JP4480240B2

JP4480240B2 - PWM converter control circuit

Info

Publication number: JP4480240B2
Application number: JP2000218561A
Authority: JP
Inventors: 敏昭村井; 貴光山本; 均長谷川; 剛塩田; 裕二大山
Original assignee: Railway Technical Research Institute; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Railway Technical Research Institute; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2000-07-19
Filing date: 2000-07-19
Publication date: 2010-06-16
Anticipated expiration: 2020-07-19
Also published as: JP2002034256A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置された電源装置やモータ駆動装置などに供給するＰＷＭコンバータの制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
内部インピーダンスの大きい電源から大電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、先の特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」にも記載されている。
以下に、従来のＰＷＭコンバータについて述べる。
図３に従来のＰＷＭコンバータと３相電源系統を示す。同図において、１〜３は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の３相電源、４〜６はインダクタンスＬｓを有する３相電源１〜３の誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）、７〜９は抵抗Ｒｓを有する３相電源１〜３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）である。
また、１０〜１２は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ検出用ＡＣＣＴ、１３〜１５は、ＰＷＭ変換器および直流部から成るＰＷＭコンバータ部１００の３相入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｅｄｃを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
【０００３】
このような内部インピーダンス４〜９を有する３相電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相変換した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒｓと等しいことが必要である。
図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、同図において、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。
電源から最大電力を取り出すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。
したがって、図３に示すＰＷＭコンバータの３相入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥＷが、下記の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】
【数１】

【０００５】
図５に、従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示す。同図において、２０１は検出された電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを算出する入力端子電圧演算回路、２０２は割り算器、２０３は比較器、２０４はゲート発生回路、２０５は三角波発生器、２０６はＦ／Ｖ変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換器である。
入力端子電圧演算回路２０１は前記（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉｗは（−Ｉｕ−Ｉｖ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／（ｊωＣ）｝×Ｉｕ〕は図４における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉｕよりも９０°遅れの位相を持つが、ＩｕとＩｖが１２０°位相差を持つことを利用して、〔（Ｉｕ＋２Ｉｖ）／｛（√３）×ωＣ｝〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは次の（６）〜（８）式のごとく算出される。
【０００６】
【数２】

【０００７】
割り算器２０２は、入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを指令値として、それぞれ直流電圧検出値Ｅｄｃの半分、すなわちＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを出力する。比較器２０３は変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【０００８】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを出力する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ωおよびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧値Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉｕの実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用する直列容量Ｃを増加させる。これは、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１），（２）式の関係を崩して電力を制限するためである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい３相電源から最大電力を取り出すことができるが、図５のＰＷＭコンバータの制御回路に示された動作をＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）で実現させようとした時の演算時間による遅れ、及びＰＷＭ電圧制御が電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われる演算周期Ｔｓ内の平均値出力制御であるために、検出した相電流に基づいて（６）〜（８）式で表わされる電圧の制御がリアルタイムに行えず、従来のＰＷＭコンバータの制御回路では、最大電力が取り出せなかった。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する３相電源に接続されるＰＷＭコンバータの演算時間遅れ等を補正することにより、最大電力を取り出すことができるＰＷＭコンバータの制御回路を実現することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
図２に、例えばＵ相における演算時間遅れ補正の原理図を示す。
同図は、上述した（６）式におけるＵ相入力端子電圧の演算時間遅れ補正を行うための、演算周期Ｔｓと補正時間Ｔｃの関係を説明する図であり、横軸は時間、縦軸はＵ相の入力端子電圧を示しており、他の相についても同様の関係で補正できる。
すなわち、本願発明が対象とする電源は、内部インピーダンスの大きい３相電源であるために、検出した相電流Ｉｕ，Ｉｖは、ほぼ正弦波となり、上記（６）式のＵ相入力端子電圧Ｅｕもほぼ正弦波になる。そこで、この事を利用して、離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、時間（ｔｎ＋Ｔｃ）のＵ相入力端子電圧Ｅｕ（Ｔｃ）の値を、次回演算周期である時間（ｔｎ＋Ｔｓ）から（ｔｎ＋２Ｔｓ）間に出力する入力端子電圧指令値とすることができる。
上記（６）式のＵ相入力端子電圧Ｅｕを時間関数とみなして、補正時間Ｔｃを用いて３次までのテイラー展開を行うと（９）式となり、Ｖ，Ｗ相についても同様に（１０）、（１１）式として求められる。
【００１１】
【数３】

