JP3630610B2

JP3630610B2 - PWM converter control circuit

Info

Publication number: JP3630610B2
Application number: JP2000093653A
Authority: JP
Inventors: 剛塩田; 祐二大山
Original assignee: Railway Technical Research Institute; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Railway Technical Research Institute; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2000-03-30
Filing date: 2000-03-30
Publication date: 2005-03-16
Anticipated expiration: 2020-03-30
Also published as: JP2001286147A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置された電源装置やモータ駆動装置などに供給するＰＷＭコンバータの制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
内部インピーダンスの大きい電源から大電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、先の特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」にも記載されている。
以下に、従来のＰＷＭコンバータについて述べる。
図３に従来のＰＷＭコンバータと３相電源系統を示す。同図において、１〜３は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の３相電源、４〜６はインダクタンスＬｓを有する３相電源１〜３の誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）、７〜９は抵抗Ｒｓを有する３相電源１〜３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）である。
また、１０〜１２は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ検出用ＡＣＣＴ、１３〜１５は、ＰＷＭ変換器および直流部から成るＰＷＭコンバータ部１００の３相入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｅｄｃを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
【０００３】
このような内部インピーダンス４〜９を有する３相電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相変換した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒｓと等しいことが必要である。
図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、同図において、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。
電源から最大電力を取り出すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。
したがって、図３に示すＰＷＭコンバータの３相入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥＷが、下記の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】

【０００５】
図５に、従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示す。同図において、２０１は検出された電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧の指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊を算出する演算回路、２０２は割り算器、２０３は比較器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換回路である。
演算回路２０１は前記（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉｗは（−Ｉｕ−Ｉｖ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／（ｊωＣ）｝・Ｉｕ〕は図４における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉｕよりも９０°遅れの位相を持つが、ＩｕとＩｖが１２０°位相差を持つことを利用して、〔（Ｉｕ＋２Ｉｖ）／｛（√３）・ωＣ｝〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊は次の（６）〜（８）式のごとく算出される。
【０００６】

【０００７】
割り算器２０２は、指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊をそれぞれ直流電圧検出値Ｅｄｃの半分、すなわちＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを出力する。比較器２０３は変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【０００８】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧の指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊を算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉｕの実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用する直列容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１），（２）式の関係を崩して電力を制限する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい３相電源から最大電力を取り出すことができるが、図５のＰＷＭコンバータの制御回路に示された動作をＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等で実現させようとすると、演算時間による遅れのために、検出した相電流に基づいて（６）〜（８）式で表わされる電圧の制御がリアルタイムに行えない。またＰＷＭ制御は、電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われるために制御周期内の出力電圧平均値と電圧指令値を一致させる必要があるが、従来のＰＷＭコンバータの制御回路では、これが行われていないために、最大電力が取り出せなかった。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する３相電源に接続されるＰＷＭコンバータの出力を増大させる制御回路を実現するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
図２に、平均電圧導出の原理図を示す。
上述した（６）式におけるＵ相入力端子電圧指令値の演算時間遅れの補正と、ＰＷＭ出力と一致する指令値を得るために、ある演算周期の終わりから次の演算周期の終わりまでの、電圧指令値の平均値を演算する方法を示したものであるが、他の相についても同様の方法で補正できる。
すなわち、内部インピーダンスの大きい３相電源であるために、検出した相電流Ｉｕ，Ｉｖは、ほぼ正弦波となり、上記（６）式のＵ相入力端子電圧指令値も正弦波になる事を利用して、離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の電圧指令値の平均値を算出する方法を示している。
上記（６）式のＵ相電圧指令は、正弦波となることから振幅をＥｍとして連続時間系でＥｕ（ｔ）と表わすと、下記に示す（９）式のごとくなる。
したがって、Ｅｕ（ｔ）の、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の平均値Ｅｕ’（ｔｎ＋１）は（１０）式により求められる。
【００１１】

