JP3672856B2

JP3672856B2 - Array antenna control method

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Publication number: JP3672856B2
Application number: JP2001271892A
Authority: JP
Inventors: シシコフ・ブラゴベスト; 孝大平
Original assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Current assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Priority date: 2001-09-07
Filing date: 2001-09-07
Publication date: 2005-07-20
Anticipated expiration: 2021-09-07
Also published as: JP2003087051A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
上記のエスパアンテナを制御するための方法として、例えば、特願２０００−１９８５６０号の特許出願において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を最適化するために、ハミルトニアン法を用いて、指定した方位角のアンテナ利得を最大にするようなリアクタンス値を計算している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、受信信号の到来角度を予め与える必要があり、実用的ではなく、また、干渉波に対してヌルを向けることができないという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナの制御において、受信信号の到来角度を予め与える必要がなく、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号のスペクトルと、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数を評価関数として用い、当該評価関数の値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００７】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号の所定のべき乗のスペクトルと、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する所定の誤差を評価関数として用い、当該評価関数の値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【０００９】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１とを備えてなるエスパアンテナ装置である。
【００１０】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、後述する適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ２０は、上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）のスペクトルと、学習シーケンス信号ｄ（ｎ）のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数Ｊ（ｎ）を評価関数として用い、当該評価関数Ｊ（ｎ）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を計算して、計算されたリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を有するリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００１１】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１２】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ０乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１３】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１４】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、学習シーケンス信号発生器２１により発生された学習シーケンス信号と、受信された受信信号ｙ（ｎ）とに基づいて、詳細後述するように、上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）のスペクトルと、学習シーケンス信号ｄ（ｎ）のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数Ｊ（ｎ）を評価関数として用い、当該評価関数Ｊ（ｎ）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を計算して、計算されたリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を有するリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｎ）に対して所定の遅延量τだけ遅延した後、復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。
【００１５】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本発明に係る実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００１６】
エスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００のための適応制御型コントローラ２０からの出力信号であるリアクタンス値信号を、これらの６個のリアクタンスの関数として簡単に定式化する。本実施形態では、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分として持つ、
【数１】
ｘ≡［ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ₆］^T
で表されるベクトルをリアクタンスベクトルと呼び、上記リアクタンスベクトルは可変であるので、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンの形成に使用する。
【００１７】
本実施形態において、信号ベクトルｓ（ｔ）を、
【数２】
ｓ（ｔ）＝［ｓ₀（ｔ），ｓ₁（ｔ），…，ｓ₆（ｔ）］^T
で定義し、成分ｓ_m（ｔ）は、アレーアンテナ装置１００のｍ番目（ｍ＝０，１，…，６）のアンテナ素子Ａｍ（すなわち励振素子又は無給電リアクタンス素子）で受信されるＲＦ信号であり、上付き文字Ｔはベクトル又は行列の転置を表す。次に、アレーアンテナ装置１００の単一ポートのＲＦ出力信号である受信信号ｙ（ｔ）（以下の原理説明では、説明の便宜上、ＬＮＡ１の前段での高周波信号（ＲＦ信号）をいう。）は次式によって与えられる。
【数３】
ｙ（ｔ）＝ｉ^Tｓ（ｔ）
ここで、
【数４】
ｉ＝［ｉ₀，ｉ₁，ｉ₂，…，ｉ₆］^T
はｍ番目のアンテナ素子Ａｍ上に現れるＲＦ電流を成分ｉ_mとして持つベクトルである。
【００１８】
アレーアンテナ装置１００の電磁界解析によれば、ＲＦ電流ベクトルｉは次式のように定式化される。
【数５】
ｉ＝（Ｉ＋ｊＹＸ）^-1ｙ₀
【００１９】
ここで、Ｉは（６＋１）×（６＋１）の単位行列であり、対角行列
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｘ₀，ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ₆］
は、リアクタンス行列と呼ばれる。適応制御型コントローラ２０及び復調器４の入力インピーダンスｘ₀は一定であり、本実施形態では、一般性を失うことなくｘ₀＝０と仮定している。さらに、数５では、ベクトルｙ₀は、
【数７】
ｙ₀＝［ｙ₀₀，ｙ₁₀，ｙ₂₀，…，ｙ₆₀］^T
で定義し、また、
【数８】
Ｙ＝[ｙ_kl]₍₆₊₁₎ _× ₍₆₊₁₎
は（６＋１）×（６＋１）のアドミタンス行列であるものとする。ここで、成分ｙ_klはアンテナ素子ＡｋとＡｌとの間（０≦ｋ，ｌ≦６）の相互アドミタンスを表す。
【００２０】
（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００の場合、ベクトルｙ₀及びアドミタンス行列Ｙは、相互アドミタンスの６個の成分のみで決定される。これについて以下に説明する。
【００２１】
公知の相反定理により、通常型のアレーアンテナ装置と同様に次式が成り立つ。
【数９】
ｙ_kl＝ｙ_lk
【００２２】
さらに、アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子Ａｍの巡回対称性は次式を含意している。
【００２３】
【数１０】
ｙ₁₁＝ｙ₂₂＝ｙ₃₃＝ｙ₄₄＝ｙ₅₅＝ｙ₆₆
【数１１】
ｙ₀₁＝ｙ₀₂＝ｙ₀₃＝ｙ₀₄＝ｙ₀₅＝ｙ₀₆
【数１２】
ｙ₁₂＝ｙ₂₃＝ｙ₃₄＝ｙ₄₅＝ｙ₅₆＝ｙ₆₁
【数１３】
ｙ₁₃＝ｙ₂₄＝ｙ₃₅＝ｙ₄₆＝ｙ₅₁＝ｙ₆₂
【数１４】
ｙ₁₄＝ｙ₂₅＝ｙ₃₆
【００２４】
上記数９乃至数１４は、数８のアドミタンス行列が相互アドミタンスの６個の成分y₀₀，y₁₀，y₁₁，y₂₁，y₃₁及びy₄₁のみによって決定されることを意味している。６つの成分の値は、アンテナ素子Ａｍの半径、空間間隔及び長さ等のアンテナの物理的構造に依存し、よってこれは一定である。これまでの説明を要約して、数５におけるアドミタンス行列Ｙを次式のように表記する。
【００２５】
【数１５】

