JP3454210B2 - 同期モータの位置センサレス制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期モータの制御
方法に関わり、特に同期モータの位置センサレス制御方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】同期モータの回転子構造には、回転位置
によって巻線インダクタンスが変化する突極型と、ほぼ
一定である非突極型があり、回転子を構成する永久磁石
の配置が、前者ではコア内部に埋め込まれ、後者は回転
子の表面に配置されている。

【０００３】これら同期モータを駆動する方法として、 （１）回転位置を検出しないで、誘導モータのインバー
タ制御と同等にオープンループで駆動する、いわゆる同
期運転方法 （２）何らかの回転位置検出手段を用いて閉ループで運
転する、いわゆるブラシレスＤＣモータ運転方法 の２種類がある。

【０００４】このうち、同期運転方法では、インバータ
周波数に見合って、負荷に応じた最適なモータ電圧を印
加することが求められる。このため、何らかの最適電圧
制御を行わないと、モータ電流の増加を招くだけでな
く、負荷の急変化，急加減速時にトルク不足を起こしモ
ータは停止する。

【０００５】一方ブラシレスＤＣモータ運転の場合で
は、何らかの回転子位置センサを設ける場合、誘導モー
タのインバータ駆動と比較して、インバータとモータ間
の配線本数が増加し、その保守性，信頼性を損なうため
に、一般産業への普及及び圧縮機などの特殊雰囲気中で
の使用が妨げられる。この欠点をなくすために、回転子
位置センサを用いずに位置を検出する各種の位置センサ
レス技術が発表されている。

【０００６】この位置センサレス技術をまとめると停止
・低速領域の位置センサレス技術と中・高速領域の位置
センサレス技術がある。停止・低速位置検出では、突極
型モータに適用され、巻線インダクタンスが回転位置に
より相違することを利用して、高周波信号の注入など何
らかの手法により位置を測定している。

【０００７】また中・高速領域では、モータ巻線に誘起
される電圧を利用し、その利用方法に各種の方式が発表
されている。

【０００８】たとえば、特開平8−308286 号公報に開示
された技術がある。この技術は、永久磁石回転子の磁束
方向の位置であるｄ軸と、それから回転方向に９０度進
んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標系に対して、制御上
の仮想回転位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進
んだ仮想位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回
転座標系を定義付ける。ｄ−ｑ実回転座標上で、モータ
抵抗，モータインダンクタンス，モータ発電定数などの
モータパラメータを用いて、電流と電圧の関係式により
モータモデルを表現し、このモータモデルから予測され
るｄ軸電流と、制御軸上のｄｃ軸電流の差が位置誤差Δ
θに比例するとしている。

【０００９】ｄ軸電流の予測計算においては、モータモ
デルと実モータとでモータパラメータが等しいこと、ま
たΔθが０に近いとしてsinΔθ＝Δθ の近似を行い、
また計算に用いる電流値は制御上観測されるｄｃ−ｑｃ
回転座標軸での電流を使用する。

【００１０】他の方法として、特開平9−191698 号公報
の技術がある。この技術は、先ず、停止状態から見た時
にモータの回転と共に発生するモータ誘起電圧は外乱で
あるとして扱い、周知の外乱オブザーバ手法に則り、モ
ータ誘起電圧の大きさと極性を推定している。この外乱
オブザーバは、先の技術と同様ｄｃ−ｑｃ回転制御座標
系での状態方程式に基づいている。次に、推定したモー
タ誘起電圧とモータパラメータを用いて速度を演算し、
更にこの速度を積算演算によって位置情報とし、実際の
回転位置とのずれを、誘起電圧ｄｃ軸成分推定値と推定
速度から得られる位置誤差Δθを用いて補正を行ってい
る。

【００１１】このΔθの算出にあたっては、先の例と同
様に、Δθが０に近いとしてsinΔθ＝Δθ の近似を行
っている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の誘
起電圧を利用した中・高速領域の位置センサレス技術
は、モータ位置を推定するのに、仮想の回転軸である制
御回転座標系の電流値を用いていること、また、sinΔ
θ＝Δθ の近似を行っていることなどの理由により、
位置誤差が大きい場合には制御精度が低下する。このた
め、負荷の急変化，急な加減速運転の用途には適さな
い。また、モータパラメータが含まれる場合には推定位
置に誤差を有する。

【００１３】本発明は、中・高速領域の位置センサレス
技術として、同期モータを位置センサレスで駆動するの
に好適な制御方法の提供を目的とするものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明者は次の点を検討した。

【００１５】（１）制御軸に依存しない値で位相角を表
現して、軸誤差Δθを求めること。

【００１６】（２）その軸誤差に基づいて周波数を決定
すること。

【００１７】（３）制御軸に依存しない電流，電圧に基
づいて速度を推定すること。

【００１８】（４）上記軸誤差に含まれるパラメータ誤
差の影響を解決すること。

【００１９】（５）中高速領域の位置センサレス技術に
対して、停止，低速時での運転手法を組み合わせること
である。

【００２０】上記検討に基づいてなされた本発明による
同期モータの位置センサレス制御方法においては、永久
磁石を界磁とする同期モータのモータ電流と実回転位置
との第１の位相差と、モータ電流と仮想回転位置との第
２の位相差を求める。そして、第１の位相差と前記第２
の位相差の差より、実回転位置と仮想回転位置の位相誤
差を推定する。第１及び第２の位相差を用いるので、位
相誤差が大きい場合でも、制御精度が高くなる。

【００２１】

【発明の実施の形態】本発明の実施形態について、以下
図１から図１６を参照して説明する。

【００２２】図１は、本発明による同期モータの位置セ
ンサレス制御方法を適用した同期モータ駆動装置であ
る。この装置は、主回路２，検出部４，中間パワー部
５，制御部６に大きく分けられる。

【００２３】主回路２は、交流電源１より整流回路２
１，直流リアクトル２２，平滑コンデンサ２３を用いて
直流電圧Ｅ_d を作成し、インバータ回路２４によって可
変電圧，可変周波数の３相交流を同期モータ３に加え
る。

【００２４】検出部４は、位置センサレス制御に必要な
モータ電流検出のためのモータ電流検出部４２と、モー
タに加える電圧を制御するために必要な直流電圧Ｅ_d を
検出する電圧検出部４１からなる。

【００２５】中間パワー部５は、インバータ回路２４を
構成するスイッチング素子を駆動するドライブ回路５
３，ドライブ回路５３のためのドライブ電源５１、また
後述の制御部６のための制御電源５２からなる。

【００２６】制御部６においては、本発明による制御方
法が適用される。この実施例での位置センサレス制御
は、永久磁石回転子の磁束方向の位置をｄ軸、それから
回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標
系に対して、制御上の仮想回転子位置ｄｃ軸と、それか
ら回転方向に９０度進んだ制御上の位置ｑｃ軸からなる
制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系での制御を基本とし
ている。なお、これ以降の説明においてｄｃ−ｑｃ座標
軸を単に制御軸と呼ぶ。

【００２７】座標変換部６０では、モータ電流検出部４
２で検出されたモータ電流ｉｕ，ｉｗ、仮想回転子位置
ｄｃ軸の位相θ_dcを入力として、仮想ｄｃ−ｑｃ座標系
におけるｄｃ軸電流Ｉ_dcf ，ｑｃ軸電流Ｉ_qcf を出力す
る。

【００２８】位相誤差演算部６１では、ｄｃ軸電流Ｉ
_dcf ，ｑｃ軸電流Ｉ_qcf 、後述のモータ電圧Ｖ₁ ^*，ｑｃ
軸とモータ電圧Ｖ₁ ^*との位相差δ_c を入力としてｄ−ｑ
実座標系と制御軸系との位相誤差Δθを出力する。

