外側に位置する副導体該副導体の幅を、使用周波数に
おける表皮深さδの（π／３）倍より狭くなるように設
定することにより、さらに無効電流を小さくでき、さら
に効果的に導体損失を低減できる。
【００８７】さらに、本発明に係る第１の高周波用低損
失電極においては、上記各副導体の幅を使用周波数にお
ける表皮深さδの（π／２）倍より狭くなるように設定
することにより、全ての副導体における無効電流を小さ
くできるので、効果的にかつ十分導体損失を低減するこ
とができる。
【００８８】またさらに、本発明に係る第１の高周波用
低損失電極においては、上記複数の副導体を外側に位置
する副導体ほど薄くなるようすることにより、より効果
的に導体損失を低減することができる。
【００８９】また、本発明に係る第１の高周波用低損失
電極においては、隣接する副導体の幅に対応して、上記
主導体と該主導体に隣接する副導体との間隔及び隣接す
る副導体間の間隔を、外側に位置する間隔ほど狭くする
ことにより、各副導体に実質的に同位相の電流を流すこ
とができ、効果的に導体損失を低減することができる。
【００９０】さらに、本発明に係る第１の高周波用低損
失電極においては、各副導体間に副誘電体を設け、各副
導体に実質的に同位相の電流を流すように隣接する副導
体の幅に対応して、上記複数の副誘電体のうち外側に位
置する副誘電体ほど誘電率を低くすることにより、効果
的に導体損失を低減することができる。
【００９１】また、本発明に係る第２の高周波用低損失
電極は、上記副導体のうち少なくとも１つの幅を、使用
周波数における表皮深さδの（π／２）倍より狭くなる
ように設定したことにより、使用周波数における表皮深
さδの（π／２）倍より狭くなるように幅が設定された
副導体における無効電流を小さくでき、効果的に導体損
失を低減できる。
【００９２】また、本発明に係る第２の高周波用低損失
電極においては、上記副導体のうち少なくとも１つの幅
を、使用周波数における表皮深さδの（π／３）倍より
狭くなるように設定することにより、より無効電流を小
さくできるので、より効果的に導体損失を低減できる。
【００９３】また、本発明に係る第２の高周波低損失電
極において、上記副導体のうちの最も外側に位置する副
導体の幅を、使用周波数における表皮深さδの（π／
２）倍又は表皮深さδの（π／３）倍より狭くなるよう
に設定することにより、さらに効率的に導体損失を低減
できる。
【００９４】また、本発明に係る第１の高周波共振器
は、上記第１又は第２の高周波用低損失電極を用いて構
成されているので、無負荷Ｑを高くできる。
【００９５】さらに、本発明に係る第１の高周波伝送線
路は、上記第１又は第２の高周波用低損失電極を用いて
構成されているので、伝送損失を小さくできる。
【００９６】またさらに、本発明に係る第２の高周波共
振器は、上記第１の高周波伝送線路を１／４波長の整数
倍の長さに設定して構成されているので、無負荷Ｑを高
くできかつ容易に作製できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る実施の形態の高周波用低損失電
極を用いたトリプレート型のストリップラインを示す斜
視図である。
【図２】 導体内部における電流密度の減衰を示す図で
ある。
【図３】 導体内部における電流密度の位相の変化を示
す図である。
【図４】 導体と誘電体が交互に設けられたときの、電
流密度の位相変化を示す図である。
【図５】 （ａ）は本発明に係る多線構造電極を解析す
るためのトリプレート型のストリップラインモデルの斜
視図であり、（ｂ）は（ａ）のモデルにおけるストリッ
プ導体を拡大して示す断面図であり、（ｃ）はさらにス
トリップ導体を拡大して示す図である。
【図６】 図５（ｃ）に示した多層多線モデルの２次元
等価回路である。
【図７】 図５（ｃ）に示した多層多線モデルの一方向
における１次元等価回路である。
【図８】 本発明に係る多線構造電極のシミュレーショ
ンに用いたトリプレート型のストリップラインモデルの
斜視図である。
【図９】 （ａ）はシミュレーションに用いた多線構造
でない従来の電極を示す図であり、（ｂ）はその電界分
布のシミュレーション結果を示す図であり、（ｃ）はそ
の位相分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】 （ａ）はシミュレーションに用いた本発明
に係る多線構造の電極を示す図であり、（ｂ）はその電
界分布のシミュレーション結果を示す図であり、（ｃ）
はその位相分布のシミュレーション結果を示す図であ
る。
