JP3540665B2 - 交流電気車駆動装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石同期電動機を駆動制御する交流電気車駆動装置に係り、特に単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、ビート現象といった電動機出力への影響を低減できるようにした交流電気車駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、例えば“特公昭６１−４８３５６号公報”に開示されている、従来の交流電気車駆動装置の構成例を示すブロック図である。
【０００３】
図９において、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段であるパンタグラフ４１および車輪４２と、このパンタグラフ４１および車輪４２により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段である変圧器１６と、この変圧器１６の２次側に接続され、変圧器１６により低圧化された単相交流を直流に変換する整流器３０と、この整流器３０の直流側に直列に接続されたリアクトル３１および直流フィルタコンデンサ１と、この直流フィルタコンデンサ１の両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧、すなわち可変電圧可変周波数出力（ＶＶＶＦ）に変換するＶＶＶＦインバータ２と、このＶＶＶＦインバータ２の交流側に接続されて駆動制御される誘導電動機２４とから、主回路が構成されている。
【０００４】
一方、電圧検出器３と、ゲート制御部８と、除算器２５と、乗算器２６と、比較部２７と、三相正弦波発生部２８と、三角波発生部２９とから、制御装置が構成されている。
【０００５】
電圧指令Ｖ* は、除算器２５により、電圧検出器３により検出された直流フィルコンデンサ１の電圧、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃで除算される。
【０００６】
また、電圧指令Ｖ* は、三相正弦波発生部２８に入力され、電圧指令Ｖ* に比例した周波数の単位正弦波が出力される。
【０００７】
三相正弦波発生部２８からの出力の一つであるＵ相の単位正弦波は、除算器２５からの出力と乗算器２６により乗算される。
【０００８】
比較部２７では、三角波発生部２９からの出力である三角波と乗算器２６からの出力とを比較し、ゲート信号が出力される。
【０００９】
ゲート制御部８では、比較部２７からのゲート信号に応じて、ＶＶＶＦインバータ２が制御される。
【００１０】
さて、このような従来の交流電気車駆動装置においては、ＶＶＶＦインバータ２の出力電圧を指令制御する電圧指令Ｖ* が、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて変化するように制御が行なわれる。
【００１１】
すなわち、整流器３０の直流側には、整流に伴なう電流リプルが含まれるが、リアクトル３１および直流フィルタコンデンサ１からなるＬＣ回路により、直流リンク電圧Ｖｄｃが安定化される。
【００１２】
しかしながら、ＬＣ回路のフィルタ作用により除去しきれない電流リプルは、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動となって現われる。そして、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に起因して、相電流がビートを起こしたり、誘導電動機２４が発生するトルクにリプルが重畳するという問題が発生する。
【００１３】
このため、従来では、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて電圧指令Ｖ* を補正することにより、上述のビート現象を抑制するようにしている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、制御系には各種の遅れが存在しているため、直流リンク電圧Ｖｄｃを瞬時に電圧指令Ｖ* に反映することは困難である。特に、近年のディジタル制御化により、その傾向はますます顕著となってきている。
【００１５】
ここで、問題となるビート現象は、負荷の共振周波数と直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が一致する時に顕在化するものである。共振とは、インピーダンスが非常に小さくなることと等価であるため、上述の制御系の遅れによる影響は大きく、従来の構成では、ビート現象の十分な抑制効果を期待することができない。
【００１６】
本発明の目的は、単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、ビート現象といった電動機出力への影響を低減することが可能な交流電気車駆動装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明の交流電気車駆動装置は、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように単相コンバータを制御する電圧制御手段と、インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する脈動量検出手段、当該脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて変調率基準演算手段からの変調率基準を補償しインバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し変調率補償手段への入力量として出力する位相補償手段と、インバータが変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するようにインバータを制御するゲート制御手段と、前記交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて前記位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段と、を備えて成り、前記位相補償手段に入力される位相補償量としては、前記直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定しており、前記位相補償量演算手段としては、前記インバータの制御周期に応じて前記位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から構成している。
【００１８】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動の位相を補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する位相のずれを補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００１９】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、位相補償手段に入力される位相補償量は、直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定している。
【００２０】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動の位相を進み補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する位相は遅れであり、位相を進める方向に補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２１】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段を備えている。
【００２２】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相の補償量を動作状況に応じて可変して、動作状況に応じた設定を行なうことにより、交流電気車駆動装置の動作状況に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２３】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、位相補償量演算手段は、インバータの制御周期に応じて位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から構成している。
また、請求項２の発明では、上記請求項１に記載の交流電気車駆動装置において、第２の位相補償量演算手段は、下記式に示すように、インバータの制御周期ΔＴ ＣＴ ［ｓｅｃ］及び脈動成分の脈動周波数Ｆ［Ｈｚ］に応じて位相補償量Ｐ ｃｍｐ を演算し出力する構成である。
Ｐ ｃｍｐ ＝３／２×ΔＴ ＣＴ ×Ｆ×３６０［ｄｅｇ］
【００２４】
従って、請求項１，２の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対して、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相補償量をインバータの制御周期に応じて設定し、また制御遅れの要因の一つが制御周期であり、制御周期が可変となるアプリケーションにおいて、制御周期に応じて位相補償量を可変とすることにより、インバータの制御周期に応じた適切な位相補償量を設定することができる。このため、制御周期に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２５】
さらに、請求項３の発明では、上記請求項１の発明の交流電気車駆動装置において、位相補償量演算手段は、上記第２の位相補償量演算手段に代えて、単相交流の周波数に応じて位相補償量を演算し出力する第３の位相補償量演算手段から成り、第３の位相補償量演算手段としては、単相交流の周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの２倍となる脈動周波数［Ｈｚ］に制御遅れ［ｓｅｃ］と３６０［ｄｅｇ］とを乗算して位相補償量を得る構成である。
【００２６】
従って、請求項３の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相補償量を直流リンク電圧の脈動周波数に応じて設定することにより、交流電気車等のように直流リンク電圧の脈動電源が可変となる交流電気車駆動装置において有効であり、直流リンク電圧の脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２７】
一方、請求項４の発明では、上記請求項１の発明の交流電気車駆動装置において、上記脈動検出手段および位相補償手段の代わりに、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を補償して抽出し変調率補償手段への入力量として出力する第２の脈動量検出手段を備えている。