【００１２】
上記１次〜３次の微分式は、各相入力端子電圧を正弦波とみなし、３相ベクトル関係を利用して、電源角周波数ωを用いると、例えばＵ相については（１２）式により求められる。
【００１３】
【数４】

【００１４】
従って、次回演算周期の３相入力端子電圧指令値は、最終的には以下の（１３）〜（１５）式の如く表される。
【００１５】
【数５】

【００１６】
本発明は、このように（９）〜（１１）式で表される、補正時間Ｔｃにおける３相入力端子電圧Ｅｕ（Ｔｃ）、Ｅｖ（Ｔｃ）、Ｅｗ（Ｔｃ）を３相入力端子電圧指令値として用い、ＰＷＭコンバータの３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御するようにしたものである。
【００１７】
本発明は上記原理に基づき、前述の課題を解決するものであり、誘導性内部インピーダンスおよび抵抗性内部インピーダンスを有する３相電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、この電源角周波数と３相電流からＰＷＭコンバータを３相電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンスと抵抗性インピーダンスの直列回路となるような３相入力端子電圧値を演算する手段と、補正時間と、前記３相入力端子電圧値と、３相ベクトル関係を利用した前記３相入力端子電圧値の微分値とから３相入力端子電圧指令値を演算する手段と、この３相入力端子電圧指令値により３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御する手段とで構成する。
上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段において、補正時間は、制御装置の演算時間遅れと、ＰＷＭ電圧制御が演算周期内の平均値出力であることにより生ずる制御遅れを補正するものであり、上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段は、前記図２に示したように、離散時間的に検出される電流検出時の時点をｔｎ、演算周期をＴｓ、上記補正時間をＴｃとしたとき、次回およびその次の演算周期であるｔｎ＋Ｔｓ、ｔｎ＋２Ｔｓの間のｔｎ＋Ｔｃの時点における入力端子電圧指令値を演算する。
上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段における入力端子電圧指令値の算出は、前記したように、電源の内部インピーダンスが大きいため、入力電流より演算する交流入力端子電圧が正弦波状になることを利用して、交流入力端子電圧値の微分値に相当する値を、各相の入力端子電圧と電源角周波数から求め、これを利用して次回とその次の演算周期の間の交流入力端子電圧指令値を求める。
すなわち、各相の入力端子電圧を時間関数とみなして、上記補正時間Ｔｃについて各相の入力端子電圧を所定の次数までテイラー展開し、テイラー展開した式中の各微分項を、３相ベクトル関係を用いて各相の入力端子電圧と電源角周波数を用いた式に置き換え、該各微分項が各相の入力端子電圧と電源角周波数で置き換えられた式を用いて、ｔｎ＋Ｔｃの時点における入力端子電圧指令値を演算する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明が適用されたＰＷＭコンバータの制御回路構成例を示す。同図において、図５と同符号を付したものは同一構成部品を表わし、２０９は容量指令発生回路、２１０は電圧指令値演算回路を表わす。なお、本発明における入力端子電圧演算回路２０１、電圧指令値演算回路２１０、割り算器２０２等は、前記したＤＳＰにより実行されるソフトウェアにより実現することができ、電流Ｉｕ，Ｉｖ等の検出値は前記したようにサンプリングされてＤＳＰに取り込まれ、ＤＳＰはソフトウェアにより演算周期Ｔｓで上記入力端子電圧演算回路２０１、電圧指令値演算回路２１０における演算を行う。
以下、図１について説明する。電源角周波数を検出する手段としてのＦ／Ｖ変換器２０６は、Ｕ相電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを出力する。容量指令発生回路２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足する直列容量Ｃを算出する。
【００１９】
入力端子電圧演算回路２０１は前記図５の入力端子電圧演算回路２０１と同一構成要素であり、相電流Ｉｕ，Ｉｖを離散時間的に入力し、前記電源角周波数ω、直列容量Ｃ、及び負荷抵抗Ｒより、前記（６）〜（８）式に基づき離散時間的な入力端子電圧値Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを演算し、電圧指令値演算回路２１０に出力する。
【００２０】
演算周期内の入力端子電圧指令値を演算する手段としての電圧指令値演算回路２１０は、前記入力端子電圧値Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ、補正時間Ｔｃおよび前記電源角周波数ωを入力して、前記（１３）〜（１５）式に基づき、演算時間遅れ，及びＰＷＭ電圧制御が電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われる演算周期Ｔｓ内の平均値出力制御である事を補正した３相入力端子電圧指令値Ｅｕ（Ｔｃ），Ｅｖ（Ｔｃ），Ｅｗ（Ｔｃ）を演算して、割り算器２０２に出力する。
ここで、補正時間Ｔｃは、演算遅れとＰＷＭ電圧制御が演算周期Ｔｓ内の平均値出力制御である事を考慮して、通常、演算周期Ｔｓの１．５倍程度の値に設定される。
なお、前記（９）〜（１１）式、又は前記（１３）〜（１５）式はテイラー展開の３次までを数式化したものであるが、ＤＳＰでの演算時間が演算周期Ｔｓを超えるようであれば、精度が多少下がるが、テイラー展開の２次、又は１次の展開式でも十分であり、精度を上げたければ４次以上の展開式を用いても良い。
【００２１】
割り算器２０２は、３相入力端子電圧指令値Ｅｕ（Ｔｃ），Ｅｖ（Ｔｃ），Ｅｗ（Ｔｃ）をＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ、Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ゲート回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【００２２】
これにより、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合でも、演算時間の遅れ及びＰＷＭ電圧制御が電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われる平均値出力制御であるという事の補正により、前記（１），（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す事ができる。
【００２３】
なお、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記の特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すだけではなく、所定の電力を取り出す場合には、図１の制御回路における直列容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処できる。
