JP4895703B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの動作を制御するためのモータ制御装置に関する。また、このモータ制御装置を有するモータ駆動システムに関する。

従来より、回転子位置センサを用いることなくモータの回転子位置を推定し、この推定した回転子位置に基づいてモータを制御するモータ制御装置（位置センサレス制御装置）が開発されている。この種のモータ制御装置で実行されるセンサレス制御には、高速回転時に適した高速用センサレス制御と、低速回転時及び回転停止時に適した低速用センサレス制御と、がある。

高速用センサレス制御では、一般的に、回転子の回転により発生する誘起電圧に基づく手法が採用され、そのような手法では、低速回転時において精度良く回転子の位置及び速度を推定することは困難である。このため、低速回転時及び回転停止時には、一般的に、回転子の磁気突極性や磁気飽和を利用した低速用センサレス制御が用いられる。

モータ制御装置は、高速用センサレス制御に係る制御方式と低速用センサレス制御に係る制御方式とを含む複数の制御方式を切替えて用い、これによって、広い速度範囲でより安定した制御を実現できるように構成されることが多い。この切替えは、例えば、回転子の回転速度に応じて行われる。

また、下記特許文献１では、低周波領域用の位相決定方法で生成された位相と高周波領域用の位相決定方法で生成された位相とを周波数的に加重平均し、この加重平均によって得られた位相を、ｄ−ｑ座標系の位相として推定する手法が開示されている。

複数の制御方式を利用する従来のモータ制御装置では、同一の座標系間で制御方式が切替えられ、切替え前後において推定すべき回転軸（ｄ−ｑ軸）が変化しない。

ここで、図３７を参照して、一般的なセンサレス制御（例えば、高速用センサレス制御）の動作について説明する。

図３７は、従来のモータ制御装置１０３のブロック図である。図３７に示す構成では、モータのベクトル制御における、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、ｑ軸に対応する制御上の推定軸をδ軸としている。図３９に、ｄ軸、ｑ軸、γ軸及びδ軸の関係を示す。図３９におけるＥ_exは、一般的に拡張誘起電圧と呼ばれる電圧ベクトルである。

電流検出器１１は、ＰＷＭインバータ２から突極機のモータ１に供給されるモータ電流のＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。座標変換器１２は、Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vをγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。位置・速度推定器１２０（以下、単に「推定器１２０」という）は、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定して出力する。

減算器１９は、推定器１２０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流ｉδが追従すべきδ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。磁束制御部１１６は、δ軸電流指令値ｉδ^*等に基づいてγ軸電流ｉγが追従すべきγ軸電流指令値ｉγ^*を出力する。電流制御部１５は、減算器１３及び１４を介して与えられる電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）及び電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）が双方ゼロに収束するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。

座標変換器１８は、推定器１２０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*の逆変換を行い、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。ＰＷＭインバータ２は、その三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流をモータ１に供給してモータ１を駆動する。

図３８に、推定器１２０の内部構成を示す。推定部１２０は、軸誤差推定部１３０と、比例積分演算器１３１と、積分器１３２と、を有して構成される。軸誤差推定部１３０は、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθを推定する。軸誤差推定部１３０は、例えば、下記式（１）を用いて軸誤差Δθを算出する。ここで、Ｌ_d及びＬ_qは、夫々モータ１のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスであり、Ｒ_aはモータ１のモータ抵抗である。また、ｓは、ラプラス演算子である。回転子位置を推定するための様々な手法が提案されているが、下記式（１）のように、推定用の算出式において、モータのｑ軸インダクタンスの値が演算用パラメータとして用いられる場合が多い。

上記式（１）は、下記特許文献２にも示されている軸誤差Δθの算出式である。尚、下記特許文献２ではｄ軸を基準としたｄ軸とγ軸（ｄｃ軸）との差をΔθとしているが、本明細書ではγ軸を基準としたｄ軸とγ軸（ｄｃ軸）との差をΔθと扱うようにしているため、下記特許文献２における軸誤差Δθの算出式と式（１）とでは、符号が逆になっている。また、式（１）において、Ｅ_exγ及びＥ_exδは、それぞれ、拡張誘起電圧Ｅ_exのγ軸成分及びδ軸成分を表している。

比例積分演算器１３１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置１０３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部１３０が算出した軸誤差Δθがゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出する。積分器１３２は、比例積分演算器１３１から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器１３１が出力する推定モータ速度ω_eと積分器１３２が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器１２０の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置１０３の各部位に与えられる。

このようにモータ制御装置１０３を構成することにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθはゼロに収束することになり、安定したモータ制御が可能となる。尚、軸誤差Δθがゼロに維持されている場合、ｄ軸電流ｉ_dはγ軸電流指令値ｉγ^*に追従し、ｑ軸電流ｉ_qはδ軸電流指令値ｉδ^*に追従することになる。

ところで、リラクタンストルクを利用した最大トルク制御を行うためのｄ軸電流ｉ_dの算出式は広く知られており、上記のように構成されたモータ制御装置１０３において、最大トルク制御を行う場合、磁束制御部１１６は、下記式（２）に基づいてγ軸電流指令値ｉγ^*を算出する。ここで、Φ_aは永久磁石による電機子鎖交磁束である。

上記式（２）を用いて最大トルク制御を実現するためには、前提として、軸誤差Δθがゼロに維持されている必要がある。一方において、上記式（１）を用いた軸誤差Δθの算出には、演算用パラメータ（モータパラメータ）として、ｑ軸インダクタンスＬ_qの値が必要となる。従って、従来は、最大トルク制御を行うためにモータ１の実際のｑ軸インダクタンスＬ_qの値を調べ、その実際のｑ軸インダクタンスＬ_qの値をそのまま用いて軸誤差Δθ（ひいては推定回転子位置θ_e）を求めるようにしていた。

また、リラクタンストルクを利用した最大トルク制御等による高効率運転を行うためには、上記式（２）からも分かるように、ｑ軸電流ｉ_qに応じたｄ軸電流ｉ_dをモータに流す必要がある。このため、そのような高効率運転を行うためには、γ軸電流指令値ｉγ^*を逐次計算する必要があった。

また、最大トルク制御等を行うためのγ軸電流指令値ｉγ^*の算出式には、真値の不明な複数のモータパラメータが存在しており、γ軸電流指令値ｉγ^*の算出に用いるそれらのモータパラメータ（演算用パラメータ）と真のモータパラメータとの間に誤差があれば、所望のモータ制御を行うことができない。このため、このような誤差を極力小さくするための調整が必須となるが、複数のモータパラメータについての調整は容易ではなく、その調整に多大な時間が必要となっていた。

上記のように、従来のモータ制御装置にて最大トルク制御を行う際には、
第１に、軸誤差Δθをゼロに維持するための（回転子位置を推定するための）パラメータの調整が必要である。
第２に、γ軸電流指令値ｉγ^*の算出式（２）で用いられるパラメータの調整も必要である。
第３に、複雑な計算を要するγ軸電流指令値ｉγ^*の算出を逐次行う必要がある。

回転子位置推定用のパラメータ調整とγ軸電流指令値ｉγ^*算出用のパラメータ調整は個別に行われ、その分だけ調整の時間が必要となってしまう。加えて、回転子位置推定用のパラメータ調整における誤差とγ軸電流指令値ｉγ^*算出用のパラメータ調整における誤差は相互に影響しあい、調整を更に困難なものにする。また、調整が困難であることに起因してパラメータの最適化が実現し難く、その結果、モータの最適な駆動を実現し難い。

尚、下記非特許文献１には、回転子位置の推定に用いる演算用パラメータの誤差と位置推定誤差（軸誤差）との関係が開示されている。

特開平１０−９４２９８号公報 特許第３４１１８７８号公報 森本茂雄、他２名、「推定位置誤差情報を利用したＩＰＭＳＭの位置・センサレス制御」、T.IEE（電学論Ｄ）、平成１４年、第１２２巻、第７号、ｐ．７２２−７２９ 特開平１１−１８４９９号公報 特開２００１−１９００９９号公報

ｄ−ｑ座標上でセンサレス制御を行う場合、上述したような問題点が生じる。そして、回転速度に応じて同一の座標（ｄ−ｑ座標）間で制御方式を切替える場合、あらゆる速度範囲において上記問題点がつきまとう。

そこで本発明は、演算用パラメータ調整の容易化等に寄与しうる、制御の切替え機能付きのモータ制御装置を提供することを目的とする。また本発明は、そのようなモータ制御装置を有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、前記モータの回転子の回転に応じて回転する、互いに直交する２つの回転軸をｘ₁軸及びｙ₁軸とし、前記ｘ₁軸と異なる回転軸をｘ₂軸とし、前記ｘ₂軸に直交する回転軸をｙ₂軸とした場合、前記制御部は、前記モータに流れるモータ電流を前記ｘ₁軸に平行なｘ₁軸成分と前記ｙ₁軸に平行なｙ₁軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第１の制御と、前記モータ電流を前記ｘ₂軸に平行なｘ₂軸成分と前記ｙ₂軸に平行なｙ₂軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第２の制御と、を切替えて実行可能に形成されていることを特徴とする。

演算用パラメータ調整の容易化や演算量の軽減効果を得ることを目指した場合、同一の座標系間での切替えは、必ずしも適切ではない。そこで、上記の如く、制御に用いる軸を可変とする。

具体的には例えば、前記推定器は、前記制御部に前記第１の制御を実行させるための第１の推定処理と、前記制御部に前記第２の制御を実行させるための第２の推定処理と、を実行可能に形成され、前記回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替える。

そして具体的には例えば、前記回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸とし、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、最大トルク制御を実現する際における電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸またはその回転軸よりも位相が進んだ回転軸をｑｍ軸とし、そのｑｍ軸に直交する回転軸をｄｍ軸とした場合、前記ｘ₁軸及び前記ｙ₁軸は、それぞれ前記ｄ軸及び前記ｑ軸であるか、或いは、与えられた速度指令に基づく軸であり、前記ｘ₂軸及び前記ｙ₂軸は、それぞれ前記ｄｍ軸及び前記ｑｍ軸である。

ｄｍ軸及びｑｍ軸に基づく制御を実行可能とすることにより、最大トルク制御等を得るための演算用パラメータの調整の容易化や、演算量の軽減効果を得ることが可能となる。

また例えば、前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替える際、前記速度情報に応じて、又は、切替え開始からの経過時間に応じて、双方の推定処理の推定結果を加味した推定処理を介しつつ実際に実行する推定処理を一方の推定処理から他方の推定処理へと移行する。

これにより、滑らかな推定処理の切替えが実現可能となる。

また例えば、前記推定器は、所定の固定軸を基準とした前記ｘ₁軸の位相を推定するための値を算出する第１推定処理部と、前記モータのｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして所定の第１インダクタンスを用いて、前記固定軸を基準とした前記ｘ₂軸の位相を推定するための値を算出する第２推定処理部と、を備え、前記第１推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ₁軸の位相は、前記第１の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表すとともに、前記第２推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ₂軸の位相は、前記第２の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表し、前記第２推定処理部は、前記第１インダクタンスと異なる所定の第２インダクタンスを前記演算用パラメータとして用いることにより、前記ｘ₁軸の位相を推定するための値を算出可能であり、前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理から前記第２の推定処理へと切替える際、一時的に前記第２推定処理部にて用いる前記演算用パラメータを前記第２インダクタンスとしてから前記第１インダクタンスに向かって変更して最終的に前記第１インダクタンスに収束させ、その変更の過程における前記第２推定処理部の算出値に基づいて切替えの際の前記回転子位置を推定する。

これに代えて例えば、前記推定器は、所定の固定軸を基準とした前記ｘ₁軸の位相を推定するための値を算出する第１推定処理部と、前記固定軸を基準とした前記ｘ₂軸の位相を推定するための値を算出する第２推定処理部と、を備え、前記第１推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ₁軸の位相は、前記第１の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表すとともに、前記第２推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ₂軸の位相は、前記第２の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表し、前記第１推定処理部は、前記推定器が実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理から前記第２の推定処理へと切替える際、一時的に前記ｘ₂軸の位相を推定するための値を算出可能であり、前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理から前記第２の推定処理へと切替える際、その切替え前に、一時的に前記第１推定処理部の算出値を、前記ｘ₂軸の位相を推定するための、前記第２の推定処理部の算出値に向かわせて収束させ、その収束後に、前記第１の推定処理から前記第２の推定処理への実際の切替えを実行する。

これらによっても、滑らかな推定処理の切替えが実現可能となる。

また例えば、前記回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とした場合、前記制御部は、実際に実行する制御を前記第１の制御と前記第２の制御とで切替える際、前記モータ電流のγ軸成分が追従すべきγ軸電流指令を、第１の制御用の電流指令と第２の制御用の電流指令とで切替える。

第１の制御と第２の制御とで推定軸を異ならせる場合、制御の切替えに伴ってγ軸電流指令を変更する必要が生じうる。そのような場合、上記の如く構成すればよい。

そして例えば、前記制御部は、実際に実行する制御を前記第１の制御と前記第２の制御とで切替える際、一時的に前記第１及び前記第２の制御用の電流指令の双方に基づいて前記γ軸電流指令を算出するとよい。

これにより、制御の切替えの際、γ軸電流指令を滑らかに切替えることも可能となる。

また、上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、演算用パラメータ調整の容易化等に寄与しうる、制御の切替え機能付きのモータ制御装置を実現可能である。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付す。

本発明の主たる目的の１つを実現するための、制御方式の切替えに関する実施形態は、第２実施形態以降に説明する。まず、第２実施形態以降の説明の理解の容易化等を目的とし、第２実施形態の前提技術として第１実施形態を説明する。

＜＜第１実施形態＞＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）である。モータ１は、埋込磁石形同期モータに代表される突極機（突極性を有するモータ）である。

２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖ_aとし、インバータ２からモータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aとする。

３は、モータ制御装置（位置センサレス制御装置）であり、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置３にモータ速度指令値ω^*として与えられる。

図２は、モータ１の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。実軸に対応する回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄ−ｑ軸と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸と呼ぶ。

ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との軸誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θ_eで表される。

以下の記述において、モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表し、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qで表す。

また、以下の記述において、Ｒ_aは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φ_aは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。尚、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a及びΦ_aは、モータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置の演算にて使用される。また、後に示す各式において、ｓはラプラス演算子を意味する。

図３は、図１のモータ制御装置３の内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ制御装置３は、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９及び位置・速度推定器２０（以下、単に「推定器２０」という）、を有して構成される。モータ制御装置３を構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aの固定軸成分であるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、下記式（３）を用いる。

推定器２０は、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定して出力する。推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eの推定手法については、後に詳説する。

減算器１９は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。このδ軸電流指令値ｉδ^*は、モータ電流Ｉ_aのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ^*を出力する。このγ軸電流指令値ｉγ^*は、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。位置・速度推定器２０との関係において後に詳説するが、このγ軸電流指令値ｉγ^*は、本実施形態において「ゼロ」に維持される。

減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器２０からの推定モータ速度ω_eを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ^*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。

座標変換器１８は、推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*の逆変換を行い、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（４）を用いる。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

