JP3516601B2 - コンバータ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源を直流
に変換して負荷に供給するコンバータ回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】図１１は例えば特開平１０−１１１０２
８号公報に示された従来のコンバータ回路を示す構成図
である。図において、１は交流電源、２は整流回路、２
a,２b,２c,２dは整流回路２を構成するダイオード、３
はリアクトル、４は逆流阻止ダイオード、５は平滑コン
デンサ、６は平滑コンデンサ５の両端に接続された負荷
である。

【０００３】７はリアクトル３を介して整流回路２の出
力側に接続されたスイッチ手段、８はスイッチ手段７の
開閉を制御するコンバータ制御手段である。スイッチ手
段７はリアクトル３を電源に短絡し、磁気エネルギーを
蓄積するためのスイッチで、これを開閉することで入力
電流および負荷入力電圧が制御できる。また、スイッチ
手段７の開閉の指令はコンバータ制御手段８により生成
され、出力される。リアクトル３、スイッチ手段７、逆
流阻止ダイオード４で構成される回路は、一般にブース
ト回路と呼ばれ、昇圧（出力電圧が入力電圧より高い）
領域での出力電圧制御および入力電流制御用途に用いら
れる。

【０００４】次に動作について、図１２を参照して説明
する。先ず、スイッチ手段７が介在しない通常の動作時
には、交流電源１からの交流電力が整流回路２で全波整
流され、リアクトル３および逆流阻止ダイオード４を介
して平滑コンデンサ５に供給されて平滑され、負荷６に
直流電力として供給される。次に、スイッチ手段７がす
る動作時には、コンバータ制御手段８が電源電圧に同期
した制御信号をスイッチ手段７に対して出力すると、こ
の制御信号がハイレベルの時にスイッチ手段７が閉にな
り、リアクトル３に電流が流れる。また、その後コンバ
ータ制御手段８からの制御信号がローレベルになるとス
イッチ手段７が開となり、リアクトル３に蓄積された磁
気エネルギーが平滑コンデンサ５に蓄積され、直流電圧
が上昇する。

【０００５】図１２は電源半周期に１回スイッチ手段７
を開閉した場合であるが、この様なタイミングでスイッ
チ手段７を制御することにより、電源電流の通流角が拡
大し、電源力率を向上させ、電源高調波を減少させるこ
とができる。また、スイッチ手段７のオン（閉）時間を
変化させると、オン期間中にリアクトル３に磁気エネル
ギーが蓄積され、オフ（開）時に直流側に放出されるこ
とから、直流電圧（平滑コンデンサ５の端子電圧）はス
イッチ手段７をスイッチングしないときの電圧より昇圧
する。この直流電圧はコンバータ制御手段８からの制御
信号のパルス幅を変化させることで変化させることがで
きるが、一般にはリアクトル３の磁気飽和特性や、スイ
ッチ手段７に用いる素子の電流定格による制約から、一
般に交流電源電圧の最大値の１．２倍程度までしか昇圧
できない。

【０００６】上記の例では、スイッチ手段７を電源半周
期に１回開閉する例であるが、これはＰＷＭ（パルス幅
変調）による高周波スイッチングでも、直流電圧・入力
電流の制御が可能である。その場合、電源周期当たりの
スイッチング回数が数十〜数百と多いため、入力電源力
率はほぼ１に、また直流電圧は電源電圧最大値の２倍以
上にすることが可能であるなど入力電流・出力電圧の制
御性が向上される。しかし、スイッチ手段７のターンオ
ン・ターンオフ時に発生する電力損失が増加し、またリ
アクトル３に流れる電流成分が高周波になるため汎用の
リアクトルでは鉄損が増加するなど変換効率が低下す
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
な従来のコンバータ回路の場合、以下のような問題点が
あった。すなわち、例えばエアコンのコンバータのよう
に、負荷が所望する最大の直流電圧が電源電圧実効値の
２〜３倍程度でかつ高い変換効率が求められる場合、上
述の如くリアクトルの磁気飽和特性や、スイッチ手段に
用いる素子の電流定格による制約から、交流電源電圧の
最大値の１．２倍程度と、その昇圧率が低く、実現でき
ないという問題点があった。また、要求される昇圧率を
実現するために高速のスイッチングを用いた場合、上述
の如く、スイッチ手段の開閉時に発生する電力損失が増
加し、またリアクトルに流れる電流成分が高周波になる
ため汎用のリアクトルでは鉄損が増加し、この結果変換
効率が低下する等の問題点があった。この発明は、上記
問題点を解消するためになされたもので、昇圧率が高く
とも高い変換効率で電力変換が可能なコンバータ回路を
提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るコ
ンバータ回路は、交流電源にその一端が接続されたリア
クトルと、該リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・
開放するスイッチ手段と、該スイッチ手段の両端電圧を
直流電圧に変換して負荷に電力を供給する整流手段と、
上記整流手段を全波整流モードと倍電圧整流モードとに
切り換える切換手段と、上記負荷の電圧または電力に基
づいて上記スイッチ手段および上記切換手段の状態を制
御し、少なくとも上記倍電圧整流モードにより得られる
直流電圧以上までの直流電圧を含む所定数段階の母線電
圧を得る制御手段とを備え、上記スイッチ手段は上記リ
アクトルの一端と上記交流電源との間に設けられた双方
向スイッチ要素であるものである。