【００２９】周波数／位相作成・速度検出部６２では、
位相誤差Δθを入力として検出速度ω_r を演算する。

【００３０】速度制御部６３では、指令速度ω_r*と検出
速度ω_r よりｑｃ軸電流指令Ｉ_q*を作成する。

【００３１】電流制御部６４では、ｑｃ軸電流指令
Ｉ_q ^*，検出速度ω_r より、ｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^**，ｄｃ
軸電圧指令Ｖ_d ^**を作成する。

【００３２】逆変換部６５では、ｑｃ軸電圧指令
Ｖ_q ^**，ｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^**より３相電圧指令Ｖｕ^*，
Ｖｖ^*，Ｖｗ^* を作成し、ＰＷＭ信号発生部より周知の
ＰＷＭドライブ信号が作られドライブ回路５３に伝えら
れる。

【００３３】起動・運転管理部６６は、停止時，低速時
の運転方法を実現するためのもので、起動時ｑｃ軸電流
指令Ｉ_qs ^*，起動時ｄｃ軸電流指令Ｉ_ds ^*，起動時速度指
令ω_lsを電流制御部６４や周波数／位相作成・速度検出
部６２に伝える。また、選択信号sel は、起動時の運転
法と、位置センサレス制御による運転法を切り替えるた
めの信号データであり、電流制御部６４と周波数／位相
作成・速度検出部６２に伝える。

【００３４】オペレータ７は運転停止指令や速度指令を
マニュアル操作で行ったり、速度の表示や、各種運転パ
ラメータを設定するためのものである。インターフェー
ス部６７は、オペレータ７で設定された各種データを起
動・運転管理部６６に伝えるもので、これらデータとし
て速度指令ω_r ^** や加速時間Ｔ_acの他に、起動を各種負
荷条件で最適とするための位置決め時間Ｔ_p ，初期回転
時間Ｔ_s ，位置決め時目標電流指令Ｉ_m0，初期回転最終
目標周波数ω_ls0 などがある。

【００３５】制御部６中に破線で示したパラメータ推定
部６８Ｖ，パラメータ推定部６８Ｌ，位相調整部６９
Ｉ、及び位相調整部６９Ｓは、いずれも位相誤差演算部
６１にて求める位相誤差Δθに含まれるモータ定数の影
響をなくすためのものである。パラメータ推定部６８Ｖ
は、電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*と実電圧の誤差が位
相誤差Δθに与える影響を軽減し、パラメータ推定部６
８Ｌは、モータの実インダクタンスが位相誤差演算で使
用するモータインダクタンス設定値Ｌとの相違で与える
位相誤差Δθへの影響を軽減する。また、位相調整部６
９Ｉと位相調整部６９Ｓはいずれも、位相誤差に与える
複数のモータ定数やモータ電圧誤差の影響を軽減するた
めのもので、モータ電流が最小になるように位相調整部
６９Ｉではｄｃ軸電流指令Ｉｄ^*を、位相調整部６９Ｓ
では位相誤差指令Δθ^*を作成する。

【００３６】次に本実施例における同期モータの回転子
位置を推定する方法について説明する。

【００３７】図２に、同期モータの回転子，固定子、前
述のｄ−ｑ軸回転座標、及びｄｃ−ｑｃ制御回転座標の
関係を示す。なお、図２は同期モータの解析モデル図で
あり、回転角度はモータを駆動する交流電圧の電気角で
表す。前述のように、ｄ軸を永久磁石回転子の磁束方向
の位置にとる。また、制御上の仮想回転子位置としてｄ
ｃ軸をとる。固定子のＵ相巻線軸を基準とし、回転して
いるｄ軸の位相をθ_dとする。ｄｃ軸の位相も同様に固
定子のＵ相巻線軸を基準として表示し、θ_dcで表す。な
お、位相の極性は、図２の回転座標軸の回転方向が反時
計回りの場合を正と定める。また、ｄ軸からみたｄｃ軸
の位相を位相誤差Δθとする。本実施例では回転子位置
を推定するため、位相誤差Δθを演算により求める。

【００３８】図３に、同期モータが交流電圧により駆動
され、回転子が正方向に回転している場合のベクトル図
を示す。ここでＶ₁ はモータ電圧、Ｉ_m はモータ電流、
Ｅ₀は誘起電圧を表す。誘起電圧Ｅ₀ の位相は回転子磁
束軸に対して９０度進み位相となるから、誘起電圧Ｅ₀
とｑ軸は同じ位相になる。また、モータ電流Ｉ_m からモ
ータ電圧Ｖ₁ までの位相をφ_v、ｑｃ軸からみたモータ
電圧Ｖ₁ の位相をδ_c、ｑｃ軸からみた電流Ｉ_m の位相
をφ_c （第２の位相差）、及びｑ軸からみた電流Ｉ_m の
位相をφ_m （第１の位相差）と定める。

【００３９】モータ電圧Ｖ₁ をｄ−ｑ座標系でｄ軸成分
ｖ_d ，ｑ軸成分ｖ_q に分離して、モータ電流Ｉ_m のｄ軸
成分Ｉ_d ，同ｑ軸成分Ｉ_q ，誘起電圧Ｅ₀ ，モータ定数
であるモータ巻線抵抗ｒ及びモータ巻線インダクタンス
Ｌ、並びにｄ−ｑ座標の回転速度ω_r を用いて、式
（１）の電圧方程式が表わされる。但し、ｐは微分演算
を表わす演算子である。

【００４０】

【数１】

【００４１】式（１）左辺のｖ_d ，ｖ_q のそれぞれの２
乗の和の平方根がモータ電圧Ｖ₁ の大きさ｜Ｖ₁ ｜であ
り、制御軸でのｄｃ軸成分ｖ_dc，ｑｃ軸成分ｖ_qc、とす
ると、次式の関係があり、制御軸の位置に依存しない値
である。

【００４２】

【数２】

【００４３】式（１）右辺の第１項は、モータ電流Ｉ_m
と同方向の電圧降下分ベクトル、第２項は電流Ｉ_m を９
０度回転させた方向の電圧降下分ベクトルである。これ
ら電圧降下分ベクトルの大きさは、モータ電流Ｉ_m の制
御軸成分Ｉ_qc，Ｉ_dc、大きさ｜Ｉ_m ｜とすると、次式で
表わされる。

【００４４】

【数３】

【００４５】すなわち、それぞれの電圧降下分ベクトル
の大きさは、制御軸と実軸の位置関係に無関係に、モー
タ電流Ｉ_m の大きさによって表現される。

【００４６】尚、以下の説明にあたり、モータ電圧
Ｖ₁ 、及びモータ電流の大きさは単に、それぞれＶ₁ ，
Ｉ_m と表わす。

【００４７】本実施例では、位相誤差Δθを求めるに当
たり、前述の位相φ_c 及び位相φ_mを選び、式（４）に
より位相誤差Δθを表す。

【００４８】

【数４】 Δθ＝φ_m −φ_c …式（４） ここで、位相φ_c は、観測可能な、モータ電流Ｉ_m のｄ
ｃ−ｑｃ軸の値Ｉ_dc，Ｉ_qcから式（５）に従って求めら
れる。

【００４９】

【数５】

【００５０】次に位相φ_m を求める式の導出について述
べる。図３に示すベクトル図において、直角三角形（Ａ
−Ｂ₁ −Ｃ₁ ）に着目する。ここで、直角三角形の底辺
（Ａ−Ｃ₁ ）の長さは、辺（Ａ−Ｃ₂ ）から辺（Ｃ₁ −
Ｃ₂ ）を差し引いたものであり、式（６）により求めら
れる。なお、式（６）では辺の長さについて符号情報を
持たせている。

