JP3662442B2

JP3662442B2 - Switching circuit and amplifier circuit

Info

Publication number: JP3662442B2
Application number: JP14737399A
Authority: JP
Inventors: 正二羽田
Original assignee: 株式会社エヌ・ティ・ティ・データ・イー・エックス・テクノ
Priority date: 1999-05-27
Filing date: 1999-05-27
Publication date: 2005-06-22
Anticipated expiration: 2019-05-27
Also published as: JP2000341102A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング回路及び増幅回路に関し、特に、スイッチング回路のスイッチング動作を高速にする技術、及び増幅回路の増幅率を増大させる技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
バイポーラトランジスタを用いたスイッチング回路のスイッチング動作を高速にしたり、バイポーラトランジスタを用いた増幅回路の増幅率を高くしたりするために、複数のバイポーラトランジスタよりダーリントン接続回路を構成し、ダーリントン接続回路を単一のバイポーラトランジスタに代えて用いる手法がとられていた。また、バイポーラトランジスタのベースの厚みを小さくしたりする手法もとられていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、バイポーラトランジスタが自己に供給される信号を増幅すると、バイポーラトランジスタが有するミラー容量などのために位相の回転が生じて、入力信号と出力信号とは、正確に同相あるいは逆相にはならない。
【０００４】
このため、複数のバイポーラトランジスタから構成されるダーリントン接続回路をバイポーラトランジスタとして用い定電圧源や増幅回路を構成した場合は、単一のバイポーラトランジスタを用いて構成した場合に比べ、スイッチングの遅れや、増幅された信号の歪みが大きくなるという問題が生じる。
【０００５】
また、ダーリントン接続回路をバイポーラトランジスタとして用いた場合、ダーリントン接続回路が飽和したときの飽和電圧（すなわち、ダーリントン接続回路のうち、サブコレクタとして機能する端とエミッタとして機能する端との間の電圧）は、単一のバイポーラトランジスタが飽和した場合のサブコレクタ−エミッタ間の電圧より大きくなる。
【０００６】
このため、ダーリントン接続回路を用いて定電圧源や増幅回路を構成した場合は、単一のバイポーラトランジスタを用いて構成した場合に比べ、定電圧源や増幅回路自身による電力の損失が大きくなるという問題も生じる。
【０００７】
また、バイポーラトランジスタのベースの厚みを小さくするほどベースの耐圧は小さくなる。すなわち、バイポーラトランジスタのベースの厚みを小さくするほど、ベースへの過大な電圧の印加によりバイポーラトランジスタが破壊する危険が高くなる。
【０００８】
この発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、耐圧が大きく、スイッチングが高速でタイミングのずれが少なく、電力の損失が少ないスイッチング回路を提供することを目的とする。
また、この発明は、耐圧及び増幅率が大きく、歪みや電力の損失が少ない増幅回路を提供することも目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の第１の観点にかかるスイッチング回路は、
第１導電型のエミッタと、前記エミッタに接合された第２導電型のベースと、前記ベースに接合された第１導電型の第１のコレクタと、前記ベースに接合された第１導電型の第２のコレクタとから構成されており、前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面の降伏電圧が前記ベースと前記第２のコレクタとの接合面の降伏電圧より低いバイポーラトランジスタと、
前記バイポーラトランジスタの第２のコレクタにトリガ信号を供給する手段と、
前記バイポーラトランジスタのエミッタ及び第１のコレクタを含む電流路に電流を流す手段と、を備え、
前記バイポーラトランジスタの第１のコレクタとベースとの接合面の電圧が、前記バイポーラトランジスタの第２のコレクタに供給された電圧の値により決まる該接合面の降伏電圧に達しているとき、該接合面を実質的に導通させることにより、前記電流路を導通させる、
ことを特徴とする。
【００１０】
このようなスイッチング回路は、バイポーラトランジスタの第１のコレクタ−ベース間に、アバランシェ降伏による電流を流す。アバランシェ降伏により発生する降伏電流は、短時間で急激に増倍されるので、このようなスイッチング回路は、高速にスイッチングを行い、スイッチングのタイミングのずれも少ない。
【００１１】
また、このようなスイッチング回路のバイポーラトランジスタのベースは、通常のバイポーラトランジスタのベースより厚みが小さいものである必要はなく、従って耐圧も大きく確保される。
さらに、このようなスイッチング回路はダーリントン接続回路を含まないので、第１のコレクタ−エミッタ間の電圧も通常のバイポーラトランジスタの飽和時のサブコレクタ−エミッタ間の電圧程度に低くなるので、電力の損失も少ない。
【００１２】
前記バイポーラトランジスタの前記ベースと前記エミッタとの接合面の面積は、前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面の面積より小さいものとすれば、ベースと第１のコレクタとの接合面の接合容量や、ベースと第２のコレクタとの接合面の接合容量が小さくなる。このため、バイポーラトランジスタの周波数特性が良好となり、スイッチングの速度が向上する。
【００１３】
また、前記バイポーラトランジスタの前記ベースと前記エミッタとの接合面の面積は、前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面の面積より小さいものとすれば、第１及び第２のコレクタに流入するキャリアの量は、ベースを流れるわずかなベース電流により制御され、バイポーラトランジスタの入力インピーダンスは大きくなる。従って、このスイッチング回路はわずかなベース電流によっても制御される。
【００１４】
また、この発明の第２の観点にかかる増幅回路は、
第１の電流路を備え、自己に供給された入力信号を増幅した信号を表す出力電流を、前記第１の電流路に流す増幅回路であって、
前記第１の電流路の一端をなす第１導電型のエミッタと、前記エミッタに接合された第２導電型のベースと、前記ベースに接合され前記第１の電流路の他端をなす第１導電型の第１のコレクタと、前記ベースに接合された第１導電型の第２のコレクタとから構成されており、前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面の降伏電圧が前記ベースと前記第２のコレクタとの接合面の降伏電圧より低いバイポーラトランジスタと、
前記第１の電流路に電流を流す電流源と、
前記バイポーラトランジスタの第１のコレクタ及び第２のコレクタの間に接続されている帰還回路網と、を備え、
前記バイポーラトランジスタのベースに入力信号が供給されたことに応答して、該入力信号の強度、及び前記帰還回路網を介して前記バイポーラトランジスタの第１のコレクタに印加される電圧により決まる大きさの降伏電流を、前記出力電流として前記バイポーラトランジスタの第１のコレクタとベースとの接合面に流す、
ことを特徴とする。
【００１５】
このような増幅回路は、バイポーラトランジスタの第１のコレクタ−ベース間に、アバランシェ降伏による電流を流す。アバランシェ降伏により発生する降伏電流は、短時間で急激に増倍されるので、このような増幅回路は、入力信号の高速な変化に追随して出力電流を変化させる。従って、このような増幅回路は、通常のバイポーラトランジスタやダーリントン接続回路より構成されたものに比べ、周波数特性が向上する。
【００１６】
また、この降伏電流は、ベースに入力信号が供給されることにより第１のコレクタ−エミッタ間に流れる電流に比べて一般に大きいので、このような増幅回路の増幅率は通常のバイポーラトランジスタより構成されたものに比べ高くなる。そして、帰還回路網による負帰還が行われることにより、歪みが少なくなる。
【００１７】
また、このような増幅回路のバイポーラトランジスタのベースは、通常のバイポーラトランジスタのベースより厚みが小さいものである必要はなく、従って耐圧も大きく確保される。
さらに、このような増幅回路はダーリントン接続回路を含まないので、第１のコレクタ−エミッタ間の電圧も通常のバイポーラトランジスタの飽和時のサブコレクタ−エミッタ間の電圧程度に低くなるので、電力の損失も少ない。
【００１８】
特に、前記電流源が発生する起電力及び前記帰還回路網のインピーダンスのうち少なくとも一方は、前記バイポーラトランジスタのベースに前記入力信号が供給されたとき前記第１の電流路が実質的に飽和していない状態で前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面が降伏するような値を有するものとすれば、第１のバイポーラトランジスタが非飽和領域で、高倍率でしかも歪みの少ない増幅を行う。
【００１９】