【０００９】

【００１０】請求項２の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１の発明において、上記スイッチ手段が上記リア
クトルの一端と上記整流手段の直流側端子との間に設け
られた複数のスイッチング素子であるとするものであ
る。

【００１１】請求項３の発明に係るコンバータ回路は、
交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、該リア
クトルの他端と上記交流電源を短絡・開放する双方向ス
イッチ要素と、該双方向スイッチ要素の両端電圧を直流
電圧に変換して負荷に電力を供給する倍電圧整流回路
と、上記双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変
換して上記負荷に電力を供給する全波整流回路と、上記
倍電圧整流回路と上記全波整流回路のいずれか一方を選
択する切換手段と、上記負荷の電圧または電力に応じて
上記双方向スイッチ要素および上記切換手段の状態を制
御し、少なくとも上記倍電圧整流回路により得られる直
流電圧以上までの直流電圧を含む所定数段階の母線電圧
を得る制御手段とを備えたものである。

【００１２】請求項４の発明に係るコンバータ回路は、
交流電源に接続されたリアクトルと、該リアクトルに接
続され、交流電圧を直流に変換し負荷に電力を供給する
全波整流回路と、該全波整流回路の一方の交流側端子と
直流側端子との間に接続された複数のスイッチング素子
と、各々が直列に接続されかつ終端が上記全波整流回路
の直流側端子に接続された複数の倍電圧整流用コンデン
サと、上記全波整流回路の交流側端子のうちスイッチン
グ素子が接続されない端子と上記複数の倍電圧整流用コ
ンデンサの接続点との間の短絡・開放を行う切換手段
と、上記負荷の電圧または電力に基づき上記スイッチン
グ素子および上記切換手段の状態を制御し、少なくとも
上記倍電圧整流用コンデンサにより得られる直流電圧以
上までの直流電圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制
御手段とを備えたものである。

【００１３】請求項５の発明に係るコンバータ回路は、
請求項３または４の発明において、上記倍電圧整流回路
の整流素子が、上記全波整流回路の整流素子を兼ねるも
のである。

【００１４】請求項６の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜５のいずれかの発明において、上記制御手段
が、負荷の電圧が高いときには倍電圧整流モード、低い
ときには全波整流モードを選択するよう上記切換手段を
制御するものである。

【００１５】請求項７の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜５のいずれかの発明において、上記制御手段
が、電源力率が上昇するように上記切換手段を制御する
ものである。

【００１６】請求項８の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜５のいずれかの発明において、上記制御手段
が、電源高調波電流を低減させるよう上記切換手段を制
御するものである。

【００１７】請求項９の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜５のいずれかの発明において、上記制御手段
が、直流電圧を負荷の要する電圧値に近づけるよう上記
切換手段を制御するものである。

【００１８】請求項１０の発明に係るコンバータ回路
は、請求項１〜８のいずれかの発明において、上記負荷
がインバータおよびモータであり、上記制御手段におけ
る上記全波整流モードと上記倍電圧整流モードの選択
は、上記モータの速度指令値が小である時全波整流モー
ド、大であるとき倍電圧整流モードを選択するものであ
る。

【００１９】請求項１１の発明に係るコンバータ回路
は、請求項１〜８のいずれかの発明において、上記負荷
が直流モータであり、上記制御手段における上記全波整
流モードと上記倍電圧整流モードの選択は、上記直流モ
ータの速度指令値が小である時全波整流モード、大であ
るとき倍電圧整流モードを選択するものである。

【００２０】

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を、
図を参照して説明する。 実施の形態１ 図１はこの発明の実施の形態１を示す構成図である。な
お、図１において、図１１と対応する部分には同一符号
を付し、その重複説明を省略する。図において、交流電
源１と整流回路２の間にリアクトル３が設けられる。９
はリアクトル３の他端（整流回路２側）と交流電源１と
の間に接続され、交流電源１を短絡・開放するスイッチ
手段としての双方向スイッチ要素、１０a,１０bは平滑
コンデンサ５に並列に接続された倍電圧整流用コンデン
サ、１１は倍電圧整流用コンデンサ１０ａ，１０ｂの接
続点と整流回路２の交流側の一端すなわち整流素子例え
ばダイオード２bと２dの接続点との間に挿入された切換
手段としてのリレー、１２は双方向スイッチ要素９とリ
レー１１の開閉を制御するコンバータ制御手段である。
なお、整流回路２と倍電圧整流用コンデンサ１０ａ，１
０ｂは整流手段を構成する。