【００１２】
時間ｔｎにおいて、離散的に検出されたＵ，Ｖ相の相電流をＩｕ（ｔｎ），Ｉｖ（ｔｎ）とすると、ｔｎにおけるＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令Ｅｕ（ｔｎ），Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）は、下記に示す（１１）〜（１３）式のごとくなる。
したがって、（１０）式を展開する際に、〔Ｅｍ・ｃｏｓ（ω・ｔｎ）〕は〔Ｅｕ（ｔｎ）〕となること、〔Ｅｍ・ｓｉｎ（ω・ｔｎ）〕は上記〔Ｅｍ・ｃｏｓ（ω・ｔｎ）〕の９０°遅れたものであり、Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）が１２０°の位相差を持つことを利用すると、〔｛Ｅｖ（ｔｎ）−Ｅｗ（ｔｎ）｝／√３〕となることを利用して、下記に示す（１４）式のごとく展開される。Ｖ，Ｗ相についても同様に（１５），（１６）式となる。
演算時間遅れを考慮しなくてよい場合は、上記の（１０）式において積分期間をｔｎからｔｎ＋Ｔｓとすることで、演算時間遅れを考慮しない指令平均値を得ることができる。
【００１３】

【００１４】
本発明は上記原理に基づき、前述の課題を解決するものであり、誘導性内部インピーダンスおよび抵抗性内部インピーダンスを有する３相電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、離散時間的に検出された相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、この電源角周波数と３相電流からＰＷＭコンバータを３相電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンスと抵抗性インピーダンスの直列回路となるような３相入力端子電圧指令を演算する手段と、前記電源角周波数と、前記３相入力端子電圧指令と、ＰＷＭコンバータの演算周期とから離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の３相入力端子電圧指令平均値を演算する手段と、この３相入力端子電圧指令平均値により３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御する手段とで構成する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明が適用されたＰＷＭコンバータの制御回路構成例を示す。同図において、図５と同符号を付したものは同一構成部品を表わし、２０９は容量指令発生器、２１０は電圧指令平均値演算回路を表わす。
以下、図１について説明する。電源角周波数を検出する手段としてのＦ／Ｖ変換器２０６は、Ｕ相電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足する直列容量Ｃを算出する。
【００１６】
演算回路２０１は前記図５の演算回路２０１と同一構成要素であり、相電流Ｉｕ，Ｉｖの代わりに離散時間的に検出した相電流Ｉｕ（ｔｎ），Ｉｖ（ｔｎ）を入力し、前記電源角周波数ω、直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒより、（１１）〜（１３）式に基づき離散時間的な入力端子電圧指令値Ｅｕ（ｔｎ），Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）を演算し、電圧指令平均値予測回路２１０に出力する。
【００１７】
演算周期内の入力端子電圧指令平均値を演算する手段としての電圧指令平均値予測回路２１０は、前記入力端子電圧指令値Ｅｕ（ｔｎ），Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）、演算周期Ｔｓおよび前記電源角周波数ωを入力して、（１４）〜（１６）式に基づき、演算時間遅れを考慮して平均化した３相入力端子電圧指令平均値Ｅｕ’（ｔｎ＋１），Ｅｖ’（ｔｎ＋１），Ｅｗ’（ｔｎ＋１）を割り算器２０２に出力する。
【００１８】
割り算器２０２は、３相入力端子電圧指令平均値Ｅｕ’（ｔｎ＋１），Ｅｖ’（ｔｎ＋１），Ｅｗ’（ｔｎ＋１）をＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ、Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【００１９】
これにより、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合でも、演算時間の遅れの補正と入力端子電圧指令の平均化により、前記（１），（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す事ができる。
【００２０】
なお、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記の特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すのではなく、所定の電力を取り出す場合には、図１の制御回路における直列容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処できる。
【００２１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明は、ＰＷＭコンバータの制御回路において、ＤＳＰ等を使用する場合に発生する演算遅れと、制御周期内の出力電圧平均値と電圧指令値の不一致による誤差を補正するために、入力端子電圧指令の平均値を演算するものであり、この入力端子電圧指令平均値によりＰＷＭコンバータを制御することによって、ＰＷＭコンバータの出力を増大させて、電源から最大電力を取り出すことが可能となり、実用上おおいに有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例におけるＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図２】本発明の平均電圧導出の原理を説明する図である。