すなわち、請求項４の発明の交流電気車駆動装置は、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、前記直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように前記単相コンバータを制御する電圧制御手段と、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を進み補償して抽出して出力する第２の脈動量検出手段と、前記インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、前記第２の脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて前記変調率基準演算手段からの変調率基準を補償し前記インバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、前記インバータが前記変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するように前記インバータを制御するゲート制御手段と、を備えている。
【００２８】
従って、請求項４の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する遅れを進み位相補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
さらに、脈動量検出手段と位相補償手段とを兼ね備えることにより、前記請求項１乃至請求項３の発明に比べて、制御系の遅れをより一層小さくすると共に、制御系の簡略化を図ることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図９と同一部分には同一符号を付して示している。
【００３１】
図１において、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段であるパンタグラフ４１および車輪４２と、このパンタグラフ４１および車輪４２により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段である変圧器１６と、この変圧器１６により低圧化された単相交流を直流に変換する単相ＰＷＭコンバータ１７と、この単相ＰＷＭコンバータ１７の直流側に接続された直流フィルタコンデンサ１と、この直流フィルタコンデンサ１の両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するＶＶＶＦインバータ２と、このＶＶＶＦインバータ２の交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機４とから、主回路を構成している。
【００３２】
一方、電圧検出器３と、位置検出器５と、変調率基準演算手段である出力電圧演算部６と、ゲート制御部８と、脈動量検出部９と、位相補償演算部１０と、乗算器１２、平均値演算部１３、加算器１４、除算器１５からなる変調率補償部１１と、電圧制御部１８とから、制御装置を構成している。
【００３３】
なお、出力電圧演算部６と、脈動量検出部９と、変調率補償部１１とから、変調率演算手段を構成している。
【００３４】
電圧検出器３は、直流フィルタコンデンサ１にかかる電圧である直流リンク電圧を検出する。
【００３５】
位置検出器５は、永久磁石同期電動機４に備えられ、この永久磁石同期電動機４の磁極の位相を検出する。
【００３６】
電圧制御部１８は、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧を入力とし、この直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように単相ＰＷＭコンバータ１７を制御する。
【００３７】
出力電圧演算部６は、ＶＶＶＦインバータ２の変調率基準を演算する。
【００３８】
脈動量検出部９は、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する。
【００３９】
変調率補償部１１は、脈動量検出部９からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて出力電圧演算部６からの変調率基準を補償し、ＶＶＶＦインバータ２の変調率を出力する。
【００４０】
位相補償演算部１０は、脈動量検出部９からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し、上記変調率補償部１１への入力量として出力する。
【００４１】
ゲート制御部８は、ＶＶＶＦインバータ２が変調率補償部１１からの出力である変調率に応じた電圧を出力するようにＶＶＶＦインバータ２を制御する。
【００４２】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について、図２乃至図４を用いて説明する。
【００４３】
図１において、直流フィルタコンデンサ１にかかる電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧検出器３により検出される。この直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧制御部１８に入力される。
【００４４】
電圧制御部１８では、直流リンク電圧Ｖｄｃが直流リンク電圧指令値Ｖｄｃｃｍｄと一致するように、単相ＰＷＭコンバータ１７が制御される。
【００４５】
出力電圧演算部６では、例えば、永久磁石電動機４の発生するトルク出力Ｔｍがトルク指令Ｔｍ* に追従するように、出力電圧指令が演算される。
【００４６】
この出力電圧演算部６からの出力である出力電圧指令は、変調率基準ＡＬ* と制御座標系上での出力電圧の位相角θｖとして表わされるものとする。
【００４７】
なお、上記において、出力電圧演算部６への指令は、トルク指令Ｔｍ* ではなく、速度指令、あるいは位置指令である場合もある。
【００４８】
この出力電圧演算部６の具体的な演算方法について、以下に詳細に述べる。
【００４９】
なお、ここでは、ｄｑ軸回転座標系上で制御を行なう方式とする。
【００５０】
通常、ｄ軸は永久磁石電動機４の磁束軸に一致させる。出力電圧演算部６に入力されるトルク指令Ｔｍ* に基づいて、以下のようにして、磁束軸（ｄ軸）電流指令Ｉｄ* とトルク軸（ｑ軸）電流指令Ｉｑ* とが演算される。
【００５１】
【数１】
【００５２】
ただし、ΔＬ：Ｌｄ−Ｌｑ、φ* ：磁束指令、φｆ：永久磁石磁束、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンスである。
【００５３】
次に、この磁束軸（ｄ軸）電流指令Ｉｄ* とトルク軸（ｑ軸）電流指令Ｉｑ* とを入力として、次式のような演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ* とｑ軸電圧指令Ｖｑ* とが演算される。
【００５４】
【数２】
【００５５】
ただし、Ｒ：抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ωｉ：インバータ出力周波数、φｆ：永久磁石磁束である。
【００５６】
次に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ* とｑ軸電圧指令Ｖｑ* とに基づいて、次式のような演算により、ｄｑ軸座標系上での電圧指令の大きさ｜Ｖ｜とｄ軸からの位相角 θｖとが演算される。
【００５７】
【数３】
【００５８】
また、変調率基準ＡＬ* は、次のような式により演算される。ここでの変調率の定義は、ＶＶＶＦインバータ２が出力し得る最大電圧で正規化するものとしている。このＶＶＶＦインバータ２が最大電圧を出力し得るのは、周知のように１パルスモードである。
【００５９】
【数４】
【００６０】
ただし、Ｖｄｃ：直流リンク電圧である。
【００６１】
以上により、出力電圧演算部６では、ｄｑ軸座標系上での変調率基準ＡＬ* と出力電圧のｄ軸からの位相θｖとが演算して出力される。
【００６２】
一方、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃは、脈動量検出部９にも入力される。
【００６３】
脈動量検出部９では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動分ΔＶｄｃが抽出されて出力される。この直流リンク電圧の脈動分ΔＶｄｃは、位相補償部１０に入力される。
【００６４】
位相補償部１０では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動分ΔＶｄｃに対して、その位相を位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］分補償した値ΔＶｄｃ’が出力される。
【００６５】
図２は、位相補償部１０の入出力の関係を示す図である。
【００６６】
すなわち、図２に示すように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに対して、その大きさを変えず、位相のみをＰｃｍｐ［ｄｅｇ］補償した値ΔＶｄｃ’が出力される。
【００６７】
位相補償部１０からの出力である補償値ΔＶｄｃ’は、変調補償部１１に入力される。
【００６８】
変調率補償部１１は、平均値演算部１３、加算器１４、除算器１５、乗算器１２から構成されており、平均値演算部１３には、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃが入力されて、その平均値Ｖｄｃ* が演算されて出力される。
【００６９】
加算器１４では、位相補償部１０からの出力である補償値Ｖｄｃ’と、平均値演算部１３からの出力である平均値Ｖｄｃ* とが加算された値Ｖｄｃ’が出力される。
【００７０】
除算器１５では、直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ* が、加算器１４からの出力である加算値Ｖｄｃ’で除算され、変調率補償量Ｋが演算される。
【００７１】
乗算器１２では、出力電圧演算部６からの出力である変調率基準ＡＬ* と、除算器１５からの出力である変調率補償量Ｋとが乗算されて、ＶＶＶＦインバータ２の変調率ＡＬが出力される。
【００７２】
ゲート制御部８では、出力電圧演算部６からの出力である位相角θｖと、乗算器１２からの出力である変調率ＡＬと、永久磁石同期電動機４に備えられた位置検出器５からの出力である磁極の位相θａｂとに基づいて、電圧指令と一致した出力電圧が得られるようにＶＶＶＦインバータ２にゲート指令が出力される。
【００７３】
ここで、実際に出力する電圧位相θ* は、次のような式により演算される。
【００７４】
【数５】
【００７５】
以上により、本実施の形態の交流電気車駆動装置では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃの位相を補償した値に基づいて、変調率が補償され、ビート現象が抑制される。
【００７６】
次に、このビート現象を抑制できることについて、具体的に説明する。
【００７７】
直流リンク電圧Ｖｄｃと変調率ＡＬとの関係は、次式により表わされる。
【００７８】
出力電圧｜Ｖ｜は、実際の出力電圧をｄｑ軸回転座標系上へ変換した値とする。
【００７９】
【数６】
【００８０】