【００２６】
同様に、数７は次のように書き換えることができる。
【数１６】
Ｙ＝[ｙ₀₀，ｙ₁₀，ｙ₁₀，…，ｙ₁₀]^T
【００２７】
アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子で受信される数３における信号ベクトルｓ（ｔ）は測定不能であることは強調すべき点である。これは、アンテナ素子上で受信される信号ベクトルが観測される通常の適応型アレーアンテナとは異なる。アレーアンテナ装置１００の場合は、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）のみが測定可能であり、これだけが数１のリアクタンスベクトルｘを制御するフィードバックとして使用される。さらに残念ながら、数５が示すように、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）はリアクタンスベクトルｘの高次の非線形関数であって、逆行列の演算を含んでおり、これが適応性能の解析的表現の生成を困難にしている。また、数５における電流ベクトルｉは通常の適応型アレーの重み係数ベクトルに相当することも注意されるべきである。電流ベクトルｉの各成分は、通常の適応型アレーの重み係数ベクトルとは違って独立ではなく互いに結合していることは数５から明らかである。上述の議論は、通常の適応型アレーアンテナの制御アルゴリズムの大部分は、エスパアンテナの技術を適用されたアレーアンテナ装置１００に直接に適用することが不可能であることを含意している。従って、特に、エスパアンテナのための適応制御用アルゴリズムを提案することが望ましい。
【００２８】
次いで、本実施形態のアレーアンテナ装置１００を適応型にするために、受信される信号のモデルを提案する。まず、アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルを与えておく。図１に示されるような（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００について考察する。
【００２９】
ｍ番目のアンテナ素子Ａｍを、任意の軸に対して角度
【数１７】
φ_m＝２π（ｍ−１）／６，（ｍ＝１，２，…，６）
で配置する。例えば、ｍ＝２の場合、任意の軸を基準軸として角度θの到来角度（ＤＯＡ）から到来し、アレーアンテナ装置１００上で受信される波面が観測されるとき、ｍ番目の無給電リアクタンス素子Ａｍと０番目の励振素子Ａ０の対が受信する信号間にはｄ・cos(θ−φ_m)の空間的遅延が存在する。波長λによって、この空間的遅延は、（２π／λ）ｄ・cos(θ−φ_m)によって定義される電気的角度差に変換される。従って、角度θのＤＯＡにおけるアレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルは、半径がｄ＝λ/４である場合、次式で定義される。
【００３０】
【数１８】

【００３１】
上述の単純な場合を、より一般的な場合に拡張することができる。ＤＯＡがθ_q（ｑ＝０，１，…，Ｑ）である到来受信信号ｕ_q(ｔ）を送信する信号源が合計Ｑ＋１個あると仮定する。ｓ_m(ｔ）（ｍ＝０，１，…，６）はアンテナのｍ番目のアンテナ素子Ａｍで受信される信号を表し、またｓ（ｔ）をｍ番目の成分にｓ_m(ｔ）を有する列ベクトルであるとする。信号ｓ_m(ｔ）は、Ｑ＋１個の信号源からの信号の重ね合わせである。
【００３２】
【数１９】

【００３３】
ここで、ａ_m(θ_q）（ｍ＝０，１，２，…，６）は、θの代わりにθ_qを有する数１８の第ｍ成分である。このとき、アンテナ素子Ａｍに現れる列ベクトルｓ（ｔ）は、次式のように表すことができる。
【００３４】
【数２０】

【００３５】
ここで、
【数２１】
ａ(θ_q）≡［ａ₀(θ_q），ａ₁(θ_q），ａ₂(θ_q），…，ａ₆(θ_q）］^T
は、θの代わりにθ_qを有する数１８において定義されたステアリングベクトルである。数３から、アレーアンテナ装置１００の出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は次式のように表記することができる。
【００３６】
【数２２】