【００５１】

【数６】 辺（Ａ−Ｃ₁）＝Ｖ₁ cosφ_v −(ｒ＋ｐＬ)・Ｉ_m …式（６） また、直角三角形の高さは辺（Ｂ₂ −Ｃ₂ ）からモータ
巻線インダクタンスでの電圧降下分を差し引いたもので
あり、式（７）により求められる。なお、式（７）につ
いても辺の長さについて符号情報を持たせている。

【００５２】

【数７】 辺（Ｂ₁−Ｃ₁）＝Ｖ₁ sinφ_v −ω_rＬ・Ｉ_m …式（７） さらに、直角三角形の斜辺（Ａ−Ｂ₁ ）は誘起電圧ベク
トルＥ₀ の長さであり、式（８）により求められる。た
だし、ｋ_E は発電定数である。

【００５３】

【数８】 辺（Ａ−Ｂ₁）＝ｋ_E ・ω_r …式（８） また、式（６），式（７）における、φ_v は次式で求め
られる。

【００５４】

【数９】

【００５５】すなわち、直角三角形（Ａ−Ｂ₁ −Ｃ₁ ）
の３辺の長さは、すべて制御部６が観測可能で、かつ制
御軸の位置に影響されない量によって求められる。

【００５６】以上より直角三角形の角度φ_m は式（１
０)〜(１２）に示す３通りの式により求められる。

【００５７】

【数１０】

【００５８】

【数１１】

【００５９】

【数１２】

【００６０】なお、式（５），式（９），式（１０）に
示す三角関数の逆関数は、関数の出力範囲を−π〜π
［rad］ にひろげた拡張関数を用いる。特に断りのない
かぎり、本実施例において用いる三角関数の逆関数は上
述のように拡張された関数とする。

【００６１】以上示したように、本実施例では位相φ_m
が制御軸に依存しない量より求めることができる。さら
に、本実施例では位相誤差Δθの大きさに基づいて、Δ
θが零になるようにモータに加える交流電圧の周波数を
修正する。このように周波数を制御することによって、
仮想回転軸である制御軸はモータの回転子位相に合わせ
て回転する。

【００６２】なお、これまではモータ回転子の回転方向
が正の場合について説明したが、回転方向が逆の場合で
は、φ_m 算出時、関数の出力範囲を−π〜π［rad］ に
広げるにあたり、分母，分子の符号を考慮することによ
り、同様に位相φ_m を求めることができる。

【００６３】ところで、先の直角三角形（Ａ−Ｂ₁ −Ｃ
₁ ）の３辺の長さの関係より、

【００６４】

【数１３】 (ｋ_Eω_r)²＝(Ｖ₁sinφ_v−ω_rＬＩ_m)²＋{Ｖ₁cosφ_v−(ｒ＋ｐＬ)Ｉ_m)² …式（１３） を得て、これよりモータ速度は、次式で表現できる。

【００６５】

【数１４】

【００６６】以上、式（１０）ないし式（１１）による
φ_m の演算、及び式（１４）によるモータ速度の演算に
おいて、電流の変化成分ｐＬ・Ｉ_m の項は、制御系の応
答が速ければ無視してよく、また、抵抗ｒなり、ωＬが
それぞれ他の値に比して十分小さければ、これらを無視
してもよい。

【００６７】次に座標変換部６０について、図４を用い
て演算内容を説明する。

【００６８】モータ電流検出部４２より出力された観測
電流ｉｕ，ｉｗ、及び周波数／位相作成・速度検出部６
２より出力された位相θ_dcは演算部６０１に入力され
る。演算部６０１ではｉｕ，ｉｗから固定座標軸上の２
相電流ｉ_α，ｉ_βが演算され、さらに位相θ_dcを用いて
ｄｃ−ｑｃ座標軸上の電流Ｉ_dc，Ｉ_qcが演算される。電
流Ｉ_dcはフィルター６０２に入力される。フィルター６
０２では、観測電流Ｉ_dcから高周波成分を取り除いた電
流Ｉ_dcf が演算される。電流Ｉ_qcはフィルター６０３に
入力される。フィルター６０３では、観測電流Ｉ_qcから
高周波成分を取り除いた電流Ｉ_gcf が演算される。な
お、フィルター６０２及び６０３は、モータ電流に含ま
れるスイッチングリプル及びノイズを除去する。また、
フィルターの時定数Ｔ_IDは、インバータのスイッチング
周波数やモータ電流検出部４２の回路仕様にあわせて所
定の値に設定される。

【００６９】次に位相誤差演算部６１について、図５を
用いて演算内容を説明する。

【００７０】位相誤差演算部６１においては、位相φ_m
を、式（１０）に基づいて算出する。また、先に示した
軸誤差Δθ算出の説明と相違する点は、位相φ_m 算出に
必要なモータ電圧Ｖ₁ 、及びモータ定数であるモータ巻
線抵抗ｒとモータ巻線インダクタンスＬとして、それぞ
れモータ電圧に対する指令値Ｖ₁ ^*，モータ巻線抵抗設定
値ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌ_c を用いて
いる点、及び回転速度ω_r に対してモータ速度指令ω_r ^*
を用いる点である。更に、制御系の応答が十分速いとし
て、電流変化の成分である（ｐＬ・Ｉ_m ）の項は無視し
ている。

【００７１】座標変換部６０より出力された観測電流Ｉ
_dcf 及びＩ_qcf は演算部６１１及び６１２に入力され
る。演算部６１１では式（１５）により位相φ_c が演算
される。

【００７２】

【数１５】

【００７３】上記の位相φ_c は演算部６１２及び６１３
に入力される。演算部６１２では式（１６）によりモー
タ電流の大きさＩ_m が演算される。

【００７４】

【数１６】 Ｉ_m＝−Ｉ_dcf・sinφ_c＋Ｉ_qcf・cosφ_c …（式１６）
逆変換部６５より出力されたモータ電圧指令Ｖ_１ ^＊及び
位相δ_c は演算部６１３に入力される。起動・運転管理
部６６から出力されたモータ速度指令ω_r ^*は演算部６１
３に入力される。演算部６１３では入力されたＶ₁ ^*，Ｉ
_m ，ω_r ^*，δ_c 及びφ_c と、モータ巻線抵抗設定値
ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌ_c から式（１
７）により位相誤差Δθが演算される。本実施例によれ
ば、sinΔθ ＝Δθなどの近似を用いることとなく、直
接的に位相誤差を推定することができる。従って、位相
誤差が大きい場合でも、制御精度が高くなる。

【００７５】

【数１７】

【００７６】次に周波数／位相作成・速度検出部６２に
ついて、図６を用いて演算内容を説明する。

【００７７】位相誤差演算部６１により出力された位相
誤差Δθ，位相調整部６９ｓにより出力された位相誤差
指令Δθ^*は加算器６２１に入力され、差分(Δθ^*)−Δ
θが演算される。なお、位相誤差指令Δθ^* としては、
後述の位相調整部６９Ｓを用いた場合に有効な値が入力
され、位相調整部６９Ｓを用いない場合はΔθ^* ＝０に
設定される。差分（Δθ^*)−ΔθはＰＩ補償器６２２に
入力される。

【００７８】ＰＩ補償器６２２では、リミッタ６２３と
組み合わされて、インバータ出力周波数ω₁ が演算され
る。このインバータ出力周波数ω₁ はフィルター６２４
に入力され、周波数ω₁ から高周波変動成分を取り除い
たモータ速度ω_r が演算される。