【図３】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータにおける制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３交流電源
４〜６誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）
７〜９抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）
１３〜１５交流入力端子
２２ＤＣＰＴ
２３負荷
１０１〜１０３直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６負荷抵抗（Ｒ）
２０１演算回路
２０２割り算器
２０３比較器
２０４ゲート発生回路
２０５三角波発生器
２０６Ｆ／Ｖ変換器
２０７パターン回路
２０８瞬時値／実効値変換器
２０９容量指令発生回路
２１０電圧指令平均値予測回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control circuit for a PWM converter that efficiently obtains DC power from an AC power supply having a large internal impedance and supplies the DC power to a power supply device or a motor drive device installed far away from a power generation / substation.
[0002]
[Prior art]
A PWM converter for taking out a large amount of power from a power supply having a large internal impedance is also described in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-54540 “Control Method of PWM Converter”.
A conventional PWM converter will be described below.
FIG. 3 shows a conventional PWM converter and a three-phase power supply system. In the figure, 1 to 3 are U, V, and W phase three-phase power supplies, 4 to 6 are inductive internal impedances (Zls) of the three-phase power supplies 1 to 3 having an inductance Ls, and 7 to 9 are resistors Rs. It is a resistive internal impedance (Zrs) of the three-phase power supplies 1 to 3 having
10 to 12 are UCT phase currents Iu, Iv, and Iw detecting ACCT, and 13 to 15 are three-phase input terminals of the PWM converter unit 100 including a PWM converter and a DC unit. ˜21 is a switching element constituting the PWM converter, 22 is a DCPT for detecting the DC voltage Edc of the DC stage, and 23 is a load.
[0003]
In order to extract the maximum power from the three-phase power sources 1 to 3 having such internal impedances 4 to 9, the total reactance of the power source and the load system is zero, and the phase-converted load resistance R is equal to the power source internal resistance Rs. It is necessary.
FIG. 4 shows an equivalent circuit of a load that satisfies such conditions. In FIG. 4, 101 to 103 are series capacitors C, and 104 to 106 are load resistors R.
In order to extract the maximum power from the power supply, the series capacitance C and the load resistance R in FIG. 4 need only satisfy the conditions of the following expressions (1) and (2).
Therefore, if the three-phase input terminal voltages Eu, Ev, and EW of the PWM converter shown in FIG. 3 are expressed by the following equations (3) to (5), the PWM converter unit 100 is equivalently equivalent to FIG. Here, (1 / j) is an operator that delays the phase by 90 °.
[0004]