【００２２】次に、動作について説明する。この実施の
形態の動作状態は双方向スイッチ要素９およびリレー１
１の状態で異なるため、まず、それぞれの状態毎の動作
を説明し、その後全体の動作を説明する。また、便宜上
交流電源１の電源電圧実効値をＶｓ、瞬時値をＶｓｔ、
リアクトル３のインダクタンスをＬ、抵抗値をＲ、平滑
コンデンサ５の端子電圧をＶｄｃ、またリアクトル３を
流れる電流をｉとする。

【００２３】まず、双方向スイッチ要素９が停止中
（開）の場合について説明する。ここで、リレー１１が
開の場合（以下、状態Ｉと称する）、回路は全波整流回
路として動作し、約√２×Ｖｓの母線電圧（平滑コンデ
ンサ５の端子電圧）が得られる。また、リレー１１が閉
の場合（以下、状態ＩＩと称する）、回路は倍電圧整流
回路として動作し、約２√２×Ｖｓの母線電圧が得られ
る。

【００２４】次に、双方向スイッチ要素９が動作中（オ
ン−オフを繰り返す）の場合について説明する。双方向
スイッチ要素９がオン状態では交流電源１−リアクトル
３−双方向スイッチ要素９を介して短絡電流が流れ、リ
アクトル３に電流エネルギーが蓄積される。双方向スイ
ッチ要素９がオフ状態となると、リアクトル３に蓄積さ
れた電流エネルギーが平滑コンデンサ５ヘ供給され、母
線電圧が上昇する。ここでリレー１１が開の場合（以
下、状態ＩＩＩ称する）、母線電圧はおよそ√２×Ｖｓ
以上の値となり、またリレー１１が閉の場合（以下、状
態ＩＶと称する）、母線電圧はおよそ２√２×Ｖｓ以上
の値となる。

【００２５】上記で述べた状態Ｉ〜ＩＶは独立の電圧値
を発生可能である。従って、負荷６で要求される電圧値
に応じてコンバータ制御手段１２で上記状態Ｉ〜ＩＶを
選択すれば、４段階の母線電圧が簡易に得られる。

【００２６】また、状態ＩＩＩおよびＩＶでの双方向ス
イッチ要素９のオン時間比率を増加させると平滑コンデ
ンサ５側へ供給されるエネルギー量が増し、母線電圧が
さらに上昇する。すなわち、コンバータ制御手段１２で
は状態ＩＩＩおよびＩＶで運転中でのオン時間比率を操
作することで√２×Ｖｓ以上で無段階に母線電圧を制御
することが可能となる。

【００２７】図２は例えば、電源電流および母線電圧を
制御する場合のシステム構成図である。図において、１
３は交流電源１の電流路に挿入され、回路の入力電流を
検出する電流検出手段、１２ａは平滑コンデンサ５の端
子電圧である母線電圧Ｖｄｃと所定の母線電圧の指令値
Ｖｄｃ^*が入力される母線電圧制御手段、１２ｂは交流
電源１の両端に接続され、正弦波交流の電源電圧を検出
する電圧検出手段、１２ｃは母線電圧制御手段１２ａと
電圧検出手段１２ｂの出力を乗算する乗算器、、１２ｄ
は電流検出手段１３の出力と乗算器１２ｃの出力を比較
してその比較結果に応じて双方向スイッチ素子９の開閉
を制御する比較器である。

【００２８】次に、このシステムの概略動作を説明す
る。母線電圧制御手段１２ａは母線電圧Ｖｄｃと母線電
圧の指令値Ｖｄｃ^*を入力し、その誤差値を積分して出
力する。乗算器１２ｃは母線電圧制御手段１２ａと電圧
検出手段１２ｂの出力を入力して乗算し、入力電流の指
令値Ｉ^*として出力する。比較器１２ｄは乗算器１２ｃ
の出力する電流指令値Ｉ^*と電流検出手段１３の出力す
る実電流値Ｉを比較し、電流指令値Ｉ^*＞実電流値Ｉな
らば双方向スイッチ要素９を閉、また電流指令値Ｉ^*＜
実電流値Ｉならば双方向スイッチ要素９を開とするよう
に制御信号を出力する。これらの動作を連続的に行うこ
とにより、入力電流は正弦波に近づき、また母線電圧Ｖ
ｄｃは指令値Ｖｄｃ^*に到達する。