上記（７）式において、変調率ＡＬを一定とした場合、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動すると、出力電圧｜Ｖ｜も同様に脈動することがわかる。
【００８１】
ここで、変調率ＡＬを、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて、以下のような式により補償する。
【００８２】
【数７】
【００８３】
この場合、出力電圧｜Ｖ｜は次のような式となり、直流リンク電圧Ｖｄｃに依存せず一定となる。
【００８４】
【数８】
【００８５】
しかしながら、制御系には、各種の遅れが存在する。
【００８６】
図３は、ディジタル制御を行なう場合の制御タイミングを示すタイミングチャートの一例である。
【００８７】
図３において、ＣＴ（ｋ）は、ｋ番目の制御演算の開始を表わすタイミングである。制御周期は、ΔＴｃｔである。ｋ番目に演算された変調率ＡＬは、ｋ＋１番目の制御演算の開始時ＣＴ（ｋ＋１）に、実際の変調率として反映されるものと仮定する。
【００８８】
また、本実施の形態においては、実波形の検出に遅れが全くないものと仮定し、ｋ番目の制御演算時に使用する値は、ｋ番目の制御開始時での値とする。
【００８９】
図３は、仮に実波形をそのまま、変調率に反映しようとする場合であるが、遅れが確認できる。ここで、遅れ量は、検出時点から変調率に反映するまでの遅れと制御期間は変調率が一定となることに起因する遅れから成ると近似できる。
【００９０】
本実施の形態の場合、前者の遅れはΔＴｃｔに相当し、後者の遅れはΔＴｃｔ／２．に相当する。この時間的遅れを脈動成分の位相に換算すると、例えば１００Ｈｚの直流リンク電圧の脈動があり、制御周期ΔＴｃｔを２５０ｕｓとする場合には、脈動周波数に対する制御遅れの位相角は、
２５０ｅ−６［ｓ］×１００［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］＝９［ｄｅｇ］ となる。
【００９１】
なお、制御の遅れには、上記の要因以外にも、検出系の遅れ等があり、実際には、さらに遅れることとなる。
【００９２】
位相補償部１０では、これら制御の遅れを補償するため、脈動量検出部９により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに対して、その位相を補償する。
【００９３】
図４は、直流リンク電圧が脈動する条件での永久磁石同期電動機４の発生するトルクリプル率を表わす図である。
【００９４】
なお、トルクリプル率は、トルクの平均値に対するトルクリプル波高値の割合で定義している。
【００９５】
図４において、ａ）変調率の補償を行わない場合、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出から変調率への反映までの遅れが制御周期をΔＴｃｔとして、それぞれｃ）１ΔＴｃｔ、ｂ）２ΔＴｃｔである場合、ｄ）直流リンク電圧の検出から変調率への反映までの遅れが１ΔＴｃｔであり、この系の遅れを補償すべく１．５ΔＴｃｔ分進み位相補償を施す場合、ｅ）変調率への反映までに遅れがない場合の５ケースをそれぞれ示している。
【００９６】
変調率の補償を行なう効果は確認できるものの、制御遅れが増加するに従い、トルクリプル抑制の効果が低減している。これに対し、遅れを打ち消すべく、位相を進めて補償した方式では、トルクリプルを効果的に抑制していることがわかる。
【００９７】
上述したように、本実施の形態の交流電気車駆動装置では、検出機構や制御系に存在する位相のずれを補償するようにしているので、相電流のビートや電動機のトルク振動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【００９８】
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００９９】
（第２の実施の形態：請求項１に対応）
本実施の形態では、前述した第１の実施の形態において、位相補償部１０に入力される位相補償量Ｐｃｍｐを、前記直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃの位相を進めるように（位相補償が進みの方向となるように）設定している。
【０１００】
すなわち、図２に示すようにＰｃｍｐを定義すれば、Ｐｃｍｐ＞０となるように設定することと等価である。
【０１０１】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの位相を進み補償した値に基づいて、変調率が補償される。
【０１０２】
検出機構や制御系に存在する位相は遅れであり、位相を進める方向に補償するようにしていることにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１０３】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１０４】
（第３の実施の形態：請求項１に対応）
図５は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０５】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図５に示すように、図１に位相補償量演算部１９を付加した構成としている。
【０１０６】
位相補償量演算部１９は、交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１０７】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１０８】
なお、図１と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１０９】
図２において、位相補償量演算部１９では、交流電気車駆動装置本体の動作状況、すなわち系の動作条件に応じた位相補償量Ｐｃｍｐが演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１１０】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相の補償量は系の動作状況に応じて可変であり、系の動作状況に応じた設定ができる。
【０１１１】
このため、系の動作状況に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１１２】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１１３】
（第４の実施の形態：請求項２に対応）
図６は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図５と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１４】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図６に示すように、図５における位相補償量演算部１９を、第２の位相補償量演算部２０から構成するようにしている。
【０１１５】
第２の位相補償量演算部２０は、前記ＶＶＶＦインバータ２の制御周期に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１１６】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１１７】
なお、図５と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１１８】
図６において、第２の位相補償量演算部２０には、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔが入力され、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに応じた位相補償量Ｐｃｍｐが演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１１９】
ここで、位相補償部１０における演算方式の例として、例えば図３に示すような制御タイミングである場合には、次のような式により、位相補償量Ｐｃｍｐを演算することができる。
【０１２０】
【数９】
【０１２１】
ただし、ΔＴｃｔ：ＶＶＶＦインバータ２の制御周期［ｓｅｃ］、Ｆ：脈動周波数［Ｈｚ］であり、位相補償量Ｐｃｍｐは正で進み補償を表わすものとする。
【０１２２】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相補償量Ｐｃｍｐは、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに応じて設定される。
【０１２３】
前記第３の実施の形態で説明したように、制御遅れの要因の一つがＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔである。
【０１２４】
そして、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔが可変となるアプリケーションにおいて、この制御周期ΔＴｃｔに応じて位相補償量Ｐｃｍｐを可変とすることで、制御周期ΔＴｃｔに応じた適切な位相補償量を設定することができる。
【０１２５】
このため、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１２６】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１２７】
（第５の実施の形態：請求項３に対応）
図７は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図５と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２８】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図７に示すように、図５における位相補償量演算部１９を、第３の位相補償量演算部２１から構成するようにしている。
【０１２９】
第３の位相補償量演算部２１は、前記単相交流の周波数に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１３０】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１３１】
なお、図５と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１３２】
図７において、第３の位相補償量演算部２１には、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０が入力され、単相交流の周波数に応じた位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］が演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１３３】
ここで、本実施の形態におけるフラグＦ５０＿６０は、単相交流の周波数を表わすものである。単相交流の周波数が５０Ｈｚの場合には、Ｆ５０＿６０＝０であり、単相交流の周波数が６０Ｈｚの場合には、Ｆ５０＿６０＝１である。
【０１３４】