図４に、推定器２０の内部構成の一例を示す。図４の推定器２０は、軸誤差推定部３０と、比例積分演算器３１と、積分器３２と、を有して構成される。

軸誤差推定部３０は、軸誤差Δθ’を算出する。この軸誤差Δθ’は、後述の説明から明らかとなるが、軸誤差Δθとは異なる。図３８の軸誤差推定部１３０は、上記式（１）を用いて軸誤差Δθを算出するが、図４の軸誤差推定部３０は、下記式（５）を用いて軸誤差Δθ’を算出する。

式（５）は、上記式（１）におけるΔθ及びＬ_qを、夫々Δθ’及びＬに置換したものとなっている。このため、軸誤差推定部３０は、Ｌを回転子位置を推定する際のｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして取り扱い、軸誤差Δθ’を推定することになる。この演算用パラメータＬの値の設定手法及びその設定手法との関係における軸誤差Δθ’の意義については、後に詳説する。

比例積分演算器３１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部３０が算出した軸誤差Δθ’がゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出する。積分器３２は、比例積分演算器３１から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器３１が出力する推定モータ速度ω_eと積分器３２が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器２０の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。

仮に、式（５）中のＬとしてｑ軸インダクタンスの真値（実際の値）を用いた場合、即ち、Ｌ＝Ｌ_qの場合、Δθ’＝Δθとなり、比例積分演算器３１等によるＰＬＬ制御により、軸誤差Δθ’（＝Δθ）はゼロに収束するようになる（つまり、図３７の構成と同じ制御となる）。しかしながら、本実施形態の特徴的な点として、演算用パラメータＬは、下記式（６）を満たすように設定されている。つまり、モータ１の実際のｑ軸インダクタンス（即ち、Ｌ_q）と実際のｄ軸インダクタンス（即ち、Ｌ_d）の間の値を、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして採用した上で、軸誤差の算出を行う。尚、勿論、Ｌ_d＜Ｌ_qが成立している。

また、望ましくは、下記式（７）を満たすように、演算用パラメータＬは設定される。

上記のように設定されたＬをｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして採用することにより得られる軸誤差Δθ’は、軸誤差Δθとは当然異なる。このため、軸誤差Δθ’をゼロに収束させるようにＰＬＬ制御を行っても、ｄ軸とγ軸との間にはずれ（ゼロではない軸誤差）が生じることになる。

本実施形態では、このずれを意図的に発生させ、このずれを積極的に利用しつつ磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*をゼロとすることによって、最大トルク制御に近似した制御を行うようにしている。この制御について、以下、考察する。

まず、上記非特許文献１にも開示されているように、回転子位置の推定（即ち、推定回転子位置θ_eの算出）に用いる演算用パラメータの誤差と位置推定誤差（軸誤差）との関係は、下記式（８）のように表される。ここで、Ｒ_a’は、回転子位置の推定のための演算式に用いる演算用パラメータとしてのモータ抵抗の値であり、（Ｒ_a−Ｒ_a’）は、その演算用パラメータと真のモータ抵抗Ｒ_aとの誤差を表している。Ｌ_q’は、回転子位置の推定のための演算式に用いる演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスの値であり、（Ｌ_q−Ｌ_q’）は、その演算用パラメータと真のｑ軸インダクタンスとの誤差を表している。

今、Ｌ_q’＝Ｌ、とする。つまり、回転子位置の推定に際して、（Ｌ_q−Ｌ）に相当する誤差を積極的に与えるとする。上記式（５）を用いて軸誤差Δθ’を推定するということは、（Ｌ_q−Ｌ）に相当する誤差を積極的に与えて軸誤差を推定するということに相当する。また、（Ｒ_a−Ｒ_a’）がゼロであると仮定する。また更に、上述の如く、γ軸電流ｉγが追従すべきγ軸電流指令値ｉγ^*をゼロとする場合を考える。即ち、式（８）において、ｉγ＝０、とする。そうすると、式（８）は下記式（９）のように変形される。

そして、式（９）に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉ_dの式（１０）を代入し、Ｌについて解くと下記式（１１）が得られる。尚、式（１０）は、一般的に知られている式であり、ｑ軸電流ｉ_qに応じて式（１０）を満たすｄ軸電流ｉ_dをモータ１に供給すれば、最大トルク制御が得られる。

式（１１）の導出手法から明らかなように、式（１１）にて表されるＬは、γ軸電流指令値ｉγ^*をゼロとした場合において、理想的に最大トルク制御を得るために軸誤差推定部３０が採用すべき演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスの値を表している。

式（１１）にて表されるＬは、ｑ軸電流ｉ_qの関数となっている。以下、説明の具体化のため、Φ_a＝０．２４１１［Ｖｓ／ｒａｄ］、Ｌ_d＝０．００３［Ｈ］、Ｌ_q＝０．００８［Ｈ］、という数値例の下で説明を行う。この場合におけるｉ_qとＬの関係を、図５の曲線６０に示す。γ軸電流指令値ｉγ^*をゼロとした場合、最大トルク制御に一致するＬの値は、１［Ａ］≦ｉ_q≦４０［Ａ］において、概ね０．００３［Ｈ］から０．００４２［Ｈ］の範囲内にある。つまり、γ軸電流指令値ｉγ^*をゼロとした場合、最大トルク制御に一致するＬの値は、Ｌ_q（今の場合、０．００８［Ｈ］）よりも随分Ｌ_d（今の場合、０．００３［Ｈ］）側に存在していることが分かる。

これに着目し、本実施形態では、上記式（６）又は（７）を満たす演算用パラメータＬを採用し、且つγ軸電流指令値ｉγ^*をゼロとすることにより、最大トルク制御に近い制御を実現する。例えば、上記の数値例の下、ｉ_qに関係なく演算用パラメータＬを、Ｌ＝０．００３９［Ｈ］に固定した場合にモータ１に流れるｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qとの関係を、図６の破線６２により表す。実線６１は、理想的に最大トルク制御を行った場合におけるｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qとの関係を示した曲線であるが、破線６２と実線６１は非常に類似した曲線であることが図６から分かる。

ｉγ^*＝０としているのに拘わらずｑ軸電流ｉ_qに応じたｄ軸電流ｉ_dが流れるのは、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして上記式（６）又は（７）を満たす演算用パラメータＬを採用したことに起因してｄ軸とγ軸との間にずれが生じているためである。尚、図５の曲線６０において、ｉ_q＝３０［Ａ］のとき、Ｌ＝０．００３９［Ｈ］となっているため、当然ではあるが、実線６１と破線６２は、ｉ_q＝３０［Ａ］において交差している。

尚、説明の具体化のため、γ軸電流指令値ｉγ^*の値をゼロとする例を説明したが、γ軸電流指令値ｉγ^*の値は厳密にゼロである必要はなく、ゼロ近傍の値となっておればよい（即ち、ｉγ^*≒０であればよい）。換言すれば、γ軸電流指令値ｉγ^*の値を議論する場合における「ゼロ」は、或る程度の幅を持った「実質的なゼロ」と解釈されるべきである。ｉγ^*が厳密にゼロでなくても、実質的にゼロとみなせる程度であれば、最大トルク制御に近い制御を得ることができるからである。

演算用パラメータＬの値は、上記のような最大トルク制御に近似した制御を実現するべく、上記式（６）又は式（７）を満たす範囲内から選ばれる。具体的には、γ軸電流指令値ｉγ^*をゼロ又はゼロ近傍の所定値とすることによってγ軸電流ｉγを該所定値とし且つモータ１に所定の負荷トルクを与える。そして、その状態において、モータ電流Ｉ_aの大きさが最小になるような演算用パラメータＬの値を、上記式（６）又は式（７）を満たす範囲内から選ぶ。ｉγ^*≒０の下でモータ電流Ｉ_aの大きさに最小値を与えるＬの値は、図７に示すようにＬ_dとＬ_qの間に存在しており、Φ_a、Ｌ_d、Ｌ_qの値として様々な値を採用しても、そのようなＬは、上記式（７）を満たす。

ｉγ^*≒０の下でモータ電流Ｉ_aの大きさに最小値を与えるＬの値を選んだとき、その所定の負荷トルクにおいて、そのＬは、最大トルク制御を理想的に実現する演算用パラメータとなる。尚、そのような演算用パラメータＬの値は、設計段階において調査され、設定される。

このように、回転子位置の推定に用いる演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスの値を適切に設定しておくことによって、ｉγ^*を逐次計算することなくｉγ^*≒０としておくだけで最大トルク制御に近い制御が実現できる。このため、まず、最大トルク制御のための演算量の削減効果が得られる。また、図３７及び図３８に示すような従来例では、回転子位置推定用の演算用パラメータの調整と最大トルク制御を行うための演算用パラメータの調整が必要であったが、本実施形態においては、回転子位置推定用の演算用パラメータＬを調整するのみで、最大トルク制御に近い制御を得ることができる。これにより、調整に必要となる時間が激減し、時間的な効率が向上する。

また、ｑ軸電流ｉ_qの値に関係なく、演算用パラメータＬを固定値（上述の例では、Ｌ＝０．００３９［Ｈ］）とする例を上述したが、演算用パラメータＬをｑ軸電流ｉ_qの値に応じて（δ軸電流指令値ｉδ^*の値に応じて）変化させても構わない。例えば、図５の曲線６０上にのるように、演算用パラメータＬをｑ軸電流ｉ_qの値に応じて（δ軸電流指令値ｉδ^*の値に応じて）変化させれば、ｉγ^*≒０としていても、理想的な最大トルク制御を得ることができる（この場合、図６における実線６１と破線６２が完全に重なる）。尚、ｑ軸電流ｉ_qの値に応じて（δ軸電流指令値ｉδ^*の値に応じて）演算用パラメータＬをどのように設定するかは、設計段階において予め調べておけばよい。

また、最大トルク制御或いは最大トルク制御に近似した制御を得る手法を上述したが、演算用パラメータＬの設定手法によっては、リラクタンストルクを利用した他の制御を得ることも可能である。

例えば、γ軸電流指令値ｉγ^*をゼロ又はゼロ近傍の所定値とすることによってγ軸電流ｉγを該所定値とし且つ所定の負荷条件をモータ１に与える。そして、その状態において、モータ１における損失（銅損及び鉄損）が最小になるような演算用パラメータＬの値を、上記式（６）又は式（７）を満たす範囲内から選ぶ。ｉγ^*≒０の下で損失に最小値を与えるＬの値は、最大トルク制御における場合と同様、Ｌ_dとＬ_qの間に存在しており、Φ_a、Ｌ_d、Ｌ_qの値として様々な値を採用しても、そのようなＬは、上記式（７）を満たす。

ｉγ^*≒０の下で損失を最小値とするＬの値を選んだとき、その所定の負荷条件において、そのＬは、最大効率制御を実現する演算用パラメータとなる。尚、そのような演算用パラメータＬの値は、設計段階において調査され、設定される。また、上記の「所定の負荷条件」とは、例えば、モータ１を所定の回転速度で回転させるという条件や、モータ１に所定の負荷トルクを与えるという条件である。

また、電流制御部１５は下記の２つの等式から成る式（１２ａ）及び（１２ｂ）を用いて必要な演算を行う。また、速度制御部１７及び比例積分演算器３１は、夫々下記式（１３）及び（１４）を用いて必要な演算を行う。

ここで、Ｋ_cp、Ｋ_sp及びＫ_pは比例係数、Ｋ_ci、Ｋ_si及びＫ_iは積分係数であり、それらはモータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。

［推定器について］
上述してきた推定器２０による回転子位置の推定手法は一例であって、様々な推定手法を採用することが可能である。回転子位置の推定（即ち、推定回転子位置θ_eの算出）を行うに際して、モータ１のｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータを用いる推定手法であれば、何れの推定手法も採用可能である。

例えば、上記非特許文献１に記載されている手法を用いて回転子位置を推定するようにしてもよい。上記非特許文献１においては、下記式（１５）を用いて軸誤差Δθを算出していることになる。本実施形態における符号及び記号を適用した場合、ｅγ及びｅδは、夫々、モータ１の回転と永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φ_aとによって発生する誘起電圧のγ軸成分及びδ軸成分を表している。また、ｓはラプラス演算子であり、ｇは外乱オブザーバのゲインである。

式（１５）に示されるような誘起電圧から軸誤差を推定する手法を図４の軸誤差推定部３０に当てはめた場合、軸誤差推定部３０は、下記式（１６）を用いて軸誤差Δθ’を算出すればよい。式（１６）は、上記式（１５）におけるΔθ及びＬ_qを、夫々Δθ’及びＬに置換したものとなっている。そして、図４の構成と同様に、その軸誤差Δθ’がゼロに収束するように、比例積分演算器３１が推定モータ速度ω_eを算出し且つ積分器３２が推定回転子位置θ_eを算出するようにすれば、ｄ軸とγ軸との間にずれが生じることになる。

また、その他、特開２００４−９６９７９号公報に記載されている手法等を用いて、回転子位置を推定するようにしてもよい。

また、図４の構成に代えて、誘起電圧の元となる鎖交磁束から軸誤差（回転子位置）を推定する構成を採用してもよい。この手法について、説明を加えておく。まず、実軸上での拡張誘起電圧方程式は、一般的に下記式（１７）のように表される。式（１７）におけるＥ_exは、式（１８）で表され、拡張誘起電圧と呼ばれている。尚、下記の式中におけるｐは、微分演算子である。

実軸上の式（１７）を、制御軸上に座標変換すると、式（１９）が得られる。

また、拡張誘起電圧Ｅ_exを表す式（１８）の過渡項（右辺第２項）を無視した場合における磁束を、下記式（２０）のように拡張磁束Φ_exと定める。

ところで、モータ速度や負荷が一定の状態では、モータ電流の大きさ及び位相の変化は微小であるから、ｑ軸電流の微分項である式（１８）の右辺第２項は、ωΦ_exより十分に小さくゼロとみなせる。また、モータ１が脱調しないで駆動されている場合は、実モータ速度ωと推定モータ速度ω_eは近い値をとるため、式（１９）の右辺第３項も、ωΦ_exより十分に小さくゼロとみなせる。そこで、式（１８）の右辺第２項及び式（１９）の右辺第３項を無視して考えると、式（１９）は下記式（２１）のようになる。

ここで、図８に、モータ１における各部の電圧の関係等を表したベクトル図を示す。モータ印加電圧Ｖ_aは、拡張誘起電圧Ｅ_ex＝ωΦ_exと、モータ抵抗Ｒ_aでの電圧降下ベクトルＲ_a・Ｉ_aと、電機子巻線のインダクタンスでの電圧降下ベクトルＶ_Lとの和で表される。拡張磁束Φ_exは、永久磁石の作る磁束Φ_aとｄ軸電流の作る磁束（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dとの和であるから、ベクトルの方向はｄ軸と一致する。Ｌ_q・Ｉ_aで表されるベクトルは、ｑ軸インダクタンスとモータ電流Ｉ_aによって生じる磁束のベクトルであり、符号７０は、Φ_exとＬ_q・Ｉ_aの合成磁束ベクトルを表す。

また、Φδは、拡張磁束Φ_exのδ軸成分である。従って、Φδ＝Φ_ex・ｓｉｎΔθが成立する。また、上記式（２１）の行列の１行目を展開して整理することにより、下記式（２２）が導かれる。