【００２９】ここで、母線電圧として２√２×Ｖｓ以上
の電圧を出力する手段として、リレー１１を開状態（状
態ＩＩＩ）にて行う方法と、リレー１１閉状態（状態Ｉ
Ｖ）にて行う方法が考えられる。以下に状態ＩＩＩ、状
態ＩＶにおける損失発生の差異について説明し、高出力
電圧時における状態ＩＶでの動作の優位性について述べ
る。なお、説明の便宜上、双方向スイッチ要素９はＰＷ
Ｍ制御により開閉され、かつそのスイッチング周波数は
電源周波数より十分高いものとする。

【００３０】まず、所定のＰＷＭ周期におけるリアクト
ル３に流れる電流の波形を図３に示す。図３において、
制御信号は双方向スイッチ要素９のＰＷＭ制御信号であ
り、ハイレベルでスイッチオン（閉）、ローレベルでス
イッチオフ（開）を示す。リアクトル３を流れる電流は
図のように鋸歯状の電流となり、その電流増加時をｍｏ
ｄｅ１、電流減少時をｍｏｄｅ２とすると、それぞれの
電流は下記の式（１）および式（２）で表される。

【００３１】

【数１】

【００３２】

【数２】

【００３３】ここで、ＶｓｔはＰＷＭ周期内の交流電源
の電圧値（コンバータ（実質的にリアクトル３、整流回
路２、倍電圧整流用コンデンサ１０a，１０b、平滑コン
デンサ５の部分に相当）の入力電圧に相当する）、Ｖｏ
はコンバータの出力電圧、ｔはｍｏｄｅ開始時からの経
過時間、Ｉｏはｍｏｄｅ開始時（ｔ＝０）のリアクトル
３を流れる電流の初期値である。上記の様にｍｏｄｅ２
での電流は、コンバータの出力電圧と入力電圧との差Ｖ
ｏ−Ｖｓｔの関数となっており、Ｖｏ−Ｖｓｔが大きい
ほど上記（２）式の右辺第２項が小さくなることが判
る。これは、ｍｏｄｅ２での電流変化率が大きくなるこ
とを意味する。

【００３４】図４は母線電圧すなわち平滑コンデンサ５
の端子電圧を変えた場合のリアクトル３を流れる電流の
波形を示す。図４のようにＰＷＭ周期内で平均電流が一
定とする条件下でＶｏ−Ｖｓｔを大きくすると、ｍｏｄ
ｅ２での電流変化率が高くなる分だけ電流リツプル（Ｐ
ＷＭ周期での電流振幅）が増加することが判る。一方、
電流のリップル量とリアクトル３の鉄損の間には正の相
関があり、電流リップルが増加すると、リアクトル３の
損失が増加する。すなわちコンバータの出力電圧と入力
電圧との差Ｖｏ−Ｖｓｔが大きいと変換効率が低下す
る。

【００３５】全波整流回路（状態ＩＩＩ）の場合、コン
バータの出力電圧Ｖｏは平滑コンデンサ５に充電される
ためＶｏ＝Ｖｄｃであるが、倍電圧整流回路（状態Ｉ
Ｖ）の場合、倍電圧整流用コンデンサ１０ａ，１０ｂの
いずれかに充電されることになるため、Ｖｏ＜Ｖｄｃで
ある。すなわちＶｄｃ，Ｖｓｔが同一であれば、倍電圧
整流回路の方がＶｏ−Ｖｓｔが小さくなり、高い変換効
率となる。

【００３６】以上の点より、コンバータ制御手段１２で
は負荷の所望する母線電圧指令値Ｖｄｃ^*に基づきリレ
ー１１をおよそ図５の如く制御すれば高変換効率のコン
バータが実現される。図５はコンバータ制御手段１２に
おけるリレー制御シーケンスを示すフローチャートであ
る。すなわちまず負荷の所望する母線電圧指令値Ｖｄｃ
^*を入力し（ステップＳ１）、その値が電源電圧値すな
わち電源電圧実効値Ｖｓの２√２倍以上であるかを調べ
る（ステップＳ２）。その判定結果が真であれば、つま
り、Ｖｄｃ^*≧２√２Ｖｓであればリレー１１をオン
（閉）し（ステップＳ３）、倍電圧整流回路とする。ま
た偽であれば、つまり、Ｖｄｃ^*＜√２Ｖｓであればリ
レーをオフ（開）（ステップＳ４）し、全波整流回路と
する。