単相交流を整流する場合、単相交流の周波数の２倍の電力脈動が、直流リンク電圧の脈動となって現われる。そして、この直流リンク電圧の脈動のうち、支配的な周波数は、単相交流の周波数の２倍成分である。従って、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０は、直流リンク電圧の脈動の周波数を表わすと考えられる。
【０１３５】
すなわち、第３の位相補償量演算部２１では、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０に応じて、位相補償量Ｐｃｍｐが演算され出力される。
【０１３６】
例えば、第３の位相補償量演算部２１は、切替器３２から構成される。
【０１３７】
この切替器３２では、単相交流の周波数が６０Ｈｚ、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が１２０Ｈｚであることを示すＦ５０＿６０＝１の場合に、単相交流の周波数６０Ｈｚ用の位相補償量Ｐｃｍｐ６０が選択され、位相補償量Ｐｃｍｐとして出力される。
【０１３８】
また、切替器３２では、単相交流の周波数が５０Ｈｚ、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が１００Ｈｚであることを示すＦ５０＿６０＝０場合に、単相交流の周波数５０Ｈｚ用の位相補償量Ｐｃｍｐ５０が選択され、位相補償量Ｐｃｍｐとして出力される。
【０１３９】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相補償量Ｐｃｍｐは、単相交流の周波数に応じて設定されため、交流電気車が５０Ｈｚ、６０Ｈｚのどちらの周波数の電源にも対応する場合に有効である。
【０１４０】
前述したように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数は、単相交流の周波数の２倍となる。
【０１４１】
例えば、制御遅れが２００［ｕｓ］とすると、脈動周波数における遅れ位相 ［ｄｅｇ］は、単相交流の周波数が５０Ｈｚの場合、
Ｐｃｍｐ＝２００ｅ−６［ｓ］×２×５０［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］
＝７．２［ｄｅｇ］
であり、単相交流の周波数が６０Ｈｚの場合、
Ｐｃｍｐ＝２００ｅ−６［ｓ］×２×６０［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］
＝８．６４［ｄｅｇ］
となる。
【０１４２】
すなわち、同一の制御遅れに対する位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］は、補償すべき周波数に応じて異なることが分かる。
【０１４３】
このため、単相交流の周波数の脈動周波数に応じて、位相補償量を可変とするようにしていることにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１４４】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１４５】
（第６の実施の形態：請求項４に対応）
図８は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４６】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図８に示すように、図１における脈動量検出部９、および位相補償部１０を省略し、これに代えて新たに、第２の脈動量検出部１３を備えた構成としている。
【０１４７】
第２の脈動量検出部１３は、前記電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃから脈動する成分をその位相を補償して抽出し、前記変調率補償部１１への入力量として出力する。
【０１４８】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１４９】
なお、図１と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１５０】
図８において、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃは、第２の脈動量検出部２３に入力される。
【０１５１】
第２の脈動量検出部２３では、検出された直流リンク電圧Ｖｄｃからその脈動分に関し、位相を補償した値ΔＶｄｃ’が直接出力される。すなわち、前述した第１の実施の形態の交流電気車駆動装置における、脈動量検出部９および位相補償部１０の作用が同時に行なわれる。
【０１５２】
例えば、第２の脈動量検出部２３は、以下のような伝達特性を有するバンドパスフィルタから構成される。
【０１５３】
【数１０】
【０１５４】
ここで、Ｆは特性周波数、ＱはいわゆるバンドパスフィルタのＱ値、Ｇはゲインである。
【０１５５】
このバンドパスフィルタは、特性周波数Ｆ［ｒａｄ／ｓ］の角周波数近傍の成分のみを通過させるものであり、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］の角周波数成分の入出力間の位相差は零、Ｇ＝１として入出力間ゲインは１である。
【０１５６】
また、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］よりも低い角周波数成分に対して、その入出力間の位相差は進みとなり、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］よりも高い角周波数成分に対して、その入出力間の位相差は遅れとなる。
【０１５７】
例えば、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの角周波数よりも若干高い角周波数を特性周波数Ｆとして設定することにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに関しては、位相が進んだ値を検出することができる。
【０１５８】
ただし、この場合、Ｇ＞１として入出力間ゲインを１とするような調整が必要である。
【０１５９】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、検出機構や制御系に存在する遅れを進み位相補償するようにしていることにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１６０】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１６１】
さらに、前述した脈動量検出部９と位相補償部１０とを、第２の脈動量検出部２３で兼ね備えていることにより、前述した第１乃至第５の各実施の形態に比べて、制御系の遅れをより一層小さくすると共に、制御系の簡略化、あるいは制御機器の簡略化を図ることが可能となる。
【０１６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の交流電気車駆動装置によれば、単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、相電流のビートや永久磁石同期電動機のトルク脈動を低減することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による交流電気車駆動装置の第１および第２の実施の形態を示すブロック図。
【図２】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における位相補償部の入出力の関係を示す波形図。
【図３】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における制御動作を説明するためのタイミングチャート。
【図４】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における変調率補償方式とトルクリプル率との関係を示す図。
【図５】本発明による交流電気車駆動装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図６】本発明による交流電気車駆動装置の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図７】本発明による交流電気車駆動装置の第５の実施の形態を示すブロック図。
【図８】本発明による交流電気車駆動装置の第６の実施の形態を示すブロック図。
【図９】従来の交流電気車駆動装置の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…直流フィルタコンデンサ、
２…ＶＶＶＦインバータ、
３…電圧検出器、
４…永久磁石同期電動機、
５…位置検出器、
６…出力電圧演算部、
８…ゲート制御部、
９…脈動量検出部、
１０…位相補償部、
１１…変調率補償部、
１２…乗算器、
１３…平均値演算部、
１４…加算器、
１５…除算器、
１６…変圧器、
１７…単相ＰＷＭコンバータ、
１８…電圧制御部、
１９…位相補償量演算部、
２０…第２の位相補償量演算部、
２１…第３の位相補償量演算部、
２３…第２の脈動量検出部、
３２…切替器、
４１…パンタグラフ、
４２…車輪。
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石同期電動機を駆動制御する交流電気車駆動装置に係り、特に単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、ビート現象といった電動機出力への影響を低減できるようにした交流電気車駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、例えば“特公昭６１−４８３５６号公報”に開示されている、従来の交流電気車駆動装置の構成例を示すブロック図である。
【０００３】
図９において、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段であるパンタグラフ４１および車輪４２と、このパンタグラフ４１および車輪４２により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段である変圧器１６と、この変圧器１６の２次側に接続され、変圧器１６により低圧化された単相交流を直流に変換する整流器３０と、この整流器３０の直流側に直列に接続されたリアクトル３１および直流フィルタコンデンサ１と、この直流フィルタコンデンサ１の両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧、すなわち可変電圧可変周波数出力（ＶＶＶＦ）に変換するＶＶＶＦインバータ２と、このＶＶＶＦインバータ２の交流側に接続されて駆動制御される誘導電動機２４とから、主回路が構成されている。
【０００４】
一方、電圧検出器３と、ゲート制御部８と、除算器２５と、乗算器２６と、比較部２７と、三相正弦波発生部２８と、三角波発生部２９とから、制御装置が構成されている。
【０００５】
電圧指令Ｖ* は、除算器２５により、電圧検出器３により検出された直流フィルコンデンサ１の電圧、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃで除算される。