通常、永久磁石の作る磁束は、ｄ軸電流の作る磁束よりも十分に大きく、Φ_a＞＞（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dであるため、Φ_exは一定、即ち、Φ_ex≒Φ_aと考えることができる。そして、軸誤差Δθが小さく、ｓｉｎΔθ≒θにて近似できるとすると、式（２２）を参照して、下記式（２３）が成立する。

上記式（２３）から分かるように、Φδは、電機子鎖交磁束Φ_aのδ軸成分（モータ１の永久磁石１ａ（図２）のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束）に等しいと近似される。つまり、Φδ≒（一定値）×Δθ と近似される。このため、このΦδがゼロに収束するように制御することによっても軸誤差Δθはゼロに収束することになる。即ち、Φδに基づいて回転子位置やモータ速度を推定することが可能となる。

従って、図３及び図４における推定器２０を図９に示す推定器２０ａに置換することが可能である。推定器２０ａは、δ軸磁束推定部３３と、比例積分演算器３１ａと、積分器３２ａから構成される。軸誤差Δθをゼロに収束させるならばδ軸磁束推定部３３はδ軸磁束Φδを推定すればよいのであるが、上述の考え方と同様、ｄ軸とγ軸との間に意図的にずれを生じさせるべく、δ軸磁束推定部３３は下記式（２４）に従ってδ軸磁束Φδ’を推定する。つまり、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして、実際のＬ_qを用いずに、上記式（６）又は式（７）を満たすＬを用いて、δ軸磁束Φδ’を算出する。

比例積分演算器３１ａは、図４の比例積分演算器３１と同様のものであり、モータ制御装置３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、δ軸磁束推定部３３が算出したδ軸磁束Φδ’がゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出する。積分器３２ａは、比例積分演算器３１ａから出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器３１ａが出力する推定モータ速度ω_eと積分器３２ａが出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器２０ａの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。

尚、式（２４）から分かるように、Ｌ_dを含む項はｉγにかかっているため、その項の値は比較的小さい。即ち、回転子位置の推定に際して、ｄ軸インダクタンスＬ_dの影響は小さい（なぜならば、ｉγの値はｉδの値よりもかなり小さい）。これを考慮し、推定に用いる式（２４）において、Ｌ_dの値としてＬを用いるようにしてもよい。この場合、リラクタンストルクを利用しない非突極機（表面磁石形同期モータ等）に用いる制御と同じ制御にて、突極機の高効率運転が可能となるため、磁石の埋め込み構造の違い等を区別して制御を変える必要がなくなり、汎用性が高まる。このような汎用性の高さは、式（５）及び式（１６）等を用いた場合にも言えることである。

また、式（２３）ではΦ_ex≒Φ_aの近似を用いているが、この近似を用いることなくδ軸磁束を推定するようにしてもよい。この場合、下記式（２５）に従ってδ軸磁束Φδ’を推定するようにすればよい。この場合も、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして、実際のＬ_qを用いずに、上記式（６）又は式（７）を満たすＬを用いるようにする。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の主たる目的の１つを実現するための、制御方式の切替えに関する実施形態として第２実施形態を説明する。上述した第１実施形態、本実施形態及び後述する他の実施形態の説明において、特に記述しない限り、同一の符号を付したものは同一のものであると共に同一の記号（θやωなど）を付したものは同一のものである。このため、同一の符号または記号を付したものについての重複する説明を省略する場合がある。

図１０は、第２実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。第２実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１と、インバータ２と、モータ制御装置３ａと、を備えて構成される。

モータ制御装置３ａは、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置３ａにモータ速度指令値ω^*として与えられる。

図１１及び図１２は、本実施形態に適用される、モータ１の解析モデル図である。図１１には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。本実施形態においても、ｄ軸、ｑ軸、γ軸及びδ軸、実回転子位置θ、推定回転子位置θ_e及び軸誤差Δθ、並びに、実モータ速度ω及び推定モータ速度ω_eを、第１実施形態（図２参照）と同様に定義する。

更に、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸をｑｍ軸と定める。そして、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸をｄｍ軸と定める。ｄｍ軸とｑｍ軸とから成る座標軸をｄｍ−ｑｍ軸と呼ぶ。

最大トルク制御実現時における電流軌跡を表す図６の実線６１からも明らかなように、最大トルク制御を実現するモータ電流は、正のｑ軸成分と負のｄ軸成分を有する。このため、ｑｍ軸はｑ軸よりも位相が進んだ軸となる。図１１及び図１２において、反時計回りの方向が位相の進みの方向である。

ｑｍ軸から見たｑ軸の位相（角度）をθ_m、δ軸から見たｑｍ軸の位相（角度）をΔθ_m、と表す。この場合、勿論、ｄｍ軸から見たｄ軸の位相もθ_m、γ軸から見たｄｍ軸の位相もΔθ_mとなる。θ_mは、ｑ軸（ｄ軸）からみたｑｍ軸（ｄｍ軸）の進み角である。Δθ_mは、ｑｍ軸とδ軸との間の軸誤差（ｄｍ−ｑｍ軸とγ−δ軸との間の軸誤差）を表している。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差であるΔθは、Δθ＝Δθ_m＋θ_m、にて表される。

上述のごとく、ｄｍ軸はｄ軸よりも位相が進んでおり、この際、θ_mは負の値をとるものとする。同様に、γ軸がｄｍ軸よりも位相が進んでいる場合、Δθ_mは負の値をとる。図１２に示されているベクトル（Ｅ_m等）については、後述する。

また、モータ電流Ｉ_aのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、夫々、ｄｍ軸電流ｉ_dm及びｑｍ軸電流ｉ_qmで表す。モータ電圧Ｖ_aのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、それぞれｄｍ軸電圧ｖ_dm及びｑｍ軸電圧ｖ_qmで表す。

本実施形態に係るモータ制御装置では、モータ１の回転停止時及び低速回転時と、高速回転時と、で制御方式を切替える。回転停止時及び低速回転時で実行される制御を、低速用制御（低速用センサレス制御）と呼び、高速回転時で実行される制御を高速用制御（高速用センサレス制御）と呼ぶことにする。

低速用制御では、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθを推定して推定軸であるγ軸をｄ軸に収束させる（即ち、軸誤差Δθをゼロに収束させる）。そして、モータ電流Ｉ_aをｄ軸成分とｑ軸成分とに分解してモータ１の制御を行う。他方、高速用制御では、ｄｍ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ_mを推定して推定軸であるγ軸をｄｍ軸に収束させる（即ち、軸誤差Δθ_mをゼロに収束させる）。そして、モータ電流Ｉ_aをｄｍ軸成分とｑｍ軸成分とに分解してモータ１の制御を行う。

従来のモータ制御装置において最大トルク制御を実現するためには、上述したように、軸誤差をゼロに維持するための推定用のパラメータの調整と、最大トルク制御実現用のパラメータの調整と、が必要となる。本実施形態に係る高速用制御を用いて最大トルク制御を実現する場合も、軸誤差Δθ_mを推定するための（軸誤差Δθ_mをゼロに収束させるための）推定用のパラメータの調整が必要となるが、この調整を行うことによって同時に最大トルク制御実現用のパラメータの調整が完了する（ｑｍ軸の定義を参照）。つまり、軸誤差推定用のパラメータ調整が最大トルク制御実現用のパラメータ調整を兼ねているため、調整が非常に容易となる。

また、ｑｍ軸の定義から明らかなように、最大トルク制御を行う際におけるモータ電流Ｉ_aの電流軌跡は、図１３の実線８２に示す如く、ｑｍ軸上にのる。このため、最大トルク制御を行うに際して、上記式（２）で示されるような複雑なγ軸電流指令値ｉγ^*の算出は不要となり、演算負荷が軽減される。具体的には、高速用制御を実現する際、γ軸電流指令値ｉγ^*は、ｉδの値に関係なくゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。

ここで、電圧方程式を用い、ｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御（上記の高速用制御に対応）に関する理論式について説明する。まず、実軸上での拡張誘起電圧方程式は、式（２６）にて表され、拡張誘起電圧Ｅ_exは式（２７）にて表される。式（２６）は上記式（１７）と同じものであり、式（２７）は上記式（１８）と同じものである。尚、下記の式中におけるｐは、微分演算子である。

実軸上の式（２６）を、制御上の推定軸であるγ−δ軸上に座標変換すると、式（２８）が得られ、簡単化のために式（２８）の右辺第３項を無視すると、式（２９）が得られる。

ｄｍ−ｑｍ軸に着目して、式（２９）を書き改めると、式（３０）が得られる。

ここで、式（３１）が成立すると定義する。更に、ｉ_d＝ｉ_qm・sinθ_mであることを考慮すると、式（３２）が成立する。

式（３２）を用いて式（３０）を変形すると、式（３３）が得られる。但し、Ｅ_mは、式（３４）によって表される。Ｌ_q1は、θ_mに依存する仮想インダクタンスである。Ｌ_q1は、式（３０）の右辺第２項に存在するＥ_ex・sinθ_mを、仮想インダクタンスによる電圧降下として取り扱うために便宜上定められる。尚、Ｌ_q1は、負の値をとる。

ここで、等式：Ｌ_m＝Ｌ_q＋Ｌ_q1、が成立すると近似する（θ_mはｉ_q及びｉ_qmに依存するため、Ｌ_q1はｉ_q及びｉ_qmに依存する。また、Ｌ_qも磁気飽和の影響によりｉ_q及びｉ_qmに依存する。Ｌ_q1のｉ_q依存性とＬ_qのｉ_q依存性を、Ｌ_mに集約し、推定時にｉ_q及びｉ_qmの影響を考慮する）。そうすると、式（３３）は、下記式（３５）のように変形される。尚、後にも述べるが、このＬ_mは、第１実施形態における演算用パラメータＬに相当するものである。

更に、式（３５）を変形すると、下記式（３６）が得られる。ここで、Ｅ_exmは、下記式（３７）によって表される。

γ−δ軸とｄｍ−ｑｍ軸との間に軸誤差Δθ_mがあったとすると、式（３６）は下式（３８）のように変形される。つまり、式（２６）を式（２８）に変形したのと同様に、ｄｍ−ｑｍ軸上の式（３６）をγ−δ軸上に座標変換すると、式（３８）が得られる。

また、ｐΔθ_m≒０、ｉ_dm≒０、(Ｌ_d−Ｌ_q)(ｐｉ_q)≒０、と近似すると、式（３７）によって表されるＥ_exmは、下記式（３９）のように近似される。

また、上記式（３２）に「Ｌ_m＝Ｌ_q＋Ｌ_q1」を代入して得られる式をθ_mについて解き、更に、ｉδ≒ｉ_qmと仮定すると、下記式（４０）が得られる。式（４０）で表されるように、θ_mはｉδの関数であるから、Ｅ_exmもｉδの関数となる。

図１２を参照しつつ、Ｅ_exとＥ_mとＥ_exmとの関係について説明を加えておく。Ｅ_ex、Ｅ_m及びＥ_exmを、回転座標系における電圧ベクトルとして考える。この場合、Ｅ_exは拡張誘起電圧ベクトルと呼ぶことができる。拡張誘起電圧ベクトルＥ_exは、ｑ軸上の誘起電圧ベクトルである。拡張誘起電圧ベクトルＥ_exを、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルとに分解して考える。上記式（３４）からも分かるように、この分解によって得られたｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルが、Ｅ_mである。また、この分解によって得られた、図１２の符号８０で表されるｄｍ軸上の誘起電圧ベクトル（Ｅ_ex・sinθ_m）は、仮想インダクタンスＬ_q1による電圧降下ベクトルである。

式（３４）と（３７）の比較からも分かるように、Ｅ_exmは、Ｅ_mにω(Ｌ_q−Ｌ_m)ｉ_dmを加えたものとなっている。このため、回転座標系において、Ｅ_exmも、Ｅ_mと同様、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉ_dm≒０であるため、Ｅ_exmはＥ_mに（略）一致する。

続けて、図１２を参照しつつ、Ｅ_ex、Ｅ_m及びＥ_exmに対応する磁束についても説明を加えておく。Ｅ_exは、モータ１の鎖交磁束であるΦ_exとモータ１の回転とによって発生する誘起電圧である（上記式（２０）参照）。逆に言えば、Φ_exはＥ_exをωで割ることによって算出される（但し、式（２７）で表されるＥ_exの過渡項（右辺第２項）を無視）。

Φ_exを回転座標系における鎖交磁束ベクトルとして考えると、鎖交磁束ベクトルΦ_exは、ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルである。鎖交磁束ベクトルΦ_exを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。この分解によって得られたｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルをΦ_mと定義すると、Φ_m＝Ｅ_m／ωとなる。また、この分解によって得られた、図１２の符号８１で表されるｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトル（Φ_ex・sinθ_m）は、仮想インダクタンスＬ_q1による磁束ベクトルである。

「Φ_exm＝Ｅ_exm／ω」とおくと、Φ_exmはΦ_mに(Ｌ_q−Ｌ_m)ｉ_dmを加えたものとなる。このため、回転座標系において、Φ_exmも、Φ_mと同様、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉ_dm≒０であるため、Φ_exmはΦ_mに（略）一致する。

［具体的構成；図１４］
次に、上記の各式を利用した、具体的なモータ駆動システムの例を示す。図１４は、図１０のモータ制御装置３ａの内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ制御装置３ａは、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部４４、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、位置・速度推定器４０（以下、単に「推定器４０」という）、重畳電圧生成部４１、加算器４２及び４３、を有して構成される。モータ制御装置３ａを構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３ａ内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

電流検出器１１は、モータ電流Ｉ_aの固定軸成分であるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを推定器４０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、第１実施形態と同様、上記式（３）を用いる。

推定器４０は、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定して出力する。推定器４０による具体的な推定手法については後述するが、推定器４０は、回転子の回転速度に応じて、低速用制御を実現させるための低速用推定処理と、高速用制御を実現させるための高速用推定処理と、を切替えて実行するように形成される。

減算器１９は、推定器４０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。磁束制御部４４は、推定モータ速度ω_e及びδ軸電流指令値ｉδ^*を参照してγ軸電流指令値ｉγ^*を作成する。

減算器１３は、磁束制御部４４が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器４０からの推定モータ速度ω_eを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ^*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出して出力する。

重畳電圧生成部４１は、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に重畳するための重畳電圧を生成して出力する。この重畳電圧は、ｖγ^*に対するγ軸重畳電圧ｖ_hγ^*（重畳電圧のγ軸成分）と、ｖδ^*に対するδ軸重畳電圧ｖ_hδ^*（重畳電圧のδ軸成分）と、から成る。以下、γ軸重畳電圧ｖ_hγ^*及びδ軸重畳電圧ｖ_hδ^*を、総称して、重畳電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*ということもある。

本実施形態では、ｖγ^*及びｖδ^*によって表される、モータ１を駆動するための駆動電圧に、重畳電圧が重畳される。この重畳電圧の重畳によって、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表される、モータ１を駆動するための駆動電流に、上記重畳電圧に応じた重畳電流が重畳されることになる。