【００３７】なお、この場合では倍電圧整流回路を選択
した場合の母線電圧が電源電圧値の２√２倍の値となる
ことを前提としたが、実際にはダイオード２a〜２d、リ
アクトル３での電圧降下や、双方向スイッチ要素９のス
イッチングによる昇圧効果の影響等があるため、しきい
値は上記の値の上としてもまた下としても良い。また２
つの異なるしきい値を設けておき、値が大きい方を切換
手段としてのリレー１１のターンオン用、小さい方をタ
ーンオフ用とすることで母線電圧指令値が上記しきい値
近傍で変動した際切換手段のチャタリングを防止するこ
とができる。

【００３８】なお、上記説明は双方向スイッチ要素９を
ＰＷＭないしは高周波スイッチングにて行う例で説明し
たが、必ずしもそうである必要はなく、例えば、電源半
周期毎に１回のオン／オフスイッチングを行うような場
合でもリアクトル損失の低減が可能である。また、図１
の回路例の場合平滑コンデンサ５は、これと並列に接続
されている倍電圧整流用コンデンサ１０a、１０bで機能
的な代用が可能であり、すなわち平滑コンデンサ５は省
略可能である。

【００３９】また、図１の回路の内、倍電圧整流用コン
デンサ１０ａ，１０ｂとリレー１１とコンバータ制御手
段１２の一部（リレー１１の制御部分）を除くと、従来
存在する回路となる。すなわち倍電圧整流用コンデンサ
１０ａ，１０ｂとリレー１１とコンバータ制御手段１２
の一部を付加部品としておくことにより、従来回路に付
加することで、簡易に回路を高出力化することができ
る。

【００４０】実施の形態２．図６はこの発明の実施の形
態２を示す構成図である。同図において、図１と対応す
る部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。
本実施の形態は、上記実施の形態１における双方向スイ
ッチ要素９を、整流回路２の１相に並列接続された例え
ばトランジスタやサイリスタ等を用いた１対のスイッチ
ング素子で代替させたものである。図６において、１４
ａ，１４ｂはスイッチ手段としての一対のスイッチング
素子であって、これらのスイッチング素子１４ａ，１４
ｂはそれぞれ整流回路２のダイオード２a,２cに並列接
続され、そのゲートにコンバータ制御手段１２からの制
御信号が印加されるようになされている。

【００４１】次に、動作について説明する。まず、コン
バータ制御手段１２は交流電源１の電源電圧の極性を検
出する。この時電源電圧が正（交流電源１の一方の端子
ａの電位＞交流電源１の他方の端子ｂの電位）の場合
は、スイッチング素子１４ａをオフし、スイッチング素
子１４bのみのスイッチングを許可する。また、電源電
圧が負（交流電源１の一方の端子ａの電位＜交流電源１
の他方の端子ｂの電位）の場合は、スイッチング素子１
４bをオフし、スイッチング素子１４aのみのスイッチン
グを許可する。スイッチングの形態は上記実施の形態１
と同様ＰＷＭ等により行われるものとしてよい。

【００４２】上記実施の形態１との比較における効果の
差異は、スイッチング素子１４aまたは１４bが閉（オ
ン）となっているときの電流経路の素子数が減らせるこ
とにある。上記実施の形態１の双方向スイッチ要素９は
実際に実現する場合、例えば図７の如き回路すなわち例
えばダイオードを用いたブリッジ回路１５と例えばトラ
ンジスタを用いた単方向スイッチ素子１６にて実現され
る。従って、単方向スイッチ素子１６を閉とした際にダ
イオード２つ分の電圧降下が生じることになる。一方、
図６に示した回路ではスイッチング素子１４a，１４bの
いずれかを閉とした場合、電流経路にはダイオードが１
個しかない。すなわち、本実施の形態の回路の方がより
高い変換効率となる。

【００４３】実施の形態３．図８はこの発明の実施の形
態３を示す構成図である。同図において、図１と対応す
る部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。
図において、１７は平滑コンデンサ５の両端に接続さ
れ、その両端に得られる直流電圧を交流電圧に変換する
インバータ、１８はインバータ１７により駆動されるモ
ータ、１９はインバータ１７を制御するためのインバー
タ制御手段である。

【００４４】次に、動作について説明する。インバータ
制御手段１９はモータ１８の速度指令値ｆ^*を入力し、
モータ１８の回転速度が速度指令値ｆ^*と一致するよう
制御信号をインバータ１７へ出力する。インバータ１７
はインバータ制御手段１９から与えられた制御信号に基
づき交流電圧を発生し、モータ１８を駆動する。また、
コンバータ制御手段１２は速度指令値ｆ^*を入力して母
線電圧指令値Ｖｄｃ^*を演算（詳細は後述）し、この母
線電圧指令値Ｖｄｃ^*をもとにコンバータを上記実施の
形態１で説明した方法で制御する。これにより、モータ
１８を速度指令値ｆ^*で回転するに足る直流電圧がイン
バータ１７の入力側、つまり平滑コンデンサ５の両端に
得られ、この直流電圧がインバータ１７で交流電圧に変
換されてモータ１８に供給され、モータ１８は目標通り
の速度に達する。