【００３７】
電流ベクトルｉ、及び従って受信信号ｙ（ｔ）は、数１のリアクタンスベクトルｘの関数である。
【００３８】
次に、受信信号と、学習シーケンス信号との間の循環定常性に基づくアレーアンテナ装置１００の適応制御処理について説明する。この適応制御処理で使用している学習シーケンス信号ｄ（ｎ）は、相手先の送信機と受信機の双方に知られていると仮定する。学習シーケンス信号を含む受信信号ｙ（ｎ）のスペクトルと、学習シーケンス信号発生器２１により発生される学習シーケンス信号ｄ（ｎ）のスペクトルとの間の循環定常性に関する時間的なスペクトル相関係数である評価関数Ｊ（ｎ）は次式で表される。
【００３９】
【数２３】

【００４０】
ここで、＊は複素共役を表し、ｎは時間軸上のパラメータであってシンボルのシリアル番号であり、ｎ＝１，２，…，Ｎである。また、τは受信信号の遅延量であって、τ＝±１，２，…，±Ｑ（Ｑは、最大遅延量に対応する離散的時間量である。）である。さらに、αは、受信信号として受信されると推定される信号のスペクトルにおけるスペクトル線の次数と周波数に従って決定される周期周波数のパラメータである。また、記号＜・＞_ＮはＮ個のシンボルの学習シーケンス信号についての離散時間的アンサンブル平均を表わす。
【００４１】
なお、循環定常性の条件は、受信信号が非ゼロの周期的なモーメントを有することであり、通常のデータ信号で変調された信号であればよい。また、周期周波数のパラメータαは、干渉波信号のそれと同一でないことが好ましく、同一でないならば、干渉波信号に対して学習することなく、干渉波信号を自動的に除去できる。
【００４２】
本実施形態においては、上記評価関数Ｊ（ｎ）を用いた次式の漸化式を用いて、評価関数Ｊ（ｎ）が最大となるように、例えば、公知の最急勾配アルゴリズムを用いて、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のベクトルであるリアクタンスベクトルｘ（ｎ）の収束値を求め、これを、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１のリアクタンス値として設定する。
【００４３】
【数２４】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）−μ∇Ｊ（ｎ）
【００４４】
ここで、∇Ｊ（ｎ）は、評価関数Ｊ（ｎ）についてリアクタンスベクトルｘに対する勾配であり、この勾配は、公知の確率的勾配アルゴリズム（例えば、従来技術文献「Harold J. Kushner et al.,"Stochastic Approximation Methods for Constrained and Unconstrained Systems", Springer-Verlag New York Inc., pp.1-18, 1978」や一変量検索法などの導関数を用いないアルゴリズムを用いて計算することができる。
【００４５】
例えば、最急勾配法によって評価関数Ｊ（ｎ）を可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、任意に選択したリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）によって開始する。典型的には、初期の指向性パターンが全方向性であるとき、リアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）はゼロベクトルに等しく設定される。
（ｉｉ）次いで、この初期値又は現在の推定値を使用して、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における勾配ベクトル∇Ｊ（ｎ）を計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトルの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００４６】
なお、この適応制御処理は、図１の復調器４が無線通信を開始する前に、相手先の送信機からの学習シーケンス信号を含む無線信号を受信しているときに実行される。
【００４７】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０は、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、上述の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。従って、本実施形態に係るアレーアンテナの制御方法は、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００４８】
以上の第１の実施形態においては、学習シーケンスを用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００４９】
＜第２の実施形態＞
図３は本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１の第１の実施形態のアレーアンテナの制御装置と比較して、学習シーケンス信号発生器２１を設けず、適応制御型コントローラ２０ａに、次式の評価関数Ｊ（ｎ）を用いて当該評価関数Ｊ（ｎ）が最小となるように適応制御処理を実行させることを特徴としている。
【００５０】
【数２５】