重畳電圧生成部４１によって生成される重畳電圧は、例えば、高周波の回転電圧である。ここで、「高周波」とは、その重畳電圧の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。従って、この重畳電圧に従って重畳される上記重畳電流の周波数は、上記駆動電流の周波数よりも十分に大きい。また、「回転電圧」とは、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が固定座標軸上で円を成すような電圧を意味する。

加算器４２は、電流制御部１５から出力されるγ軸電圧指令値ｖγ^*にγ軸重畳電圧ｖ_hγ^*を加算し、その加算結果（ｖγ^*＋ｖ_hγ^*）を座標変換器１８に出力する。加算器４３は、電流制御部１５から出力されるδ軸電圧指令値ｖδ^*にδ軸重畳電圧ｖ_hδ^*を加算し、その加算結果（ｖδ^*＋ｖ_hδ^*）を座標変換器１８に出力する。

座標変換器１８は、推定器４０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、ｖ_hγ^*が重畳されたγ軸電圧指令値（即ち、（ｖγ^*＋ｖ_hγ^*））及びｖ_hδ^*が重畳されたδ軸電圧指令値（即ち、（ｖδ^*＋ｖ_hδ^*））の逆変換を行い、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、上記式（４）におけるｖγ^*及びｖδ^*を（ｖγ^*＋ｖ_hγ^*）及び（ｖδ^*＋ｖ_hδ^*）に置換した式を用いる。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

図１５に、図１４の推定器４０の第１構成例としての位置・速度推定器４０ａ（以下、単に「推定器４０ａ」と呼ぶ）の内部ブロック図を示す。推定器４０ａを、図１４における推定器４０として用いることができる。

推定器４０ａは、第１軸誤差推定部２０１と、第２軸誤差推定部２０２と、切替処理部２０３と、比例積分演算器２０４と、積分器２０５と、を有する。

第１軸誤差推定部２０１は、ｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用い、注入された高周波の重畳電圧に応じて流れる重畳電流成分に基づいて、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθを推定する。また、この際、第１軸誤差推定部２０１は、必要に応じて、推定モータ速度ω_eの値を用いる。この軸誤差Δθの推定手法（算出手法）については、古くから多数の手法が提案されており、第１軸誤差推定部２０１は、その何れの手法をも採用することができる。後に（第７実施形態の説明の後に）、軸誤差Δθの推定手法の例を挙げる。このような高周波の重畳成分に基づく、磁気突極性を利用した推定は、低速回転時においても高い精度を実現できる。

第２軸誤差推定部２０２は、ｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用い、回転子の回転によって生じる誘起電圧などに基づいて、ｄｍ軸とγ軸との軸誤差Δθ_mを推定する。また、この際、第２軸誤差推定部２０２は、必要に応じて、推定モータ速度ω_eの値を用いる。この軸誤差Δθ_mの推定手法（算出手法）については、後に（第７実施形態の説明の後に）複数の具体例を挙げるが、例えば、第２軸誤差推定部２０２は、下記式（Ａ１）に従って軸誤差Δθ_mを算出する（推定する）。式（Ａ１）は、上記の行列式（３８）の１行目と２行目を変形した結果から導かれる（但し、行列式（３８）の右辺第３項を無視する）。第２軸誤差推定部２０２は、下記式（Ａ１）のｖγ、ｖδ及びωとしてｖγ^*、ｖδ^*及びω_eを用いる。

式（Ａ１）は、上記の式（１）における演算用パラメータとしてのＬ_qをＬ_mに置換した式となっている。つまり、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして、実際のｑ軸インダクタンスの値であるＬ_qを用いた場合はΔθが得られ、Ｌ_mを用いた場合はΔθ_mが得られることになる。このような誘起電圧などを利用した推定は、高速回転時において特に高い精度を有する。尚、軸誤差Δθ_mの推定手法に関する後述の説明にても述べるが、Ｌ_mは、Ｌ_d以上Ｌ_q未満の値に設定される。

切替処理部２０３は、軸誤差Δθを第１入力値として受けると共に軸誤差Δθ_mを第２入力値として受け、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１入力値と第２入力値から出力値を算出して出力する。推定器４０ａにおいては、速度情報として、比例積分演算器２０４にて算出される推定モータ速度ω_eが用いられる。但し、速度情報として、モータ速度指令値ω^*を用いても構わない。

具体的には例えば、切替処理部２０３では、速度情報に応じた加重平均処理が行われる。この場合、切替処理部２０３は、速度情報によって表される回転速度が、所定の第１閾値速度Ｖ_TH1よりも小さい時は第１入力値を出力値として出力し、所定の第２閾値速度Ｖ_TH2よりも大きい時は第２入力値を出力値として出力する。ここで、Ｖ_TH1＜Ｖ_TH2、が成立する。

そして、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度Ｖ_TH1から第２閾値速度Ｖ_TH2の範囲内にあるとき、第１入力値と第２入力値の加重平均値を出力値として算出及び出力する。具体的には、図１６の模式図に示す如く、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度Ｖ_TH1から第２閾値速度Ｖ_TH2の範囲内にあるとき、その回転速度が増加するに従って出力値に対する第２入力値の寄与率が増大するように、その回転速度が減少するに従って出力値に対する第１入力値の寄与率が増大するように、第１入力値と第２入力値の加重平均を行う。

また例えば、切替処理部２０３による加重平均処理を、切替え開始からの経過時間に応じて行うようにしてもよい。つまり、例えば、図１７の模式図に示す如く、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度Ｖ_TH1より小さい状態から第１閾値速度Ｖ_TH1より大きい状態に移行したタイミングｔ１を基準として、出力値を第１入力値から第２入力値に切替え始める。タイミングｔ１時点では、出力値は例えば第１入力値とされる。そして、タイミングｔ１からの経過時間が増大するに従って出力値に対する第２入力値の寄与率が増大するように、第１入力値と第２入力値の加重平均を行う。そして、切替え開始のタイミングｔ１から所定の時間が経過した時点で、出力値を第２入力値に一致させて切替えを終了する。速度情報によって表される回転速度が第２閾値速度Ｖ_TH2より大きい状態から第２閾値速度Ｖ_TH2より小さい状態に移行した場合も同様である。尚、切替え開始からの経過時間に応じて加重平均処理を行う場合、第１閾値速度Ｖ_TH1と第２閾値速度Ｖ_TH2は同じであってもよい。

尚、第１閾値速度Ｖ_TH1は、例えば１０ｒｐｓ（rotation per second）〜２０ｒｐｓの範囲内の回転速度とされ、第２閾値速度Ｖ_TH2は、例えば２０ｒｐｓ〜３０ｒｐｓの範囲内の回転速度とされる。

図１５の推定器４０ａにおいて、切替処理部２０３の出力値は、速度推定部として機能する比例積分演算器２０４に与えられる。比例積分演算器２０４は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３ａを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、切替処理部２０３の出力値がゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出する。積分器２０５は、比例積分演算器２０４から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器２０４が出力する推定モータ速度ω_eと積分器２０５が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器４０ａの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ａの各部位に与えられる。

図１８に、図１４の磁束制御部４４の構成例としての磁束制御部４４ａの内部ブロック図を示す。磁束制御部４４ａを、図１４における磁束制御部４４として用いることができる。

磁束制御部４４ａは、第１磁束制御部２２１と、第２磁束制御部２２２と、ｉγ切替制御部２２３と、を有する。第１磁束制御部２２１及び第２磁束制御部２２２には、図１４の速度制御部１７にて算出されたδ軸電流指令値ｉδ^*が与えられる。

第１磁束制御部２２１は、低速用制御を実現するためのγ軸電流指令値を算出及び出力する。第１磁束制御部２２１から出力されるγ軸電流指令値は、磁束制御部４４ａから出力されるべきｉγ^*の候補として取り扱われ、それをｉγ₁ ^*と表記する。上述の如く、低速用制御はｄ−ｑ軸に基づく制御であるため、最大トルク制御を実現する場合、第１磁束制御部２２１は、周知の如く、ｉγ₁ ^*を下記式（Ａ２）に従って算出する。

第２磁束制御部２２２は、高速用制御を実現するためのγ軸電流指令値を出力する。第２磁束制御部２２２から出力されるγ軸電流指令値は、磁束制御部４４ａから出力されるべきｉγ^*の候補として取り扱われ、それをｉγ₂ ^*と表記する。高速用制御はｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御であるため、最大トルク制御を実現する場合、ｉδ^*に関係なくｉγ₂ ^*はゼロ又はゼロ近傍の所定値とされる。γ−δ軸がｄｍ−ｑｍ軸に追従しておれば、最大トルク制御を実現するγ軸電流はゼロ又は略ゼロでよいからである。

ｉγ切替制御部２２３は、ｉγ₁ ^*を第１入力値として受けると共にｉγ₂ ^*を第２入力値として受け、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、ｉγ₁ ^*とｉγ₂ ^*から出力値としてのｉγ^*を算出及び出力する。ｉγ切替制御部２２３が用いる速度情報として、推定モータ速度ω_eが用いられる。但し、速度情報として、モータ速度指令値ω^*を用いても構わない。

具体的には例えば、図１５の切替処理部２０３と同様、ｉγ切替制御部２２３では、速度情報に応じた加重平均処理が行われる。この場合、ｉγ切替制御部２２３は、速度情報によって表される回転速度が、所定の第１閾値速度Ｖ_TH1よりも小さい時はｉγ₁ ^*をｉγ^*として出力し、所定の第２閾値速度Ｖ_TH2よりも大きい時はｉγ₂ ^*をｉγ^*として出力する。

そして、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度Ｖ_TH1から第２閾値速度Ｖ_TH2の範囲内にあるとき、ｉγ₁ ^*とｉγ₂ ^*の加重平均値をｉγ^*として算出及び出力する。具体的には、図１５の切替処理部２０３と同様（図１６参照）、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度Ｖ_TH1から第２閾値速度Ｖ_TH2の範囲内にあるとき、その回転速度が増加するに従ってｉγ^*に対するｉγ₂ ^*の寄与率が増大するように、その回転速度が減少するに従ってｉγ^*に対するｉγ₁ ^*の寄与率が増大するように、ｉγ₁ ^*とｉγ₂ ^*の加重平均を行う。

また例えば、ｉγ切替制御部２２３による加重平均処理を、切替え開始からの経過時間に応じて行うようにしてもよい。つまり、例えば、図１７の模式図に示す如く、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度Ｖ_TH1より小さい状態から第１閾値速度Ｖ_TH1より大きい状態に移行したタイミングｔ１を基準として、出力値（ｉγ^*）を第１入力値（ｉγ₁ ^*）から第２入力値（ｉγ₂ ^*）に切替え始める。タイミングｔ１時点では、出力値（ｉγ^*）は例えば第１入力値（ｉγ₁ ^*）とされる。そして、タイミングｔ１からの経過時間が増大するに従って出力値（ｉγ^*）に対する第２入力値（ｉγ₂ ^*）の寄与率が増大するように、第１入力値（ｉγ₁ ^*）と第２入力値（ｉγ₂ ^*）の加重平均を行う。そして、切替え開始のタイミングｔ１から所定の時間が経過した時点で、出力値（ｉγ^*）を第２入力値（ｉγ₂ ^*）に一致させて切替えを終了する。速度情報によって表される回転速度が第２閾値速度Ｖ_TH2より大きい状態から第２閾値速度Ｖ_TH2より小さい状態に移行した場合も同様である。尚、切替え開始からの経過時間に応じて加重平均処理を行う場合、第１閾値速度Ｖ_TH1と第２閾値速度Ｖ_TH2は同じであってもよい。

また、低速回転時など、第１軸誤差推定部２０１にて算出される軸誤差Δθが必要となるタイミングにおいては、図１４の重畳電圧生成部４１による重畳電圧の生成が必須となるが、高速回転時など、第１軸誤差推定部２０１にて算出される軸誤差Δθが必要とならないタイミングにおいては、重畳電圧生成部４１による重畳電圧の生成を休止するようにすると良い。軸誤差Δθ_mの算出にとって必要なのは駆動電圧（ｖγ^*及びｖδ^*）に応じて流れる駆動電流成分であり、重畳電流成分は軸誤差Δθ_mの算出に対してノイズとなるからである。

但し、加重平均処理を行う場合などでは、重畳電圧を重畳しつつ、軸誤差Δθ_mを算出する必要がある。そのような場合は、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに高域遮断処理を施して、重畳電流（第７実施形態の説明の後に述べるｉ_hγ及びｉ_hδ）の成分を除去したγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの値を軸誤差Δθ_mの算出に利用するとよい。

上述の如く、低速回転時及び回転停止時においてはγ軸とｄ軸との推定軸誤差であるΔθがゼロに収束するように重畳成分に基づく低速用制御が行われ、高速回転時においてはγ軸とｄｍ軸との推定軸誤差であるΔθ_mがゼロに収束するように誘起電圧などに基づく高速用制御が行われる。このため、広い速度範囲で良好なセンサレス制御を実現可能となる。更に、高速用制御をｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御とすることにより、上述の如く、パラメータ調整の容易化及び演算負荷の軽減効果が得られる。

低速用制御を実現する場合は、軸誤差Δθに基づく低速用推定処理が実施され、軸誤差Δθに基づいて算出される推定回転子位置θ_eは、Ｕ相の電機子巻線固定軸を基準としたｄ軸の位相θの推定値（推定位相）を表すこととなる。高速用制御を実現する場合は、軸誤差Δθ_mに基づく高速用推定処理が実施され、軸誤差Δθ_mに基づいて算出される推定回転子位置θ_eは、Ｕ相の電機子巻線固定軸を基準としたｄｍ軸の位相（θ−θ_m）の推定値（推定位相）を表すこととなる。２つの推定処理は、回転子の回転速度を表す速度情報に応じて切替え実行される。

低速用制御と高速用制御とでは推定される軸が異なるため、制御の切替え時において工夫が必要となる。本実施形態では、低速用制御から高速用制御へと移行する際または高速用制御から低速用制御へと移行する際、加重平均処理によって、一時的に２つの推定結果（今の例の場合、ΔθとΔθ_m）を加味した推定処理を実施する。このため、切替えの際、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eの算出の基になる値が不連続とはならず、滑らかな切替えが実現できる。

また、ｄ−ｑ軸に基づく制御（低速用制御）とｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御（高速用制御）とではモータ１に供給すべきγ軸電流が異なるため、制御の切替えに伴ってγ軸電流指令値ｉγ^*を適切に変更する必要がある。本実施形態では、低速用制御から高速用制御へと移行する際または高速用制御から低速用制御へと移行する際、推定器における加重平均処理と連動した、ｉγ₁ ^*とｉγ₂ ^*の加重平均値をｉγ^*とする。これにより、切替えの際、ｉγ^*が不連続とはならず、滑らかな切替えが可能となるとともに高効率運転が切替え時においても実現可能となる。

＜＜第３実施形態＞＞
図１５における切替処理部２０３を、第１入力値と第２入力値とを切替える、単なるスイッチとして機能させることも可能である。切替処理部２０３をスイッチとして機能させる場合の実施形態を第３実施形態として説明する。第２実施形態にて説明した事項は、矛盾無き限り、全て本実施形態にも適用される。