【００４５】なお、コンバータ制御手段１２における母
線電圧指令値Ｖｄｃ^*は、モータ１８を指令値速度で回
転させることが可能でかつコンバータが出力可能な最小
の電圧値が選定されるが、この電圧値の作成方法は例え
ば以下のような方法にて行う。

【００４６】図９は母線電圧指令値作成の方法の一例を
示すシーケンス図である。まず、速度指令値ｆ^*を入力
し（ステップＳ１１）、この速度指令値ｆ^*に所定の係
数ｋを乗じた電圧値ｋ・ｆ^*を求める（ステップＳ１
２）。ここにｋはモータの誘起電圧定数に基づく係数
で、モータ回転速度とモータ印加電圧がほぼ比例の関係
にある場合、これでモータを所定回転数で回転しうる最
小電圧が求まる。次に求められた電圧値ｋ・ｆ^*と電源
電圧実効値Ｖｓの√２倍の値とを比較し（ステップＳ１
３）、いずれか大きい方を母線電圧指令値Ｖｄｃ^*とし
て出力する。すなわち、ｋ・ｆ^*≧√２Ｖｓであれば、
電圧値ｋ・ｆ^*を母線電圧指令値Ｖｄｃ^*として出力し
（ステップＳ１４）、ｋ・ｆ^*＜２√２Ｖｓであれば電
源電圧実効値の√２倍の値√２Ｖｓを母線電圧指令値Ｖ
ｄｃ^*として出力する（ステップＳ１５）。

【００４７】上記のように制御することによってモータ
の回転数に応じた適正な母線電圧が供給され、不要に母
線電圧を上げることがないため、コンバータでのリアク
トルの鉄損と共にモータ鉄損も減少し、高効率な駆動装
置が得られる。また、回路損失が低減できる分、モータ
の出力が大きくできる為、モータの最大回転数を高くで
きる。なお、上記ではコンバータ制御手段１２が母線電
圧指令値Ｖｄｃ^*を演算するものとして説明したが、必
ずしもそうである必要はなく、インバータ制御手段１９
が図９のシーケンスに基づき母線電圧指令値Ｖｄｃ^*を
演算してもよく、この場合コンバータ制御手段１２の処
理負荷を軽減することができる。

【００４８】実施の形態４．図１０はこの発明の実施の
形態４を示す構成図である。同図において、図１と対応
する部分には同一符号を付し、その重複説明を省略す
る。図において、２０は平滑コンデンサ５の両端に接続
され、その両端に得られる直流電圧で駆動される直流モ
ータである。本実施の形態は、実質的に上記実施の形態
３のインバータおよびモータを直流モータに置換した形
態に相当する。この場合も、前述の通り直流母線電圧が
高い場合におけるリアクトル３の鉄損が低減できるた
め、高効率で、また、モータの最大回転数を高くするこ
とができる。

【００４９】

【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、該
リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・開放するスイ
ッチ手段と、該スイッチ手段の両端電圧を直流電圧に変
換して負荷に電力を供給する整流手段と、上記整流手段
を全波整流モードと倍電圧整流モードとに切り換える切
換手段と、上記負荷の電圧または電力に基づいて上記ス
イッチ手段および上記切換手段の状態を制御し、少なく
とも上記倍電圧整流モードにより得られる直流電圧以上
までの直流電圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制御
手段とを備え、上記スイッチ手段は上記リアクトルの一
端と上記交流電源との間に設けられた双方向スイッチ要
素であるので、直流電圧が高い状態におけるコンバータ
効率を高くすることができ、昇圧率が高くとも高い変換
効率で電力変換が可能になり、また、上記スイッチ手段
として上記リアクトルの一端と上記交流電源との間に設
けられた双方向スイッチ要素を用いるので、効率のよい
電力変換ができるという効果がある。

【００５０】

【００５１】請求項２の発明によれば、上記スイッチ手
段は上記リアクトルの一端と上記整流手段の直流側端子
との間に設けられた複数のスイッチング素子であるの
で、効率のよい電力変換ができるという効果がある。