【００５１】
ここで、αは、第１の実施形態と同様に、受信信号として受信されると推定される信号のスペクトルにおけるスペクトル線の次数と周波数に従って決定される周期周波数のパラメータであり、ｐについても、受信信号として受信されると推定される信号のスペクトルにおけるスペクトル線の次数と周波数に従って決定されるパラメータである。
【００５２】
本実施形態では、受信信号ｙ（ｎ）の所定のべき乗ｐのスペクトルと、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する二乗平均誤差を評価関数として用いる。なお、リアクタンスベクトルｘを用いる漸化式は第１の実施形態と同様の式を用いる。そして、受信信号がパラメータαのもとで非ゼロのｐ次の周期的なモーメントを含んでいれば、上記評価関数Ｊ（ｎ）を最小化すれば、受信信号から所望波の信号を抽出することができる。
【００５３】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０ａは、上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、上述の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘ_m（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。従って、本実施形態に係るアレーアンテナの制御方法は、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００５４】
以上の第２の実施形態においては、評価関数として二乗平均誤差を用いているが、本発明はこれに限らず、正規化された二乗平均誤差、二乗誤差、誤差など他の誤差を用いてもよい。
【００５５】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテナの制御方法において、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号のスペクトルと、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数を評価関数として用い、当該評価関数の値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。もしくは、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する所定の誤差を評価関数として用い、当該評価関数の値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。
【００５７】
従って、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。特に、ハミルトニアン法を用いた従来例では、干渉波にヌルを向けることができないが、本発明では、干渉波にヌルを向けることができるという特有の効果を有する。
【００５８】
当該アレーアンテナの制御装置は、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような電子機器へ装着が容易であり、また、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべての非励振素子が導波器又は反射器として有効に機能し、到来波および複数の干渉波に対する指向特性の制御もきわめて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−４…可変リアクタンス素子、
２０，２０ａ…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
１００…アレーアンテナ装置。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an array antenna control apparatus and control method capable of changing the directivity of an array antenna apparatus composed of a plurality of antenna elements, and more particularly, to an electronically controlled waveguide array antenna apparatus (Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR). This relates to an array antenna control method that can adaptively change the directional characteristics of an antenna (hereinafter referred to as ESPAR antenna).
[0002]
[Prior art]
Prior art ESPAR antennas are disclosed in, for example, prior art document 1 “T. Ohira et al.,“ Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming, ”2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101. -104, Dana point, California, May 21-25, 2000 "and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-24431. The ESPAR antenna is connected to an excitation element to which a radio signal is supplied, at least one non-excitation element that is provided at a predetermined interval from the excitation element and to which no radio signal is supplied, and the non-excitation element. A directivity characteristic of the array antenna can be changed by providing an array antenna including a variable reactance element and changing a reactance value of the variable reactance element.
[0003]
As a method for controlling the ESPAR antenna, for example, in the patent application of Japanese Patent Application No. 2000-198560, a Hamiltonian method is used to optimize the reactance value of each variable reactance element. The reactance value that maximizes the antenna gain is calculated.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in this conventional example, it is necessary to give the arrival angle of the received signal in advance, which is not practical, and there is a problem that null cannot be directed to the interference wave.
[0005]
The object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and in the ESPAR antenna control, it is not necessary to give the arrival angle of the received signal in advance, and the main beam is directed to the desired wave and the null is directed to the interference wave. It is an object of the present invention to provide an array antenna control method capable of adaptive control.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
An array antenna control method according to a first invention includes an excitation element for receiving a radio signal,
A plurality of non-excitation elements provided at a predetermined distance from the excitation elements;
A plurality of variable reactance elements respectively connected to the plurality of non-excitation elements,
In the array antenna control method of operating the plurality of variable reactance elements as a director or a reflector by changing the reactance value of each variable reactance element, and changing the directivity of the array antenna,
The spectrum of the received signal when the learning sequence signal included in the radio signal transmitted from the other party's transmitter is received by the array antenna is the same as the learning sequence signal and the learning sequence signal generated by the control means Using the spectral correlation coefficient related to the cyclic stationarity with the spectrum of the other as an evaluation function, the main beam of the array antenna is directed in the direction of the desired wave and the direction of the interference wave so that the value of the evaluation function is maximized A step of calculating and setting a reactance value of each variable reactance element for directing a null to.
[0007]
An array antenna control method according to the second invention includes an excitation element for receiving a radio signal,
A plurality of non-excitation elements provided at a predetermined distance from the excitation elements;
A plurality of variable reactance elements respectively connected to the plurality of non-excitation elements,
In the array antenna control method of operating the plurality of variable reactance elements as a director or a reflector by changing the reactance value of each variable reactance element, and changing the directivity of the array antenna,
A predetermined error related to cyclic stationarity between a predetermined power spectrum of a received signal when a radio signal transmitted from a destination transmitter is received by the array antenna and a spectrum of an estimated signal of the received signal is determined. Used as an evaluation function, the reactance value of each variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave is calculated so that the value of the evaluation function is minimized. And a setting step.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0009]
<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control apparatus according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the array antenna control apparatus according to this embodiment includes an array antenna apparatus 100 including an ESPAR antenna including one excitation element A0 and six non-excitation elements A1 to A6. The ESPAR antenna apparatus includes an adaptive control type controller 20 and a learning sequence signal generator 21.
[0010]
Here, the adaptive control type controller 20 is configured by a digital computer such as a computer, for example, and before starting the wireless communication by the demodulator 4, the learning sequence signal included in the wireless signal transmitted from the partner transmitter is received. Based on the received signal y (n) received by the excitation element A0 of the array antenna apparatus 100 and the learning sequence signal d (n) that is the same as the learning sequence signal and is generated by the learning sequence signal generator 21. Thus, by executing the adaptive control process described later, each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave The reactance value x _m (m = 1, 2,..., 6) is calculated and set. Specifically, the adaptive control type controller 20 is a spectrum related to the cyclic stationarity between the spectrum of the received signal y (n) when received by the array antenna apparatus 100 and the spectrum of the learning sequence signal d (n). Using the correlation coefficient J (n) as an evaluation function, the main beam of the array antenna apparatus 100 is directed in the direction of the desired wave and in the direction of the interference wave so that the value of the evaluation function J (n) is maximized. reactance _{x m (m = 1,2, ...} , 6) of each variable reactance elements 12-1 to 12-6 for directing a null calculates a calculated reactance x _{m (m} = 1,2 ,..., 6) are output to the variable reactance elements 12-1 to 12-6 and set.
[0011]