【００２４】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明は、大きな内部インピーダンスを有する電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、ＤＳＰ等を使用する場合に発生する演算遅れと、ＰＷＭ電圧制御が演算周期内の平均値出力制御であるという事を補正するために、正弦波状の入力電流と電源角周波数より求めた入力端子電圧値とそのテイラー展開及び補正時間より入力端子電圧指令値を演算し、この入力端子電圧指令値によりＰＷＭコンバータを制御しているので、電圧の制御を遅れなく行うことができる。このため、ＰＷＭコンバータの出力を増大させて、電源から最大電力を取り出すことが可能となり、実用上おおいに有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例におけるＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図２】本発明の演算時間遅れ補正の原理を説明する図である。
【図３】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータにおける制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３交流電源
４〜６誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）
７〜９抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）
１３〜１５交流入力端子
２２ＤＣＰＴ
２３負荷
１０１〜１０３直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６負荷抵抗（Ｒ）
２０１入力端子電圧演算回路
２０２割り算器
２０３比較器
２０４ゲート発生回路
２０５三角波発生器
２０６Ｆ／Ｖ変換器
２０７パターン回路
２０８瞬時値／実効値変換器
２０９容量指令発生回路
２１０電圧指令値演算回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control circuit for a PWM converter that efficiently obtains DC power from an AC power supply having a large internal impedance and supplies the DC power to a power supply device or a motor drive device installed far away from a power generation / substation.
[0002]
[Prior art]
A PWM converter for taking out a large amount of power from a power supply having a large internal impedance is also described in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-54540 “Control Method of PWM Converter”.
A conventional PWM converter will be described below.
FIG. 3 shows a conventional PWM converter and a three-phase power supply system. In the figure, 1 to 3 are U, V, and W phase three-phase power supplies, 4 to 6 are inductive internal impedances (Zls) of the three-phase power supplies 1 to 3 having an inductance Ls, and 7 to 9 are resistors Rs. It is a resistive internal impedance (Zrs) of the three-phase power supplies 1 to 3 having
10 to 12 are UCT phase currents Iu, Iv, and Iw detecting ACCT, and 13 to 15 are three-phase input terminals of the PWM converter unit 100 including a PWM converter and a DC unit. ˜21 is a switching element constituting the PWM converter, 22 is a DCPT for detecting the DC voltage Edc of the DC stage, and 23 is a load.
[0003]
In order to extract the maximum power from the three-phase power sources 1 to 3 having such internal impedances 4 to 9, the total reactance of the power source and the load system is zero, and the phase-converted load resistance R is equal to the power source internal resistance Rs. It is necessary.
FIG. 4 shows an equivalent circuit of a load that satisfies such conditions. In FIG. 4, 101 to 103 are series capacitors C, and 104 to 106 are load resistors R.
In order to extract the maximum power from the power supply, the series capacitance C and the load resistance R in FIG. 4 need only satisfy the conditions of the following expressions (1) and (2).
Therefore, if the three-phase input terminal voltages Eu, Ev, and EW of the PWM converter shown in FIG. 3 are expressed by the following equations (3) to (5), the PWM converter unit 100 is equivalently equivalent to FIG. Here, (1 / j) is an operator that delays the phase by 90 °.
[0004]
[Expression 1]