【００７９】インバータ出力周波数ω₁ ，起動・運転管
理部６６が出力した選択信号sel 及び起動時速度信号ω
_lsはセレクタ６２５に入力される。セレクタ６２５で
は、選択信号sel が後述の位置決め初期回転モードを表
す「起動時」の場合はω_lsが選択され出力され、選択信
号sel が後述の位置センサレス運転モードを表す「通常
運転時」の場合はω₁ が選択され出力される。

【００８０】セレクタ６２５により選択出力された周波
数ω_1selは、演算部６２６に入力される。演算部６２６
では周波数ω_1selの値に基づいて位相θ_dcが演算され
る。

【００８１】ＰＩ補償器６２２はΔθをΔθ^* に追従さ
せるようにインバータ出力周波数ω₁ を演算する。同じ
機能を有するＰＩ補償以外の手段を用いてもよい。ま
た、リミッタ６２３の上限値及び下限値の設定は、上限
値として定格周波数以上の所定の固定値を設定する。な
お、下限値には、上限値の極性を負にした値を設定し、
モータ回転方向が逆の場合の制限値とする。

【００８２】ＰＩ補償器６２２の出力は、位相誤差Δθ
を調整するために常に変動しており、高い周波数成分を
含んでいる。このため、ＰＩ補償器６２２の出力をモー
タの検出速度としてモータの速度制御を行うと、速度制
御特性が悪化する。そこで本実施例では低域通過フィル
ター６２４を設け、高周波成分を取り除いたものをモー
タの検出速度とする。

【００８３】演算部６２６では入力された周波数により
位相θ_dcが求められる。なお、図６の演算部６２６にお
いては、周波数／位相作成・速度検出部６２がソフトウ
ェア演算処理により実行され、制御周期Δｔの時間間隔
で演算が実行される。位相演算は、前回位相θ_dc(ｉ−
１)にω_1sel×Δｔを加算することで今回位相θ_dc(ｉ)
を求めている。

【００８４】前述のように、図６では、ＰＩ補償器６２
２の出力にモータの検出速度分と位相誤差Δθを調整す
る高周波成分が含まれる。このため検出速度を求めるに
あたり、ＰＩ補償器６２２の出力をそのまま速度制御で
用いることはできず、高周波成分が低域通過フィルタに
よって除去される。ここでは、別の実施例として、モー
タ回転速度を推定演算することで、低域通過フィルタを
用いない方式を示す。図７に周波数／位相作成・速度検
出部６２の他の構成を示す。インバータ出力周波数ω₁
を第１の周波数と第２の周波数の２つの和として求め、
第１の周波数は式（１４）に基づいて、モータ電流の大
きさと、モータ電圧の大きさと、これらモータ電流とモ
ータ電圧の位相差と、モータ誘起電圧定数、及びモータ
巻線抵抗とモータ巻線インダクタンスを用いて求めたモ
ータ速度として、第２の周波数はΔθがΔθ^* に等しく
するための周波数とする。モータ電流の大きさＩ_m ，モ
ータ電圧指令値Ｖ₁ ^*、及びモータ電流とモータ電圧の位
相差φ_v が演算部６２７に入力され、第１の周波数であ
るモータ速度ω_r が演算される。ただし、この演算にあ
たっては、式（１４）と相違して、モータ電圧Ｖ₁ →Ｖ
₁ ^*，モータ巻線抵抗ｒ→ｒ_c 、及びモータ巻線インダク
タンスＬ→Ｌ_c ，モータ発電定数ｋ_E →同設定値ｋ_Ec，
電流変化の成分である（ｐＬ，Ｉ_m ）の項を無視して、
次式による。

【００８５】

【数１８】

【００８６】Δθ^* とΔθの差を入力としたＰＩ補償器
６２２とリミッタ６２３と組み合わされて第２の周波数
ω_pll が演算される。

【００８７】モータの検出速度ω_r と第２の周波数ω
_pll とが加算器６２８に入力され、両者の和が演算され
インバータ出力周波数ω₁ として出力される。ここで、
ＰＩ補償器６２２の出力は位相誤差Δθを調整する高周
波成分である。従って、リミッタ６２３の上限値及び下
限値は、先の図６に示したリミッタの上限値，下限値よ
り小さくてよい。

【００８８】図６及び図７に示す実施例では、位相誤差
Δθを位相誤差指令Δθ^* に合わせるため、ＰＩ補償器
６２２によりインバータ出力周波数が修正される。ここ
では別の方法として、演算した位相θ_dcを直接修正する
ことにより、位相誤差Δθを位相誤差指令Δθ^* に合わ
せる方法を示す。

【００８９】図８に周波数／位相作成・速度検出部６２
の更に他の構成を示す。ここでは、図７と異なる部分に
ついて信号の接続と流れを説明する。検出速度ω_r ，選
択信号sel 及び起動時速度信号ω_lsはセレクタ６２５に
入力される。セレクタ６２５では、選択信号sel の値に
応じてω_r またはω_lsが選択され、選択速度ω_1selが出
力される。演算部６２６では周波数ω_1selの値に基づい
て位相が演算される。加算器６２８では、演算部６２６
の出力位相及び加算器６２１の出力（Δθ^*)−Δθが入
力され、位相θ_dcが出力される。加算器６２１が出力し
た位相ずれ（Δθ^*)−Δθの分だけ、演算部６２６が出
力した位相が直接修正される。このため、図７において
必要だったＰＩ補償器およびリミッタが不要になり、制
御部の演算量を減らすことができる。

【００９０】次に速度制御部６３について、図９を用い
て説明する。起動・運転管理部６６から出力された速度
指令値ω_r ^*、及び周波数／位相作成・速度検出部６２か
ら出力された検出速度ω_r は、加算器６３１に入力され
る。加算器６３１では(ω_r ^*)−ω_r が演算され、その差
はＰＩ補償器６３２に入力される。ＰＩ補償器６３２で
はω_r がω_r ^*に追従するように、電流指令値が演算され
る。ＰＩ補償器６３２の出力はリミッター６３３に入力
される。リミッター６３３では、あらかじめ設定された
上限値及び下限値を超えないように入力された値のリミ
ット演算が行われ、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が出力される。

【００９１】次に電流制御部６４について、図１０を用
いて内容を説明する。

【００９２】周波数／位相作成・速度検出部６２から出
力された検出速度ω_r と起動・運転管理部６６から出力
された速度指令ω_ls，速度制御部６３から出力された電
流指令Ｉ_q ^*と起動・運転管理部６６から出力された電流
指令Ｉ_qs ^*,位相調整部６９Ｉから出力された電流指令Ｉ
_d ^*と起動・運転管理部６６から出力されたＩ_ds ^* は、そ
れぞれ組として、セレクタ６４０に入力される。同じ
く、セレクタ６４０に入力される選択信号sel に従っ
て、選択信号sel が「起動時」を表す場合は、起動時ｄ
軸電流指令Ｉ_ds ^* ，起動時ｑ軸電流指令Ｉ_qs ^* 、及び起
動時速度指令ω_lsがそれぞれ選択され、選択信号sel が
「通常運転時」を表す場合はｄ軸電流指令Ｉ_d ^*，ｑ軸電
流指令Ｉ_q ^*、及び検出速度ω_r が選択され出力される。

【００９３】セレクタ６４０により選択されたｄ軸電流
指令Ｉ_ds ^* もしくはＩ_d ^*、及び座標変換部６０から出力
されたｄ軸電流Ｉ_dcf は加算器６４１に入力され、両者
の差が演算される。ＰＩ補償器６４３では加算器６４１
の出力を零にするような補償電圧が演算される。補償電
圧はリミッター６４５に入力され、あらかじめ設定され
た上限値及び下限値を値が超えないように処理が行わ
れ、ｄ軸補償電圧ＶＩ_dが出力される。