前記電流源は、自己が発生する起電力の大きさを、前記バイポーラトランジスタのベースに前記入力信号が供給されたとき、前記第１の電流路が実質的に飽和していない状態で前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面が降伏するような値、及び、前記バイポーラトランジスタのベースに前記入力信号が供給されたとき、前記第１の電流路が実質的に飽和する状態で前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面が降伏しないような値、のうちの一方に保つ手段を備えるものであってもよい。
これにより、この増幅回路は、降伏電流を流す第１のバイポーラトランジスタによる増幅、及び降伏電流を流していない第１及び第２のバイポーラトランジスタによる増幅のうち一方の作用を行う。
【００２０】
前記電流源が発生する起電力及び前記帰還回路網のインピーダンスのうち少なくとも一方は、前記バイポーラトランジスタのベースに前記入力信号が実質的に供給されない状態で前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面が降伏するような値を有するものとすれば、ベースの電位が実質的にエミッタの電位以下であっても、降伏電流を流す第１のバイポーラトランジスタによる高倍率で歪みの少ない増幅を行う。
【００２１】
前記バイポーラトランジスタの前記ベースと前記エミッタとの接合面の面積は、前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面の面積より小さいものとすれば、バイポーラトランジスタのベースと第１のコレクタとの接合面の接合容量や、ベースと第２のコレクタとの接合面の接合容量が小さくなる。このため、バイポーラトランジスタの周波数特性が良好となり、従ってこのような増幅回路の周波数特性も良好となる。
【００２２】
また、前記バイポーラトランジスタの前記ベースと前記エミッタとの接合面の面積は、前記ベースと前記第１のコレクタとの接合面の面積より小さいものとすれば、第１及び第２のコレクタに流入するキャリアの量は、ベースを流れるわずかなベース電流により制御され、バイポーラトランジスタの入力インピーダンスは大きくなり、電流増幅率も大きくなる。従って、この増幅回路の入力インピーダンスも大きくなり、電流増幅率も大きくなる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施の形態を説明する。
【００２４】
（トランジスタ及び定電圧回路）
図１は、この発明の実施の形態において用いられるトランジスタを備える定電圧回路の構成を示す回路図である。図示するように、この定電圧回路は、定電圧源ＲＥＦを構成するトランジスタＱと、抵抗器Ｒと、電源ＤＣＶとより構成される。
【００２５】
定電圧源ＲＥＦは、アノード及びカソードを備える。
定電圧源ＲＥＦを構成するトランジスタＱは、例えば、図１に示す構成を有している。
図示するように、トランジスタＱは、コレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥを備えている。
【００２６】
コレクタＣ１及びサブコレクタＣ２は、いずれもｎ型半導体領域（以下、ｎ型領域と呼ぶ）からなり、互いが直接に接することなく、各々ベースＢに接合されている。
コレクタＣ１には、外部接続用のコレクタ端子ｔＣ１が接続されており、サブコレクタＣ２には、外部接続用のサブコレクタ端子ｔＣ２が接続されている。
【００２７】
コレクタＣ１及びベースＢの接合面がアバランシェ降伏を起こす電圧（降伏電圧）は、後述するように変動する。ただし、コレクタＣ１及びベースＢの接合面の降伏電圧は、サブコレクタＣ２及びベースＢの接合面の降伏電圧より常に低い。
【００２８】
ベースＢは、ｐ型半導体領域（以下、ｐ型領域と呼ぶ）からなる。ベースＢには、外部接続用のベース端子ｔＢが接続されている。
【００２９】
エミッタＥはｎ型領域からなり、ベースＢに接合されていて、外部接続用のエミッタ端子ｔＥが接続されている。
【００３０】
トランジスタＱにおいては、コレクタＣ１、ベースＢ及びエミッタＥが第１のバイポーラトランジスタを形成し、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥが第２のバイポーラトランジスタを形成する。
【００３１】
トランジスタＱのベースＢは、コレクタＣ１からベースＢにアバランシェ効果による電流が流れるとき、アバランシェ効果により生成される正孔を蓄積する性質を有する。そして、コレクタＣ１及びベースＢの接合面は、ベースＢが蓄積する正孔が増大すると、等価的にベースＢの不純物濃度が等価的に増大し、その降伏電圧が降下する性質を有する。
【００３２】
また、ベースＢに電荷が蓄積されると、ベースＢ−エミッタＥ間の電圧は上昇し、第２のバイポーラトランジスタを実質的に導通させる。
ただし、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間に流れるコレクタ電流はベースＢへの正孔の蓄積を妨げてベースＢ−エミッタＥ間の電圧を降下させ、ベースＢ−エミッタＥ間の電圧を降下させる作用は、該コレクタ電流が増大するほど強くなる。
【００３３】
図１に示すように、トランジスタＱのベース端子ｔＢは、トランジスタＱのエミッタ端子ｔＥに接続されており、エミッタ端子ｔＥは定電圧源ＲＥＦのカソードを形成している。トランジスタＱのコレクタ端子ｔＣ１は、トランジスタＱのサブコレクタ端子ｔＣ２に接続されており、コレクタ端子ｔＣ１は、定電圧源ＲＥＦのアノードを形成している。
【００３４】
抵抗器Ｒは、定電圧源ＲＥＦに直列に接続されている。
電源ＤＣＶは正極及び負極を備える。図１に示すように、電源ＤＣＶの正極及び負極は、抵抗器Ｒ及び定電圧源ＲＥＦが形成する直列回路の両端に、定電圧源ＲＥＦのアノードからカソードに電流を流す向きの電圧が定電圧源ＲＥＦのアノード−カソード間に印加されるよう、１対１に接続されている。
【００３５】
そして、電源ＤＣＶの正極−負極間に、負極の電位を基準として正極が正極性となるような電圧が発生すると、図１の定電圧回路は、以下に述べる動作を行う。
【００３６】
まず、電源ＤＣＶが発生する電圧が低く、コレクタＣ１とベースＢとの接合面及びサブコレクタＣ２とベースＢとの接合面のいずれもアバランシェ降伏しない程度である場合、コレクタＣ１−ベースＢ間は実質的に導通せず、コレクタＣ１からベースＢ間には実質的に電流が流れない。
【００３７】
このため、第１のバイポーラトランジスタはオフ状態となり、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間には実質的に電流が流れない。
そして、上述の通り、コレクタＣ１−ベースＢ間も実質的に導通しないので、結局、エミッタＥには電流が実質的に流れず、抵抗器Ｒにも実質的に電流が流れない。従って、サブコレクタ端子ｔＣ２の電圧（すなわち、定電圧源ＲＥＦのアノードの電圧）は、電源電圧に実質的に等しくなる。
【００３８】
次に、電源電圧が十分高く、アバランシェ効果によりベースＢ−コレクタＣ１間に電流が流れたとする。この場合、ベースＢ−コレクタＣ１間に電流が流れる結果、ベースＢにはアバランシェ効果により生成された正孔が蓄積される。
この結果、ベースＢ−コレクタＣ１間を流れる電流は第１のバイポーラトランジスタを駆動し、第１のバイポーラトランジスタはオン状態となる。
【００３９】
この結果、サブコレクタ端子ｔＣ２の電圧は降下し、サブコレクタ端子ｔＣ２に接続されているコレクタ端子ｔＣ１の電圧も降下する。従って、ベースＢ−コレクタＣ１間の電圧が降下する。
【００４０】
そして、ベースＢ−コレクタＣ１間の電圧が、ベースＢ及びコレクタＣ１の接合面の降伏電圧を下回ると、コレクタＣ１からベースＢに流れ込む電流は実質的に遮断されて第１のトランジスタはオフし、サブコレクタ端子ｔＣ２の電圧は再び上昇に転じる。
【００４１】
以下、サブコレクタ端子ｔＣ２の電圧の上下が過渡的に繰り返される結果、コレクタ端子ｔＣ１の電圧（定電圧源ＲＥＦのアノードの電圧）は、コレクタＣ１とベースＢとの接合面の降伏電圧にほぼ等しい値で均衡する。
【００４２】
以上説明したように、図１の定電圧回路においては、コレクタＣ１からベースＢに実質的に電流が流れていないときは、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間の電流の通過が抑制される。一方、コレクタＣ１からベースＢにいったん実質的に電流が流れると、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間及びコレクタＣ１−エミッタＥ間の電流の通過が促進される。
【００４３】
このため、コレクタＣ１とベースＢとの接合面がアバランシェ降伏を起こさない状態では、定電圧源ＲＥＦのアノード−カソード間の電圧は、電源電圧にほぼ等しい。
また、コレクタＣ１とベースＢとの接合面がアバランシェ降伏を起こす状態では、定電圧源ＲＥＦのアノード−カソード間の電圧はほぼ一定の値であり、この値は、コレクタＣ１とベースＢとの接合面の降伏電圧と、降伏電圧がコレクタＣ１−ベースＢ間に印加されている状態におけるベースＢ−エミッタＥ間の電圧との和にほぼ等しい。
【００４４】
そして、図１に示す定電圧回路においては、コレクタＣ１とベースＢとの接合面に実質的に電流が流れている場合、第１のバイポーラトランジスタはオンしている。
このため、コレクタＣ１とベースＢとの接合面に流れる電流の大きさの変化に従って定電圧源ＲＥＦのアノードの電圧が実質的に変化することはなく、従って、電源電圧の変動に対して安定した出力電圧が得られる。
【００４５】
（スイッチング回路）
次に、この発明の実施の形態にかかるスイッチング回路を説明する。
図２は、この発明の実施の形態にかかるスイッチング回路の構成を示す回路図である。図示するように、このスイッチング回路は、トランジスタＱと、抵抗器Ｒと、電源ＤＣＶとより構成される。