[0005]
FIG. 5 shows a control circuit example of a conventional PWM converter. In the figure, 201 is an arithmetic circuit that calculates command values Eu *, Ev *, and Ew * of input terminal voltage from detected currents Iu and Iv, 202 is a divider, 203 is a comparator, 204 is a logic circuit, 205 Is a triangular wave generator, 206 is an (F / V) converter, 207 is a pattern circuit, and 208 is an instantaneous value / effective value conversion circuit.
The arithmetic circuit 201 performs the calculations of the equations (3) to (5). Here, Iw is equal to (−Iu−Iv), and [{1 / (jωC)} · Iu] in the expression (3) represents the voltage across the series capacitor C in FIG. 4 and is 90 ° from Iu. Although it has a delayed phase, it is calculated from [(Iu + 2Iv) / {(√3) · ωC}] using the fact that Iu and Iv have a 120 ° phase difference. The same applies to the other phases, and the input terminal voltage command values Eu *, Ev *, Ew * are calculated as in the following equations (6) to (8).
[0006]

[0007]
Divider 202 divides command values Eu *, Ev *, and Ew * by half of DC voltage detection value Edc, that is, Edc / 2, and outputs PWM converter modulation factors Eou, Eov, and Eow. The comparator 203 compares the modulation factors Eou, Eov, Eow and the output ET of the triangular wave generator 205, and creates the gate signals Gu, Gv, Gw of the respective phases of the switching elements 16-21. The logic circuit 204 distributes the gate signals Gu, Gv, and Gw to the switching element gate signals UP, UN, VP, VN, WP, and WN, respectively.
[0008]
The F / V converter 206 calculates the power supply angular frequency ω from the current detection value Iu. The arithmetic circuit 201 calculates command values Eu *, Ev *, and Ew * of the input terminal voltage from the power source angular frequency ω, the capacitance C output from the pattern conversion circuit 207, and the currents Iu and Iv.
The instantaneous value / effective value conversion circuit 208 calculates the effective value I of the current detection value Iu. When the effective value I exceeds a predetermined value, the pattern conversion circuit 207 calculates the equations (6) to (8). The series capacitance C used for the calculation is increased. That is, when it becomes necessary to limit the power due to overcurrent or the like, the series capacitance C (or resistor R) is changed to break the relationship of the expressions (1) and (2) to limit the power.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
According to the PWM converter described above, the maximum power can be extracted from a three-phase power supply having a large internal impedance, but the operation shown in the PWM converter control circuit of FIG. 5 is realized by a DSP (digital signal processor) or the like. When trying to do so, the voltage represented by the equations (6) to (8) cannot be controlled in real time based on the detected phase current due to a delay due to the calculation time. Also, since PWM control is performed by turning on and off the switching element by comparing the voltage command value with a triangular wave, it is necessary to match the output voltage average value and the voltage command value within the control cycle. Since this is not done in the control circuit, the maximum power could not be extracted.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to realize a control circuit that increases the output of a PWM converter connected to a three-phase power source having a large internal impedance.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
FIG. 2 shows a principle diagram for deriving the average voltage.
The voltage from the end of a certain calculation cycle to the end of the next calculation cycle in order to correct the calculation time delay of the U-phase input terminal voltage command value in Equation (6) and to obtain a command value that matches the PWM output. Although the method of calculating the average value of the command values is shown, other phases can be corrected by the same method.
That is, since it is a three-phase power supply with a large internal impedance, the detected phase currents Iu and Iv are substantially sine waves, and the U-phase input terminal voltage command value in the above equation (6) is also a sine wave. Thus, it shows a method of calculating an average value of voltage command values between [tn + Ts] and [tn + 2Ts] when the time of current detection detected in discrete time is tn and the calculation cycle Ts is constant. .
Since the U-phase voltage command of the above equation (6) is a sine wave, the amplitude is expressed as Em and expressed as Eu (t) in the continuous time system as shown in the following equation (9).
Therefore, the average value Eu ′ (tn + 1) of Eu (t) between [tn + Ts] and [tn + 2Ts] is obtained by the equation (10).
[0011]

[0012]
Assuming that U and V phase currents discretely detected at time tn are Iu (tn) and Iv (tn), U, V and W phase voltage commands Eu (tn) and Ev (tn) at tn. , Ew (tn) is expressed by the following equations (11) to (13).
Therefore, when the expression (10) is expanded, [Em · cos (ω · tn)] becomes [Eu (tn)], and [Em · sin (ω · tn)] becomes [Em · cos ( ω · tn)] is delayed by 90 °, and using the fact that Ev (tn) and Ew (tn) have a phase difference of 120 °, [{Ev (tn) −Ew (tn)} / √ 3], the following expression (14) is developed. Similarly for the V and W phases, the equations (15) and (16) are obtained.
When it is not necessary to consider the calculation time delay, the command average value which does not consider the calculation time delay can be obtained by changing the integration period from tn to tn + Ts in the above equation (10).
[0013]