【図１１】 本発明に係る変形例１の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１２】 本発明に係る変形例２の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１３】 本発明に係る変形例３の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１４】 本発明に係る変形例４の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１５】 本発明に係る変形例５の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１６】 本発明に係る変形例６の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１７】 本発明に係る変形例７の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１８】 本発明に係る変形例８の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図１９】 本発明に係る変形例９の高周波用低損失電
極の構成を示す断面図である。
【図２０】 本発明に係る変形例１０の高周波用低損失
電極の構成を示す断面図である。
【図２１】 本発明に係る変形例１１の高周波用低損失
電極の構成を示す断面図である。
【図２２】 本発明に係る変形例１２の高周波用低損失
電極の構成を示す断面図である。
【図２３】 （ａ）は本発明に係る高周波用低損失電極
の応用例１の円形ストリップ共振器の構成を示す斜視図
であり、（ｂ）は本発明に係る高周波用低損失電極の応
用例２の円形共振器の構成を示す斜視図であり、（ｃ）
は本発明に係る高周波用低損失電極の応用例３のマイク
ロストリップラインの構成を示す斜視図であり、（ｄ）
は本発明に係る高周波用低損失電極の応用例４のコプレ
ーナラインの構成を示す斜視図である。
【図２４】 （ａ）は本発明に係る高周波用低損失電極
の応用例５のコプレナーストリップラインの構成を示す
斜視図であり、（ｂ）は本発明に係る高周波用低損失電
極の応用例６の並行スロットラインの構成を示す斜視図
であり、（ｃ）は本発明に係る高周波用低損失電極の応
用例７のスロットラインの構成を示す斜視図であり、
（ｄ）は本発明に係る高周波用低損失電極の応用例８の
高インピーダンスマイクロストリップラインの構成を示
す斜視図である。
【図２５】 （ａ）は本発明に係る高周波用低損失電極
の応用例９の並行マイクロストリップラインの構成を示
す斜視図であり、（ｂ）（ｃ）は、本発明に係る高周波
用低損失電極の応用例１０の１／２波長型マイクロスト
リップライン共振器の構成を示す斜視図であり、（ｄ）
は、本発明に係る高周波用低損失電極の応用例１１の１
／４波長型マイクロストリップライン共振器の構成を示
す斜視図である。
【図２６】 （ａ）（ｂ）は、本発明に係る高周波用低
損失電極の応用例１２の１／２波長型マイクロストリッ
プラインフィルタの構成を示す平面図であり、（ｃ）
は、本発明に係る高周波用低損失電極の応用例１３の円
形ストリップフィルタの構成を示す平面図である。
【図２７】 応用例１４のデュプレクサ７００の構成を
示すブロック図である。
【図２８】 図２７のデュプレクサ７００を用いて構成
された例を示す図である。
【符号の説明】
１…高周波用低損失電極、 ２，１０２…誘電体、 ３ａ，３ｂ…接地導体、 ２０…主導体、 ２１，２２，２３，２１ａ，２２ａ，２３ａ，２４ａ，
２０１〜２３２…副導体、 ３１，３２，３３，３１ａ，３２ａ，３３ａ，３４ａ，
３０１〜３３２…副誘電体、 １０１…ストリップ導体。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−13112（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−167804（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−283911（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01B 1/02 H01P 3/08 H01P 3/18 H01P 7/08

Claims (19)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 主導体と、該主導体の側面に沿って形成