[0005]
FIG. 5 shows a control circuit example of a conventional PWM converter. In the figure, 201 is an input terminal voltage calculation circuit for calculating input terminal voltages Eu, Ev, Ew from detected currents Iu, Iv, 202 is a divider, 203 is a comparator, 204 is a gate generation circuit, and 205 is a triangular wave. A generator, 206 is an F / V converter, 207 is a pattern circuit, and 208 is an instantaneous value / effective value converter.
The input terminal voltage calculation circuit 201 performs the calculations of the expressions (3) to (5). Here, Iw is equal to (−Iu−Iv), and [{1 / (jωC)} × Iu] in the expression (3) represents the voltage across the series capacitor C in FIG. 4 and is 90 ° from Iu. Although it has a delayed phase, it is calculated from [(Iu + 2Iv) / {(√3) × ωC}] using the fact that Iu and Iv have a 120 ° phase difference. The same applies to the other phases, and the input terminal voltages Eu, Ev, Ew are calculated according to the following equations (6) to (8).
[0006]
[Expression 2]

[0007]
The divider 202 uses the input terminal voltages Eu, Ev, Ew as command values, respectively, divides by half of the DC voltage detection value Edc, that is, Edc / 2, and outputs the modulation rates Eou, Eov, Eow of the PWM converter. The comparator 203 compares the modulation factors Eou, Eov, Eow and the output ET of the triangular wave generator 205, and creates the gate signals Gu, Gv, Gw of the respective phases of the switching elements 16-21. The logic circuit 204 distributes the gate signals Gu, Gv, and Gw to the switching element gate signals UP, UN, VP, VN, WP, and WN, respectively.
[0008]
The F / V converter 206 outputs the power source angular frequency ω from the current detection value Iu. The arithmetic circuit 201 calculates input terminal voltage values Eu, Ev, Ew from the power source angular frequency ω, the capacitance C output from the pattern conversion circuit 207, and the currents Iu, Iv.
The instantaneous value / effective value conversion circuit 208 calculates the effective value I of the current detection value Iu. When the effective value I exceeds a predetermined value, the pattern conversion circuit 207 calculates the equations (6) to (8). The series capacitance C used for the calculation is increased. This is because when it is necessary to limit the power due to overcurrent or the like, the series capacitance C (or resistor R) is changed to break the relationship of the above expressions (1) and (2) to limit the power.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
According to the PWM converter described above, the maximum power can be extracted from a three-phase power supply having a large internal impedance, but the operation shown in the control circuit of the PWM converter in FIG. 5 is realized by a DSP (digital signal processor). The delay due to the computation time when trying to do so, and the PWM voltage control is an average value output control within the computation cycle Ts performed by turning on and off the switching element by comparing the voltage command value and the triangular wave, so the detected phase Based on the current, the voltage represented by the equations (6) to (8) cannot be controlled in real time, and the conventional PWM converter control circuit cannot extract the maximum power.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to take out the maximum power by correcting a calculation time delay or the like of a PWM converter connected to a three-phase power source having a large internal impedance. It is to realize a control circuit of a PWM converter that can.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
FIG. 2 shows a principle diagram of calculation time delay correction in the U phase, for example.
This figure is a diagram for explaining the relationship between the calculation period Ts and the correction time Tc for performing the calculation time delay correction of the U-phase input terminal voltage in the above-described equation (6), where the horizontal axis represents time and the vertical axis represents The U-phase input terminal voltage is shown, and other phases can be corrected in the same relationship.
That is, since the power source targeted by the present invention is a three-phase power source having a large internal impedance, the detected phase currents Iu and Iv are substantially sine waves, and the U-phase input terminal voltage Eu in the above equation (6) is also Almost sinusoidal. Therefore, using this fact, when the current detection time detected in discrete time is tn and the calculation cycle Ts is constant, the value of the U-phase input terminal voltage Eu (Tc) at time (tn + Tc). Can be used as the input terminal voltage command value output during the time (tn + Ts) to (tn + 2Ts) which is the next calculation cycle.
When the U-phase input terminal voltage Eu in the above equation (6) is regarded as a time function and Taylor expansion up to the third order is performed using the correction time Tc, the equation (9) is obtained, and similarly for the V and W phases (10 ) And (11).
[0011]
[Equation 3]

[0012]
The first-order to third-order differential equations are obtained by using equation (12) for, for example, the U phase when the input terminal voltage is regarded as a sine wave and the power supply angular frequency ω is used using the three-phase vector relationship. It is done.
[0013]
[Expression 4]

[0014]
Therefore, the three-phase input terminal voltage command value for the next calculation cycle is finally expressed as the following equations (13) to (15).
[0015]
[Equation 5]