図１９は、第３実施形態に係る位置・速度推定器４０ｂ（以下、単に「推定器４０ｂ」と呼ぶ）の内部ブロック図である。推定器４０ｂでは、切替処理部がスイッチとして機能する。推定器４０ｂにおける切替処理部を切替処理部２０３ａと呼ぶ。切替処理部２０３ａは切替処理部２０３の一構成例に相当する。推定器４０ｂを、図１４の推定器４０として用いることができる。

図１９の推定器４０ｂは、図１５の推定器４０ａにおける切替処理部２０３を切替処理部２０３ａに置換した点において推定器４０ａと相違しており、その他の点において両者は共通している。

切替処理部２０３ａは、軸誤差Δθを第１入力値として受けると共に軸誤差Δθ_mを第２入力値として受け、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１入力値または第２入力値を出力値として出力する。具体的には、切替処理部２０３ａは、速度情報によって表される回転速度が所定の閾値速度Ｖ_THより小さい時に第１入力値を出力値として出力し、閾値速度Ｖ_THより大きい時に第２入力値を出力値として出力する。切替処理部２０３ａは、速度情報として推定モータ速度ω_eを用いる。但し、速度情報として、モータ速度指令値ω^*を用いても構わない。

尚、閾値速度Ｖ_THは、例えば１０ｒｐｓ（rotation per second）〜３０ｒｐｓの範囲内の回転速度とされる。

切替処理部２０３ａを用いて比例積分演算器２０４に与える軸誤差をΔθとΔθ_mとで急峻に切替えたとしても、比例積分演算器２０４を用いたＰＬＬ制御の応答性に応じた速度でしかモータ速度や回転子位置の推定値は変化しないため、加重平均処理などを行わずとも、それらの推定値の連続性は担保される。

また、図１９の推定器４０ｂは、例えば、図１８の磁束制御部４４ａと組み合わせて用いられるが、比例積分演算器２０４に与える軸誤差をΔθからΔθ_mに急峻に切替える場合、上記のＰＬＬ制御の応答性を考慮してγ軸電流指令値ｉγ^*をｉγ₁ ^*からｉγ₂ ^*へと徐々に移行させるとよい。比例積分演算器２０４に与える軸誤差をΔθ_mからΔθに急峻に切替える場合も同様である。

［切替スムージング処理α］
また、モータ制御装置にて実行される制御及び推定処理を低速用制御及び低速用推定処理から高速用制御及び高速用推定処理に移行するべく、比例積分演算器２０４に与える値を第１軸誤差推定部２０１の出力値から第２軸誤差推定部２０２の出力値へと切替える際、以下のような処理（この処理を、以下、「切替スムージング処理α」という）を採用してもよい。その切替えのタイミングをＴ１と称する。例えば、速度情報によって表される回転速度が閾値速度Ｖ_THより小さい状態から閾値速度Ｖ_THより大きい状態に移行したタイミングがタイミングＴ１となる。

図２０を参照する。まず、切替えた瞬間において（即ち、タイミングＴ１において）、第２軸誤差推定部２０２にΔθを推定させる。これは、第２軸誤差推定部２０２に、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとしてＬ_mではなくＬ_qを使わせることにより実現される。

そして、タイミングＴ１の後、タイミングＴ１から時間が経過するに従って、第２軸誤差推定部２０２の出力値がΔθからΔθ_mへと近づいていくように、軸誤差の算出に用いるｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータをＬ_qからＬ_mに向かって徐々に減少させていく。タイミングＴ１から所定の時間が経過したタイミングＴ２において、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータはＬ_mとされ、高速用制御（高速用推定処理）への切替えを完了する。

例えば、上記式（Ａ１）を利用する場合、第２軸誤差推定部２０２は、
タイミングＴ１において、式（Ａ１）のＬ_mをＬ_qに置換した式を用いて軸誤差を算出及び出力し、タイミングＴ２において、式（Ａ１）そのものを用いて軸誤差を算出及び出力し、タイミングＴ１とＴ２の間において、式（Ａ１）のＬ_mを「Ｌ_qとＬ_mの間の値」に置換した式を用いて軸誤差を算出及び出力する。

切替スムージング処理αを行う場合、図２０に示す如く、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータの変化に連動して、ｉγ^*をｉγ₁ ^*からｉγ₂ ^*に向かって徐々に増加させるとよい。具体的には、タイミングＴ１においてｉγ^*をｉγ₁ ^*とし、タイミングＴ１からＴ２に向かうにつれてｉγ^*を増加させ、且つ、タイミングＴ２及びそれ以降においてｉγ^*をｉγ₂ ^*とする。

切替え開始からの経過時間に応じて、第２軸誤差推定部２０２の推定軸誤差をΔθからΔθ_mへ移行させる場合を例示したが、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報（ω^*またはω_e）に応じて、この移行を実行してもよい。即ち、タイミングＴ１の後、速度情報によって表される回転速度が増加するに従って、第２軸誤差推定部２０２の出力値がΔθからΔθ_mへと近づいていくように、軸誤差の算出に用いるｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータをＬ_qからＬ_mに向かって徐々に減少させていく。そして、その回転速度が所定の閾値速度に達した場合は、その演算用パラメータをＬ_mとし、高速用制御（高速用推定処理）への切替えを完了する。

また、この場合も、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータの変化に連動して（換言すれば、回転速度の変化に連動して）、ｉγ^*をｉγ₁ ^*からｉγ₂ ^*に向かって徐々に変化させるとよい。具体的には、タイミングＴ１においてｉγ^*をｉγ₁ ^*とし、タイミングＴ１以降において、速度情報によって表される回転速度が増加するに従ってｉγ^*を増加させる。そして、上記の演算用パラメータがＬ_mに達した時点でｉγ^*をｉγ₂ ^*に収束させる。

尚、低速用制御から高速用制御への切替えが必要となる場合、通常、回転速度は増加方向に向かっていくが、仮に、高速用制御への切替えが完了する前に速度情報によって表される回転速度が減少した場合は、上記の演算用パラメータをＬ_qに向けて増加させると共にｉγ^*をｉγ₁ ^*に向けて減少させてもよい。

上記の如く、切替スムージング処理αでは、実際に実行する制御及び推定処理を低速用制御及び低速用推定処理から高速用制御及び高速用推定処理へと切替える際、切替え開始からの経過時間に応じてまたは速度情報に応じて、推定用の演算用パラメータをＬ_qからＬ_mに向かって徐々に変更してゆき最終的にＬ_mに収束させて、所望の切替えを完了させる。この演算用パラメータの変更過程における第２軸誤差推定部２０２の出力値に基づいて、その変更過程における推定モータ速度ω_e及び推定回転子位置θ_eは算出される。また、これに併せてｉγ^*も徐々に変更される。これにより、軸誤差及びγ軸電流の連続性が担保された滑らかな制御の切替えが実現される。

尚、切替スムージング処理αを推定器４０ｂにて実施する場合、第１軸誤差推定部２０１は、ｄ軸の位相θを推定するための値（Δθ）を算出する第１推定処理部として機能し、第２軸誤差推定部２０２は、ｄｍ軸の位相（θ−θ_m）を推定するための値（Δθ_m）を算出する第２推定処理部として機能する。

［切替スムージング処理β］
また、滑らかな制御の切替えを実現するべく、図１９の推定器４０ｂを図２１のように変形しても良い。図２１は、この変形例に係る位置・速度推定器４０ｃ（以下、単に「推定器４０ｃ」と呼ぶ）の内部ブロック図である。推定器４０ｃを、図１４の推定器４０として用いることができる。推定器４０ｃを用いた処理を切替スムージング処理βと呼ぶ。

図２１の推定器４０ｃは、図１９の推定器４０ｂに減算器２１１が追加されている点において推定器４０ｂと相違しており、その他の点において両者は共通している。共通点に関する重複する説明を割愛する。但し、推定器４０ｃは、減算器２１１の追加に対応して、以下に示すような特徴的な動作を行う。

推定器４０ｃにおいて、減算器２１１は、第１軸誤差推定部２０１にて算出される軸誤差Δθから軸誤差指令値Δθ^*を減算して、その減算値（Δθ−Δθ^*）を出力する。推定器４０ｃにおいて、切替処理部２０３ａは、減算器２１１の算出結果である（Δθ−Δθ^*）を第１入力値として受けると共に軸誤差Δθ_mを第２入力値として受け、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１入力値または第２入力値を出力値として出力する。軸誤差指令値Δθ^*は、低速用制御（低速用推定処理）の実行時においてゼロとされる。また、推定器４０ｃにおける第２軸誤差推定部２０２は、上記の切替スムージング処理αにおけるそれと異なり、常にΔθ_mを推定及び出力するものとする。

推定器４０ｃでは、モータ制御装置にて実行される制御及び推定処理を低速用制御及び低速用推定処理から高速用制御及び高速用推定処理に移行するべく、比例積分演算器２０４に与える値を減算器２１１の出力値から第２軸誤差推定部２０２の出力値へと切替える際、その切替えの前において、軸誤差指令値Δθ^*をゼロからθ_mに向けて徐々に変化させる。そして、軸誤差指令値Δθ^*がθ_mに収束した後に、比例積分演算器２０４に与える値を減算器２１１の出力値から第２軸誤差推定部２０２の出力値へと切替えるようにする。Δθ^*＝θ_mのとき、減算器２１１の出力値は、Δθ_mと等しくなる。

軸誤差指令値Δθ^*の値のゼロからθ_mへの変化は、切替スムージング処理αと同様、その変化の開始時点からの経過時間の増加と共に、または、速度情報によって表される回転速度の増加と共に、行われる。

また、軸誤差指令値Δθ^*の値のゼロからθ_mへの変化に伴って、ｉγ^*もｉγ₁ ^*からｉγ₂ ^*に向かって徐々に変化させる。

このように、切替スムージング処理βに対応する推定器４０ｃにおいては、比例積分演算器２０４に与える値を第２軸誤差推定部２０２の出力値へと切替える前において、一時的に、第１軸誤差推定部２０１と減算器２１１から成る部位の出力値（Δθ−Δθ^*）を第２軸誤差推定部２０２の出力値Δθ_mに向かわせて収束させ、その収束後に、切替処理部２０３ａによる実際の切替えを実行する。また、これに併せてｉγ^*も変更する。これにより、軸誤差及びγ軸電流の連続性が担保された滑らかな制御の切替えが実現される。

尚、推定器４０ｃにおいて、第１軸誤差推定部２０１と減算器２１１から成る部位は、ｄ軸の位相θを推定するための値を算出する第１推定処理部として機能し、第２軸誤差推定部２０２は、ｄｍ軸の位相（θ−θ_m）を推定するための値を算出する第２推定処理部として機能する。

また、軸誤差指令値Δθ^*を決定するために必要なθ_mの値は、推定器４０ｃの内部又は外部に設けられる図示されないθ_m算出部によって算出される。このθ_m算出部は、図１４の座標変換器１２から出力されるδ軸電流ｉδの値を上記式（４０）におけるｉδとして利用しつつ、上記式（４０）を用いてθ_mを算出する。この際、ｉδに応じたθ_mの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってθ_mの値を得るようにしても構わない。

＜＜第４実施形態＞＞
また、図１８におけるｉγ切替処理部２２３を、第１入力値と第２入力値とを切替える、単なるスイッチとして機能させることも可能である。ｉγ切替処理部２２３をスイッチとして機能させる場合の実施形態を第４実施形態として説明する。

図２２は、第４実施形態に係る磁束制御部４４ｂの内部ブロック図である。磁束制御部４４ｂでは、ｉγ切替処理部がスイッチとして機能する。磁束制御部４４ｂにおけるｉγ切替処理部をｉγ切替処理部２２３ａと呼ぶ。ｉγ切替処理部２２３ａはｉγ切替処理部２２３の一構成例に相当する。磁束制御部４４ｂを、図１４の磁束制御部４４として用いることができる。磁束制御部４４ｂは、第２及び第３実施形態並びに後述する第５及び第６実施形態と組み合わせて用いられる。

図２２の磁束制御部４４ｂは、図１８の磁束制御部４４ａにおけるｉγ切替処理部２２３をｉγ切替処理部２２３ａに置換した点において磁束制御部４４ａと相違しており、その他の点において両者は共通している。

ｉγ切替処理部２２３ａは、ｉγ₁ ^*を第１入力値として受けると共にｉγ₂ ^*を第２入力値として受け、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、ｉγ₁ ^*またはｉγ₂ ^*をｉγ^*として出力する。ｉγ切替処理部２２３ａが用いる速度情報として、推定モータ速度ω_eが用いられる。但し、速度情報として、モータ速度指令値ω^*を用いても構わない。

具体的には例えば、図１９の切替処理部２０３ａと同様、ｉγ切替制御部２２３ａは、速度情報によって表される回転速度が、所定の閾値速度Ｖ_THよりも小さい時は第１入力値としてのｉγ₁ ^*をｉγ^*として出力し、閾値速度Ｖ_THよりも大きい時は第２入力値としてのｉγ₂ ^*をｉγ^*として出力する。

＜＜第５実施形態＞＞
第２（及び第３）実施形態では、図１４の推定器４０の第１構成例としての推定器４０ａ（並びに４０ｂ及び４０ｃ）を説明した。第５実施形態では、図１４の推定器４０の第２構成例としての位置・速度推定器４０ｄ（以下、単に「推定器４０ｄ」と呼ぶ）を説明する。

図２３は、推定器４０ｄの内部ブロック図である。推定器４０ｄを、図１４における推定器４０として用いることができる。

推定器４０ｄは、第１軸誤差推定部２０１と、第２軸誤差推定部２０２と、切替処理部２０３と、比例積分演算器２０６及び２０７と、積分器２０８と、を有する。推定器４０ｄでは、推定速度の段階で切替処理を行う。

推定器４０ｄにおける第１軸誤差推定部２０１及び第２軸誤差推定部２０２は、図１５の推定器４０ａにおけるそれらと同様のものである。但し、第１軸誤差推定部２０１は、軸誤差Δθの算出の際、必要に応じて、比例積分演算器２０６の出力値（後述する第１候補速度ω_e1）を推定モータ速度ω_eと取り扱って利用する。同様に、第２軸誤差推定部２０２は、軸誤差Δθ_mの算出の際、必要に応じて、比例積分演算器２０７の出力値（後述する第２候補速度ω_e2）を推定モータ速度ω_eと取り扱って利用する。

比例積分演算器２０６は、ＰＬＬを実現すべく、モータ制御装置３ａを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差Δθがゼロに収束するように推定モータ速度を算出する。比例積分演算器２０６にて算出された推定モータ速度は、第１候補速度ω_e1として出力される。第１候補速度ω_e1は、ｄ−ｑ軸の回転速度ωの推定値（推定回転速度）に相当する。

比例積分演算器２０７は、ＰＬＬを実現すべく、モータ制御装置３ａを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差Δθ_mがゼロに収束するように推定モータ速度を算出する。比例積分演算器２０７にて算出された推定モータ速度は、第２候補速度ω_e2として出力される。第２候補速度ω_e2は、ｄｍ−ｑｍ軸の回転速度の推定値（推定回転速度）に相当する。