【０００６】
また、電圧指令Ｖ* は、三相正弦波発生部２８に入力され、電圧指令Ｖ* に比例した周波数の単位正弦波が出力される。
【０００７】
三相正弦波発生部２８からの出力の一つであるＵ相の単位正弦波は、除算器２５からの出力と乗算器２６により乗算される。
【０００８】
比較部２７では、三角波発生部２９からの出力である三角波と乗算器２６からの出力とを比較し、ゲート信号が出力される。
【０００９】
ゲート制御部８では、比較部２７からのゲート信号に応じて、ＶＶＶＦインバータ２が制御される。
【００１０】
さて、このような従来の交流電気車駆動装置においては、ＶＶＶＦインバータ２の出力電圧を指令制御する電圧指令Ｖ* が、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて変化するように制御が行なわれる。
【００１１】
すなわち、整流器３０の直流側には、整流に伴なう電流リプルが含まれるが、リアクトル３１および直流フィルタコンデンサ１からなるＬＣ回路により、直流リンク電圧Ｖｄｃが安定化される。
【００１２】
しかしながら、ＬＣ回路のフィルタ作用により除去しきれない電流リプルは、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動となって現われる。そして、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に起因して、相電流がビートを起こしたり、誘導電動機２４が発生するトルクにリプルが重畳するという問題が発生する。
【００１３】
このため、従来では、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて電圧指令Ｖ* を補正することにより、上述のビート現象を抑制するようにしている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、制御系には各種の遅れが存在しているため、直流リンク電圧Ｖｄｃを瞬時に電圧指令Ｖ* に反映することは困難である。特に、近年のディジタル制御化により、その傾向はますます顕著となってきている。
【００１５】
ここで、問題となるビート現象は、負荷の共振周波数と直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が一致する時に顕在化するものである。共振とは、インピーダンスが非常に小さくなることと等価であるため、上述の制御系の遅れによる影響は大きく、従来の構成では、ビート現象の十分な抑制効果を期待することができない。
【００１６】
本発明の目的は、単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、ビート現象といった電動機出力への影響を低減することが可能な交流電気車駆動装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明の交流電気車駆動装置は、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように単相コンバータを制御する電圧制御手段と、インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する脈動量検出手段、当該脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて変調率基準演算手段からの変調率基準を補償しインバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し変調率補償手段への入力量として出力する位相補償手段と、インバータが変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するようにインバータを制御するゲート制御手段と、前記交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて前記位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段と、を備えて成り、前記位相補償手段に入力される位相補償量としては、前記直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定しており、前記位相補償量演算手段としては、前記インバータの制御周期に応じて前記位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から構成している。
【００１８】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動の位相を補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する位相のずれを補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００１９】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、位相補償手段に入力される位相補償量は、直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定している。
【００２０】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動の位相を進み補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する位相は遅れであり、位相を進める方向に補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２１】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段を備えている。
【００２２】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相の補償量を動作状況に応じて可変して、動作状況に応じた設定を行なうことにより、交流電気車駆動装置の動作状況に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２３】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、位相補償量演算手段は、インバータの制御周期に応じて位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から構成している。
また、請求項２の発明では、上記請求項１に記載の交流電気車駆動装置において、第２の位相補償量演算手段は、下記式に示すように、インバータの制御周期ΔＴ ＣＴ ［ｓｅｃ］及び脈動成分の脈動周波数Ｆ［Ｈｚ］に応じて位相補償量Ｐ ｃｍｐ を演算し出力する構成である。
Ｐ ｃｍｐ ＝３／２×ΔＴ ＣＴ ×Ｆ×３６０［ｄｅｇ］
【００２４】
従って、請求項１，２の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対して、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相補償量をインバータの制御周期に応じて設定し、また制御遅れの要因の一つが制御周期であり、制御周期が可変となるアプリケーションにおいて、制御周期に応じて位相補償量を可変とすることにより、インバータの制御周期に応じた適切な位相補償量を設定することができる。このため、制御周期に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２５】
さらに、請求項３の発明では、上記請求項１の発明の交流電気車駆動装置において、位相補償量演算手段は、上記第２の位相補償量演算手段に代えて、単相交流の周波数に応じて位相補償量を演算し出力する第３の位相補償量演算手段から成り、第３の位相補償量演算手段としては、単相交流の周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの２倍となる脈動周波数［Ｈｚ］に制御遅れ［ｓｅｃ］と３６０［ｄｅｇ］とを乗算して位相補償量を得る構成である。
【００２６】
従って、請求項３の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相補償量を直流リンク電圧の脈動周波数に応じて設定することにより、交流電気車等のように直流リンク電圧の脈動電源が可変となる交流電気車駆動装置において有効であり、直流リンク電圧の脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２７】
一方、請求項４の発明では、上記請求項１の発明の交流電気車駆動装置において、上記脈動検出手段および位相補償手段の代わりに、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を補償して抽出し変調率補償手段への入力量として出力する第２の脈動量検出手段を備えている。
すなわち、請求項４の発明の交流電気車駆動装置は、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、前記直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように前記単相コンバータを制御する電圧制御手段と、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を進み補償して抽出して出力する第２の脈動量検出手段と、前記インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、前記第２の脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて前記変調率基準演算手段からの変調率基準を補償し前記インバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、前記インバータが前記変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するように前記インバータを制御するゲート制御手段と、を備えている。
【００２８】
従って、請求項４の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する遅れを進み位相補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
さらに、脈動量検出手段と位相補償手段とを兼ね備えることにより、前記請求項１乃至請求項３の発明に比べて、制御系の遅れをより一層小さくすると共に、制御系の簡略化を図ることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図９と同一部分には同一符号を付して示している。
【００３１】