In FIG. 1, an array antenna apparatus 100 is composed of an excitation element A0 and non-excitation elements A1 to A6 provided on a ground conductor 11, and the excitation elements A0 are provided on six circumferences having a radius r. They are arranged so as to be surrounded by the non-excitation elements A1 to A6. Preferably, the non-exciting elements A1 to A6 are provided at equal intervals on the circumference of the radius r. The lengths of the excitation elements A0 and the non-excitation elements A1 to A6 are configured to be, for example, about ¼ of the wavelength λ of the desired wave, and the radius r is configured to be λ / 4. The The feeding point of the excitation element A0 is connected to the low noise amplifier (LNA) 1 via the coaxial cable 5, and the non-excitation elements A1 to A6 are connected to the variable reactance elements 12-1 to 12-6, respectively. The reactance values of the reactance elements 12-1 to 12-6 are set by reactance value signals from the adaptive control type controller 20.
[0012]
FIG. 2 is a longitudinal sectional view of the array antenna device 100. The excitation element A0 is electrically insulated from the ground conductor 11, and the non-excitation elements A0 to A6 are grounded with respect to the ground conductor 11 through the variable reactance elements 12-1 to 12-6. The operation of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 will be described. For example, when the longitudinal lengths of the excitation element A0 and the non-excitation elements A1 to A6 are substantially the same, for example, the variable reactance element 12-1 Is inductive (L property), the variable reactance element 12-1 becomes an extension coil, and the electrical lengths of the non-excitation elements A1 to A6 are longer than that of the excitation element A0, and function as a reflector. On the other hand, for example, when the variable reactance element 12-1 has capacitance (C-type), the variable reactance element 12-1 becomes a shortening capacitor, and the electrical length of the non-excitation element A1 becomes shorter than that of the excitation element A0. Acts as a director. The non-excitation elements A2 to A6 connected to the other variable reactance elements 12-2 to 12-6 operate in the same manner.
[0013]
Therefore, in the array antenna apparatus 100 of FIG. 1, the plane directivity characteristics of the array antenna apparatus 100 are changed by changing the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 connected to the non-excitation elements A1 to A6. Can be changed.
[0014]
In the array antenna control apparatus of FIG. 1, the array antenna apparatus 100 receives a radio signal, and the received signal is input to a low noise amplifier (LNA) 1 through a coaxial cable 5 and amplified, and then downed. The converter (D / C) 2 performs low-frequency conversion of the amplified signal into a signal having a predetermined intermediate frequency (IF signal). Further, the A / D converter 3 A / D converts the low-frequency converted analog signal into a digital signal, and outputs the digital signal to the adaptive control controller 20 and the demodulator 4. Next, the adaptive control type controller 20 uses the array antenna apparatus 100 as described in detail later based on the learning sequence signal generated by the learning sequence signal generator 21 and the received signal y (n) received. Using the spectral correlation coefficient J (n) relating to the cyclic stationarity between the spectrum of the received signal y (n) when received and the spectrum of the learning sequence signal d (n) as an evaluation function, the evaluation function J ( The reactance value x _m (of each variable reactance element A1 to A6 for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave so that the value of n) is maximized. m = 1, 2, ..., by calculating the 6), the calculated reactance _{x m (m = 1,2, ...} , each of the variable reactance value signal having a 6) Output to reactance element 12-1 through 12-6 is set. On the other hand, the demodulator 4 delays the input received signal y (n) by a predetermined delay amount τ, performs demodulation processing, and outputs a demodulated signal that is a data signal.
[0015]
A transmitting station that transmits a radio signal received by the array antenna 100 wirelessly transmits a radio signal according to a digital data signal having a predetermined symbol rate including the same learning sequence signal as the predetermined learning sequence signal generated by the learning sequence signal generator 21. A frequency carrier signal is modulated using a digital modulation method such as QPSK, and the modulated signal is amplified and transmitted to the array antenna apparatus 100 of the receiving station. In the embodiment according to the present invention, before performing data communication, a radio signal including a learning sequence signal is transmitted from the transmitting station to the receiving station, and the adaptive control processing by the adaptive control controller 20 is executed at the receiving station. Is done.
[0016]
A reactance value signal, which is an output signal from the adaptive control controller 20 for the array antenna apparatus 100 configured with ESPAR antennas, is simply formulated as a function of these six reactances. In the present embodiment, the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 are included as components.
[Expression 1]
x≡ [x ₁ , x ₂ ,..., x ₆ ] ^T
Is called a reactance vector. Since the reactance vector is variable, it is used to form a directivity pattern of the array antenna apparatus 100.
[0017]
In this embodiment, the signal vector s (t) is
[Expression 2]
s (t) = [s ₀ (t), s ₁ (t),..., s ₆ (t)] ^T
The component s _m (t) is an RF signal received by the m-th (m = 0, 1,..., 6) antenna element Am (that is, an excitation element or a parasitic reactance element) of the array antenna apparatus 100. Where the superscript T represents the transpose of a vector or matrix. Next, a received signal y (t) that is an RF output signal of a single port of array antenna apparatus 100 (in the following description of the principle, for convenience of explanation, a high-frequency signal (RF signal) in the previous stage of LNA 1 is referred to). It is given by
[Equation 3]
y (t) = i ^T s (t)
here,
[Expression 4]
i = [i ₀ , i ₁ , i ₂ ,..., i ₆ ] ^T
Is the vector with the RF current appearing on the m-th antenna element Am as component i _m.
[0018]
According to the electromagnetic field analysis of the array antenna apparatus 100, the RF current vector i is formulated as follows.
[Equation 5]
i = (I + jYX) ⁻¹ y ₀
[0019]
Here, I is a unit matrix of (6 + 1) × (6 + 1), and a diagonal matrix
X = diag [x ₀ , x ₁ , x ₂ ,..., X ₆ ]
Is called the reactance matrix. The input impedance x ₀ of the adaptive control type controller 20 and the demodulator 4 is constant, and in this embodiment, it is assumed that x ₀ = 0 without losing generality. Furthermore, in Equation 5, the vector y ₀ is
[Expression 7]
y ₀ = [y ₀₀ , y ₁₀ , y ₂₀ ,..., y ₆₀ ] ^T
Defined by
[Equation 8]
Y = [y _kl ] _{(6 + 1)} _× _{(6 + 1)}
Is an admittance matrix of (6 + 1) × (6 + 1). Here, the component y _kl represents the mutual admittance between the antenna elements Ak and Al (0 ≦ k, l ≦ 6).
[0020]
In the case of the array antenna apparatus 100 having (6 + 1) elements, the vector y ₀ and the admittance matrix Y are determined by only six components of the mutual admittance. This will be described below.
[0021]
According to a known reciprocity theorem, the following equation holds as in the case of a normal array antenna apparatus.
[Equation 9]
y _kl = y _lk
[0022]
Further, the cyclic symmetry of the antenna element Am of the array antenna apparatus 100 implies the following equation.
[0023]
[Expression 10]
y ₁₁ = y ₂₂ = y ₃₃ = y ₄₄ = y ₅₅ = y ₆₆
[Expression 11]
y ₀₁ = y ₀₂ = y ₀₃ = y ₀₄ = y ₀₅ = y ₀₆
[Expression 12]
y ₁₂ = y ₂₃ = y ₃₄ = y ₄₅ = y ₅₆ = y ₆₁
[Formula 13]
y ₁₃ = y ₂₄ = y ₃₅ = y ₄₆ = y ₅₁ = y ₆₂
[Expression 14]
y ₁₄ = y ₂₅ = y ₃₆
[0024]
Equations 9 to 14 mean that the admittance matrix of Equation 8 is determined only by the six components y ₀₀ , y ₁₀ , y ₁₁ , y ₂₁ , y ₃₁ and y _{41 of the} mutual admittance. The values of the six components depend on the physical structure of the antenna, such as the radius, spacing, and length of the antenna element Am, and thus are constant. Summarizing the description so far, the admittance matrix Y in Equation 5 is expressed as the following equation.
[0025]
[Expression 15]