【００９４】一方、セレクタ６４０により選択されたｑ
軸電流指令Ｉ_qs ^* もしくはＩ_q ^*、及び座標変換部６０か
ら出力されたｑ軸電流Ｉ_qcf は加算器６４２に入力さ
れ、両者の差が演算される。ＰＩ補償器６４４では加算
器６４２の出力を零にするような補償電圧が演算され
る。補償電圧はリミッター６４６に入力され、あらかじ
め設定された上限値及び下限値を値が超えないように処
理が行われ、ｑ軸補償電圧ＶＩ_q が出力される。

【００９５】更に、ｄ軸電流指令Ｉ_ds ^* もしくはＩ_d ^*、
ｑ軸電流指令Ｉ_qs ^* もしくはＩ_q ^*、及び起動時速度指令
ω_lsもしくは検出速度ω_r は、モータ電圧モデル６４７
に入力され、ｄ軸モデル電圧Ｖ_d ^*、及びｑ軸モデル電圧
Ｖ_q ^*が出力される。このモータ電圧モデルには、Ｉ_d ^*，
Ｉ_q ^*，ω_r を用いる場合には、次式にて表現される。

【００９６】

【数１９】 Ｖ_d ^*＝ｒ_cＩ_d ^*−ω_rＬ_cＩ_q ^* Ｖ_q ^*＝ω_rＬ_cＩ_d ^*＋ｒ_cＩ_q ^*＋Ｋ_Ecω_r …式（１９） 上式のように、このモータ電圧モデルは、式（１）より
導出されるもので、式（１）に対して、電流変化項を省
略し、電圧，電流をすべて指令値に、また、モータ定数
をすべて設定値に置き換えたものである。

【００９７】ｄ軸補償電圧ＶＩ_d 及びｄ軸モデル電圧Ｖ
_d ^*は加算器６４８に入力され、両者の和がｄｃ軸電圧指
令Ｖ_d ^** として出力される。同様にｑ軸補償電圧ＶＩ_q
及びｑ軸モデル電圧Ｖ_q ^* は加算器６４９に入力され、
両者の和がｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^** として出力される。

【００９８】ここで、ｄ軸補償電圧ＶＩ_d とｑ軸補償電
圧ＶＩ_q は、加速時，減速時、または定常時であって
も、モータ電圧モデルに用いる抵抗設定値ｒ_c ，巻線イ
ンダクタンス設定値Ｌ_c ，発電定数ｋ_Ecのいずれかが実
際の値と相違する場合に、何らかの値を発生するもの
で、それ以外は０の値となる。

【００９９】次に逆変換部６５について、図１１を用い
て内容を説明する。

【０１００】図１１に示す逆変換部６５は、制御軸電圧
指令Ｖ_d ^** ，Ｖ_q ^** を受けて３相電圧指令を生成する。
電流制御部６４より出力されたｄｃ軸電圧指令Ｖ_d ^** 及
びｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^** は演算部６５１に入力される。
演算部６５１ではｑｃ軸からみたモータ電圧Ｖ₁ の位相
δ_c が式（９）に従い演算される。位相δ_c ，ｄｃ軸電
圧指令Ｖ_d ^**、及びｑｃ軸電圧指令Ｖ_q ^**は演算部６５２
に入力される。演算部６５２では電圧指令の大きさＶ₁ ^*
が演算される。位相δ_c 及び位相θ_dcは演算部６５３に
入力され、位相θ_v が演算される。位相θ_v 及び電圧指
令の大きさＶ₁ ^*は演算部６５４に入力され、３相電圧指
令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* が演算される。なお、位相θ_dc
は固定子Ｕ相巻線軸からみた仮想回転子磁束軸（ｄｃ
軸）の位相を表しており、演算部６５３で演算された位
相θ_v は出力電圧ベクトルの位相を表している。

【０１０１】次に起動・運転管理部６６について、図１
２を用いて内容を説明する。

【０１０２】インタフェース部６７より出力された位置
決め時間Ｔ_p ，電流目標値Ｉ_m0，初期回転時間Ｔ_s ，初
期周波数ω_ls0 ，加速時間Ｔ_ac、及び設定周波数ω_r ^**
はシーケンス演算部６６１に入力される。シーケンス演
算部６６１では、設定値の入力と、経過時間に応じた指
令値が演算される。ここで、時間ｔに対してシーケンス
演算部６６１の出力値は式（２０）により演算される。

【０１０３】

【数２０】

【０１０４】シーケンス演算部より出力された位相指令
φ_c ^*及び電流指令Ｉ_m ^*は、演算部６６２に入力され、位
置決めと初期回転時のｄｑ軸電流指令Ｉ_ds ^* ，Ｉ_qs ^* が
式（２１）により演算される。

【０１０５】

【数２１】

【０１０６】以上の構成により運転を行えば、モータ運
転開始から時間がＴ_p 経過するまでは位置決めモード，
位置決めモード終了から時間がＴ_s 経過するまでは初期
回転モード、及び初期回転モード終了後は位置センサレ
ス運転モードの合計３つの制御モードを連続的に変化さ
せることにより、永久磁石モータの起動を行うことがで
きる。なお、周波数／位相作成・速度検出部６２及び電
流制御部６４では各制御モードに応じた制御を行う。こ
のため、制御モードに応じた選択信号sel が出力され
る。

【０１０７】次に各制御モードでの電圧位相、及び電流
指令の変化について説明する。まず、位置決めモードで
は、周波数ω_lsが零に固定されるため、電圧位相はあら
かじめ設定された所定の値に固定されて変化しない。ま
た、電流指令Ｉ_m ^*は所定値Ｉ_m0まで徐々に増加するが、
位相φ_c ^*は−π／２に固定されるため、ｄｑ軸電流指令
にはＩ_ds ^* ＝Ｉ_m ^*，Ｉ_qs ^* ＝０がそれぞれ出力される。
次に、初期回転モードでは周波数ω_lsが徐々に増加する
ため、電圧位相が回転方向に変化する。また、電流指令
Ｉ_m ^*はＩ_m0に固定されるが、位相φ_c ^*は位相が−π／２
から０まで変化する。従ってｄｑ軸電流指令は、最初に
Ｉ_ds ^* ＝Ｉ_m0，Ｉ_qs ^* ＝０の状態から、Ｉ_ds ^* が徐々に
減少かつＩ_qs ^* が徐々に増加していき、最終的にはＩ_ds
^* ＝０，Ｉ_qs ^* ＝Ｉ_m0に変化する。

【０１０８】なお、位置決めモード、及び初期回転モー
ドでは図９に示した速度制御を行わない。従って、制御
モードが位置センサレス運転モードに返り替わった以降
に、モータ速度指令ω_r ^*の値が速度制御部６３に出力さ
れる。

【０１０９】なお、インタフェース部６７より出力され
る位置決め時間Ｔ_p ，電流目標値Ｉ_m0，初期回転時間Ｔ
_s ，初期周波数ω_ls0 、及び設定周波数ω_r ^** の値のう
ち少なくとも一つは、設定値の変更が可能である。これ
により、モータ定数の変動や負荷条件が変動しても、モ
ータを確実に起動させることができる。なお、図１に示
す実施例では、オペレータ７による操作により、設定値
を変更できる。