[0016]
In the present invention, the three-phase input terminal voltages Eu (Tc), Ev (Tc), and Ew (Tc) at the correction time Tc represented by the equations (9) to (11) are set as three-phase input terminal voltage commands. As a value, the three-phase input terminal voltage of the PWM converter is controlled by pulse width modulation.
[0017]
Based on the above principle, the present invention solves the above-mentioned problems. In a PWM converter control circuit that obtains a DC output from a three-phase power source having an inductive internal impedance and a resistive internal impedance, a phase current is input. A three-phase input terminal in which a means for detecting a power supply angular frequency and an equivalent circuit of the PWM converter viewed from the three-phase power supply side from the power supply angular frequency and the three-phase current is a series circuit of a capacitive impedance and a resistive impedance. A three-phase input terminal voltage command value is calculated from a means for calculating a voltage value, a correction time, the three-phase input terminal voltage value, and a differential value of the three-phase input terminal voltage value using a three-phase vector relationship. And means for controlling the three-phase input terminal voltage by pulse width modulation based on the three-phase input terminal voltage command value.
In the means for calculating the three-phase input terminal voltage command value, the correction time is for correcting the control time delay of the control device and the control delay caused by the PWM voltage control being an average value output within the calculation cycle. As shown in FIG. 2, the means for calculating the three-phase input terminal voltage command value is tn for the time of current detection detected in discrete time, Ts for the calculation cycle, and Tc for the correction time. Then, the input terminal voltage command value at the time of tn + Tc between tn + Ts and tn + 2Ts which are the next and the next calculation cycle is calculated.
As described above, the calculation of the input terminal voltage command value in the means for calculating the three-phase input terminal voltage command value is such that the AC input terminal voltage calculated from the input current is sinusoidal because the internal impedance of the power supply is large. Is used to find the value corresponding to the differential value of the AC input terminal voltage value from the input terminal voltage and power supply angular frequency of each phase, and using this, the AC input terminal between the next and the next calculation cycle Obtain the voltage command value.
That is, the input terminal voltage of each phase is regarded as a time function, the input terminal voltage of each phase is Taylor-expanded to a predetermined order for the correction time Tc, and each differential term in the Taylor-expanded expression is expressed as a three-phase vector relationship. Is replaced with an expression using the input terminal voltage and the power supply angular frequency of each phase, and the input terminal at the time of tn + Tc is calculated using an expression in which each differential term is replaced with the input terminal voltage and the power supply angular frequency of each phase. Calculate the voltage command value.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a control circuit configuration example of a PWM converter to which the present invention is applied. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 5 denote the same components, 209 denotes a capacity command generation circuit, and 210 denotes a voltage command value calculation circuit. The input terminal voltage calculation circuit 201, the voltage command value calculation circuit 210, the divider 202, etc. in the present invention can be realized by software executed by the above-described DSP, and the detected values of the currents Iu, Iv, etc. As described above, the signal is sampled and taken into the DSP, and the DSP performs calculation in the input terminal voltage calculation circuit 201 and the voltage command value calculation circuit 210 at the calculation cycle Ts by software.
Hereinafter, FIG. 1 will be described. The F / V converter 206 as means for detecting the power supply angular frequency outputs the power supply angular frequency ω from the U-phase current detection value Iu. The capacity command generation circuit 209 inputs the power supply angular frequency ω and calculates a series capacity C that satisfies the expression (1).
[0019]
The input terminal voltage calculation circuit 201 is the same component as the input terminal voltage calculation circuit 201 of FIG. 5, and inputs the phase currents Iu and Iv in discrete time, and the power source angular frequency ω, series capacitance C, and load resistance From R, the discrete-time input terminal voltage values Eu, Ev, Ew are calculated based on the equations (6) to (8) and output to the voltage command value calculation circuit 210.