[0026]
Similarly, Equation 7 can be rewritten as follows.
[Expression 16]
Y = [y ₀₀ , y ₁₀ , y ₁₀ ,..., Y ₁₀ ] ^T
[0027]
It should be emphasized that the signal vector s (t) in Equation 3 received by the antenna element of the array antenna apparatus 100 cannot be measured. This is different from a normal adaptive array antenna in which a signal vector received on an antenna element is observed. In the case of the array antenna apparatus 100, only the received signal y (t) that is a single port output can be measured, and only this is used as feedback for controlling the reactance vector x of Formula 1. Unfortunately, as Equation 5 shows, the received signal y (t), which is a single port output, is a high-order nonlinear function of the reactance vector x and includes an inverse matrix operation, which It makes it difficult to generate analytical expressions. It should also be noted that the current vector i in Equation 5 corresponds to a normal adaptive array weight coefficient vector. It is clear from Equation 5 that each component of the current vector i is not independent but is coupled to each other, unlike the weight coefficient vector of the normal adaptive array. The above discussion implies that most of the normal adaptive array antenna control algorithms cannot be applied directly to the array antenna apparatus 100 to which the ESPAR antenna technology is applied. Therefore, it is particularly desirable to propose an adaptive control algorithm for ESPAR antennas.
[0028]
Next, in order to make the array antenna apparatus 100 of the present embodiment adaptive, a model of a received signal is proposed. First, the steering vector of array antenna apparatus 100 is given. Consider a (6 + 1) -element array antenna apparatus 100 as shown in FIG.
[0029]
Angle m-th antenna element Am with respect to an arbitrary axis
φ _m = 2π (m−1) / 6, (m = 1, 2,..., 6)
Place with. For example, when m = 2, the mth parasitic reactance element is obtained when a wavefront arriving from an angle of arrival (DOA) of an angle θ with an arbitrary axis as a reference axis and received on the array antenna apparatus 100 is observed. There is a spatial delay of d · cos (θ−φ _m ) between the signals received by the pair Am and the 0th excitation element A0. Depending on the wavelength λ, this spatial delay is converted into an electrical angle difference defined by (2π / λ) d · cos (θ−φ _m ). Therefore, the steering vector of the array antenna apparatus 100 in the DOA of the angle θ is defined by the following equation when the radius is d = λ / 4.
[0030]
[Expression 18]