【０１１０】図１３に、本実施例の制御方法を用いて同
期モータを運転した場合の、モータ回転周波数とインバ
ータ出力周波数の関係を示す。図１３では、モータ運転
開始から、３つの制御モード（位置決めモード，初期回
転モード、及び位置センサレス制御モード(通常運転モ
ード)）を経てモータが駆動される様子を表している。
また、位置センサレス制御モードでは加速，減速，負荷
増加，負荷減少の４つの要因による周波数変化を示す。
なお、モータ回転周波数はモータ電気角周波数を表すも
のとする。以下、各モードにおけるモータ回転周波数と
インバータ出力周波数の関係を述べる。

【０１１１】（１）位置決めモードではインバータ出力
周波数は零に固定される。一方、位置決め制御によって
回転子が所定の位置へ方向を変えるため、モータ回転周
波数は正負の間で振動する。速度の振動は次第に減衰し
ていく。

【０１１２】（２）初期回転モードでは、モータ回転周
波数及びインバータ周波数が上昇する。

【０１１３】（３）位置センサレス制御モードにおいて
加速運転を行うと、インバータ周波数はモータ回転周波
数に対して低くなるように制御される。

【０１１４】（４）位置センサレス制御モードにおいて
減速運転を行うと、インバータ周波数はモータ回転周波
数に対して高くなるように制御される。

【０１１５】（５）位置センサレス制御モードにおいて
モータの負荷を増やすと、負荷変化の直後にはインバー
タ周波数はモータ回転周波数に対して高くなるように制
御される。

【０１１６】（６）位置センサレス制御モードにおいて
モータの負荷を減らすと、負荷変化の直後にはインバー
タ周波数はモータ回転周波数に対して低くなるように制
御される。

【０１１７】なお、上述（３）〜（６）において、イン
バータ出力周波数とモータ回転周波数の高低が決まるの
は、周波数／位相作成・速度検出部６２において、位相
誤差Δθが位相誤差指令Δθ^* に一致するようにインバ
ータ出力周波数をモータ回転周波数に追従させるためで
ある。

【０１１８】図５に示した位相誤差演算部６１では、位
相φ_m を、モータ電圧に対する指令値Ｖ₁ ^*，モータ巻線
抵抗設定値ｒ_c ，モータ巻線インダクタンス設定値
Ｌ_c 、及びモータ速度指令ω_r ^*が用いて求める。このう
ちモータ定数であるモータ巻線抵抗設定値ｒ_c ，モータ
巻線インダクタンス設定値Ｌ_c 、また電圧指令値Ｖ₁ ^*が
実際の値とずれると、演算で求めた位相φ_m は実際の値
と異なり、位相誤差Δθに定常誤差が発生する。ここで
は、その誤差を低減する方法としてｄ軸補償電圧ＶＩ_d
及びｑ軸補償電圧ＶＩ_q を用いた方法及びモータ電流が
最小になるように位相調整をする方法について、それぞ
れ２つの例を示す。

【０１１９】補償電圧ＶＩ_d 及びＶＩ_q を用いた方法を
説明するにあたり、簡単のため、電圧とインダクタンス
が実際値と相違する場合を示す。

【０１２０】式（１）の電圧方程式は、位相誤差Δθ＝
０の場合であり、位相誤差が発生すると、電圧方程式は
式（２２）となる。ただし、電流変化項は無視してい
る。

【０１２１】

【数２２】 ｖ_dc＝ｒ・ｉ_dc−ω_r・Ｌ・ｉ_qc＋ｋ_E・ω_r・sinΔθ ｖ_qc＝ω_r・Ｌ・ｉ_dc＋ｒ・ｉ_qc＋ｋ_E・ω_r・cosΔθ …式（２２） ここで、

【０１２２】

【数２３】 ｖ_d ^** ＝ｖ_dc＋ｄｖ_d ，ｖ_q ^** ＝ｖ_qc＋ｄｖ_q ，ｖ₁ ^* ＝ｖ₁＋ｄｖ Ｉ_d ^* ＝ｉ_dc ，Ｉ_d ^* ＝ｉ_qc …式（２３） Ｌ_c＝Ｌ＋ｄＬ，ｒ_c＝ｒ，ｋ_EC＝ｋ_E とおいて、まとめると式（２４）となる。

【０１２３】

【数２４】 ｖ_dc ^** ＝(ｒ_cＩ_d ^*−ω_rＬ_cＩ_q ^*)−ｄｒ_eＩ_dc ^*＋ω_rｄＬＩ_q ^* ＋ｋ_Ecω_rsinΔθ＋ｄｖ_d ｖ_qc ^** ＝(ω_rＬ_cＩ_q ^*＋ｒ_cＩ_d ^*＋ｋ_Eω_r)−ω_rｄＬＩ_dc ^*−ｋ_Eω_r ＋ｋ_Ecω_rcosΔθ＋ｄｖ_q …式（２４） 式（２４）のそれぞれの第１項は、モータ電圧モデル６
４７に相当するから、他の項はそれぞれｄ軸補償電圧Ｖ
Ｉ_d 及びｑ軸補償電圧ＶＩ_q に対応する。これより次式
が得られる。

【０１２４】

【数２５】 ＶＩ_d ＝ω_rｄＬＩ_q ^*＋ｋ_Ecω_rsinΔθ＋ｄｖ_d ＶＩ_q ＝−ω_rｄＬＩ_d ^*−ｋ_E ^*ω_r＋ｋ_ECω_rcosΔθ＋ｄｖ_q …式（２５） ここで、１次電圧指令その誤差，ｄ軸指令その誤差，ｑ
軸指令その誤差の比率は同じとすると式（２６）の関係
が得られ、更に式（２７）の関係式を用いて式（２５）
からΔθを消去すると式（２８）が得られる。

【０１２５】

【数２６】

【０１２６】

【数２７】 sin²θ＋cos²θ＝１ …式（２７）

【０１２７】

【数２８】

【０１２８】式（２８）は、インダクタンス誤差と電圧
誤差を含んでいる。もし、どちらか一方のみの誤差があ
る場合には、式（２８）を用いて、その誤差を推定する
ことができる。

【０１２９】パラメータ推定部６８Ｌについて、図１４
を用いて説明する。電流制御部６４内の演算で出力され
るｄ軸電流制御の補償電圧ＶＩ_d 、及びｑ軸電流制御の
補償電圧ＶＩ_q 、ｄｑ軸電流指令Ｉ_d ^*及びＩ_q ^*、及び速
度指令ω_r ^*はパラメータ推定部６８Ｌに入力される。パ
ラメータ推定部６８Ｌでは、図５における演算部613に
おいて用いる周波数指令・インダクタンス積（ω_r ^*）×
Ｌ_c と実際値のずれ量としてω_r ^*×ｄＬが演算される。

【０１３０】ここに、ω_r ^*×ｄＬは、式（２８）におい
てｄｖ＝０とおいて求めたもので、式（２９）で得られ
る。この値を図５で示した位相誤差演算部の式（１７）
での（ω_r ^*）×Ｌ_c から引くことによって正しいインダ
クタンスが式に反映される。ただし式（２９）では、平
方根の演算結果を加算するか、減算するかによって２通
りの値が求められるが、これは、誤差の大きさによりい
ずれか一方を選ぶことになる。

【０１３１】

【数２９】

【０１３２】次にパラメータ推定部６８Ｖについて、図
１５を用いて説明する。電流制御部６４内の演算で出力
されるｄ軸電流制御の補償電圧ＶＩ_d 、及びｑ軸電流制
御の補償電圧ＶＩ_q ，ｄｑ軸電圧指令Ｖ_d ^** 及び
Ｖ_q ^** 、モータ電圧の大きさＶ₁ ^*、及び指令速度ω_r ^*は
パラメータ推定部６８Ｖに入力される。パラメータ推定
部６８Ｖでは、図５中の演算部６１３において用いるモ
ータ電圧の大きさＶ₁ ^*と実際値のずれ量としてｄＶが演
算される。