【００４６】
図２のスイッチング回路の構成は、図示するように、コレクタ端子ｔＣ１及びサブコレクタ端子ｔＣ２が互いに接続されていない点を除いて、図１に示す定電圧回路の構成と実質的に同一である。
図２に示す構成において、サブコレクタ端子ｔＣ２は制御端Ｅｃｏｎｔを形成する。また、コレクタ端子ｔＣ１及びエミッタ端子ｔＥは、開閉する対象の電流路の両端を形成する。
【００４７】
そして、電源ＤＣＶより、負極の電位を基準として正極が正極性となるような電圧を供給すると、図２のスイッチング回路は、以下に述べる動作を行う。
【００４８】
まず、電源ＤＣＶより、負極の電位を基準として正極が正極性となるような電圧が供給されている状態で、制御端Ｅｃｏｎｔの電圧を、コレクタＣ１とベースＢとの接合面及びサブコレクタＣ２とベースＢとの接合面のいずれもアバランシェ降伏しない程度とすると、コレクタＣ１−ベースＢ間は実質的に導通せず、コレクタＣ１からベースＢ間には実質的に電流が流れない。
【００４９】
このため、第１のバイポーラトランジスタはオフ状態となり、サブコレクタ端子ｔＣ２−エミッタ端子ｔＥ間は実質的に遮断される。
【００５０】
次に制御端Ｅｃｏｎｔの電圧を上昇させ、アバランシェ効果によりベースＢ−コレクタＣ１間に電流が流れる程度にしたとする。この場合、ベースＢ−コレクタＣ１間に電流が流れる結果、ベースＢにはアバランシェ効果により生成された正孔が蓄積される。
【００５１】
この結果、ベースＢ−コレクタＣ１間を流れる電流は第１のバイポーラトランジスタを駆動し、第１のバイポーラトランジスタはオン状態となる。すなわち、サブコレクタ端子ｔＣ２−エミッタ端子ｔＥ間は実質的に導通する。
【００５２】
以上説明したように、図２のスイッチング回路においては、サブコレクタＣ２からベースＢに実質的に電流が流れていないときは、コレクタＣ１−エミッタＥ間がオンすること（すなわち、コレクタＣ１−エミッタＥ間のインピーダンスが実質的に極小となること）が抑制される。一方、サブコレクタＣ２からベースＢに実質的に電流が流れているときは、コレクタＣ１−エミッタＥ間のインピーダンスの低下が促進される。
【００５３】
そして、トランジスタＱのコレクタＣ１−ベースＢ間がアバランシェ降伏した結果コレクタＣ１−ベースＢ間に流れる降伏電流は、短時間で急激に増倍される。
このため、図２のスイッチング回路では、開閉する対象の電流路のオン及びオフが高速に行われ、スイッチングのタイミングのずれも少ない。
【００５４】
また、トランジスタＱのベースＢは、通常のバイポーラトランジスタのベースより厚みが小さいものである必要はなく、従ってベースＢの耐圧も大きく確保される。
さらに、このスイッチング回路はダーリントン接続回路を含まないので、コレクタＣ１−エミッタＥ間の電圧も通常のバイポーラトランジスタの飽和時のサブコレクタ−エミッタ間の電圧程度に低くなるので、電力の損失も少ない。
【００５５】
（増幅回路）
次に、この発明の実施の形態にかかる増幅回路を説明する。
図３は、この増幅回路の構成を示す回路図である。
図示するように、この増幅回路は、トランジスタＱと、抵抗器ＲＦ及びＲＬと、入力端Ｅｉｎと、出力端Ｅｏｕｔと、電源ＤＣＶとを備える。トランジスタＱと、電源ＤＣＶとは、図１及び図２に示すものと実質的に同一のものである。
【００５６】
トランジスタＱのベース端子ｔＢは、入力端Ｅｉｎに接続されている。コレクタ端子ｔＣ１は、抵抗器ＲＬを介して電源ＤＣＶの正極に接続され、サブコレクタ端子ｔＣ２は、抵抗器ＲＦを介してコレクタ端子ｔＣ１に接続されている。エミッタ端子ｔＥは、電源ＤＣＶの負極に接続される。出力端Ｅｏｕｔはコレクタ端子ｔＣ１に接続される。
【００５７】
なお、図３の構成において、電源ＤＣＶは、可変電圧源より構成され、外部から供給される信号又は操作に応答して、（ａ１）及び（ａ２）として後述する条件、又は（ｂ１）及び（ｂ２）として後述する条件、又は（ｃ１）として後述する条件に合致するように、自己が発生する電圧を変化させるものとする。
【００５８】
そして、電源ＤＣＶの両極より電源電圧を印加すると、この増幅回路は、以下に述べる動作を行う。
【００５９】
まず、電源電圧が、
（ａ１）トランジスタＱのベースＢの電圧がエミッタＥの電圧に実質的に等しい場合においてコレクタＣ１とベースＢとの接合面及びサブコレクタＣ２とベースＢとの接合面のいずれもアバランシェ降伏しない程度の電圧であり、且つ、
（ａ２）トランジスタＱのベースＢ−エミッタＥ間に流れる電流の大きさによっては、コレクタＣ１−ベースＢ間の接合面がアバランシェ降伏する場合がある、
という程度の電圧であったとする。
【００６０】
この場合において、さらに、電源ＤＣＶの両極より電源電圧が印加され、入力端Ｅｉｎが実質的に開放されているとき（すなわち、トランジスタＱからみた、入力端Ｅｉｎとグラウンドとの間のインピーダンスが無限大と見なし得るとき）、ベースＢ−エミッタＥ間には電流が実質的に流れない。従って、上述の第１のバイポーラトランジスタはオフ状態となる。また、コレクタＣ１−ベースＢ間はアバランシェ降伏しないので、コレクタＣ１−ベースＢ間は実質的に導通しない。
【００６１】
従って、コレクタＣ１−ベースＢ間には実質的に電流が流れず、ベースＢへの電荷の蓄積も起こらない。
また、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間もアバランシェ降伏しないので、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間にも実質的に電流が流れない。
このため、結局、エミッタＥには電流が実質的に流れず、抵抗器ＲＬにも実質的に電流が流れない。従って、コレクタ端子ｔＣ１及び出力端Ｅｏｕｔの電圧は、電源電圧に実質的に等しくなる。
【００６２】
次に、入力端Ｅｉｎに、グラウンドに対して正極性の電圧を印加したとすると、トランジスタＱのベースＢ−エミッタＥ間には、エミッタＥの電位に対するベースＢの電圧によって決まる一定量のベース電流が流れる。これにより、ベースＢには正孔が蓄積され、コレクタＣ１−ベースＢ間の降伏電圧が低下して、コレクタＣ１−ベースＢ間の接合面はアバランシェ降伏する。この結果、第１のバイポーラトランジスタはオンし、コレクタＣ１−ベースＢ間に流れる電流が増大する。
【００６３】
この結果、ベースＢにはアバランシェ効果により生成された正孔がさらに蓄積され、ベースＢの電位が上昇する。すると、ベースＢ−コレクタＣ１間を流れる電流は第２のバイポーラトランジスタを駆動し、第２のバイポーラトランジスタもオン状態となる。
【００６４】
この結果、サブコレクタＣ２−ベースＢ間にも、抵抗器ＲＬ及びＲＦを介してサブコレクタ電流が流れる。すると、サブコレクタＣ２−エミッタＥ間に流れるサブコレクタ電流によって、ベースＢへの正孔の蓄積は妨げられ、ベースＢ−エミッタＥ間の電圧は降下する。そして、コレクタＣ１−ベースＢ間の降伏電圧は上昇し、コレクタＣ１−ベースＢ間に流れる電流は減少する。
【００６５】
コレクタＣ１からベースＢに流れ込む電流が減少する結果、第２のバイポーラトランジスタはオフ状態に近づく（すなわち、サブコレクタＣ２−ベースＢ間の電流が減少する）。そして、サブコレクタＣ２−ベースＢ間の電流が減少すると、再びベースＢへの正孔の蓄積が促進され、コレクタＣ１−ベースＢ間の降伏電圧は降下して、コレクタＣ１−ベースＢ間に流れる電流は再び増大する。
【００６６】
以下、コレクタＣ１−ベースＢ間に流れる電流の増減が過渡的に繰り返される結果、コレクタＣ１−ベースＢ間（及び抵抗器ＲＬ）に流れる電流の大きさは、入力端ＥｉｎからベースＢに供給された電圧及び抵抗器ＲＦの抵抗値により定まる一定値で均衡する。
【００６７】
従って、抵抗器ＲＬの両端間の電圧は、抵抗器ＲＬの抵抗値及び抵抗器ＲＬに流れる電流の大きさに実質的に比例する。従って、出力端Ｅｏｕｔの電圧は、入力端Ｅｉｎに印加された電圧に比例する値を電源ＤＣＶの正極の電圧から差し引いた値となる。すなわち、出力端Ｅｏｕｔに発生する電圧は、入力端Ｅｉｎに印加された電圧を実質的に逆相で増幅したものとなる。
【００６８】
これにより、この増幅回路の増幅率は、電源電圧が（ａ１）及び（ａ２）として上述した条件を満たす場合、抵抗器ＲＬ及びＲＦの抵抗値に依存する。
また、抵抗器ＲＬ及びＲＦのうち少なくとも一方の抵抗値を、この増幅器の増幅率が所望の値になるように選択することにより、電源電圧が上述の（ａ１）及び（ａ２）の条件を満たす場合のこの増幅回路の増幅率を、任意の値に設定することができる。
【００６９】
また、トランジスタＱのコレクタＣ１−ベースＢ間がアバランシェ降伏した結果コレクタＣ１−ベースＢ間に流れる降伏電流は、短時間で急激に増倍される。従って、この増幅回路は、入力端ＥｉｎからベースＢに供給される電流の高速な変化に追随して、抵抗器ＲＬに流れる電流及び出力端Ｅｏｕｔの電圧を変化させる。すなわち、この増幅回路は、電源電圧が上述の（ａ１）及び（ａ２）の条件を満たすとき、通常のバイポーラトランジスタやダーリントン接続回路より構成されたものに比べ、周波数特性が優れる。
【００７０】
また、この降伏電流は、ベースに入力信号が供給されることによりコレクタＣ１−エミッタＥ間に流れる電流に比べて一般に大きいので、このような増幅回路の増幅率は、電源電圧が上述の（ａ１）及び（ａ２）の条件を満たすとき、通常のバイポーラトランジスタより構成されたものに比べ、高くなる。そして、帰還回路網による負帰還が行われることにより、歪みが少なくなる。
【００７１】
次に、電源電圧が、
（ｂ１）トランジスタＱのベースＢの電圧がエミッタＥの電圧に実質的に等しい場合においてコレクタＣ１とベースＢとの接合面及びサブコレクタＣ２とベースＢとの接合面のいずれもアバランシェ降伏しない程度の電圧でありながら、