【００５２】請求項３の発明によれば、交流電源にその
一端が接続されたリアクトルと、該リアクトルの他端と
上記交流電源を短絡・開放する双方向スイッチ要素と、
該双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換して
負荷に電力を供給する倍電圧整流回路と、上記双方向ス
イッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換して上記負荷に
電力を供給する全波整流回路と、上記倍電圧整流回路と
上記全波整流回路のいずれか一方を選択する切換手段
と、上記負荷の電圧または電力に応じて上記双方向スイ
ッチ要素および上記切換手段の状態を制御し、少なくと
も上記倍電圧整流回路により得られる直流電圧以上まで
の直流電圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制御手段
とを備えたので、双方向スイッチ要素の状態と切換手段
の状態の組み合わせにより例えば４段階以上の出力電圧
を簡易に得ることができ、また母線電圧が高い状態にお
ける変換効率を高くすることができるという効果があ
る。

【００５３】請求項４の発明によれば、交流電源に接続
されたリアクトルと、該リアクトルに接続され、交流電
圧を直流に変換し負荷に電力を供給する全波整流回路
と、該全波整流回路の一方の交流側端子と直流側端子と
の間に接続された複数のスイッチング素子と、各々が直
列に接続されかつ終端が上記全波整流回路の直流側端子
に接続された複数の倍電圧整流用コンデンサと、上記全
波整流回路の交流側端子のうちスイッチング素子が接続
されない端子と上記複数の倍電圧整流用コンデンサの接
続点との間の短絡・開放を行う切換手段と、上記負荷の
電圧または電力に基づき上記スイッチング素子および上
記切換手段の状態を制御し、少なくとも上記倍電圧整流
用コンデンサにより得られる直流電圧以上までの直流電
圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制御手段とを備え
たので、請求項３の発明よりさらに変換効率を高くする
ことができるという効果がある。

【００５４】請求項５の発明によれば、上記倍電圧整流
回路の整流素子は、上記全波整流回路の整流素子を兼ね
るので、装置を構成する素子数を低減することができる
という効果がある。

【００５５】請求項６の発明によれば、上記制御手段
は、負荷の電圧が高いときには倍電圧整流モード、低い
ときには全波整流モードを選択するよう上記切換手段を
制御するので、高出力電圧時に変換効率低下が発生しな
いようにすることができるという効果がある。

【００５６】請求項７の発明によれば、上記制御手段
は、電源力率が上昇するように上記切換手段を制御する
ので、最大出力電力を向上することができ、かつその状
態における変換効率を最大に制御することができるとい
う効果がある。

【００５７】請求項８の発明によれば、上記制御手段
は、電源高調波電流を低減させるよう上記切換手段を制
御するので、電源高調波を抑制することができ、かつそ
の状態における変換効率を最大に制御することができる
という効果がある。

【００５８】請求項９の発明によれば、上記制御手段
は、直流電圧を負荷の要する電圧値に近づけるよう上記
器切換手段を制御するので、出力電圧を所望の値に制御
でき、かつその状態における変換効率を最大に制御する
ことができるという効果がある。

【００５９】請求項１０の発明によれば、上記負荷はイ
ンバータおよびモータであり、上記制御手段における上
記全波整流モードと上記倍電圧整流モードの選択は、上
記モータの速度指令値が小である時全波整流モード、大
であるとき倍電圧整流モードを選択するので、コンバー
タおよび負荷であるインバータの変換効率を最大に制御
することができ、またモータの最大回転速度を上げるこ
とができるという効果がある。

【００６０】請求項１１の発明によれば、上記負荷は直
流モータであり、上記制御手段における上記全波整流モ
ードと上記倍電圧整流モードの選択は、上記直流モータ
の速度指令値が小である時全波整流モード、大であると
き倍電圧整流モードを選択するので、モータおよびコン
バータの損失を低減でき、またモータの最大回転速度を
上げることができるという効果がある。

【００６１】

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１を示す構成図であ
る。

【図２】 電源電流および母線電圧を制御する場合のシ
ステム構成図である。

【図３】 所定のＰＷＭ周期におけるリアクトル電流を
示す波形図である。

【図４】 母線電圧を変えた場合のリアクトル電流を示
す波形図である。

【図５】 コンバータ制御手段における切換手段制御シ
ーケンスを示す図である。

【図６】 この発明の実施の形態２を示す構成図であ
る。

【図７】 双方向スイッチ要素の実現形態の一例を示す
回路図である。

【図８】 この発明の実施の形態３を示す構成図であ
る。

【図９】 母線電圧指令値作成シーケンスを示す図であ
る。

【図１０】 この発明の実施の形態４を示す構成図であ
る。

【図１１】 従来のコンバータ回路を示す構成図であ
る。

【図１２】 従来のコンバータ回路の入力電流・電圧を
示す波形図である。

【符号の説明】

１ 交流電源、 ２ 整流回路、 ３ リアクトル、
５ 平滑コンデンサ、６ 負荷、 ９ 双方向スイッチ
要素、 １０ａ，１０ｂ 倍電圧整流用コンデンサ、
１１ リレー、 １２ コンバータ制御手段、 １４
a，１４b スイッチング素子、 １７ インバータ、
１８ モータ、 １９ インバータ制御手段、 ２０
直流モータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/06 H02M 7/12 H02M 7/48