【０１３３】

【数３０】

【０１３４】ここにｄＶは、式（２８）においてｄＬ＝
０とおいて求めたもので、式(３０)で得られる。この値
を図５で示した位相誤差演算部の式（１７）でのＶ₁ ^*か
ら引くことによって正しい電圧が式に反映される。ただ
し式（３０）では、平方根の演算結果を加算するか、減
算するかによって２通りの値が求められるが、これは、
誤差の大きさによりいずれか一方を選ぶことになる。

【０１３５】図１４及び図１５で示したパラメータ誤差
のためのｄ軸補償電圧ＶＩ_d 及びｑ軸補償電圧ＶＩ_q を
用いた方法は、複数のパラメータの中でひとつのパラメ
ータのみに誤差が生じた場合に有効な方法である。これ
に対し、複数パラメータ誤差に対して有効な方法とし
て、図１の全体構成の図では位相調整部６９Ｉ及び69Ｓ
の２つの例を示した。以下、位相調整部６９Ｉ及び６９
Ｓについて、図１６を用いて説明する。

【０１３６】前述のように、位相誤差Δθの演算結果に
は、パラメータ誤差に起因する誤差分が含まれる。この
誤差のためｄｃ−ｑｃ軸回転座標の位相はｄ−ｑ軸回転
座標に一致させることはできず、定常軸ずれΔθ_e が残
る。電流制御部６４においてｑ軸方向成分にのみ電流を
流すようにｄｃ軸電流指令Ｉ_d ^*を零として制御するが、
実軸と制御軸が軸ずれしている場合には、実線のｄ軸方
向にも電流が流れてしまい、その分ｑ軸方向のトルク電
流成分は減少する。トルク電流成分は軸ずれΔθ_e が大
きいほど減少する。

【０１３７】この結果速度の低下を招くため、速度制御
部６３がトルク電流指令Ｉ_q ^*を増加させることになり、
結局、モータ電流の大きさＩ_m が軸ずれのため増加す
る。逆に言えば、実軸と制御軸の位相が一致し、最もト
ルクが発生する位相で電流が流れると、モータ電流の大
きさＩ_m は最小値をとる。そこで、モータ電流位相を調
整して、電流の大きさＩ_m が最小になる位相にて電流を
流す。

【０１３８】電流位相の変える２つの方法を示す。

【０１３９】第１の方法は、励磁電流指令値Ｉ_d ^*に所定
の値を設定する方法である。通常は零が設定されるＩ_d ^*
に値を代入してやることにより、モータ電流の位相を任
意に変化させることができる。第２の方法は、位相誤差
指令Δθ^* に所定の値を設定する方法である。通常は零
が設定されるΔθ^* に値を代入してやることにより、実
軸と制御軸の軸ずれは、前述のパラメータ誤差に起因す
る軸ずれΔθ_e と位相誤差指令Δθ^*の和となる。そこ
で、位相誤差指令Δθ^*を調整し(Δθ^*)＋Δθ_eを零に
することにより、実軸と制御軸を一致させることができ
る。第１の方法は位相調整部６９Ｉにより実現される。
また、第２の方法は位相制御部６９Ｓにより実現され
る。

【０１４０】図１６に、励磁電流指令値Ｉ_d ^*或いは位相
誤差指令Δθ^* を調整し、モータ電流Ｉ_m を最小にする
方法の一例を示す。制御周期ｉ番目において、励磁電流
指令値Ｉ_d ^*或いは位相誤差指令Δθ^* に値が設定され、
モータ電流の大きさがＩ_m (ｉ)であるとする。次に、制
御周期ｉ＋１番目において、Ｉ_d ^*或いはΔθ^*にランダ
ムに選んだ値を代入し、モータ電流の大きさがＩ_m(ｉ＋
１）に変化したとする。Ｉ_m(ｉ＋１）がＩ_m(ｉ）よりも
小さければ、Ｉ_d ^*或いはΔθ^* の値として制御周期ｉ＋
１番目で用いた設定値を選ぶ。以上を繰り返すことによ
り、モータ電流Ｉ_m を最小にする設定値を探すことがで
きる。また、上記方法以外では、既知のニュートン・ラ
プソン法などの最適解探索アルゴリズムを用いれば、設
定値を求めることができる。

【０１４１】

【発明の効果】本発明によれば、制御軸の位置に依存し
ない値で位相角を表現して位相誤差を求めており、負荷
の急変化や急加減速運転など、大きな位相誤差が発生す
る場合でも安定な同期モータの位置センサレス制御系を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に関わる同期モータの位置センサレス制
御方法を実現するための全体構成図である。

【図２】同期モータの回転子，固定子、前述のｄ−ｑ軸
回転座標、及びｄｃ−ｑｃ制御回転座標の関係を示した
解析モデル図である。

【図３】同期モータが交流電圧により駆動され、回転子
が正方向に回転している場合のベクトル図を示す。

【図４】座標変換部の演算内容をブロックで示した図で
ある。

【図５】位相誤差演算部の演算内容をブロックで示した
図である。

【図６】周波数／位相作成・速度検出部の演算内容をブ
ロックで示した図である。

【図７】周波数／位相作成・速度検出部の他の演算内容
をブロックで示した図である。

【図８】周波数／位相作成・速度検出部のさらに他の演
算内容をブロックで示した図である。

【図９】速度制御部の演算内容をブロックで示した図で
ある。

【図１０】電流制御部の演算内容をブロックで示した図
である。

【図１１】逆変換部の演算内容をブロックで示した図で
ある。

【図１２】起動・運転管理部の演算内容をブロックで示
した図である。

【図１３】本発明による制御方法を用いて同期モータを
運転した場合の、加速，減速、及び負荷変化に対応する
モータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を示し
た図である。

【図１４】インダクタンスＬのパラメータ誤差を推定す
る方法を示した図である。

【図１５】出力電圧Ｖ₁ ^*のパラメータ誤差を推定する方
法を示した図である。

【図１６】位相調整部によって、電流位相を最適な状態
に合わせる原理を説明する図である。

【符号の説明】

１…交流電源、２…主回路部、３…同期モータ、４…検
出部、５…中間パワー部、６…制御部、７…オペレー
タ、２１…整流回路、２２…直流リアクトル、２３…平
滑コンデンサ、２４…インバータ回路、４１…電圧検出
部、４２…モータ電流検出部、５１…ドライブ電源、５
２…制御電源、５３…ドライブ回路、６０…座標変換
部、６１…位相誤差演算部、６２…周波数／位相作成・
速度検出部、６３…速度制御部、６４…電流制御部、６
５…逆変換部、６６…起動・運転管理部、６７…インタ
ーフェース部、６８Ｖ，６８Ｌ…パラメータ推定部、69
Ｉ，６９Ｓ…位相調整部、Ｅ_d …直流電圧、ｉｕ…Ｕ相
モータ電流、ｉｗ…Ｗ相モータ電流、ｄ軸…永久磁石回
転子の磁束方向の位置の軸、ｑ軸…ｄ軸に対し回転方向
に９０度進んだ位置の軸、ｄｃ軸…制御上の仮想回転子
位置の軸、ｑｃ軸…ｄｃ軸に対し回転方向に９０度進ん
だ位置の軸、Ｉ_dcf …仮想ｄｃ−ｑｃ座標系のｄｃ軸電
流、Ｉ_qcf …仮想ｄｃ−ｑｃ座標系のｑｃ軸電流、Ｖ₁ ^*
…モータ電圧、δ_c …ｑｃ軸とモータ電圧Ｖ₁ ^*との位相
差、Δθ…ｄ−ｑ実座標系とｄｃ−ｑｃ仮想座標系との
位相誤差、ω_r …検出速度、ω_r ^*…指令速度、Ｉ_d ^*…ｄ
ｃ軸電流指令、Ｉ_q*…ｑｃ軸電流指令、Ｖ_d ^**…ｄｃ軸
電圧指令、Ｖ_q ^**…ｑｃ軸電圧指令、Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖ
ｗ^* …３相電圧指令、Ｉ_ds ^* …起動時ｄｃ軸電流指令、
Ｉ_qs ^* …起動時ｑｃ軸電流指令、ω_ls…起動時運転周波
数、sel …選択信号、Ｔ_p …位置決め時間、Ｔ_s …初期
回転時間、Ｉ_m0…位置決め時目標電流指令、ω_ls0 …初
期回転最終目標周波数、Δθ^* …位相誤差指令。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三浦 治雄 茨城県土浦市神立町603番地 株式会社 日立製作所 土浦事業部内 (56)参考文献 特開 平10−174499（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−308286（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−18499（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−80180（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/16