（ｂ２）トランジスタＱのベースＢ−エミッタＥ間に流れる電流の大きさが、第２のバイポーラトランジスタを飽和させる程度の大きさであっても、コレクタＣ１−ベースＢ間の接合面がアバランシェ降伏しない、
という程度に低い電圧であったとする。
【００７２】
この場合も、電源ＤＣＶの両極より電源電圧が印加され、入力端Ｅｉｎが実質的に開放されている場合は、エミッタＥには電流が実質的に流れず、抵抗器ＲＬにも実質的に電流が流れない。従って、コレクタ端子ｔＣ１及び出力端Ｅｏｕｔの電圧は、電源電圧に実質的に等しくなる。
【００７３】
また、入力端Ｅｉｎに、グラウンドに対して正極性の電圧を印加すると、トランジスタＱのベースＢ−エミッタＥ間には、エミッタＥの電位に対するベースＢの電圧によって決まる一定量のベース電流が流れる。しかし、電源電圧が（ｂ２）として上述した条件を満たすため、コレクタＣ１−ベースＢ間の接合面はアバランシェ降伏しない。
【００７４】
この結果、抵抗器ＲＬに流れる電流は、入力端Ｅｉｎに印加された電圧が第１及び第２のバイポーラトランジスタにより増幅されたものを表すようになる。
従って、電源電圧が（ｂ１）及び（ｂ２）として上述した条件を満たすとき、この増幅回路の増幅率は、抵抗器ＲＬの抵抗値に依存するのに加え、第１及び第２のバイポーラトランジスタの電流増幅率に依存する。
【００７５】
従って、この増幅回路の増幅率は、電源ＤＣＶが発生する電圧を変えることにより、抵抗器ＲＬ及びＲＦの抵抗値により決まる増幅率と、第１、第２のバイポーラトランジスタの電流増幅率及び抵抗器ＲＬ、ＲＦの抵抗値により決まる増幅率と、のうち所望の一方になるよう設定することができる。
【００７６】
なお、トランジスタＱのベースＢは、通常のバイポーラトランジスタのベースより厚みが小さいものである必要はなく、従ってベースＢの耐圧も大きく確保される。
さらに、この増幅回路はダーリントン接続回路を含まないので、コレクタＣ１−エミッタＥ間の電圧も通常のバイポーラトランジスタの飽和時のサブコレクタ−エミッタ間の電圧程度に低くなり、電力の損失も少ない。
【００７７】
また、電源ＤＣＶより印加される電源電圧が、
（ｃ１）トランジスタＱのベースＢの電圧がエミッタＥの電圧に実質的に等しい場合においてコレクタＣ１とベースＢとの接合面がアバランシェ降伏する、
という程度の電圧であったとする。
【００７８】
この場合は、入力端Ｅｉｎが実質的に開放されている場合や、入力端Ｅｉｎがグラウンドと実質的に同電位である場合も、トランジスタＱのベースＢ−エミッタＥ間には、エミッタＥの電位に対するベースＢの電圧によって決まる一定量のベース電流が流れる。
この結果、コレクタＣ１−ベースＢ間（及び抵抗器ＲＬ）には、入力端ＥｉｎからベースＢに供給された電圧及び抵抗器ＲＬ、ＲＦの抵抗値により定まる一定の大きさの電流が流れる。
【００７９】
また、入力端Ｅｉｎをグラウンドより低電位とすると、トランジスタＱのベースＢからエミッタＥへと正孔が移動して、ベースへの正孔の蓄積が妨げられる。しかし、ベースＢになお蓄積されている正孔の量が、コレクタＣ１−ベースＢ間の接合面をアバランシェ降伏させるに足る量であれば、第１のバイポーラトランジスタはオンし、コレクタＣ１−ベースＢ間には、なお電流が流れる。
そして、入力端Ｅｉｎがグラウンドより低電位である状態でコレクタＣ１−ベースＢ間（及び抵抗器ＲＬ）に流れる電流の大きさも、入力端ＥｉｎからベースＢに供給された電圧及び抵抗器ＲＬ、ＲＦの抵抗値により定まる一定の値となる。
【００８０】
従って、この増幅回路は、電源電圧が（ｃ１）として上述した条件を満たす場合、入力端Ｅｉｎの電圧がグラウンドの電位を基準として正極性でない場合も、入力端Ｅｉｎに印加された電圧を増幅することができる。
【００８１】
なお、この発明の実施の形態に係る定電圧回路、スイッチング回路及び増幅回路を構成するトランジスタの構成は、上述のものに限られない。
例えば、図１の定電圧回路、図２のスイッチング回路及び図３の増幅回路において、トランジスタＱのコレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥの導電型（不純物型）は、それぞれｎ型、ｎ型、ｐ型及びｎ型である必要はなく、それぞれ、ｐ型、ｐ型、ｎ型及びｐ型であってもよい。
【００８２】
ただし、トランジスタＱのコレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥの導電型が、それぞれｐ型、ｐ型、ｎ型及びｐ型である場合、図１の定電圧回路、図２のスイッチング回路及び図３の増幅回路のいずれにおいても、電源ＤＣＶの正極が接続されるべき箇所には電源ＤＣＶの負極を接続し、電源ＤＣＶの負極が接続されるべき箇所には電源ＤＣＶの正極を接続するものとする。
【００８３】
コレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥの導電型が、それぞれｐ型、ｐ型、ｎ型及びｐ型である場合におけるトランジスタＱの動作は、コレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥと、トランジスタＱの外部との間に流れる電流の向きが逆になる点と、ベースＢに蓄積されるキャリアが正孔ではなく電子となる点とを除き、コレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥの導電型がそれぞれｎ型、ｎ型、ｐ型及びｎ型である場合のトランジスタＱの動作と実質的に同一である。
【００８４】
ただし、コレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥと、トランジスタＱの外部との間に流れる電流の向きが逆になるため、コレクタＣ１、サブコレクタＣ２、ベースＢ及びエミッタＥの導電型が、それぞれｐ型、ｐ型、ｎ型及びｐ型である場合、図２のスイッチング回路において、トランジスタＱのコレクタＣ１−エミッタＥ間をオン及びオフするには、制御端Ｅｃｏｎｔに印加する電圧はエミッタＥの電位に対して負極性である必要がある。
またこの場合、図３の増幅回路において、電源電圧が上述の（ｃ１）の条件を満たす場合以外では、入力端Ｅｉｎに印加される電圧が増幅されるためには、入力端Ｅｉｎに印加する電圧は、エミッタＥの電位に対して負極性である必要がある。
【００８５】
また、トランジスタＱは、例えば図４に示すように、ベースＢ−エミッタＥ間の接合面の面積が、ベースＢ−コレクタＣ１間及びベースＢ−サブコレクタＣ２間の接合面の面積より小さくなっていてもよい。
【００８６】
これにより、エミッタＥからベースＢを介してコレクタＣ１やサブコレクタＣ２に注入するキャリアの量は、わずかなベース電流により制御することができる。すなわち、トランジスタＱのベースＢの入力インピーダンスは大きくなり、また電流増幅率が大きくなる。
なお、エミッタＥからベースＢに流れ込んだ少数キャリアはベースＢに幅広く拡散し、コレクタＣ１やサブコレクタＣ２に流れるサブコレクタ電流として吸収される。
【００８７】
また、ベースＢ−エミッタＥ間の接合面の面積を小さくすることにより、これらの部分が形成するコンデンサが有する接合容量も小さくなる。このため、図４のトランジスタＱでは、良好な周波数特性を得ること（すなわち、高いトランジション周波数を得ること）もできる。
【００８８】
従って、図４のトランジスタＱより構成された図２のスイッチング回路のスイッチングの速度は向上し、また、図４のトランジスタＱより構成された図３の増幅回路の周波数特性は良好となる。
また、図４のトランジスタＱより構成された図２のスイッチング回路はわずかなベース電流によっても制御され、また、図４のトランジスタＱより構成された図３の増幅回路の入力インピーダンスは大きくなり、電流増幅率も大きくなる。
【００８９】
また、従来の大電力用トランジスタは、電流増幅率が小さく周波数特性も悪いという欠点があった。これに対し、図４に示すトランジスタＱは、大電力用であっても小電力用並に制御が容易であるので、電力制御用として幅広く使用することができる。
【００９０】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、耐圧が大きく、スイッチングが高速でタイミングのずれが少なく、電力の損失が少ないスイッチング回路が実現される。
また、この発明によれば、耐圧及び増幅率が大きく、歪みや電力の損失が少ない増幅回路も実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】定電圧回路の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態にかかるスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態にかかる増幅回路の構成を示す回路図である。
【図４】図１、図２及び図３のトランジスタの変形例の構成を示す模式的断面図である。
【符号の説明】
Ｑトランジスタ
Ｂベース
Ｃ１コレクタ
Ｃ２サブコレクタ
Ｅエミッタ
ｔＢベース端子
ｔＣ１コレクタ端子
ｔＣ２サブコレクタ端子
ｔＥエミッタ端子
Ｒ、ＲＦ、ＲＬ抵抗器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching circuit and an amplifier circuit, and more particularly to a technology for increasing the switching operation of the switching circuit and a technology for increasing the amplification factor of the amplifier circuit.