推定器４０ｄにおける切替処理部２０３は、図１５の推定器４０ａにおけるそれと同様のものであり、また、図１９の切替処理部２０３ａと同様のスイッチであっても良い。但し、推定器４０ｄにおいては、切替処理部２０３の第１入力値及び第２入力値は、それぞれ第１候補速度ω_e1及び第２候補速度ω_e2となっている。このため、推定器４０ｄにおける切替処理部２０３は、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１候補速度ω_e1、第２候補速度ω_e2又はそれらの加重平均値を出力することになる。尚、速度情報としては、モータ速度指令値ω^*を用いるとよい。推定器４０ｄにおいて、切替処理部２０３の出力値は、推定モータ速度ω_eとして出力される。

積分器２０８は、切替処理部２０３から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。切替処理部２０３が出力する推定モータ速度ω_eと積分器２０８が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器４０ｄの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ａの各部位に与えられる。

＜＜第６実施形態＞＞
更に、図１４の推定器４０の第３構成例としての位置・速度推定器４０ｅ（以下、単に「推定器４０ｅ」と呼ぶ）を、第６実施形態として説明する。

図２４は、推定器４０ｅの内部ブロック図である。推定器４０ｅを、図１４における推定器４０として用いることができる。

推定器４０ｅは、第１軸誤差推定部２０１と、第２軸誤差推定部２０２と、切替処理部２０３と、比例積分演算器２０６及び２０７と、積分器２０９及び２１０と、を有する。推定器４０ｅでは、推定位置の段階で切替処理を行う。

推定器４０ｅにおける第１軸誤差推定部２０１及び第２軸誤差推定部２０２並びに比例積分演算器２０６及び２０７は、図２３の推定器４０ｄにおけるそれらと同様のものである。積分器２０９は、比例積分演算器２０６から出力される第１候補速度ω_e1を積分して第１候補位置θ_e1を算出する。第１候補位置θ_e1は、Ｕ相の電機子巻線固定軸を基準としたｄ軸の位相θの推定値（推定位相）に相当する。積分器２１０は、比例積分演算器２０７から出力される第２候補速度ω_e2を積分して第２候補位置θ_e2を算出する。第２候補位置θ_e2は、Ｕ相の電機子巻線固定軸を基準としたｄｍ軸の位相（θ−θ_m）の推定値（推定位相）に相当する。

推定器４０ｅにおける切替処理部２０３は、図１５の推定器４０ａにおけるそれと同様のものであり、また、図１９の切替処理部２０３ａと同様のスイッチであっても良い。但し、推定器４０ｅにおいては、切替処理部２０３の第１入力値及び第２入力値は、それぞれ第１候補位置θ_e1及び第２候補位置θ_e2となっている。このため、推定器４０ｅにおける切替処理部２０３は、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１候補位置θ_e1、第２候補位置θ_e2又はそれらの加重平均値を出力することになる。尚、速度情報としては、モータ速度指令値ω^*を用いるとよい。推定器４０ｅにおいて、切替処理部２０３の出力値は、推定回転子位置θ_eとして出力される。

切替処理部２０３が出力する推定回転子位置θ_eは推定器４０ｅの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ａの各部位に与えられる。必要であれば、切替処理部２０３が出力する推定回転子位置θ_eを微分して推定モータ速度ω_eを算出するようにしてもよい。

尚、推定器４０ａ、４０ｂ及び４０ｃの説明にて記載した事項は、矛盾なき限り、推定器４０ｄ及び４０ｅに対しても適用可能である。また、図２３の推定器４０ｄ及び図２４の推定器４０ｅは、図１８の磁束制御部４４ａ又は図２２の磁束制御部４４ｂと組み合わせて用いられる。

また、推定器４０ｄ又は４０ｅにおける切替処理部２０３を、図１９の切替処理部２０３ａの如くスイッチとして機能させた場合、推定器４０ｄ又は４０ｅに対しても、上記の切替スムージング処理αは適用可能である。即ち、推定器４０ｄ又は４０ｅにおいて、切替処理部２０３の出力値を第１入力値から第２入力値に切替えた直後は、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとしてＬ_qを用いることにより第２軸誤差推定部２０２に軸誤差Δθを算出させる。その後、時間の経過とともに、或いは、速度情報によって表される回転子の回転速度の増加とともに、該演算用パラメータをＬ_qからＬ_mに向かって徐々に減少させ最終的にＬ_mに収束させる。

また、推定器４０ｄ又は４０ｅにおける切替処理部２０３を、図１９の切替処理部２０３ａの如くスイッチとして機能させた場合、推定器４０ｄ又は４０ｅに対しても、図２１に対応する上記の切替スムージング処理βは適用可能である。即ち、推定器４０ｄ又は４０ｅにおいて、第１軸誤差推定部２０１と比例積分演算器２０６の間に図２１の減算器２１１と同様の減算器を設けて、減算器の出力値（Δθ−Δθ^*）を比例積分演算器２０６に与えるようにする。そして、切替処理部２０３の出力値を第１入力値から第２入力値に切替える前に、一時的に、減算器の出力値（Δθ−Δθ^*）を第２軸誤差推定部２０２の出力値Δθ_mに向かわせて収束させ、その収束後に、切替処理部２０３による実際の切替えを実行する。

第５または第６実施形態のように推定器を構成しても、第２及び第３実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜＜第７実施形態＞＞
上述の第２〜第６実施形態に係るモータ制御装置では、低速回転時において、ｄ−ｑ軸に基づく制御を実行するようにしているが、ｄ−ｑ軸に基づく制御の代わりに速度指令に応じた軸に基づく制御を実行するようにしてもよい。低速回転時に、速度指令に応じた軸に基づく制御を実行する実施形態として第７実施形態を説明する。

図２５は、第７実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。第７実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１と、ＰＷＭインバータ２と、モータ制御装置３ｂと、を備える。モータ制御装置３ａは、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部４７、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、位置・速度推定器４５（以下、単に「推定器４５」という）、スイッチ４６、を有して構成される。モータ制御装置３ｂを構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３ｂ内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

図２５のモータ駆動システム及びモータ制御装置３ｂは、図１４における推定器４０及び磁束制御部４４が推定器４５及び磁束制御部４７に置換されている点と、スイッチ４６が新たに設けられている点と、重畳電圧生成部４１並びに加算器４２及び４３を有していない点において、図１４のモータ駆動システム及びモータ制御装置３ａと相違しており、その他の点において両者は共通している。従って、以下、両者の相違点にのみ着目して説明を行い、共通点に関する説明を原則として省略する。

上記の相違に伴い、電流制御部１５が出力するγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*は、そのまま座標変換器１８に与えられる（即ち、重畳電圧の重畳はない）。また、速度制御部１７にて算出されたδ軸電流指令値は、一旦、スイッチ４６に与えられる。

スイッチ４６は、低速回転時において、即ち例えば、モータ速度指令値ω^*によって表されるモータ１の回転子の回転速度が所定の閾値速度Ｖ_THより小さい場合において、ＣＰＵ（不図示）等から与えられる所定の低速用δ軸電流指令値ｉδ₀ ^*をδ軸電流指令値ｉδ^*として減算器１４及び磁束制御部４７に出力する。一方、スイッチ４６は、高速回転時において、即ち例えば、モータ速度指令値ω^*によって表されるモータ１の回転子の回転速度が上記の閾値速度Ｖ_THより大きい場合において、速度制御部１７にて算出されたδ軸電流指令値をδ軸電流指令値ｉδ^*として減算器１４及び磁束制御部４７に出力する。

減算器１４は、スイッチ４６からのδ軸電流指令値ｉδ^*と座標変換器１２からのδ軸電流ｉδとの電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出し、算出結果を電流制御部１５に与える。減算器１３は、磁束制御部４７からのγ軸電流指令値値ｉγ^*と座標変換器１２からのγ軸電流ｉγとの電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出し、算出結果を電流制御部１５に与える。

図２６は、推定器４５と磁束制御部４７の内部ブロック図である。推定器４５は、軸誤差推定部２３１と、比例積分演算器２３２と、切替処理部２３３と、積分器２３４と、を備える。

軸誤差推定部２３１は、図１５の第２軸誤差推定部２０２と同様の部位であり、ｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用い、回転子の回転によって生じる誘起電圧などに基づいて、ｄｍ軸とγ軸との軸誤差Δθ_mを推定する。また、この際、軸誤差推定部２３１は、必要に応じて、比例積分演算器２３２の出力値（後述するｄｍ軸推定速度ω_mの値）を推定モータ速度ω_eと取り扱って利用する。軸誤差推定部２３１が推定した軸誤差Δθ_mは、速度推定部として機能する比例積分演算器２３２に与えられる。

比例積分演算器２３２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３ｂを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差Δθ_mがゼロに収束するようにｄｍ軸推定速度ω_mを算出する。ｄｍ軸推定速度ω_mは、ｄｍ−ｑｍ軸の回転速度の推定値に相当する。

切替処理部２３３は、図１９に示す切替処理部２０３ａと同様のものであり、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報（ω^*またはω_e）に応じて、第１入力値としてのモータ速度指令値ω^*又は第２入力値としてのｄｍ軸推定速度ω_mを出力値として出力する。具体的には、切替処理部２３３は、速度情報によって表される回転速度が所定の閾値速度Ｖ_THより小さい時に第１入力値（ω^*）を出力値として出力し、閾値速度Ｖ_THより大きい時に第２入力値（ω_m）を出力値として出力する。切替処理部２３３の出力値は、モータ推定速度ω_eとして取り扱われる。

積分器２３４は、切替処理部２３３から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。切替処理部２３３が出力する推定モータ速度ω_eと積分器２３４が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器４５の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ｂの各部位に与えられる。

図２６を参照して、磁束制御部４７は、第１磁束制御部２２１ａと、第２磁束制御部２２２と、ｉγ切替処理部２２３と、を備える。第１磁束制御部２２１ａ及び第２磁束制御部２２２には、スイッチ４６からのδ軸電流指令値ｉδ^*が与えられる。

第１磁束制御部２２１ａは、低速用制御を実現するためのγ軸電流指令値を出力する。第１磁束制御部２２１ａから出力されるγ軸電流指令値は、磁束制御部４７から出力されるべきｉγ^*の候補として取り扱われ、それをｉγ₁ ^*と表記する。

図２６の第２磁束制御部２２２は、高速用制御を実現するためのγ軸電流指令値を出力する、図１８のそれと同様の部位である。第２磁束制御部２２２から出力されるγ軸電流指令値は、磁束制御部４７から出力されるべきｉγ^*の候補として取り扱われ、それをｉγ₂ ^*と表記する。最大トルク制御を実現する場合、ｉδ^*に関係なくｉγ₂ ^*はゼロ又はゼロ近傍の所定値とされる。

図２６のｉγ切替処理部２２３は、図１８のそれと同様の部位であり、速度情報（ω^*またはω_e）に応じて、第１磁束制御部２２１ａが出力するｉγ₁ ^*、第２磁束制御部２２２が出力するｉγ₂ ^*またはそれらの加重平均値をｉγ^*として出力する。

上記のように構成することにより、高速回転時には、ω_e＝ω_m且つｉγ^*＝ｉγ₂ ^*となってｄｍ−ｑｍ軸に基づく高速用制御が実行されると共に推定器４５によって高速用制御を実行するための高速用推定処理が実行される。他方、低速回転時には、ω_e＝ω^*且つｉγ^*＝ｉγ₁ ^*となって速度指令（ω^*）に応じて定まる軸に基づく低速用制御が実行されると共に推定器４５によって低速用制御を実行するための低速用推定処理が実行される。

低速用制御における制御軸（γ−δ軸）について説明する。ω_e＝ω^*且つｉγ^*＝ｉγ₁ ^*＝０、である場合の、回転座標系上の電流ベクトルを図２７に示す。この場合、電流ベクトルの向きはδ軸に平行で、その大きさはｉδ₀ ^*の大きさ（ｉδ₀）となる。そして、この電流ベクトルで発生するトルクと負荷トルクが釣り合うようにｑ軸に対してδ軸が遅れた状態で運転がなされる。

この運転の状態について補足説明する。ベクトルの大きさが一定の電流ベクトルを考える。この電流ベクトルで発生することができる最大トルクよりも負荷トルクが小さい場合、電流ベクトルで発生するトルクと負荷トルクが釣り合うようにｑ軸に対してδ軸が遅れた状態で運転がなされる（尚、負荷トルクが最大トルクよりも大きい場合は脱調してしまう）。
（１）そして、電流ベクトルがｑ軸から遅れれば遅れるほど、正のｄ軸電流が増加する一方でｑ軸電流は低下するため、発生トルクは低下する。
（２）また、発生トルクが負荷トルクよりも大きい場合は、回転子の回転速度は増加して、ｑ軸に対するδ軸の遅れは増加方向に向かうと共に発生トルクが低下する。
（３）逆に、発生トルクが負荷トルクよりも小さい場合は、回転子の回転速度は減少して、ｑ軸に対するδ軸の遅れは減少方向に向かうと共に発生トルクが増加する。
このような動作によって、負荷トルクと発生トルクが釣り合うような位相差（ｑ軸とδ軸との位相差）が生じた状態で、運転がなされる。

ｉγ₁ ^*をゼロとしても良いが、ｉγ₁ ^*を正の値とすることも可能である。ω_e＝ω^*としている状態において、ｉγ^*（＝ｉγ₁ ^*）を正とすることにより、ｄ軸をγ軸に拘束するためのトルクが発生し、低速回転時での安定性が向上することが知られている（例えば、上記特許文献３及び４参照）。ω_e＝ω^*としている状態において、ｉγ^*（＝ｉγ₁ ^*）を正とした場合の、回転座標系上の電流ベクトルを図２８に示す。

ｉγ₁ ^*を正の値とする場合は、切替処理部２３３によってω_eをω^*から比例積分演算器２３２の出力値に切替えた後に、ｉγ^*をｉγ₁ ^*からｉγ₂ ^*に移行させればよい。また、Δθ_m及びω_mを算出することによるｄｍ−ｑｍ軸の推定は、図２６の切替処理部２３３の出力値をω^*から比例積分演算器２３２の出力値に切替えると同時に開始する。この際、比例積分演算器２３２における比例積分演算の積分値を適切に初期化することにより、その推定開始直後における、比例積分演算器２３２の出力値の初期値をω^*とするとよい。また、切替処理部２３３の出力値をω^*から比例積分演算器２３２の出力値に切替えると同時に、図２５のスイッチ４６の切替処理を行って減算器１４等に与えるべきｉδ^*をｉδ₀ ^*から速度制御部１７の出力値に切替える。この際、速度制御部１７における比例積分演算の積分値を適切に初期化することにより、その切替直後における、速度制御部１７の出力値の初期値をｉδ₀ ^*とするとよい。

尚、ｉγ₁ ^*がゼロである場合など、ｉγ₁ ^*＝ｉγ₂ ^*である場合は、図２６の磁束制御部４７からｉγ切替処理部２２３を省略し、常に、ｉγ₁ ^*又はｉγ₂ ^*をｉγ^*とすることも可能である。