図１において、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段であるパンタグラフ４１および車輪４２と、このパンタグラフ４１および車輪４２により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段である変圧器１６と、この変圧器１６により低圧化された単相交流を直流に変換する単相ＰＷＭコンバータ１７と、この単相ＰＷＭコンバータ１７の直流側に接続された直流フィルタコンデンサ１と、この直流フィルタコンデンサ１の両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するＶＶＶＦインバータ２と、このＶＶＶＦインバータ２の交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機４とから、主回路を構成している。
【００３２】
一方、電圧検出器３と、位置検出器５と、変調率基準演算手段である出力電圧演算部６と、ゲート制御部８と、脈動量検出部９と、位相補償演算部１０と、乗算器１２、平均値演算部１３、加算器１４、除算器１５からなる変調率補償部１１と、電圧制御部１８とから、制御装置を構成している。
【００３３】
なお、出力電圧演算部６と、脈動量検出部９と、変調率補償部１１とから、変調率演算手段を構成している。
【００３４】
電圧検出器３は、直流フィルタコンデンサ１にかかる電圧である直流リンク電圧を検出する。
【００３５】
位置検出器５は、永久磁石同期電動機４に備えられ、この永久磁石同期電動機４の磁極の位相を検出する。
【００３６】
電圧制御部１８は、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧を入力とし、この直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように単相ＰＷＭコンバータ１７を制御する。
【００３７】
出力電圧演算部６は、ＶＶＶＦインバータ２の変調率基準を演算する。
【００３８】
脈動量検出部９は、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する。
【００３９】
変調率補償部１１は、脈動量検出部９からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて出力電圧演算部６からの変調率基準を補償し、ＶＶＶＦインバータ２の変調率を出力する。
【００４０】
位相補償演算部１０は、脈動量検出部９からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し、上記変調率補償部１１への入力量として出力する。
【００４１】
ゲート制御部８は、ＶＶＶＦインバータ２が変調率補償部１１からの出力である変調率に応じた電圧を出力するようにＶＶＶＦインバータ２を制御する。
【００４２】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について、図２乃至図４を用いて説明する。
【００４３】
図１において、直流フィルタコンデンサ１にかかる電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧検出器３により検出される。この直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧制御部１８に入力される。
【００４４】
電圧制御部１８では、直流リンク電圧Ｖｄｃが直流リンク電圧指令値Ｖｄｃｃｍｄと一致するように、単相ＰＷＭコンバータ１７が制御される。
【００４５】
出力電圧演算部６では、例えば、永久磁石電動機４の発生するトルク出力Ｔｍがトルク指令Ｔｍ* に追従するように、出力電圧指令が演算される。
【００４６】
この出力電圧演算部６からの出力である出力電圧指令は、変調率基準ＡＬ* と制御座標系上での出力電圧の位相角θｖとして表わされるものとする。
【００４７】
なお、上記において、出力電圧演算部６への指令は、トルク指令Ｔｍ* ではなく、速度指令、あるいは位置指令である場合もある。
【００４８】
この出力電圧演算部６の具体的な演算方法について、以下に詳細に述べる。
【００４９】
なお、ここでは、ｄｑ軸回転座標系上で制御を行なう方式とする。
【００５０】
通常、ｄ軸は永久磁石電動機４の磁束軸に一致させる。出力電圧演算部６に入力されるトルク指令Ｔｍ* に基づいて、以下のようにして、磁束軸（ｄ軸）電流指令Ｉｄ* とトルク軸（ｑ軸）電流指令Ｉｑ* とが演算される。
【００５１】
【数１】
ただし、ΔＬ：Ｌｄ−Ｌｑ、φ* ：磁束指令、φｆ：永久磁石磁束、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンスである。
【００５３】
次に、この磁束軸（ｄ軸）電流指令Ｉｄ* とトルク軸（ｑ軸）電流指令Ｉｑ* とを入力として、次式のような演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ* とｑ軸電圧指令Ｖｑ* とが演算される。
【００５４】
【数２】
ただし、Ｒ：抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ωｉ：インバータ出力周波数、φｆ：永久磁石磁束である。
【００５６】
次に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ* とｑ軸電圧指令Ｖｑ* とに基づいて、次式のような演算により、ｄｑ軸座標系上での電圧指令の大きさ｜Ｖ｜とｄ軸からの位相角 θｖとが演算される。
【００５７】
【数３】
また、変調率基準ＡＬ* は、次のような式により演算される。ここでの変調率の定義は、ＶＶＶＦインバータ２が出力し得る最大電圧で正規化するものとしている。このＶＶＶＦインバータ２が最大電圧を出力し得るのは、周知のように１パルスモードである。
【００５９】
【数４】
ただし、Ｖｄｃ：直流リンク電圧である。
【００６１】
以上により、出力電圧演算部６では、ｄｑ軸座標系上での変調率基準ＡＬ* と出力電圧のｄ軸からの位相θｖとが演算して出力される。
【００６２】
一方、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃは、脈動量検出部９にも入力される。
【００６３】
脈動量検出部９では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動分ΔＶｄｃが抽出されて出力される。この直流リンク電圧の脈動分ΔＶｄｃは、位相補償部１０に入力される。
【００６４】
位相補償部１０では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動分ΔＶｄｃに対して、その位相を位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］分補償した値ΔＶｄｃ’が出力される。
【００６５】
図２は、位相補償部１０の入出力の関係を示す図である。
【００６６】
すなわち、図２に示すように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに対して、その大きさを変えず、位相のみをＰｃｍｐ［ｄｅｇ］補償した値ΔＶｄｃ’が出力される。
【００６７】
位相補償部１０からの出力である補償値ΔＶｄｃ’は、変調補償部１１に入力される。
【００６８】
変調率補償部１１は、平均値演算部１３、加算器１４、除算器１５、乗算器１２から構成されており、平均値演算部１３には、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃが入力されて、その平均値Ｖｄｃ* が演算されて出力される。
【００６９】
加算器１４では、位相補償部１０からの出力である補償値Ｖｄｃ’と、平均値演算部１３からの出力である平均値Ｖｄｃ* とが加算された値Ｖｄｃ’が出力される。
【００７０】
除算器１５では、直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ* が、加算器１４からの出力である加算値Ｖｄｃ’で除算され、変調率補償量Ｋが演算される。
【００７１】
乗算器１２では、出力電圧演算部６からの出力である変調率基準ＡＬ* と、除算器１５からの出力である変調率補償量Ｋとが乗算されて、ＶＶＶＦインバータ２の変調率ＡＬが出力される。
【００７２】
ゲート制御部８では、出力電圧演算部６からの出力である位相角θｖと、乗算器１２からの出力である変調率ＡＬと、永久磁石同期電動機４に備えられた位置検出器５からの出力である磁極の位相θａｂとに基づいて、電圧指令と一致した出力電圧が得られるようにＶＶＶＦインバータ２にゲート指令が出力される。
【００７３】
ここで、実際に出力する電圧位相θ* は、次のような式により演算される。
【００７４】
【数５】
以上により、本実施の形態の交流電気車駆動装置では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃの位相を補償した値に基づいて、変調率が補償され、ビート現象が抑制される。
【００７６】
次に、このビート現象を抑制できることについて、具体的に説明する。
【００７７】
直流リンク電圧Ｖｄｃと変調率ＡＬとの関係は、次式により表わされる。
【００７８】
出力電圧｜Ｖ｜は、実際の出力電圧をｄｑ軸回転座標系上へ変換した値とする。
【００７９】
【数６】
上記（７）式において、変調率ＡＬを一定とした場合、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動すると、出力電圧｜Ｖ｜も同様に脈動することがわかる。
【００８１】
ここで、変調率ＡＬを、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて、以下のような式により補償する。
【００８２】
【数７】
この場合、出力電圧｜Ｖ｜は次のような式となり、直流リンク電圧Ｖｄｃに依存せず一定となる。
【００８４】
【数８】
しかしながら、制御系には、各種の遅れが存在する。
【００８６】
図３は、ディジタル制御を行なう場合の制御タイミングを示すタイミングチャートの一例である。
【００８７】
図３において、ＣＴ（ｋ）は、ｋ番目の制御演算の開始を表わすタイミングである。制御周期は、ΔＴｃｔである。ｋ番目に演算された変調率ＡＬは、ｋ＋１番目の制御演算の開始時ＣＴ（ｋ＋１）に、実際の変調率として反映されるものと仮定する。
【００８８】
また、本実施の形態においては、実波形の検出に遅れが全くないものと仮定し、ｋ番目の制御演算時に使用する値は、ｋ番目の制御開始時での値とする。
【００８９】
図３は、仮に実波形をそのまま、変調率に反映しようとする場合であるが、遅れが確認できる。ここで、遅れ量は、検出時点から変調率に反映するまでの遅れと制御期間は変調率が一定となることに起因する遅れから成ると近似できる。
【００９０】
本実施の形態の場合、前者の遅れはΔＴｃｔに相当し、後者の遅れはΔＴｃｔ／２．に相当する。この時間的遅れを脈動成分の位相に換算すると、例えば１００Ｈｚの直流リンク電圧の脈動があり、制御周期ΔＴｃｔを２５０ｕｓとする場合には、脈動周波数に対する制御遅れの位相角は、
２５０ｅ−６［ｓ］×１００［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］＝９［ｄｅｇ］ となる。
【００９１】
なお、制御の遅れには、上記の要因以外にも、検出系の遅れ等があり、実際には、さらに遅れることとなる。
【００９２】