[0002]
[Prior art]
In order to increase the switching speed of a switching circuit using bipolar transistors or to increase the amplification factor of an amplifier circuit using bipolar transistors, a Darlington connection circuit is configured from a plurality of bipolar transistors, and the Darlington connection circuit is simply A technique used instead of one bipolar transistor has been used. In addition, there has been a technique for reducing the thickness of the base of the bipolar transistor.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the signal supplied to the bipolar transistor is amplified, phase rotation occurs due to the mirror capacitance of the bipolar transistor, and the input signal and the output signal are not exactly in phase or out of phase.
[0004]
For this reason, when a constant voltage source and an amplifier circuit are configured using a Darlington connection circuit composed of a plurality of bipolar transistors as a bipolar transistor, switching delay, compared to a configuration using a single bipolar transistor, There arises a problem that distortion of the amplified signal is increased.
[0005]
Further, when the Darlington connection circuit is used as a bipolar transistor, a saturation voltage when the Darlington connection circuit is saturated (that is, a voltage between an end functioning as a subcollector and an end functioning as an emitter in the Darlington connection circuit). Becomes larger than the voltage between the subcollector and the emitter when a single bipolar transistor is saturated.
[0006]
For this reason, when a constant voltage source or an amplifier circuit is configured using a Darlington connection circuit, power loss due to the constant voltage source or the amplifier circuit itself is greater than when configured using a single bipolar transistor. Problems also arise.
[0007]
Further, the withstand voltage of the base decreases as the thickness of the base of the bipolar transistor is reduced. That is, the smaller the thickness of the base of the bipolar transistor, the higher the risk that the bipolar transistor will be destroyed by applying an excessive voltage to the base.
[0008]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a switching circuit that has a high withstand voltage, high switching speed, little timing shift, and low power loss.
Another object of the present invention is to provide an amplifier circuit that has a large withstand voltage and amplification factor, and has little distortion and power loss.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a switching circuit according to a first aspect of the present invention includes:
A first conductivity type emitter, a second conductivity type base joined to the emitter, a first conductivity type first collector joined to the base, and a first conductivity type junction joined to the base. A bipolar transistor having a breakdown voltage at a junction surface between the base and the first collector lower than a breakdown voltage at a junction surface between the base and the second collector;
Means for providing a trigger signal to a second collector of the bipolar transistor;
Means for passing a current through a current path including an emitter and a first collector of the bipolar transistor,
When the voltage at the junction surface of the first collector and the base of the bipolar transistor reaches the breakdown voltage of the junction surface determined by the value of the voltage supplied to the second collector of the bipolar transistor, the junction surface Substantially conducting the current path,
It is characterized by that.
[0010]
In such a switching circuit, a current due to avalanche breakdown flows between the first collector and the base of the bipolar transistor. Since the breakdown current generated by the avalanche breakdown is rapidly multiplied in a short time, such a switching circuit performs high-speed switching and has little switching timing deviation.
[0011]
Further, the base of the bipolar transistor of such a switching circuit does not need to be thinner than the base of a normal bipolar transistor, and therefore a large breakdown voltage is ensured.
Further, since such a switching circuit does not include a Darlington connection circuit, the voltage between the first collector and the emitter is also reduced to the level of the voltage between the sub-collector and the emitter when the normal bipolar transistor is saturated. There are few.
[0012]
If the area of the junction surface between the base and the emitter of the bipolar transistor is smaller than the area of the junction surface between the base and the first collector, the junction of the junction surface between the base and the first collector will be described. The capacitance and the junction capacitance of the junction surface between the base and the second collector are reduced. For this reason, the frequency characteristics of the bipolar transistor are improved, and the switching speed is improved.
[0013]
If the area of the junction surface between the base and the emitter of the bipolar transistor is smaller than the area of the junction surface between the base and the first collector, the bipolar transistor flows into the first and second collectors. The amount of carriers is controlled by a small base current flowing through the base, and the input impedance of the bipolar transistor is increased. Therefore, this switching circuit is controlled by a small base current.
[0014]
An amplifier circuit according to a second aspect of the present invention is
An amplifier circuit comprising a first current path, and flowing an output current representing a signal obtained by amplifying an input signal supplied to the first current path to the first current path,
A first conductivity type emitter forming one end of the first current path, a second conductivity type base joined to the emitter, and a first junction joined to the base and forming the other end of the first current path. A first collector of the conductivity type and a second collector of the first conductivity type joined to the base, the breakdown voltage of the junction surface between the base and the first collector being the base and A bipolar transistor having a breakdown voltage lower than a breakdown voltage at a junction with the second collector;
A current source for passing a current through the first current path;
A feedback network connected between a first collector and a second collector of the bipolar transistor;
In response to the input signal being supplied to the base of the bipolar transistor, the magnitude of the input signal and a magnitude determined by the voltage applied to the first collector of the bipolar transistor through the feedback network. A breakdown current is allowed to flow as the output current to the junction surface between the first collector and the base of the bipolar transistor.
It is characterized by that.
[0015]
In such an amplifier circuit, a current due to avalanche breakdown flows between the first collector and the base of the bipolar transistor. Since the breakdown current generated by the avalanche breakdown is rapidly multiplied in a short time, such an amplifier circuit changes the output current following a fast change of the input signal. Therefore, such an amplifier circuit has improved frequency characteristics as compared with a typical bipolar transistor or Darlington connection circuit.
[0016]
In addition, since this breakdown current is generally larger than the current flowing between the first collector and the emitter when the input signal is supplied to the base, the amplification factor of such an amplifier circuit is configured by a normal bipolar transistor. Higher than that. And distortion is reduced by performing negative feedback by the feedback network.
[0017]
In addition, the base of the bipolar transistor of such an amplifier circuit does not need to be thinner than the base of a normal bipolar transistor, and therefore a large breakdown voltage is ensured.
Further, since such an amplifying circuit does not include a Darlington connection circuit, the voltage between the first collector and the emitter is also reduced to about the voltage between the sub-collector and the emitter when the normal bipolar transistor is saturated. There are few.
[0018]
In particular, at least one of the electromotive force generated by the current source and the impedance of the feedback network is that the first current path is substantially saturated when the input signal is supplied to the base of the bipolar transistor. If the first bipolar transistor has such a value that the junction surface between the base and the first collector yields in the absence, the first bipolar transistor performs amplification at a high magnification and with little distortion in the unsaturated region.
[0019]
The current source determines the magnitude of the electromotive force generated by the current source when the input signal is supplied to the base of the bipolar transistor in a state where the first current path is not substantially saturated. When the input signal is supplied to the base of the bipolar transistor such that the junction surface with the first collector yields and the base of the bipolar transistor, the base and the base are substantially saturated. There may be provided means for maintaining one of the values such that the joint surface with the first collector does not yield.
As a result, this amplifier circuit performs one of the operations of the amplification by the first bipolar transistor that flows the breakdown current and the amplification by the first and second bipolar transistors that do not flow the breakdown current.
[0020]
At least one of the electromotive force generated by the current source and the impedance of the feedback network is a junction surface between the base and the first collector in a state where the input signal is not substantially supplied to the base of the bipolar transistor. If the base potential is substantially equal to or lower than the emitter potential, amplification with high magnification and low distortion is performed by the first bipolar transistor through which a breakdown current flows.