[0020]
The voltage command value calculation circuit 210 as a means for calculating the input terminal voltage command value within the calculation cycle inputs the input terminal voltage values Eu, Ev, Ew, the correction time Tc, and the power source angular frequency ω, and Based on the equations (13) to (15), the calculation time delay and the PWM voltage control are the average value output control within the calculation cycle Ts performed by turning on and off the switching element by comparing the voltage command value and the triangular wave. The corrected three-phase input terminal voltage command values Eu (Tc), Ev (Tc), and Ew (Tc) are calculated and output to the divider 202.
Here, the correction time Tc is normally set to a value of about 1.5 times the calculation cycle Ts in consideration of calculation delay and PWM voltage control being average value output control within the calculation cycle Ts.
The above formulas (9) to (11) or the above formulas (13) to (15) are mathematical expressions up to the third order of Taylor expansion, so that the computation time in the DSP exceeds the computation cycle Ts. If so, the accuracy is somewhat lowered, but a secondary or primary expansion formula of Taylor expansion is sufficient, and a quadratic or higher expansion formula may be used to increase the accuracy.
[0021]
The divider 202 divides the three-phase input terminal voltage command values Eu (Tc), Ev (Tc), and Ew (Tc) by Edc / 2 to obtain the modulation rates Eou, Eov, and Eow of the PWM converter. Then, the comparators 203 compare the modulation factors Eou, Eov, Eow and the output ET of the triangular wave generator 205 to generate gate signals Gu, Gv, Gw of the respective phases of the switching elements 16-21. The gate circuit 204 distributes the gate signals Gu, Gv, Gw to the switching element gate signals UP, UN, VP, VN, WP, WN, respectively.
[0022]
Thereby, even when the voltages of the AC input terminals 13 to 15 of the PWM converter unit 100 are controlled and the power supply frequency of the AC power supplies 1 to 3 is changed, the delay of the calculation time and the PWM voltage control are performed between the voltage command value and the triangular wave. By the correction that the average value output control is performed by ON / OFF of the switching element by comparison, the relationship of the expressions (1) and (2) is controlled so as to be always satisfied, and the AC power supply having a large internal impedance is used. Maximum power can be extracted.
[0023]
In the above embodiment, the case where the maximum power is extracted from the AC power source having a large internal impedance has been described. However, as described in Japanese Patent Laid-Open No. 6-54540, not only the maximum power is extracted, but also a predetermined power is taken out. When taking out electric power, it can cope similarly by changing the series capacity | capacitance C and resistance R in the control circuit of FIG.
[0024]
【The invention's effect】
As described above in detail, in the PWM converter control circuit that obtains a DC output from a power supply having a large internal impedance, the present invention has an operation delay that occurs when a DSP or the like is used, and the PWM voltage control is an average within the operation cycle. In order to correct the value output control, the input terminal voltage command value is calculated from the input terminal voltage value obtained from the sinusoidal input current and the power supply angular frequency, the Taylor expansion and the correction time, and this input terminal voltage is calculated. Since the PWM converter is controlled by the command value, the voltage can be controlled without delay. For this reason, it becomes possible to increase the output of the PWM converter and take out the maximum power from the power source, which is practically useful.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a control circuit of a PWM converter in an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of calculation time delay correction according to the present invention.
FIG. 3 is a system diagram showing a conventional PWM converter and an AC power supply system.
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of a conventional PWM converter.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a control circuit in a conventional PWM converter.
[Explanation of symbols]
1-3 AC power supply 4-6 Inductive internal impedance (Zls)
7-9 Resistive internal impedance (Zrs)
13-15 AC input terminal 22 DCPT
23 Load 101-103 Series capacity (C)
104-106 Load resistance (R)
201 Input terminal voltage calculation circuit 202 Divider 203 Comparator 204 Gate generation circuit 205 Triangular wave generator 206 F / V converter 207 Pattern circuit 208 Instantaneous value / effective value converter 209 Capacity command generation circuit 210 Voltage command value calculation circuit