位相補償部１０では、これら制御の遅れを補償するため、脈動量検出部９により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに対して、その位相を補償する。
【００９３】
図４は、直流リンク電圧が脈動する条件での永久磁石同期電動機４の発生するトルクリプル率を表わす図である。
【００９４】
なお、トルクリプル率は、トルクの平均値に対するトルクリプル波高値の割合で定義している。
【００９５】
図４において、ａ）変調率の補償を行わない場合、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出から変調率への反映までの遅れが制御周期をΔＴｃｔとして、それぞれｃ）１ΔＴｃｔ、ｂ）２ΔＴｃｔである場合、ｄ）直流リンク電圧の検出から変調率への反映までの遅れが１ΔＴｃｔであり、この系の遅れを補償すべく１．５ΔＴｃｔ分進み位相補償を施す場合、ｅ）変調率への反映までに遅れがない場合の５ケースをそれぞれ示している。
【００９６】
変調率の補償を行なう効果は確認できるものの、制御遅れが増加するに従い、トルクリプル抑制の効果が低減している。これに対し、遅れを打ち消すべく、位相を進めて補償した方式では、トルクリプルを効果的に抑制していることがわかる。
【００９７】
上述したように、本実施の形態の交流電気車駆動装置では、検出機構や制御系に存在する位相のずれを補償するようにしているので、相電流のビートや電動機のトルク振動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【００９８】
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００９９】
（第２の実施の形態：請求項１に対応）
本実施の形態では、前述した第１の実施の形態において、位相補償部１０に入力される位相補償量Ｐｃｍｐを、前記直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃの位相を進めるように（位相補償が進みの方向となるように）設定している。
【０１００】
すなわち、図２に示すようにＰｃｍｐを定義すれば、Ｐｃｍｐ＞０となるように設定することと等価である。
【０１０１】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの位相を進み補償した値に基づいて、変調率が補償される。
【０１０２】
検出機構や制御系に存在する位相は遅れであり、位相を進める方向に補償するようにしていることにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１０３】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１０４】
（第３の実施の形態：請求項１に対応）
図５は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０５】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図５に示すように、図１に位相補償量演算部１９を付加した構成としている。
【０１０６】
位相補償量演算部１９は、交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１０７】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１０８】
なお、図１と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１０９】
図２において、位相補償量演算部１９では、交流電気車駆動装置本体の動作状況、すなわち系の動作条件に応じた位相補償量Ｐｃｍｐが演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１１０】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相の補償量は系の動作状況に応じて可変であり、系の動作状況に応じた設定ができる。
【０１１１】
このため、系の動作状況に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１１２】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１１３】
（第４の実施の形態：請求項２に対応）
図６は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図５と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１４】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図６に示すように、図５における位相補償量演算部１９を、第２の位相補償量演算部２０から構成するようにしている。
【０１１５】
第２の位相補償量演算部２０は、前記ＶＶＶＦインバータ２の制御周期に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１１６】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１１７】
なお、図５と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１１８】
図６において、第２の位相補償量演算部２０には、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔが入力され、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに応じた位相補償量Ｐｃｍｐが演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１１９】
ここで、位相補償部１０における演算方式の例として、例えば図３に示すような制御タイミングである場合には、次のような式により、位相補償量Ｐｃｍｐを演算することができる。
【０１２０】
【数９】
ただし、ΔＴｃｔ：ＶＶＶＦインバータ２の制御周期［ｓｅｃ］、Ｆ：脈動周波数［Ｈｚ］であり、位相補償量Ｐｃｍｐは正で進み補償を表わすものとする。
【０１２２】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相補償量Ｐｃｍｐは、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに応じて設定される。
【０１２３】
前記第３の実施の形態で説明したように、制御遅れの要因の一つがＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔである。
【０１２４】
そして、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔが可変となるアプリケーションにおいて、この制御周期ΔＴｃｔに応じて位相補償量Ｐｃｍｐを可変とすることで、制御周期ΔＴｃｔに応じた適切な位相補償量を設定することができる。
【０１２５】
このため、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１２６】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１２７】
（第５の実施の形態：請求項３に対応）
図７は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図５と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２８】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図７に示すように、図５における位相補償量演算部１９を、第３の位相補償量演算部２１から構成するようにしている。
【０１２９】
第３の位相補償量演算部２１は、前記単相交流の周波数に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１３０】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１３１】
なお、図５と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１３２】
図７において、第３の位相補償量演算部２１には、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０が入力され、単相交流の周波数に応じた位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］が演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１３３】
ここで、本実施の形態におけるフラグＦ５０＿６０は、単相交流の周波数を表わすものである。単相交流の周波数が５０Ｈｚの場合には、Ｆ５０＿６０＝０であり、単相交流の周波数が６０Ｈｚの場合には、Ｆ５０＿６０＝１である。
【０１３４】
単相交流を整流する場合、単相交流の周波数の２倍の電力脈動が、直流リンク電圧の脈動となって現われる。そして、この直流リンク電圧の脈動のうち、支配的な周波数は、単相交流の周波数の２倍成分である。従って、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０は、直流リンク電圧の脈動の周波数を表わすと考えられる。
【０１３５】
すなわち、第３の位相補償量演算部２１では、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０に応じて、位相補償量Ｐｃｍｐが演算され出力される。
【０１３６】
例えば、第３の位相補償量演算部２１は、切替器３２から構成される。
【０１３７】
この切替器３２では、単相交流の周波数が６０Ｈｚ、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が１２０Ｈｚであることを示すＦ５０＿６０＝１の場合に、単相交流の周波数６０Ｈｚ用の位相補償量Ｐｃｍｐ６０が選択され、位相補償量Ｐｃｍｐとして出力される。
【０１３８】
また、切替器３２では、単相交流の周波数が５０Ｈｚ、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が１００Ｈｚであることを示すＦ５０＿６０＝０場合に、単相交流の周波数５０Ｈｚ用の位相補償量Ｐｃｍｐ５０が選択され、位相補償量Ｐｃｍｐとして出力される。
【０１３９】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相補償量Ｐｃｍｐは、単相交流の周波数に応じて設定されため、交流電気車が５０Ｈｚ、６０Ｈｚのどちらの周波数の電源にも対応する場合に有効である。
【０１４０】
前述したように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数は、単相交流の周波数の２倍となる。
【０１４１】
例えば、制御遅れが２００［ｕｓ］とすると、脈動周波数における遅れ位相 ［ｄｅｇ］は、単相交流の周波数が５０Ｈｚの場合、
Ｐｃｍｐ＝２００ｅ−６［ｓ］×２×５０［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］