また、図２６に示す推定器４５では、ｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御と速度指令に応じて定まる軸に基づく制御とを切替えるための切替処理を推定速度の段階で行っているが、図２３の推定器４０ｄを図２４の推定器４０ｅへと変更するが如く、その切替処理を推定位置の段階で行うようにしても構わない。しかしながら、回転子位置の推定値（θ_e）が積分演算を介して算出されることに起因して、推定速度の段階で切替えを行った場合は、その推定値が切替えに伴って不連続とはならない。このため、図２６の推定器４５の如く、推定速度の段階で切替えを行った方が望ましい。

本実施形態の如くモータ制御装置を構成しても、低速用制御と高速用制御が適切に切替えられ、第２実施形態等と同様の効果が得られる。勿論、高速用制御をｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御としているため、上述の如く、パラメータ調整の容易化及び演算負荷の軽減効果が得られる。

＜＜軸誤差Δθの算出法＞＞
次に、図１５等の第１軸誤差推定部２０１にて実施される軸誤差Δθの算出の手法について説明する。上述したように、高周波の重畳成分に基づく軸誤差Δθの推定手法（算出手法）については、古くから多数の手法が提案されており、どのような手法を用いてΔθを算出してもよい訳であるが、ここでは、本出願人が提案する一手法を例示する。

今、第２実施形態で述べたように、図１４の重畳電圧生成部４１によって生成される重畳電圧が回転電圧である場合を考える。この場合、γ−δ軸上において、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、図２９の電圧ベクトル軌跡２７０のような円を成す。重畳電圧が３相平衡電圧の場合、その電圧ベクトル軌跡は、電圧ベクトル軌跡２７０の如く、γ−δ軸上で原点を中心とする真円を成すことになる。この回転電圧（重畳電圧）は、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない。

モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬ_d＜Ｌ_qが成立するとき、電圧ベクトル軌跡２７０を成す重畳電圧によってモータ１に流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡は、図３０の電流ベクトル軌跡２７１に示す如く、γ−δ軸上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円を成す。但し、電流ベクトル軌跡２７１は、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθがゼロの場合の電流ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合における重畳電流の電流ベクトル軌跡は、電流ベクトル軌跡２７２にて表される楕円のようになり、その長軸方向はγ軸方向と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸上で原点を中心として電流ベクトル軌跡２７１が傾き、電流ベクトル軌跡２７２を描くようになる。

重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸重畳電流ｉ_hγ及びδ軸重畳電流ｉ_hδとすると、それらの積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）には、電流ベクトル軌跡２７２にて表される楕円の傾きに依存した直流成分が存在する。積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）は、電流ベクトル軌跡の第１及び第３象限で正の値をとる一方で第２及び第４象限で負の値をとるため、楕円が傾いていない時は（電流ベクトル軌跡２７１の場合は）直流成分を含まないが、楕円が傾くと（電流ベクトル軌跡２７２の場合は）直流成分を含むようになる。尚、図３０におけるＩ、II、III及びIVは、γ−δ軸上での第１、第２、第３及び第４象限を表している。

図３１に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロの場合における積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）とその積の直流成分を夫々曲線２８０及び２８１にて表す。図３２に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロではない場合における積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）とその積の直流成分を夫々曲線２８２及び２８３にて表す。図３１及び図３２からも分かるように、積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）の直流成分は、Δθ＝０°の場合にゼロとなり、Δθ≠０°の場合にゼロとならない。また、この直流成分は、軸誤差Δθの大きさが増大するにつれて大きくなる（軸誤差Δθに概ね比例する）。従って、この直流成分がゼロに収束するように制御すれば、軸誤差Δθはゼロに収束するようになる。

図１５等の第１軸誤差推定部２０１は、この点に着目して軸誤差Δθの推定を行う。図３３に、第１軸誤差推定部２０１の内部ブロック図を示す。図３３の第１軸誤差推定部２０１は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２４１と、乗算器２４２と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２４３と、係数乗算器２４４と、を備える。今、重畳電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数（γ−δ座標軸上における電気角速度）をω_hとする。

ＢＰＦ２４１は、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδからω_hの周波数成分を抽出して、γ軸重畳電流ｉ_hγ及びδ軸重畳電流ｉ_hδを出力する。ＢＰＦ２４１は、ｉγ及びｉδを入力信号として受ける、ω_hの周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタであり、典型的には例えば、その通過帯域の中心周波数はω_hとされる。また、ＢＰＦ２４１によって駆動電流の周波数成分は除去される。

乗算器２４２は、ｉγ及びｉδの積を算出し、ＬＰＦ２４３は、その積（ｉ_hmγ×ｉ_hmδ）の直流成分を抽出する。係数乗算器２４４は、ＬＰＦ２４３にて抽出された直流成分に比例係数Ｋを乗算し、その乗算結果を軸誤差Δθとして算出及び出力する。

尚、γ−δ軸上における重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が、真円の回転電圧である場合を例示したが、その電圧ベクトル軌跡は、γ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円でもよいし、γ軸またはδ軸上の線分でもよいし（即ち、重畳電圧は交番電圧でもよいし）、原点を中心とする四角形でもよい。

＜＜軸誤差Δθ_mの算出法＞＞
次に、図１５等における第２軸誤差推定部２０２や図２６における軸誤差推定部２３１にて実施される軸誤差Δθ_mの算出の手法について説明する。軸誤差Δθ_mの算出法として、様々な算出法を適用可能である。以下に、軸誤差Δθ_mの算出法として、第１、第２、第３、第４及び第５算出法を例示する。

尚、第１〜第５算出法に記載された各式を利用する場合、各式中のｖγ、ｖδ及びωの値として、それぞれ、ｖγ^*、ｖδ^*及びω_eの値を用いる。また、各算出法で説明した内容（Ｌ_mの値の決定法など）は、全ての算出法において適用可能である。

［第１算出法］
まず、軸誤差Δθ_mの第１算出法について説明する。第１算出法では、モータ１に発生する誘起電圧Ｅ_exをｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルに分解して考える。そして、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルである誘起電圧ベクトルＥ_exm（≒Ｅ_m；図１２参照）用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。

誘起電圧ベクトルＥ_exmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Ｅ_exmγ及びＥ_exmδとすると、図１２から明らかなように、Δθ_m＝tan^-1（−Ｅ_exmγ／Ｅ_exmδ）が成立する。そして、上記の行列式（３８）の１行目と２行目を変形した結果を用いると、Δθ_mは、下記式（４１）のように表される（但し、行列式（３８）の右辺第３項を無視する）。尚、式（４１）において、最終的にΔθ_mは小さいと仮定して、tan^-1（−Ｅ_exmγ／Ｅ_exmδ）≒（−Ｅ_exmγ／Ｅ_exmδ）の近似を用いている。

式（４１）を利用してΔθ_mを算出する際、微分項ｐＬ_dｉγ及びｐＬ_dｉδを無視することができる。また、Δθ_mの算出に必要なＬ_mの値の算出には、下記式（４２）を利用する。上記式（３２）に「ｉ_dm＝０と下記式（４３）及び（４４）」を代入して得られた式をＬ_q1について解き、その結果を利用することで、式（４２）を得ることができる。

更に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉ_dの式（４５）と、ｉ_dとｉ_qとｉ_qmの関係式（近似式）である式（４３）とを利用して、上記式（４２）を変形すると、Ｌ_mはｉ_qmの関数となる（即ち、Ｌ_mの算出式からｉ_dとｉ_qの項がなくなる）。従って、第２軸誤差推定部２０２等は、ｉδ≒ｉ_qmと仮定することにより、ｉ_qmの関数で表されるＬ_mの値をｉδに基づいて算出可能である。そして、算出したＬ_mの値を用いて式（４１）から軸誤差Δθ_mを算出する。

尚、ｉδ≒ｉ_qmと仮定し、Ｌ_mをｉδの関数として表した近似式を利用してＬ_mの値を得るようにしても構わないし、ｉδに応じたＬ_mの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＬ_mの値を得るようにしても構わない。

図３４に、Ｌ_dとＬ_qとＬ_mのｉ_qm依存性を表す、或る数値例の下でのグラフを示す（ｉγ^*≒０とする）。図３４に示す如く、Ｌ_mの値は、ｉ_qmに依存しており、ｉ_qmが増加するに従って増加する。本実施形態にて定めたＬ_mは、第１実施形態における演算用パラメータＬに相当するものであり、最大トルク制御に一致するＬ_mの値は、Ｌと同様、Ｌ_qよりも随分Ｌ_d側に存在していることが分かる（図５及び図７等もあわせて参照）。

Ｌ_mの値は、結果的に、第１実施形態と同様、下記式（４６）または式（４７）を満たすように、定められることになる。これによって、図１４のモータ制御装置３ａ等は、第１実施形態と同様、ｄ軸とγ軸との間に意図的にずれを生じさせ、ｉγ^*≒０とすることで、最大トルク制御に近似した制御を実現する。

また、Ｌ_mを固定値としても構わない。つまり、ｉδの値に関係なく固定された値を、Ｌ_mの値として採用するようにしても構わない。Ｌ_mを所定の固定値とした場合における、ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qとの関係を、図３５の実線８３により表す。破線８４は、理想的に最大トルク制御を行った場合におけるｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qとの関係を示した曲線であるが、実線８３と破線８４は非常に類似した曲線であることが図３５から分かる。

［第２算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第２算出法について説明する。第２算出法でも、上記の第１算出法と同様、誘起電圧ベクトルＥ_exmを用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し、第２算出法では、誘起電圧ベクトルＥ_exmのδ軸成分Ｅ_exmδを利用しない。具体的には、下記式（４８）を用いて軸誤差Δθ_mを算出する。尚、式（４８）において、最終的にΔθ_mは小さいと仮定して、sin^-1（−Ｅ_exmγ／Ｅ_exm）≒（−Ｅ_exmγ／Ｅ_exm）の近似を用いている。

式（４８）を利用してΔθ_mを算出する際、微分項ｐＬ_dｉγを無視することができる。また、Ｌ_mの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。

式（４８）中のＥ_exmの算出には、上記式（３９）を利用する。Ｅ_exm算出用の近似式として、例えば、下記式（４９）、（５０）または（５１）を利用可能である。式（４９）は「ｐΔθ_m≒０、ｉ_dm≒０、(Ｌ_d−Ｌ_q)(ｐｉ_q)≒０」の近似を利用した式（３７）の近似式であり、式（５０）は更に「ｃｏｓθ_m≒１」の近似を利用した式（４９）の近似式であり、式（５１）は更に「(Ｌ_d−Ｌ_q)ｉδsinθ_m＜＜Φ_a」の近似を利用した式（５０）の近似式である。尚、式（４９）、（５０）または（５１）を利用する際、ωの値としてω_eが用いられる。

式（４９）等に含まれるθ_mを算出するために、上記式（４０）が利用される。式（４０）から分かるようにθ_mはｉδの関数であるから、Ｅ_exmもｉδの関数となる。Ｅ_exmの計算は複雑であるから、算出に当たって適当な近似式を用いることが望ましい。また、ｉδに応じたＥ_exmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＥ_exmの値を得るようにしておくのも良い。

［第３算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第３算出法について説明する。第３算出法では、モータ１の電機子巻線を鎖交する鎖交磁束Φ_exを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。そして、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルである鎖交磁束ベクトルΦ_exm（≒Φ_m；図１２参照）を用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。

鎖交磁束ベクトルΦ_exmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Φ_exmγ及びΦ_exmδとすると、図１２から明らかなように、Δθ_m＝ｔａｎ^-1（−Φ_exmδ／Φ_exmγ）が成立する。Φ_exmはＥ_exmをωにて割ったものであるから、Δθ_mは、下記式（５２）のように表される。尚、式（５２）において、最終的にΔθ_mは小さいと仮定して、ｔａｎ^-1（−Φ_exmδ／Φ_exmγ）≒（−Φ_exmδ／Φ_exmγ）の近似を用いている。

式（５２）を利用してΔθ_mを算出する際、微分項ｐＬ_dｉγ及びｐＬ_dｉδを無視することができる。また、Ｌ_mの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。

［第４算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第４算出法について説明する。第４算出法でも、上記の第３算出法と同様、鎖交磁束ベクトルΦ_exmを用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し、第４算出法では、鎖交磁束ベクトルΦ_exmのγ軸成分Φ_exmγを利用しない。具体的には、下記式（５３）を用いて軸誤差Δθ_mを算出する。尚、式（５３）において、最終的にΔθ_mは小さいと仮定して、sin^-1（−Φ_exmδ／Φ_exm）≒（−Φ_exmδ／Φ_exm）の近似を用いている。

式（５３）を利用してΔθ_mを算出する際、微分項ｐＬ_dｉγを無視することができる。また、Ｌ_mの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。

式（５３）中のΦ_exmの算出には、上記式（３９）の両辺をωで割った式を利用する。Φ_exm算出用の近似式として、例えば、下記式（５４）、（５５）または（５６）を利用可能である。下記式（５４）、（５５）及び（５６）は、それぞれ、式（４９）、（５０）及び（５１）の両辺をωで割った式である。尚、式（５４）、（５５）または（５６）を利用する際、ωの値としてω_eが用いられる。

式（５４）等に含まれるθ_mを算出するために、上記式（４０）が利用される。式（４０）から分かるようにθ_mはｉδの関数であるから、Φ_exmもｉδの関数となる。Φ_exmの計算は複雑であるから、算出に当たって適当な近似式を用いることが望ましい。また、ｉδに応じたΦ_exmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってΦ_exmの値を得るようにしておくのも良い。

Ｋ（ｉδ）＝１／Φ_exmとおき、Ｋ（ｉδ）を補正係数と捉えると、第４算出法における第２軸誤差推定部２０２等の内部構成は、図３６のようになる。また、補正係数Ｋ（ｉδ）を用いる代わりに、比例積分演算器で用いるゲイン（比例係数や積分係数）をｉδの値に応じて変更するようにしてもよい。

［第５算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第５算出法について説明する。第５算出法では、ｄｍ−ｑｍ軸上の電流（モータモデルの電流）とγ―δ軸上の電流との誤差電流を用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。

この手法を、数式を用いて説明する。まず、上記式（３８）の右辺第３項を無視すると、下記式（５７）が得られる。

サンプリング周期Ｔ_sで離散化すると、式（５７）は下記式（５８）のように書き表すことができる。

一方、第２軸誤差推定部２０２等の計算によって得られる推定電流ｉ_Mγ及びｉ_Mδは、Ｅ_exmγ及びＥ_exmδをモデル的に算出した推定誘起電圧Ｅ_Mexmγ及びＥ_Mexmδを用いて、下記式（５９）にて表される。

第２軸誤差推定部２０２等は、Ｅ_exmγ及びＥ_exmδの推定値として、それぞれ推定誘起電圧Ｅ_Mexmγ及びＥ_Mexmδを算出する。また、Ｌ_qの代わりにＬ_mを用いて推定電流ｉ_Mγ及びｉ_Mδは算出されるため、推定電流ｉ_Mγ及びｉ_Mδは、それぞれ、モータ電流Ｉ_aのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を推定した電流と呼ぶことができる。