[0021]
If the area of the junction surface between the base and the emitter of the bipolar transistor is smaller than the area of the junction surface between the base and the first collector, the junction between the base of the bipolar transistor and the first collector is used. The junction capacitance of the surface and the junction capacitance of the junction surface between the base and the second collector are reduced. For this reason, the frequency characteristics of the bipolar transistor are improved, and therefore the frequency characteristics of such an amplifier circuit are also improved.
[0022]
If the area of the junction surface between the base and the emitter of the bipolar transistor is smaller than the area of the junction surface between the base and the first collector, the bipolar transistor flows into the first and second collectors. The amount of carriers is controlled by a small base current flowing through the base, and the input impedance of the bipolar transistor increases and the current amplification factor also increases. Therefore, the input impedance of the amplifier circuit also increases and the current amplification factor also increases.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0024]
(Transistor and constant voltage circuit)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant voltage circuit including a transistor used in the embodiment of the present invention. As shown in the figure, this constant voltage circuit includes a transistor Q constituting a constant voltage source REF, a resistor R, and a power source DCV.
[0025]
The constant voltage source REF includes an anode and a cathode.
The transistor Q constituting the constant voltage source REF has, for example, the configuration shown in FIG.
As illustrated, the transistor Q includes a collector C1, a subcollector C2, a base B, and an emitter E.
[0026]
Each of the collector C1 and the subcollector C2 includes an n-type semiconductor region (hereinafter referred to as an n-type region), and is joined to the base B without being in direct contact with each other.
A collector terminal tC1 for external connection is connected to the collector C1, and a subcollector terminal tC2 for external connection is connected to the subcollector C2.
[0027]
The voltage (breakdown voltage) that causes the avalanche breakdown at the junction surface of the collector C1 and the base B varies as described later. However, the breakdown voltage at the junction surface between the collector C1 and the base B is always lower than the breakdown voltage at the junction surface between the sub-collector C2 and the base B.
[0028]
The base B is composed of a p-type semiconductor region (hereinafter referred to as a p-type region). A base terminal tB for external connection is connected to the base B.
[0029]
The emitter E is composed of an n-type region, is joined to the base B, and is connected to an emitter terminal tE for external connection.
[0030]
In the transistor Q, the collector C1, the base B, and the emitter E form a first bipolar transistor, and the subcollector C2, the base B, and the emitter E form a second bipolar transistor.
[0031]
The base B of the transistor Q has a property of accumulating holes generated by the avalanche effect when a current due to the avalanche effect flows from the collector C1 to the base B. The junction surface between the collector C1 and the base B has the property that, when the holes accumulated in the base B increase, the impurity concentration of the base B increases equivalently and the breakdown voltage drops.
[0032]
Further, when electric charge is accumulated in the base B, the voltage between the base B and the emitter E rises, and the second bipolar transistor is made substantially conductive.
However, the collector current flowing between the sub-collector C2 and the emitter E prevents the accumulation of holes in the base B, lowers the voltage between the base B and the emitter E, and lowers the voltage between the base B and the emitter E. As the collector current increases, it becomes stronger.
[0033]
As shown in FIG. 1, the base terminal tB of the transistor Q is connected to the emitter terminal tE of the transistor Q, and the emitter terminal tE forms the cathode of the constant voltage source REF. The collector terminal tC1 of the transistor Q is connected to the sub-collector terminal tC2 of the transistor Q, and the collector terminal tC1 forms the anode of the constant voltage source REF.
[0034]
The resistor R is connected in series with the constant voltage source REF.
The power source DCV includes a positive electrode and a negative electrode. As shown in FIG. 1, the positive and negative electrodes of the power source DCV have constant voltage at both ends of the series circuit formed by the resistor R and the constant voltage source REF, and in a direction in which current flows from the anode to the cathode of the constant voltage source REF. A one-to-one connection is made to be applied between the anode and cathode of the source REF.
[0035]
When a voltage is generated between the positive electrode and the negative electrode of the power source DCV so that the positive electrode becomes positive with reference to the negative electrode potential, the constant voltage circuit of FIG. 1 performs the operation described below.
[0036]
First, when the voltage generated by the power source DCV is low and the junction surface between the collector C1 and the base B and the junction surface between the sub-collector C2 and the base B do not yield an avalanche breakdown, the gap between the collector C1 and the base B is substantially zero. Is not electrically conducted, and substantially no current flows between the collector C1 and the base B.
[0037]
For this reason, the first bipolar transistor is turned off and substantially no current flows between the sub-collector C2 and the emitter E.
As described above, since the collector C1 and the base B do not substantially conduct, eventually, no current flows through the emitter E and no current flows through the resistor R. Therefore, the voltage at the sub-collector terminal tC2 (that is, the voltage at the anode of the constant voltage source REF) is substantially equal to the power supply voltage.
[0038]
Next, it is assumed that the power supply voltage is sufficiently high and a current flows between the base B and the collector C1 due to the avalanche effect. In this case, as a result of the current flowing between the base B and the collector C1, holes generated by the avalanche effect are accumulated in the base B.
As a result, the current flowing between the base B and the collector C1 drives the first bipolar transistor, and the first bipolar transistor is turned on.
[0039]
As a result, the voltage at the sub-collector terminal tC2 drops, and the voltage at the collector terminal tC1 connected to the sub-collector terminal tC2 also drops. Accordingly, the voltage between the base B and the collector C1 drops.
[0040]
When the voltage between the base B and the collector C1 falls below the breakdown voltage at the junction surface between the base B and the collector C1, the current flowing from the collector C1 to the base B is substantially cut off, and the first transistor is turned off. The voltage at the subcollector terminal tC2 starts to rise again.
[0041]
Hereinafter, as a result of transiently repeating the voltage at the subcollector terminal tC2, the voltage at the collector terminal tC1 (the voltage at the anode of the constant voltage source REF) is substantially equal to the breakdown voltage at the junction surface between the collector C1 and the base B. Balance by value.
[0042]
As described above, in the constant voltage circuit of FIG. 1, when no current substantially flows from the collector C1 to the base B, the passage of current between the subcollector C2 and the emitter E is suppressed. On the other hand, once a current substantially flows from the collector C1 to the base B, the passage of current between the subcollector C2 and the emitter E and between the collector C1 and the emitter E is promoted.
[0043]
For this reason, in a state where the avalanche breakdown does not occur at the junction surface between the collector C1 and the base B, the voltage between the anode and the cathode of the constant voltage source REF is substantially equal to the power supply voltage.
In the state where the avalanche breakdown occurs at the junction surface between the collector C1 and the base B, the voltage between the anode and the cathode of the constant voltage source REF is a substantially constant value, and this value is the junction between the collector C1 and the base B. It is approximately equal to the sum of the surface breakdown voltage and the voltage between the base B and the emitter E in a state where the breakdown voltage is applied between the collector C1 and the base B.
[0044]
In the constant voltage circuit shown in FIG. 1, when a current substantially flows through the junction surface between the collector C1 and the base B, the first bipolar transistor is on.
For this reason, the voltage of the anode of the constant voltage source REF does not substantially change according to the change in the magnitude of the current flowing through the junction surface between the collector C1 and the base B, and is therefore stable against fluctuations in the power supply voltage. An output voltage is obtained.
[0045]
(Switching circuit)
Next, a switching circuit according to an embodiment of the present invention will be described.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the switching circuit according to the embodiment of the present invention. As shown in the figure, this switching circuit includes a transistor Q, a resistor R, and a power source DCV.
[0046]
The configuration of the switching circuit of FIG. 2 is substantially the same as the configuration of the constant voltage circuit shown in FIG. 1 except that the collector terminal tC1 and the subcollector terminal tC2 are not connected to each other, as shown.
In the configuration shown in FIG. 2, the subcollector terminal tC2 forms a control end Econt. Further, the collector terminal tC1 and the emitter terminal tE form both ends of a current path to be opened and closed.
[0047]
Then, when a voltage is supplied from the power source DCV such that the positive electrode becomes positive with reference to the negative electrode potential, the switching circuit of FIG. 2 performs the operation described below.
[0048]
First, in a state in which a voltage at which the positive electrode is positive with respect to the potential of the negative electrode is supplied from the power source DCV, the voltage at the control end Econt is changed to the junction surface between the collector C1 and the base B and the subcollector C2. Assuming that the avalanche breakdown does not occur at any of the joint surfaces with the base B, the collector C1 and the base B do not substantially conduct, and no current flows between the collector C1 and the base B.
[0049]
Therefore, the first bipolar transistor is turned off, and the sub-collector terminal tC2 and the emitter terminal tE are substantially cut off.
[0050]
Next, it is assumed that the voltage at the control end Econt is increased so that a current flows between the base B and the collector C1 due to the avalanche effect. In this case, as a result of the current flowing between the base B and the collector C1, holes generated by the avalanche effect are accumulated in the base B.
[0051]
As a result, the current flowing between the base B and the collector C1 drives the first bipolar transistor, and the first bipolar transistor is turned on. That is, the sub-collector terminal tC2 and the emitter terminal tE are substantially conducted.