＝７．２［ｄｅｇ］
であり、単相交流の周波数が６０Ｈｚの場合、
Ｐｃｍｐ＝２００ｅ−６［ｓ］×２×６０［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］
＝８．６４［ｄｅｇ］
となる。
【０１４２】
すなわち、同一の制御遅れに対する位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］は、補償すべき周波数に応じて異なることが分かる。
【０１４３】
このため、単相交流の周波数の脈動周波数に応じて、位相補償量を可変とするようにしていることにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１４４】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１４５】
（第６の実施の形態：請求項４に対応）
図８は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４６】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図８に示すように、図１における脈動量検出部９、および位相補償部１０を省略し、これに代えて新たに、第２の脈動量検出部１３を備えた構成としている。
【０１４７】
第２の脈動量検出部１３は、前記電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃから脈動する成分をその位相を補償して抽出し、前記変調率補償部１１への入力量として出力する。
【０１４８】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１４９】
なお、図１と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１５０】
図８において、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃは、第２の脈動量検出部２３に入力される。
【０１５１】
第２の脈動量検出部２３では、検出された直流リンク電圧Ｖｄｃからその脈動分に関し、位相を補償した値ΔＶｄｃ’が直接出力される。すなわち、前述した第１の実施の形態の交流電気車駆動装置における、脈動量検出部９および位相補償部１０の作用が同時に行なわれる。
【０１５２】
例えば、第２の脈動量検出部２３は、以下のような伝達特性を有するバンドパスフィルタから構成される。
【０１５３】
【数１０】
ここで、Ｆは特性周波数、ＱはいわゆるバンドパスフィルタのＱ値、Ｇはゲインである。
【０１５５】
このバンドパスフィルタは、特性周波数Ｆ［ｒａｄ／ｓ］の角周波数近傍の成分のみを通過させるものであり、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］の角周波数成分の入出力間の位相差は零、Ｇ＝１として入出力間ゲインは１である。
【０１５６】
また、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］よりも低い角周波数成分に対して、その入出力間の位相差は進みとなり、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］よりも高い角周波数成分に対して、その入出力間の位相差は遅れとなる。
【０１５７】
例えば、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの角周波数よりも若干高い角周波数を特性周波数Ｆとして設定することにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに関しては、位相が進んだ値を検出することができる。
【０１５８】
ただし、この場合、Ｇ＞１として入出力間ゲインを１とするような調整が必要である。
【０１５９】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、検出機構や制御系に存在する遅れを進み位相補償するようにしていることにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１６０】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１６１】
さらに、前述した脈動量検出部９と位相補償部１０とを、第２の脈動量検出部２３で兼ね備えていることにより、前述した第１乃至第５の各実施の形態に比べて、制御系の遅れをより一層小さくすると共に、制御系の簡略化、あるいは制御機器の簡略化を図ることが可能となる。
【０１６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の交流電気車駆動装置によれば、単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、相電流のビートや永久磁石同期電動機のトルク脈動を低減することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による交流電気車駆動装置の第１および第２の実施の形態を示すブロック図。
【図２】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における位相補償部の入出力の関係を示す波形図。
【図３】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における制御動作を説明するためのタイミングチャート。
【図４】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における変調率補償方式とトルクリプル率との関係を示す図。
【図５】本発明による交流電気車駆動装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図６】本発明による交流電気車駆動装置の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図７】本発明による交流電気車駆動装置の第５の実施の形態を示すブロック図。
【図８】本発明による交流電気車駆動装置の第６の実施の形態を示すブロック図。
【図９】従来の交流電気車駆動装置の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…直流フィルタコンデンサ、
２…ＶＶＶＦインバータ、
３…電圧検出器、
４…永久磁石同期電動機、
５…位置検出器、
６…出力電圧演算部、
８…ゲート制御部、
９…脈動量検出部、
１０…位相補償部、
１１…変調率補償部、
１２…乗算器、
１３…平均値演算部、
１４…加算器、
１５…除算器、
１６…変圧器、
１７…単相ＰＷＭコンバータ、
１８…電圧制御部、
１９…位相補償量演算部、
２０…第２の位相補償量演算部、
２１…第３の位相補償量演算部、
２３…第２の脈動量検出部、
３２…切替器、
４１…パンタグラフ、
４２…車輪。
Claims (4)
- 架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、
前記直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように前記単相コンバータを制御する電圧制御手段と、
前記インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する脈動量検出手段、当該脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて前記変調率基準演算手段からの変調率基準を補償し前記インバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、
前記脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し前記変調率補償手段への入力量として出力する位相補償手段と、
前記インバータが前記変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するように前記インバータを制御するゲート制御手段と、
前記交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて前記位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段と、
を備えて成り、
前記位相補償手段に入力される位相補償量は、前記直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定しており、
前記位相補償量演算手段は、前記インバータの制御周期に応じて前記位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から成ることを特徴とする交流電気車駆動装置。 - 前記請求項１に記載の交流電気車駆動装置において、
前記第２の位相補償量演算手段は、下記式に示すように、前記インバータの制御周期ΔＴ ＣＴ ［ｓｅｃ］及び前記脈動成分の脈動周波数Ｆ［Ｈｚ］に応じて前記位相補償量Ｐ ｃｍｐ を演算し出力することを特徴とする交流電気車駆動装置。
Ｐ ｃｍｐ ＝３／２×ΔＴ ＣＴ ×Ｆ×３６０［ｄｅｇ］ - 前記請求項１に記載の交流電気車駆動装置において、
前記位相補償量演算手段は、前記第２の位相補償量演算手段に代えて、前記単相交流の周波数に応じて前記位相補償量を演算し出力する第３の位相補償量演算手段から成り、
前記第３の位相補償量演算手段は、前記単相交流の周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの２倍となる脈動周波数［Ｈｚ］に制御遅れ［ｓｅｃ］と３６０［ｄｅｇ］とを乗算して前記位相補償量を得ることを特徴とする交流電気車駆動装置。 - 架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、
前記直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように前記単相コンバータを制御する電圧制御手段と、
前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を進み 補償して抽出して出力する第２の脈動量検出手段と、
前記インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、前記第２の脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて前記変調率基準演算手段からの変調率基準を補償し前記インバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、
前記インバータが前記変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するように前記インバータを制御するゲート制御手段と、
を備えて成ることを特徴とする交流電気車駆動装置。
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