[0014]
The present invention solves the above-mentioned problems based on the above principle, and is detected in discrete time in a PWM converter control circuit that obtains a DC output from a three-phase power source having an inductive internal impedance and a resistive internal impedance. A means for detecting the power supply angular frequency by inputting the phase current, and an equivalent circuit when the PWM converter is viewed from the three-phase power supply side based on the power supply angular frequency and the three-phase current, and a series circuit of capacitive impedance and resistive impedance The time at which the current is detected discretely from the means for calculating the three-phase input terminal voltage command, the power supply angular frequency, the three-phase input terminal voltage command, and the calculation cycle of the PWM converter is calculated. tn, calculating the period Ts when constant, means for calculating a three-phase input terminal voltage command average value between [tn + 2Ts] to [tn + Ts] Constitute a 3-phase input terminal voltage by the 3-phase input terminal voltage command average value in a means for controlling the pulse width modulation.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a control circuit configuration example of a PWM converter to which the present invention is applied. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 5 denote the same components, 209 denotes a capacity command generator, and 210 denotes a voltage command average value calculation circuit.
Hereinafter, FIG. 1 will be described. The F / V converter 206 as a means for detecting the power supply angular frequency calculates the power supply angular frequency ω from the U-phase current detection value Iu. The capacity command generator 209 inputs the power supply angular frequency ω and calculates the series capacity C that satisfies the expression (1).
[0016]
The arithmetic circuit 201 is the same component as the arithmetic circuit 201 of FIG. 5 and inputs the phase currents Iu (tn) and Iv (tn) detected in discrete time instead of the phase currents Iu and Iv, and the power supply angle A discrete time input terminal voltage command value Eu (tn), Ev (tn), Ew (tn) is calculated from the frequency ω, the series capacitance C, and the load resistance R based on the equations (11) to (13), and the voltage It outputs to the command average value prediction circuit 210.
[0017]
The voltage command average value prediction circuit 210 as a means for calculating the input terminal voltage command average value within the calculation cycle includes the input terminal voltage command values Eu (tn), Ev (tn), Ew (tn), the calculation cycle Ts and Three-phase input terminal voltage command average values Eu ′ (tn + 1), Ev ′ (tn + 1) averaged in consideration of the calculation time delay based on the power source angular frequency ω and input based on the equations (14) to (16) , Ew ′ (tn + 1) is output to the divider 202.
[0018]
The divider 202 divides the three-phase input terminal voltage command average values Eu ′ (tn + 1), Ev ′ (tn + 1), Ew ′ (tn + 1) by Edc / 2 to obtain the modulation rates Eou, Eov, Eow of the PWM converter. . Then, the comparators 203 compare the modulation factors Eou, Eov, Eow and the output ET of the triangular wave generator 205 to generate gate signals Gu, Gv, Gw of the respective phases of the switching elements 16-21. The logic circuit 204 distributes the gate signals Gu, Gv, and Gw to the switching element gate signals UP, UN, VP, VN, WP, and WN, respectively.
[0019]
Thereby, even when the voltage of the AC input terminals 13 to 15 of the PWM converter unit 100 is controlled and the power supply frequency of the AC power supplies 1 to 3 is changed, the calculation time delay is corrected and the input terminal voltage command is averaged. Control is performed so that the relations of the expressions (1) and (2) are always satisfied, and the maximum power can be extracted from an AC power source having a large internal impedance.
[0020]
In the above embodiment, the case where the maximum power is extracted from the AC power source having a large internal impedance has been described. However, as described in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-54540, the maximum power is not extracted, When taking out electric power, it can cope similarly by changing the serial capacity C and resistance R in the control circuit of FIG.
[0021]
【The invention's effect】
As described above in detail, the present invention corrects an error caused by an arithmetic delay occurring when a DSP or the like is used in a PWM converter control circuit and a mismatch between an output voltage average value and a voltage command value within a control cycle. In addition, the average value of the input terminal voltage command is calculated, and by controlling the PWM converter with this input terminal voltage command average value, the output of the PWM converter can be increased and the maximum power can be extracted from the power supply. It is useful for practical use.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a control circuit of a PWM converter in an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of deriving an average voltage according to the present invention.
FIG. 3 is a system diagram showing a conventional PWM converter and an AC power supply system.
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of a conventional PWM converter.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a control circuit in a conventional PWM converter.
[Explanation of symbols]
1-3 AC power supply 4-6 Inductive internal impedance (Zls)
7-9 Resistive internal impedance (Zrs)
13-15 AC input terminal 22 DCPT
23 Load 101-103 Series capacity (C)
104-106 Load resistance (R)
201 arithmetic circuit 202 divider 203 comparator 204 gate generation circuit 205 triangular wave generator 206 F / V converter 207 pattern circuit 208 instantaneous value / effective value converter 209 capacity command generation circuit 210 voltage command average value prediction circuit

Claims

In a PWM converter control circuit that obtains a DC output from a three-phase power supply having an inductive internal impedance and a resistive internal impedance,
Means for detecting a power source angular frequency by inputting a phase current detected in discrete time ;
Means for calculating a three-phase input terminal voltage command such that an equivalent circuit when the PWM converter is viewed from the three-phase power source side is a series circuit of a capacitive impedance and a resistive impedance from the power source angular frequency and the three-phase current;
From the power source angular frequency, the three-phase input terminal voltage command, and the calculation cycle of the PWM converter, when the current detection time detected in discrete time is tn and the calculation cycle Ts is constant, [tn + Ts ] To calculate an average value of the three-phase input terminal voltage command values between [tn + 2Ts] ,
A PWM converter control circuit comprising: means for controlling the three-phase input terminal voltage by pulse width modulation based on the three-phase input terminal voltage command average value.