[0052]
As described above, in the switching circuit of FIG. 2, when no current substantially flows from the sub-collector C2 to the base B, the collector C1-emitter E is turned on (that is, the collector C1-emitter E). The impedance between them is substantially minimized). On the other hand, when a current substantially flows from the subcollector C2 to the base B, a reduction in impedance between the collector C1 and the emitter E is promoted.
[0053]
As a result of the avalanche breakdown between the collector C1 and the base B of the transistor Q, the breakdown current flowing between the collector C1 and the base B is rapidly multiplied in a short time.
For this reason, in the switching circuit of FIG. 2, the current path to be opened and closed is turned on and off at high speed, and there is little deviation in switching timing.
[0054]
Further, the base B of the transistor Q does not need to be thinner than the base of a normal bipolar transistor, and therefore the breakdown voltage of the base B is ensured to be large.
Furthermore, since this switching circuit does not include a Darlington connection circuit, the voltage between the collector C1 and the emitter E is also as low as the voltage between the subcollector and the emitter when a normal bipolar transistor is saturated, so that power loss is small.
[0055]
(Amplification circuit)
Next, an amplifier circuit according to an embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of this amplifier circuit.
As illustrated, the amplifier circuit includes a transistor Q, resistors RF and RL, an input terminal Ein, an output terminal Eout, and a power source DCV. The transistor Q and the power source DCV are substantially the same as those shown in FIGS.
[0056]
The base terminal tB of the transistor Q is connected to the input terminal Ein. The collector terminal tC1 is connected to the positive electrode of the power source DCV through the resistor RL, and the subcollector terminal tC2 is connected to the collector terminal tC1 through the resistor RF. The emitter terminal tE is connected to the negative electrode of the power source DCV. The output terminal Eout is connected to the collector terminal tC1.
[0057]
In the configuration of FIG. 3, the power source DCV is configured by a variable voltage source, and in response to a signal or operation supplied from the outside, the conditions described later as (a1) and (a2), or (b1) and ( It is assumed that the voltage generated by itself is changed so as to meet the condition described later as b2) or the condition described later as (c1).
[0058]
When a power supply voltage is applied from both poles of the power supply DCV, the amplifier circuit performs the operation described below.
[0059]
First, the power supply voltage
(A1) When the voltage at the base B of the transistor Q is substantially equal to the voltage at the emitter E, the avalanche breakdown of the junction surface between the collector C1 and the base B and the junction surface between the subcollector C2 and the base B Voltage, and
(A2) Depending on the magnitude of the current flowing between the base B and the emitter E of the transistor Q, the junction surface between the collector C1 and the base B may be avalanche breakdown.
It is assumed that the voltage is about.
[0060]
In this case, furthermore, when the power supply voltage is applied from both poles of the power supply DCV and the input terminal Ein is substantially open (that is, the impedance between the input terminal Ein and the ground as viewed from the transistor Q is infinite) Current) does not substantially flow between the base B and the emitter E. Therefore, the first bipolar transistor described above is turned off. Further, since the avalanche breakdown does not occur between the collector C1 and the base B, the collector C1 and the base B do not substantially conduct.
[0061]
Therefore, substantially no current flows between the collector C1 and the base B, and no charge is accumulated in the base B.
Further, since no avalanche breakdown occurs between the subcollector C2 and the emitter E, no current substantially flows between the subcollector C2 and the emitter E.
For this reason, after all, a current does not substantially flow through the emitter E, and a current does not substantially flow through the resistor RL. Accordingly, the voltage at the collector terminal tC1 and the output terminal Eout is substantially equal to the power supply voltage.
[0062]
Next, assuming that a positive voltage with respect to the ground is applied to the input terminal Ein, a constant amount of base current determined by the voltage of the base B with respect to the potential of the emitter E is between the base B and the emitter E of the transistor Q. Flows. As a result, holes are accumulated in the base B, the breakdown voltage between the collector C1 and the base B is lowered, and the junction surface between the collector C1 and the base B is avalanche breakdown. As a result, the first bipolar transistor is turned on, and the current flowing between the collector C1 and the base B increases.
[0063]
As a result, holes generated by the avalanche effect are further accumulated in the base B, and the potential of the base B rises. Then, the current flowing between the base B and the collector C1 drives the second bipolar transistor, and the second bipolar transistor is also turned on.
[0064]
As a result, a sub-collector current also flows between the sub-collector C2 and the base B via the resistors RL and RF. Then, the accumulation of holes in the base B is prevented by the subcollector current flowing between the subcollector C2 and the emitter E, and the voltage between the base B and the emitter E drops. The breakdown voltage between the collector C1 and the base B increases, and the current flowing between the collector C1 and the base B decreases.
[0065]
As a result of a decrease in the current flowing from the collector C1 to the base B, the second bipolar transistor approaches an off state (ie, the current between the subcollector C2 and the base B decreases). When the current between the subcollector C2 and base B decreases, the accumulation of holes in the base B is promoted again, the breakdown voltage between the collector C1 and base B drops, and flows between the collector C1 and base B. The current increases again.
[0066]
Hereinafter, as a result of the transient increase and decrease of the current flowing between the collector C1 and the base B being repeated, the magnitude of the current flowing between the collector C1 and the base B (and the resistor RL) is supplied from the input terminal Ein to the base B. And a constant value determined by the resistance value of the resistor RF.
[0067]
Accordingly, the voltage across the resistor RL is substantially proportional to the resistance value of the resistor RL and the magnitude of the current flowing through the resistor RL. Accordingly, the voltage at the output terminal Eout is a value obtained by subtracting a value proportional to the voltage applied to the input terminal Ein from the positive voltage of the power supply DCV. That is, the voltage generated at the output terminal Eout is obtained by amplifying the voltage applied to the input terminal Ein substantially in reverse phase.
[0068]
Thereby, the amplification factor of the amplifier circuit depends on the resistance values of the resistors RL and RF when the power supply voltage satisfies the above-described conditions as (a1) and (a2).
Further, by selecting the resistance value of at least one of the resistors RL and RF so that the amplification factor of the amplifier becomes a desired value, the power supply voltage satisfies the above conditions (a1) and (a2). In this case, the amplification factor of the amplifier circuit can be set to an arbitrary value.
[0069]
Further, as a result of the avalanche breakdown between the collector C1 and the base B of the transistor Q, the breakdown current flowing between the collector C1 and the base B is rapidly multiplied in a short time. Therefore, this amplifier circuit changes the current flowing through the resistor RL and the voltage at the output terminal Eout following a high-speed change in the current supplied from the input terminal Ein to the base B. That is, this amplifier circuit has excellent frequency characteristics when the power supply voltage satisfies the conditions (a1) and (a2) described above, compared with a circuit composed of a normal bipolar transistor or Darlington connection circuit.
[0070]
Further, since this breakdown current is generally larger than the current flowing between the collector C1 and the emitter E when the input signal is supplied to the base, the amplification factor of such an amplifier circuit is that the power supply voltage is the above-described (a1). ) And (a2), the condition is higher than that of a normal bipolar transistor. And distortion is reduced by performing negative feedback by the feedback network.
[0071]
Next, the power supply voltage is
(B1) When the voltage at the base B of the transistor Q is substantially equal to the voltage at the emitter E, the avalanche breakdown is not caused in any of the junction surface between the collector C1 and the base B and the junction surface between the subcollector C2 and the base B. While being a voltage,
(B2) Even if the magnitude of the current flowing between the base B and the emitter E of the transistor Q is large enough to saturate the second bipolar transistor, the junction surface between the collector C1 and the base B does not yield an avalanche breakdown. ,
Suppose the voltage is as low as
[0072]
Also in this case, when the power supply voltage is applied from both poles of the power supply DCV and the input terminal Ein is substantially open, no current substantially flows through the emitter E, and substantially no current flows through the resistor RL. Does not flow. Accordingly, the voltage at the collector terminal tC1 and the output terminal Eout is substantially equal to the power supply voltage.
[0073]
When a positive voltage with respect to the ground is applied to the input terminal Ein, a certain amount of base current determined by the voltage of the base B with respect to the potential of the emitter E flows between the base B and the emitter E of the transistor Q. However, since the power supply voltage satisfies the condition described above as (b2), the junction surface between the collector C1 and the base B does not yield an avalanche breakdown.
[0074]
As a result, the current flowing through the resistor RL indicates that the voltage applied to the input terminal Ein is amplified by the first and second bipolar transistors.
Therefore, when the power supply voltage satisfies the conditions described above as (b1) and (b2), the amplification factor of the amplifier circuit depends on the resistance value of the resistor RL, and in addition, the amplification factor of the first and second bipolar transistors. Depends on current gain.
[0075]
Therefore, the amplification factor of the amplifier circuit is determined by changing the voltage generated by the power source DCV, thereby determining the amplification factor determined by the resistance values of the resistors RL and RF, and the current amplification factor and the resistor of the first and second bipolar transistors. It can be set to be one of the amplification factors determined by the resistance values of RL and RF.
[0076]
Note that the base B of the transistor Q does not have to be thinner than the base of a normal bipolar transistor, and therefore the breakdown voltage of the base B is ensured to be large.