[0031]
The simple case described above can be extended to the more general case. Assume that there are a total of Q + 1 signal sources that transmit incoming received signals u _q (t) whose DOA is θ _q (q = 0, 1,..., Q). s _m (t) (m = 0, 1,..., 6) represents a signal received by the m-th antenna element Am of the antenna, and s _m (t) is represented by s (t) as the m-th component. It is assumed that the column vector has The signal s _m (t) is a superposition of signals from Q + 1 signal sources.
[0032]
[Equation 19]

[0033]
Here, a _m (θ _q ) (m = 0, 1, 2,..., 6) is the m-th component of Equation 18 having θ _q instead of θ. At this time, the column vector s (t) appearing in the antenna element Am can be expressed as follows.
[0034]
[Expression 20]

[0035]
here,
[Expression 21]
a (θ _q ) ≡ [a ₀ (θ _q ), a ₁ (θ _q ), a ₂ (θ _q ),..., a ₆ (θ _q )] ^T
Is the steering vector defined in equation 18 with θ _q instead of θ. From Equation 3, the received signal y (t) that is the output signal of the array antenna apparatus 100 can be expressed as the following equation.
[0036]
[Expression 22]

[0037]
The current vector i, and thus the received signal y (t), is a function of the reactance vector x in equation (1).
[0038]
Next, adaptive control processing of array antenna apparatus 100 based on cyclic continuity between the received signal and the learning sequence signal will be described. It is assumed that the learning sequence signal d (n) used in this adaptive control process is known to both the destination transmitter and the receiver. A temporal spectral correlation coefficient relating to cyclic stationarity between the spectrum of the received signal y (n) including the learning sequence signal and the spectrum of the learning sequence signal d (n) generated by the learning sequence signal generator 21. A certain evaluation function J (n) is expressed by the following equation.
[0039]
[Expression 23]

[0040]
Here, * represents a complex conjugate, n is a parameter on the time axis, a symbol serial number, and n = 1, 2,. Also, τ is the delay amount of the received signal, and τ = ± 1, 2,..., ± Q (Q is a discrete time amount corresponding to the maximum delay amount). Furthermore, α is a parameter of the periodic frequency determined according to the order and frequency of the spectrum line in the spectrum of the signal estimated to be received as the received signal. The symbol <•> _N represents a discrete-time ensemble average for a learning sequence signal of N symbols.
[0041]
Note that the condition of the cyclic stationarity is that the received signal has a non-zero periodic moment, as long as the signal is modulated by a normal data signal. Moreover, it is preferable that the parameter α of the periodic frequency is not the same as that of the interference wave signal. If the parameter α is not the same, the interference wave signal can be automatically removed without learning the interference wave signal.
[0042]
In this embodiment, for example, a known steepest gradient algorithm is used so that the evaluation function J (n) is maximized using the following recurrence formula using the evaluation function J (n). Then, a convergence value of a reactance vector x (n), which is a vector of reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, is obtained, and this is used to direct the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave. The reactance value of each variable reactance element 12-1 for directing null in the direction of the interference wave is set.
[0043]
[Expression 24]
x (n + 1) = x (n) −μ∇J (n)
[0044]
Here, ∇J (n) is a gradient with respect to the reactance vector x with respect to the evaluation function J (n), and this gradient is a known stochastic gradient algorithm (for example, the prior art document “Harold J. Kushner et al.,” It can be calculated using algorithms that do not use derivatives such as "Stochastic Approximation Methods for Constrained and Unconstrained Systems", Springer-Verlag New York Inc., pp.1-18, 1978 ".
[0045]
For example, in order to find a good reactance vector x that makes the evaluation function J (n) as large as possible by the steepest gradient method, the following procedure is used.
(I) First, set the time n (that is, the nth iteration) to 1 and start with an arbitrarily selected reactance vector initial value x (1). Typically, when the initial directivity pattern is omnidirectional, the initial value x (1) of the reactance vector is set equal to the zero vector.
(Ii) This initial value or current estimate is then used to calculate the gradient vector ∇J (n) at time n (ie, the nth iteration).
(Iii) The next estimated value in the reactance vector is calculated by changing the initial value or the current estimated value in the same direction as the direction of the gradient vector.
(Iv) Return to step (ii) and repeat the process.
[0046]
This adaptive control process is executed when the demodulator 4 of FIG. 1 receives a radio signal including a learning sequence signal from the counterpart transmitter before starting the radio communication.
[0047]
As described above, according to the embodiment of the present invention, the adaptive control type controller 20 has the learning included in the radio signal transmitted from the counterpart transmitter before starting the radio communication by the demodulator 4. The received signal y (n) when the sequence signal is received by the excitation element A0 of the array antenna apparatus 100 is the same as the learning sequence signal, and the learning sequence signal d (n) generated by the learning sequence signal generator 21. The reactances of the variable reactance elements A1 to A6 for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and directing the null in the direction of the interference wave by executing the above-described adaptive control processing based on The value x _m (m = 1, 2,..., 6) is calculated and set. Therefore, the array antenna control method according to the present embodiment directs the main beam to the desired wave and the null to the interference wave even when the arrival angle of the desired wave is unknown, as compared with the conventional example using the Hamiltonian method. Adaptive control is possible.
[0048]
In the first embodiment described above, the adaptive control process using the learning sequence is executed before the start of actual communication. However, the present invention is not limited to this, and even if it is performed at the beginning of communication, a certain time You may carry out for every period.
[0049]
<Second Embodiment>
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the array antenna control apparatus according to the second embodiment of the present invention. Compared with the array antenna control apparatus of the first embodiment of FIG. 1, the array antenna control apparatus of this embodiment does not include the learning sequence signal generator 21, and the adaptive control controller 20a has the following equation: Using the evaluation function J (n), the adaptive control process is executed so that the evaluation function J (n) is minimized.
[0050]
[Expression 25]