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源にその一端が接続されたリアク
   トルと、 該リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・開放するス
   イッチ手段と、 該スイッチ手段の両端電圧を直流電圧に変換して負荷に
   電力を供給する整流手段と、 上記整流手段を全波整流モードと倍電圧整流モードとに
   切り換える切換手段と、 上記負荷の電圧または電力に基づいて上記スイッチ手段
   および上記切換手段の状態を制御し、少なくとも上記倍
   電圧整流モードにより得られる直流電圧以上までの直流
   電圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制御手段と を備え、上記スイッチ手段は上記リアクトルの一端と上
   記交流電源との間に設けられた双方向スイッチ要素であ
   ることを特徴とするコンバータ回路。
2. 【請求項２】 上記スイッチ手段は上記リアクトルの一
   端と上記整流手段の直流側端子との間に設けられた複数
   のスイッチング素子であることを特徴とする請求項１記
   載のコンバータ回路。
3. 【請求項３】 交流電源にその一端が接続されたリアク
   トルと、 該リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・開放する双
   方向スイッチ要素と、 該双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換して
   負荷に電力を供給する倍電圧整流回路と、 上記双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換し
   て上記負荷に電力を供給する全波整流回路と、 上記倍電圧整流回路と上記全波整流回路のいずれか一方
   を選択する切換手段と、 上記負荷の電圧または電力に応じて上記双方向スイッチ
   要素および上記切換手段の状態を制御し、少なくとも上
   記倍電圧整流回路により得られる直流電圧以上までの直
   流電圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制御手段とを
   備えたことを特徴とするコンバータ回路。
4. 【請求項４】 交流電源に接続されたリアクトルと、 該リアクトルに接続され、交流電圧を直流に変換し負荷
   に電力を供給する全波整流回路と、 該全波整流回路の一方の交流側端子と直流側端子との間
   に接続された複数のスイッチング素子と、 各々が直列に接続されかつ終端が上記全波整流回路の直
   流側端子に接続された複数の倍電圧整流用コンデンサ
   と、 上記全波整流回路の交流側端子のうちスイッチング素子
   が接続されない端子と上記複数の倍電圧整流用コンデン
   サの接続点との間の短絡・開放を行う切換手段と、 上記負荷の電圧または電力に基づき上記スイッチング素
   子および上記切換手段の状態を制御し、少なくとも上記
   倍電圧整流用コンデンサにより得られる直流電圧以上ま
   での直流電圧を含む所定数段階の母線電圧を得る制御手
   段とを備えたことを特徴とするコンバータ回路。
5. 【請求項５】 上記倍電圧整流回路の整流素子は、上記
   全波整流回路の整流素子を兼ねることを特徴とする請求
   項３または４記載のコンバータ回路。
6. 【請求項６】上記制御手段は、負荷の電圧が高いときに
   は倍電圧整流モード、低いときには全波整流モードを選
   択するよう上記切換手段を制御することを特徴とする請
   求項１〜５のいずれかに記載のコンバータ回路。
7. 【請求項７】 上記制御手段は、電源力率が上昇するよ
   うに上記切換手段を制御することを特徴とする請求項１
   〜５のいずれかに記載のコンバータ回路。
8. 【請求項８】 上記制御手段は、電源高調波電流を低減
   させるよう上記切換手段を制御することを特徴とする請
   求項１〜５のいずれかに記載のコンバータ回路。
9. 【請求項９】 上記制御手段は、直流電圧を負荷の要す
   る電圧値に近づけるよう上記切換手段を制御することを
   特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のコンバータ
   回路。
10. 【請求項１０】 上記負荷はインバータおよびモータで
    あり、上記制御手段における上記全波整流モードと上記
    倍電圧整流モードの選択は、上記モータの速度指令値が
    小である時全波整流モード、大であるとき倍電圧整流モ
    ードを選択することを特徴とする請求項１〜８のいずれ
    かに記載のコンバータ回路。
11. 【請求項１１】 上記負荷は直流モータであり、上記制
    御手段における上記全波整流モードと上記倍電圧整流モ
    ードの選択は、上記直流モータの速度指令値が小である
    時全波整流モード、大であるとき倍電圧整流モードを選
    択することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載
    のコンバータ回路。