    された２以上の副導体とを備えた高周波用の電極であっ
    て、 上記主導体と該主導体に隣接する副導体との間及び隣接
    する副導体間に副誘電体が設けられており、 上記副導体のうち外側に位置する副導体ほど、上記外側
    に向う方向の幅が狭くなるようにしたことを特徴とする
    高周波用低損失電極。
  2. 【請求項２】 上記副導体のうち最も外側に位置する副
    導体の上記幅を、使用周波数における表皮深さδの（π
    ／２）倍より狭くなるように設定したことを特徴とする
    請求項１記載の高周波用低損失電極。
  3. 【請求項３】 上記副導体のうち最も外側に位置する副
    導体の上記幅を、使用周波数における表皮深さδの（π
    ／３）倍より狭くなるように設定したことを特徴とする
    請求項１記載の高周波用低損失電極。
  4. 【請求項４】 上記各副導体の上記幅をそれぞれ、使用
    周波数における表皮深さδの（π／２）倍より狭くなる
    ように設定したことを特徴とする請求項１又は３記載の
    高周波用低損失電極。
  5. 【請求項５】 上記複数の副導体を外側に位置する副導
    体ほど、厚さが薄くなるようにした請求項１〜４のうち
    のいずれか１つに記載の高周波用低損失電極。
  6. 【請求項６】 上記主導体と該主導体に隣接する副導体
    との間隔及び隣接する副導体間の間隔を、外側に位置す
    る間隔ほど狭くしたことを特徴とする請求項１〜５記載
    のうちのいずれか１つに記載の高周波用低損失電極。
  7. 【請求項７】 上記複数の副誘電体のうち外側に位置す
    る副誘電体ほど誘電率を低くした請求項５記載の高周波
    用低損失電極。
  8. 【請求項８】 主導体と、該主導体の側面に沿って形成
    された複数の副導体を備えた高周波用の電極であって、 上記主導体と該主導体に隣接する副導体との間及び隣接
    する副導体間に副誘電体が設けられており、 上記複数の副導体を外側に位置する副導体ほど厚さが薄
    くなるようにし、上記副導体のうち少なくとも１つにお
    ける上記外側に向う方向の幅を、使用周波数における表
    皮深さδの（π／２）倍より狭くなるように設定したこ
    とを特徴とする高周波用低損失電極。
  9. 【請求項９】 上記副導体のうち少なくとも１つの上記
    幅を、使用周波数における表皮深さδの（π／３）倍よ
    り狭くなるように設定したことを特徴とする請求項８記
    載の高周波用低損失電極。
  10. 【請求項１０】 上記副導体のうちの最も外側に位置す
    る副導体の上記幅を、使用周波数における表皮深さδの
    （π／２）倍より狭くなるように設定したことを特徴と
    する請求項８又は９記載の高周波用低損失電極。
  11. 【請求項１１】 上記副導体のうちの最も外側に位置す
    る副導体の上記幅を、使用周波数における表皮深さδの
    （π／３）倍より狭くなるように設定したことを特徴と
    する請求項１０記載の高周波用低損失電極。
  12. 【請求項１２】 上記主導体が、薄膜導体と薄膜誘電体
    とが交互に積層された薄膜多層電極であることを特徴と
    する請求項１〜１１のうちのいずれか１つに記載の高周
    波用低損失電極。
  13. 【請求項１３】 上記主導体及び上記副導体のうち１つ
    以上が超伝導体で形成されていることを特徴とする請求
    項１〜１２のうちのいずれか１つに記載の高周波用低損
    失電極。
  14. 【請求項１４】 請求項１〜１２のうちのいずれか１つ
    に記載された高周波用低損失電極を用いて構成された高
    周波共振器。
  15. 【請求項１５】 請求項１〜１２のうちのいずれか１つ
    に記載された高周波用低損失電極を用いて構成された高
    周波伝送線路。
  16. 【請求項１６】 請求項１５に記載された高周波伝送線
    路を１／４波長の整数倍の長さに設定して構成された高
    周波共振器。
  17. 【請求項１７】 請求項１４又は請求項１６に記載の高
    周波共振器を用いて構成された高周波フィルタ。
  18. 【請求項１８】 請求項１７記載の高周波フィルタを用
    いて構成されたアンテナ共用器。
  19. 【請求項１９】 請求項１７記載の高周波フィルタ又は
    請求項１８記載のアンテナ共用器を用いて構成された通
    信装置。
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