Claims

In a PWM converter control circuit for obtaining a DC output from a three-phase power source having an inductive internal impedance and a resistive internal impedance,
Means for detecting a power source angular frequency by inputting a phase current detected in a discrete time, and an equivalent circuit when the PWM converter is viewed from the three-phase power source side based on the power source angular frequency and the three-phase current include a capacitive impedance and a resistance. Means for calculating a three-phase input terminal voltage value so as to form a series circuit of impedance impedance;
The calculation time delay of the control device, the preset correction time for correcting the control delay caused by the PWM voltage control being an average value output within the calculation cycle, the three-phase input terminal voltage value, and the three-phase Means for calculating a three-phase input terminal voltage command value from a differential value of the three-phase input terminal voltage value using a vector relationship;
The 3-phase input terminal voltage by the 3-phase input terminal voltage command value have a means for controlling the pulse width modulation,
The means for calculating the three-phase input terminal voltage command value is such that when the current detection time detected in discrete time is tn, the calculation cycle is Ts, and the correction time is Tc, the input terminal voltage of each phase Is the time function, the input terminal voltage of each phase is Taylor-expanded to a predetermined order for the correction time Tc, and each differential term in the Taylor-expanded equation is input to each phase using a three-phase vector relationship. Replaced by an expression using the voltage and the power supply angular frequency, and using the expression in which each differential term is replaced by the input terminal voltage and the power supply angular frequency of each phase, between the next and the next calculation cycle tn + Ts, tn + 2Ts A control circuit for a PWM converter, which calculates an input terminal voltage command value at a time of tn + Tc .