電流検出器１１によって検出されたモータ電流Ｉ_aの固定軸成分（ｉ_u及びｉ_v）に基づく電流ｉγ及びｉδと、計算によって得られた推定電流ｉ_Mγ及びｉ_Mδと、の差である誤差電流Δｉγ及びΔｉδは、式（５８）及び（５９）から、下式（６０）にて表される。

ここで、ΔＥ_exmγは、誘起電圧Ｅ_exmγと誘起電圧Ｅ_exmγの推定値である推定誘起電圧Ｅ_Mexmγとの誤差であり、ΔＥ_exmδは、誘起電圧Ｅ_exmδと誘起電圧Ｅ_exmδの推定値である推定誘起電圧Ｅ_Mexmδとの誤差である。

式（６０）から明らかなように、誘起電圧の推定値の誤差（ΔＥ_exmγ等）と誤差電流（Δｉγ等）は比例関係にある。このため、誘起電圧の推定値の誤差を、誤差電流を用いて収束させることが可能である。つまり、推定誘起電圧Ｅ_Mexmγ及びＥ_Mexmδを、誘起電圧Ｅ_exmγ及びＥ_exmδを正しく推定したものとして利用可能である（誘起電圧を正しく推定することが可能となる）。

具体的には、今回の推定誘起電圧を、前回の推定誘起電圧と前回の推定誤差とを用いて算出するようにする。より具体的には、下式（６１）によって、推定誘起電圧Ｅ_Mexmγ及びＥ_Mexmδを逐次算出する。ここで、ｇは誘起電圧の推定値の誤差を収束させるためのフィールドバックゲインである。

そして、上述した第１または第２算出法のように、下記式（６２）または（６３）を用いて、軸誤差Δθ_mを算出する。

尚、式（５８）〜式（６３）において、カッコ“（ ）”内に表記される記号（ｎまたはｎ−１）は、サンプリング周期Ｔ_sで離散化した場合のサンプリングタイミングを表している。ｎは自然数であり、ｎは、（ｎ−１）の次に訪れるサンプリングタイミングを表す。モータ制御装置３ａ又は３ｂを構成する各部位は、サンプリング周期Ｔ_sごとに、逐次、各値を算出及び出力する。具体的には、例えば、ｉγ(ｎ)及びｉδ(ｎ)は、ｎ番目のサンプリングタイミングにおけるｉγ及びｉδであり、ｉγ(ｎ−１)及びｉδ(ｎ−１)は、（ｎ−１）番目のサンプリングタイミングにおけるｉγ及びｉδである。ｉγ及びｉδ以外も同様である。

上記の如く算出される軸誤差Δθ_mをゼロに収束させてγ軸をｄｍ軸に追従させると、ｉγ及びｉδは、夫々ｉ_dm及びｉ_qmに追従することになる。つまり、高速用制御の実行時において、モータ制御装置３ａ又は３ｂは、モータ１に流れる電流をｑｍ軸成分とｄｍ軸成分に分解してモータ１の駆動制御を行う、といえる。

＜＜変形等＞＞
各実施形態で説明した事項は、矛盾なき限り、他の実施形態にも適用可能である。また、上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

上述の第１実施形態において、ｉγ^*をゼロまたは略ゼロとし、第２〜第７実施形態において、高速用制御の実行時はｉγ^*をゼロまたは略ゼロとすると説明したが、弱め磁束制御を行う必要がある回転速度においては、その回転速度に応じた値を有するｉγ^*を出力してもよいのは、勿論である。

また、電流検出器１１は、図３等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。

また、各実施形態におけるモータ制御装置の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置を実現する場合、モータ制御装置の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによってモータ制御装置を構成しても構わない。

また、高速用制御の実行時に最大トルク制御（或いはそれに近似した制御）を実現することを前提として第２〜第７実施形態の説明を行ったが、上述してきた内容を流用することによって最大トルク制御と異なる所望のベクトル制御を得ることが可能である。勿論、その際も、上述したパラメータ調整の容易化等の効果が得られる。

例えば、第２〜第７実施形態において、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をｑｍ軸として採用する。これにより、鉄損を低減することができ、モータの効率が向上する。ｑｍ軸の位相を適切に進めれば最大効率制御を実現することも可能である。

最大トルク制御を実現する場合には、Ｌ_mの値を上記式（４２）にて算出することになるが、上記式（４２）にて算出する値よりも小さな値をＬ_mの値として採用することにより、モータの効率を向上することができる。

また、低速用制御と高速用制御とを切替えるべく、第２〜第６実施形態では、推定軸をｄ−ｑ軸とｄｍ−ｑｍ軸とで切替える構成を例示し、第７実施形態では、推定軸を速度指令に基づく軸とｄｍ−ｑｍ軸とで切替える構成を例示した。しかしながら、本発明は、これに限定されない。つまり、低速用制御を実行する際に推定される軸はｄ−ｑ軸や速度指令に基づく軸以外でもよく、高速用制御を実行する際に推定される軸はｄｍ−ｑｍ軸以外でもよい。そして、低速用制御を実行する際に推定される軸と、高速用制御を実行する際に推定される軸と、が異なる場合、第２〜第７実施形態で示したような、制御（及び推定処理）の切替えに関する技術を利用可能である。

図３のモータ制御装置３から推定器２０を除いた部分は、制御部を構成している。図１４のモータ制御装置３ａから推定器４０を除いた部分は、制御部を構成している。図１４のモータ制御装置３ａにおいて、制御部は、重畳電圧生成部４１を含むと考えてもよいし、含まないと考えてもよい。図２５のモータ制御装置３ｂから推定器４５を除いた部分は、制御部を構成している。

各実施形態において、座標変換器１２及び１８、減算器１３及び１４並びに電流制御部１５は、電圧指令演算部を構成している。磁束制御部（１６、４４又は４７）、速度制御部１７及び減算器１９は、電流指令演算部を構成している。

また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。

また、本明細書において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係るモータの解析モデル図である。 図１のモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図３の位置・速度推定器の内部ブロック図である。 γ軸電流をゼロとする条件下における、最大トルク制御に一致するｑ軸電流と演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスとの関係を示す図である。 理想的な最大トルク制御と、図１のモータ駆動システムにおける制御とを比較するための図である。 γ軸電流をゼロとする条件下における、演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスとモータ電流との関係を示す図である。 図１のモータの動作を説明するためのベクトル図である。 図３の位置速度・推定器の変形例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るモータの解析モデル図である。 本発明の第２実施形態に係るモータの解析モデル図である。 図１０のモータに流れるモータ電流の電流軌跡の一例を示す図である。 図１０のモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図１４の位置・速度推定器として適用可能な位置・速度推定器の内部ブロック図である（第１構成例）。 図１５の切替処理部の動作を説明するための図である。 図１５の切替処理部の動作を説明するための図である。 図１４の磁束制御部として適用可能な磁束制御部の内部ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る、図１５の位置・速度推定器の変形内部ブロック図である。 図１９の位置・速度推定器の動作を説明するための図である。 本発明の第３実施形態に係る、図１５の位置・速度推定器の変形内部ブロック図である。 図１４の磁束制御部として適用可能な磁束制御部の内部ブロック図である。 図１４の位置・速度推定器として適用可能な位置・速度推定器の内部ブロック図である（第２構成例）。 図１４の位置・速度推定器として適用可能な位置・速度推定器の内部ブロック図である（第３構成例）。 本発明の第７実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。 図２５の位置・速度推定器と磁束制御部の内部ブロック図である。 図２５のモータ制御装置に係る、低速用制御実行時の電流ベクトルを示す図である。 図２５のモータ制御装置に係る、低速用制御実行時の電流ベクトルを示す図である。 図１５の第１軸誤差推定部で推定される軸誤差（Δθ）の算出法を説明するための図であり、図１４の重畳電圧生成部によって生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を例示する図である。 図２９に示されるような重畳電圧の重畳によってモータに流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 図２９に示されるような重畳電圧の重畳によってモータに流れる重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積及び該積の直流成分を示す図である。 図２９に示されるような重畳電圧の重畳によってモータに流れる重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積及び該積の直流成分を示す図である。 図１５の第１軸誤差推定部の内部ブロック図である。 本発明の第２実施形態等に係る、各インダクタンスのｑｍ軸電流依存性を表すグラフである。 理想的な最大トルク制御と、本発明の第２実施形態等に係るモータ駆動システムにおける制御（高速用制御）と、を比較するための図である。 図１５の第２軸誤差推定部などの内部構成例を示す図である。 従来のモータ制御装置の構成ブロック図である。 図３７の位置速度・推定器の内部ブロック図である。 図３７のモータの動作を説明するためのベクトル図である。

符号の説明

１ モータ
２ ＰＷＭインバータ
３、３ａ、３ｂ モータ制御装置
１６、４４、４７ 磁束制御部
２０、４０、４５ 位置・速度推定器
ω^* モータ速度指令値
ω_e 推定モータ速度
θ_e 推定回転子位置
ｖγ^* γ軸電圧指令値
ｖδ^* δ軸電圧指令値
ｉγ^* γ軸電流指令値
ｉδ^* δ軸電流指令値
ｉγ γ軸電流
ｉδ δ軸電流

Claims (8)

1. モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、
   前記モータの回転子の回転に応じて回転する、互いに直交する２つの回転軸をｘ1軸及びｙ1軸とし、
   前記ｘ1軸と異なる回転軸をｘ2軸とし、前記ｘ2軸に直交する回転軸をｙ2軸とした場合、
   前記制御部は、前記モータに流れるモータ電流を前記ｘ1軸に平行なｘ1軸成分と前記ｙ1軸に平行なｙ1軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第１ の制御と、前記モータ電流を前記ｘ2軸に平行なｘ2軸成分と前記ｙ2軸に平行なｙ2軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第２の制御と、を切替えて実行可能に形成され、
   前記回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸とし、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、最大トルク制御を実現する際における電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸またはその回転軸よりも位相が進んだ回転軸をｑｍ軸とし、そのｑｍ軸に直交する回転軸をｄｍ軸とした場合、
   前記ｘ1軸及び前記ｙ1軸は、それぞれ前記ｄ軸及び前記ｑ軸であるか、或いは、与えられた速度指令に応じて定まる、前記ｄ軸およびｑ軸よりも遅れた軸であり、
   前記ｘ2軸及び前記ｙ2軸は、それぞれ前記ｄｍ軸及び前記ｑｍ軸であることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記推定器は、前記制御部に前記第１の制御を実行させるための第１の推定処理と、前記制御部に前記第２の制御を実行させるための第２の推定処理と、を実行可能に形成され、前記回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替えることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替える際、
   前記速度情報に応じて、又は、切替え開始からの経過時間に応じて、双方の推定処理の推定結果を加味した推定処理を介しつつ実際に実行する推定処理を一方の推定処理から他方の推定処理へと移行することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、
   前記モータの回転子の回転に応じて回転する、互いに直交する２つの回転軸をｘ1軸及びｙ1軸とし、
   前記ｘ1軸と異なる回転軸をｘ2軸とし、前記ｘ2軸に直交する回転軸をｙ2軸とした場合、
   前記制御部は、前記モータに流れるモータ電流を前記ｘ1軸に平行なｘ1軸成分と前記ｙ1軸に平行なｙ1軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第１ の制御と、前記モータ電流を前記ｘ2軸に平行なｘ2軸成分と前記ｙ2軸に平行なｙ2軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第２の制御と、を切替えて実行可能に形成され、
   前記推定器は、前記制御部に前記第１の制御を実行させるための第１の推定処理と、前記制御部に前記第２の制御を実行させるための第２の推定処理と、を実行可能に形成され、前記回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替えるモータ制御装置であって、
   前記推定器は、所定の固定軸を基準とした前記ｘ1軸の位相を推定するための値を算出する第１推定処理部と、
   前記モータのｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして所定の第１インダクタンスを用いて、前記固定軸を基準とした前記ｘ2軸の位相を推定するための値を算出する第２推定処理部と、を備え、
   前記第１推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ1軸の位相は、前記第１の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表すとともに、前記第２推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ2軸の位相は、前記第２の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表し、
   前記第２推定処理部は、前記第１インダクタンスと異なる所定の第２インダクタンスを前記演算用パラメータとして用いることにより、前記ｘ1軸の位相を推定するための値を算出可能であり、
   前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理から前記第２ の推定処理へと切替える際、一時的に前記第２ 推定処理部にて用いる前記演算用パラメータを前記第２インダクタンスとしてから前記第１インダクタンスに向かって変更して最終的に前記第１インダクタンスに収束させ、その変更の過程における前記第２推定処理部の算出値に基づいて切替えの際の前記回転子位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
5. モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、
   前記モータの回転子の回転に応じて回転する、互いに直交する２つの回転軸をｘ1軸及びｙ1軸とし、
   前記ｘ1軸と異なる回転軸をｘ2軸とし、前記ｘ2軸に直交する回転軸をｙ2軸とした場合、
   前記制御部は、前記モータに流れるモータ電流を前記ｘ1軸に平行なｘ1軸成分と前記ｙ1軸に平行なｙ1軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第１ の制御と、前記モータ電流を前記ｘ2軸に平行なｘ2軸成分と前記ｙ2軸に平行なｙ2軸成分とに分解して、前記モータの制御を行う第２の制御と、を切替えて実行可能に形成され、
   前記推定器は、前記制御部に前記第１の制御を実行させるための第１の推定処理と、前記制御部に前記第２の制御を実行させるための第２の推定処理と、を実行可能に形成され、前記回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替えるモータ制御装置であって、
   前記推定器は、所定の固定軸を基準とした前記ｘ1軸の位相を推定するための値を算出する第１推定処理部と、
   前記固定軸を基準とした前記ｘ2軸の位相を推定するための値を算出する第２推定処理部と、を備え、
   前記第１推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ1軸の位相は、前記第１の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表すとともに、前記第２推定処理部の算出値に基づいて推定される前記ｘ2軸の位相は、前記第２の推定処理の実行時において推定されるべき前記回転子位置を表し、
   前記第１推定処理部は、前記推定器が実際に実行する推定処理を前記第１ の推定処理から前記第２の推定処理へと切替える際、一時的に前記ｘ2軸の位相を推定するための値を算出可能であり、
   前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理から前記第２ の推定処理へと切替える際、その切替え前に、一時的に前記第１推定処理部の算出値を、前記ｘ2軸の位相を推定するための、前記第２の推定処理部の算出値に向かわせて収束させ、
   その収束後に、前記第１の推定処理から前記第２の推定処理への実際の切替えを実行することを特徴とするモータ制御装置。
6. 前記回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とした場合、
   前記制御部は、実際に実行する制御を前記第１の制御と前記第２の制御とで切替える際、前記モータ電流のγ軸成分が追従すべきγ 軸電流指令を、第１の制御用の電流指令と第２の制御用の電流指令とで切替えることを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置。
7. 前記制御部は、実際に実行する制御を前記第１の制御と前記第２の制御とで切替える際、一時的に前記第１及び前記第２の制御用の電流指令の双方に基づいて前記γ 軸電流指令を算出することを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. モータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項７の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とするモータ駆動システム。

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