Further, since this amplifying circuit does not include a Darlington connection circuit, the voltage between the collector C1 and the emitter E is as low as the voltage between the subcollector and the emitter when a normal bipolar transistor is saturated, and power loss is small.
[0077]
The power supply voltage applied from the power supply DCV is
(C1) When the voltage at the base B of the transistor Q is substantially equal to the voltage at the emitter E, the junction surface between the collector C1 and the base B is avalanche breakdown.
It is assumed that the voltage is about.
[0078]
In this case, even when the input terminal Ein is substantially open or when the input terminal Ein is substantially at the same potential as the ground, the potential of the emitter E is between the base B and the emitter E of the transistor Q. A constant amount of base current determined by the voltage of the base B with respect to.
As a result, between the collector C1 and the base B (and the resistor RL), a current having a constant magnitude determined by the voltage supplied from the input terminal Ein to the base B and the resistance values of the resistors RL and RF flows.
[0079]
Further, when the input terminal Ein is set to a potential lower than the ground, holes move from the base B of the transistor Q to the emitter E, and accumulation of holes in the base is prevented. However, if the amount of holes still accumulated in the base B is sufficient to cause the avalanche breakdown of the junction surface between the collector C1 and the base B, the first bipolar transistor is turned on and the collector C1-base B is turned on. In the meantime, current still flows.
The magnitude of the current flowing between the collector C1 and the base B (and the resistor RL) in a state where the input terminal Ein is lower than the ground is also the voltage supplied from the input terminal Ein to the base B and the resistors RL, RF. It becomes a constant value determined by the resistance value.
[0080]
Therefore, this amplifier circuit amplifies the voltage applied to the input terminal Ein even when the voltage at the input terminal Ein is not positive with respect to the ground potential when the power supply voltage satisfies the above-described condition as (c1). be able to.
[0081]
Note that the configuration of the transistors constituting the constant voltage circuit, the switching circuit, and the amplifier circuit according to the embodiment of the present invention is not limited to the above.
For example, in the constant voltage circuit of FIG. 1, the switching circuit of FIG. 2, and the amplifier circuit of FIG. 3, the conductivity types (impurity types) of the collector C1, subcollector C2, base B, and emitter E of the transistor Q are n-type, There is no need to be n-type, p-type and n-type, and p-type, p-type, n-type and p-type, respectively.
[0082]
However, when the conductivity types of the collector C1, the subcollector C2, the base B, and the emitter E of the transistor Q are p-type, p-type, n-type, and p-type, respectively, the constant voltage circuit of FIG. 1 and the switching circuit of FIG. 3 and FIG. 3, the negative electrode of the power source DCV is connected to a location where the positive electrode of the power source DCV is to be connected, and the positive electrode of the power source DCV is connected to a location where the negative electrode of the power source DCV is to be connected. Shall.
[0083]
When the conductivity types of the collector C1, the sub-collector C2, the base B and the emitter E are p-type, p-type, n-type and p-type, respectively, the operation of the transistor Q is as follows: collector C1, sub-collector C2, base B and emitter The collector C1, the subcollector C2, the base, except that the direction of the current flowing between E and the outside of the transistor Q is reversed and the carriers accumulated in the base B are not holes but electrons. The operation of the transistor Q is substantially the same when the conductivity types of B and emitter E are n-type, n-type, p-type and n-type, respectively.
[0084]
However, since the direction of the current flowing between the collector C1, the subcollector C2, the base B and the emitter E and the outside of the transistor Q is reversed, the conductivity types of the collector C1, the subcollector C2, the base B and the emitter E are In the switching circuit of FIG. 2, in order to turn on and off the collector C1-emitter E of the transistor Q in the switching circuit of FIG. 2, the voltage applied to the control terminal Econt is the emitter. It must be negative with respect to the potential of E.
In this case, in the amplifier circuit of FIG. 3, in order to amplify the voltage applied to the input terminal Ein except when the power supply voltage satisfies the above condition (c1), the voltage applied to the input terminal Ein Needs to be negative with respect to the potential of the emitter E.
[0085]
In the transistor Q, for example, as shown in FIG. 4, the area of the junction surface between the base B and the emitter E is smaller than the area of the junction surface between the base B and the collector C1 and between the base B and the subcollector C2. May be.
[0086]
Thus, the amount of carriers injected from the emitter E to the collector C1 and the subcollector C2 via the base B can be controlled by a slight base current. That is, the input impedance of the base B of the transistor Q is increased, and the current amplification factor is increased.
Minority carriers flowing from the emitter E into the base B diffuse widely into the base B and are absorbed as a subcollector current flowing through the collector C1 and the subcollector C2.
[0087]
Further, by reducing the area of the junction surface between the base B and the emitter E, the junction capacitance of the capacitor formed by these portions is also reduced. For this reason, the transistor Q of FIG. 4 can also obtain good frequency characteristics (that is, obtain a high transition frequency).
[0088]
Therefore, the switching speed of the switching circuit of FIG. 2 configured by the transistor Q of FIG. 4 is improved, and the frequency characteristic of the amplifier circuit of FIG. 3 configured by the transistor Q of FIG. 4 is improved.
Further, the switching circuit of FIG. 2 composed of the transistor Q of FIG. 4 is controlled by a slight base current, and the input impedance of the amplifier circuit of FIG. 3 composed of the transistor Q of FIG. The gain is also increased.
[0089]
Further, the conventional high power transistor has a drawback that the current amplification factor is small and the frequency characteristic is also poor. On the other hand, the transistor Q shown in FIG. 4 can be widely used for power control because it can be controlled as easily as low power even for high power.
[0090]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a switching circuit having a high withstand voltage, high switching speed, little timing shift, and low power loss is realized.
In addition, according to the present invention, an amplifier circuit having a high withstand voltage and a high amplification factor and low distortion and power loss can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant voltage circuit.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a switching circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to the embodiment of the present invention;
4 is a schematic cross-sectional view showing a configuration of a modified example of the transistor of FIGS. 1, 2, and 3. FIG.
[Explanation of symbols]
Q transistor
B base
C1 collector
C2 subcollector
E Emitter
tB Base terminal
tC1 Collector terminal
tC2 Subcollector terminal
tE Emitter terminal
R, RF, RL resistors

Claims

A first conductivity type emitter, a second conductivity type base joined to the emitter, a first conductivity type first collector joined to the base, and a first conductivity type junction joined to the base. A bipolar transistor having a breakdown voltage at a junction surface between the base and the first collector lower than a breakdown voltage at a junction surface between the base and the second collector;
Means for providing a trigger signal to a second collector of the bipolar transistor;
Means for passing a current through a current path including an emitter and a first collector of the bipolar transistor,
When the voltage at the junction surface of the first collector and the base of the bipolar transistor reaches the breakdown voltage of the junction surface determined by the value of the voltage supplied to the second collector of the bipolar transistor, the junction surface Substantially conducting the current path,
A switching circuit characterized by that.

The area of the junction surface between the base and the emitter of the bipolar transistor is smaller than the area of the junction surface between the base and the first collector,
The switching circuit according to claim 1.

An amplifier circuit comprising a first current path, and flowing an output current representing a signal obtained by amplifying an input signal supplied to the first current path to the first current path,
A first conductivity type emitter forming one end of the first current path, a second conductivity type base joined to the emitter, and a first junction joined to the base and forming the other end of the first current path. A first collector of the conductivity type and a second collector of the first conductivity type joined to the base, the breakdown voltage of the junction surface between the base and the first collector being the base and A bipolar transistor having a breakdown voltage lower than a breakdown voltage at a junction with the second collector;
A current source for passing a current through the first current path;
A feedback network connected between a first collector and a second collector of the bipolar transistor;
In response to the input signal being supplied to the base of the bipolar transistor, the magnitude of the input signal and a magnitude determined by the voltage applied to the first collector of the bipolar transistor through the feedback network. A breakdown current is allowed to flow as the output current to the junction surface between the first collector and the base of the bipolar transistor.
An amplifier circuit characterized by that.

At least one of the electromotive force generated by the current source and the impedance of the feedback network is in a state where the first current path is not substantially saturated when the input signal is supplied to the base of the bipolar transistor. The base and the first collector have such a value that the bonded surface yields,
The amplifier circuit according to claim 3.

The current source determines the magnitude of the electromotive force generated by the current source when the input signal is supplied to the base of the bipolar transistor in a state where the first current path is not substantially saturated. When the input signal is supplied to the base of the bipolar transistor such that the junction surface with the first collector yields and the base of the bipolar transistor, the base and the base are substantially saturated. Means for maintaining one of the values such that the interface with the first collector does not yield,
The amplifier circuit according to claim 3.

At least one of the electromotive force generated by the current source and the impedance of the feedback network is a junction surface between the base and the first collector in a state where the input signal is not substantially supplied to the base of the bipolar transistor. Has a value that yields,
The amplifier circuit according to claim 3.

The area of the junction surface between the base and the emitter of the bipolar transistor is smaller than the area of the junction surface between the base and the first collector,
The amplifier circuit according to any one of claims 3 to 6.