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】永久磁石を回転子とする同期モータの位置
   センサレス制御方法において、 前記永久磁石を回転子とする同期モータのモータ電流位
   相と回転子の実回転位相との第１の位相差と、 前記モータ電流位相と制御上の回転子の位相である仮想
   回転位相との第２の位相差とを求め、 前記第１の位相差と前記第２の位相差の差とから、前記
   回転子の実回転位置と前記回転子の仮想回転位置との位
   相誤差を推定する同期モータの位置センサレス制御方
   法。
2. 【請求項２】請求項１において、前記第１の位相差を、
   モータ電圧と、前記モータ電流、及びモータ定数を用い
   て求める同期モータの位置センサレス制御方法。
3. 【請求項３】請求項１において、さらに、前記位相誤差
   が零に近づくように前記同期モータに加える交流電圧の
   周波数を修正する同期モータのセンサレス制御方法。
4. 【請求項４】永久磁石を回転子とする同期モータの位置
   センサレス制御方法において、 モータ電流の大きさと、モータ電圧の大きさと、前記モ
   ータ電流と前記モータ電圧の位相差、及びモータ定数を
   用いてモータ電流位相と前記回転子の実回転位相との差
   を第１の位相差として求め、 他方、モータ電流ベクトルと回転子の仮想回転位相との
   差を第２の位相差として求め、前記第１の位相差と前記
   第２の位相差とが等しくなるように制御上の回転子位置
   を修正する同期モータの位置センサレス制御方法。
5. 【請求項５】請求項４において、前記第１の位相差は、
   誘起電圧を、モータ電流位相と同相となる電流同相誘起
   電圧成分と、モータ電流位相とは９０度位相が進んだ電
   流直交誘起電圧成分とに分解し、前記電流同相誘起電圧
   成分と前記電流直交誘起電圧成分とをモータ電流の大き
   さと、モータ電圧の大きさと、これらモータ電流位相と
   モータ電圧位相との位相差、及び少なくともモータ巻線
   抵抗とモータ巻線インダクタンスのいずれかを用いて求
   め、前記電流同相誘起電圧成分、前記電流直交誘起電圧
   成分、及び誘起電圧の大きさの３つのうち少なくとも２
   つの値を用いて算出する同期モータの位置センサレス制
   御方法。
6. 【請求項６】請求項４において、前記第１の位相差と前
   記第２の位相差とが等しくなるようにインバータ出力周
   波数を修正することにより制御上の回転子の推定位置を
   修正する同期モータの位置センサレス制御方法。
7. 【請求項７】請求項６において、インバータ出力周波数
   は、第１の周波数と第２の周波数の和から構成され、該
   第１の周波数はモータ電流の大きさと、モータ電圧の大
   きさと、これらモータ電流位相とモータ電圧位相の位相
   差と、モータ誘起電圧定数、及び少なくともモータ巻線
   抵抗とモータ巻線インダクタンスの１つを用いて求めた
   回転速度に関わる周波数であり、前記第２の周波数は、
   前記第１の位相差と前記第２の位相差とが等しくなるよ
   うに決定される周波数である同期モータの位置センサレ
   ス制御方法。
8. 【請求項８】請求項６において、インバータ出力周波数
   から高周波成分を減衰させたものを検出速度とし、該検
   出速度と指令速度とを比較してモータ電圧を制御する同
   期モータの位置センサレス制御方法。
9. 【請求項９】請求項７において、前記第１の周波数を検
   出速度として指令速度と比較してモータ電圧を制御する
   同期モータの位置センサレス制御方法。
10. 【請求項１０】請求項１または請求項４の何れかにおい
    て、モータ電流の誘起電圧と同相となるトルク電流成分
    をトルク電流指令に一致させるｑ軸電流制御のためのｑ
    軸補償電圧と、モータ電流の誘起電圧と直交する励磁電
    流成分を励磁電流指令に一致させるｄ軸電流制御のため
    のｄ軸補償電圧とを用いて、モータ電圧またはモータ定
    数を推定し、該推定値を用いて前記第１の位相差を求め
    る同期モータの位置センサレス制御方法。
11. 【請求項１１】永久磁石を回転子とし、インバータ回路
    によって駆動される同期モータの回転子位置を推定する
    同期モータの位置センサレス制御方法において、 運転開始から順に、位置決めモードと、初期回転モード
    と、位置センサレス運転モードとの３つの制御モードを
    備え、 前記位置決めモードは、電圧位相を任意に固定してモー
    タ巻線に加える電流を所定の電流値まで上昇させて前記
    回転子を特定の位置に定め、 前記初期回転モードは、電圧位相を回転方向に回転させ
    て所定のインバータ出力周波数まで上昇させ、前記位置
    センサレス運転モードはモータ電流の大きさと、モータ
    電圧の大きさと、これらモータ電流位相とモータ電圧位
    相の位相差とから、モータ電流位相と回転子の実回転位
    相との差を第１の位相差として演算で求め、他方、モー
    タ電流位相と制御上の回転子の仮想回転位相との差を第
    ２の位相差として演算で求め、前記第１の位相差と第２
    の位相差とが等しくなるように前記回転子の推定位置を
    修正する同期モータの位置センサレス制御方法。
12. 【請求項１２】請求項１１において、前記位置決めモー
    ドの時間と前記所定の電流値、前記初期回転モードの時
    間と前記所定のインバータ出力周波数が、変更可能であ
    る同期モータの位置センサレス制御方法。
13. 【請求項１３】永久磁石を回転子とし、インバータ回路
    によって駆動される同期モータの回転子位置を推定する
    同期モータの位置センサレス制御方法において、 前記永久磁石を回転子とする同期モータのモータ電流位
    相と、回転子の実回転位相との位相差である第１の位相
    差と、 前記モータ電流位相と制御上での回転子の仮想回転位相
    との位相差である第２の位相差とを求め、 前記第１の位相差と前記第２の位相差の差とから、前記
    回転子の実回転位置と前記回転子の仮想回転位置との位
    相誤差を推定し、 前記インバータ出力周波数を、同期モータの加速時はモ
    ータ電気角周波数より低くし、同期モータの減速時はモ
    ータ電気角周波数より高くし、同期モータに加わる負荷
    の増加時は同期モータ電気角周波数より高く、同期モー
    タに加わる負荷の減少時は同期モータ電気角周波数より
    低くして、インバータ出力周波数をモータ電気角周波数
    に追従させることによりモータの回転子位置を推定する
    同期モータの位置センサレス制御方法。