[0051]
Here, as in the first embodiment, α is a periodic frequency parameter determined according to the order and frequency of spectral lines in the spectrum of a signal estimated to be received as a received signal. It is a parameter determined according to the order and frequency of spectral lines in the spectrum of a signal estimated to be received as a received signal.
[0052]
In the present embodiment, a mean square error related to cyclic stationarity between the spectrum of the predetermined power p of the received signal y (n) and the spectrum of the estimated signal of the received signal is used as the evaluation function. Note that the recurrence formula using the reactance vector x is the same as in the first embodiment. If the received signal includes a non-zero p-th order periodic moment under the parameter α, the signal of the desired wave is extracted from the received signal by minimizing the evaluation function J (n). be able to.
[0053]
As described above, according to the embodiment of the present invention, the adaptive control type controller 20a is based on the received signal y (n) received by the excitation element A0 of the array antenna device 100 described above. By executing the control process, reactance values x _m (m = 1, _{m) of the} variable reactance elements A1 to A6 for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the desired wave direction and the null in the interference wave direction. 2, ..., 6) are calculated and set. Therefore, the array antenna control method according to the present embodiment directs the main beam to the desired wave and the null to the interference wave even when the arrival angle of the desired wave is unknown, as compared with the conventional example using the Hamiltonian method. Adaptive control is possible.
[0054]
In the above second embodiment, the mean square error is used as the evaluation function. However, the present invention is not limited to this, and other errors such as a normalized mean square error, square error, and error may be used. Good.
[0055]
<Modification>
In the above embodiment, six non-excitation elements A1 to A6 are used. However, if there are at least a plurality of the non-excitation elements A1 to A6, the directivity of the array antenna apparatus can be electronically controlled. Alternatively, more than six non-exciting elements may be provided. Further, the arrangement shape of the non-excitation elements A1 to A6 is not limited to the above-described embodiment, and it is only necessary to be away from the excitation element A0 by a predetermined distance. In other words, the intervals with respect to the non-excitation elements A1 to A6 may not be constant.
[0056]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the array antenna control method of the present invention, in the ESPAR antenna control method of the prior art, the learning sequence signal included in the radio signal transmitted from the counterpart transmitter is transmitted to the array antenna. The spectrum correlation coefficient relating to the cyclic stationarity between the spectrum of the received signal when received by the above-described learning sequence signal and the spectrum of the learning sequence signal generated by the control means is used as an evaluation function, The reactance value of each variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave is calculated and set so that the value of the evaluation function is maximized. Alternatively, a predetermined error related to the cyclic stationarity with the estimated signal spectrum of the received signal is used as an evaluation function, and the direction of the desired wave is set to the main beam of the array antenna so that the value of the evaluation function is minimized. The reactance value of each variable reactance element for directing null toward the interference wave direction is calculated and set.
[0057]
Therefore, compared with the conventional example using the Hamiltonian method, even if the arrival angle of the desired wave is unknown, adaptive control can be performed so that the main beam is directed to the desired wave and null is directed to the interference wave. In particular, in the conventional example using the Hamiltonian method, null cannot be directed to the interference wave, but the present invention has a specific effect that null can be directed to the interference wave.
[0058]
The array antenna control device can be easily mounted on an electronic device such as a notebook computer or a PDA as an antenna for a mobile communication terminal, and all the main beams are scanned in any direction on the horizontal plane. The non-excited element effectively functions as a director or a reflector, and control of directivity with respect to an incoming wave and a plurality of interference waves is extremely suitable.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
2 is a cross-sectional view showing a detailed configuration of array antenna apparatus 100 of FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control apparatus according to a second embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
A0: Excitation element,
A1 to A6 ... non-excited elements,
1 ... Low noise amplifier (LNA),
2 ... down converter,
3 ... A / D converter,
4 ... demodulator,
5 ... Coaxial cable for feeding,
11: Ground conductor,
12-1 to 12-4 ... variable reactance element,
20, 20a ... adaptive control type controller,
21 ... Learning sequence signal generator,
100: Array antenna device.

Claims

An excitation element for receiving a radio signal;
A plurality of non-excitation elements provided at a predetermined distance from the excitation elements;
A plurality of variable reactance elements respectively connected to the plurality of non-excitation elements,
In the array antenna control method of operating the plurality of variable reactance elements as a director or a reflector by changing the reactance value of each variable reactance element, and changing the directivity of the array antenna,
The spectrum of the received signal when the learning sequence signal included in the radio signal transmitted from the other party's transmitter is received by the array antenna is the same as the learning sequence signal and the learning sequence signal generated by the control means Using the spectral correlation coefficient related to the cyclic stationarity with the spectrum of the other as an evaluation function, the main beam of the array antenna is directed in the direction of the desired wave and the direction of the interference wave so that the value of the evaluation function is maximized A method of controlling an array antenna, comprising: calculating and setting a reactance value of each variable reactance element for directing a null to

An excitation element for receiving a radio signal;
A plurality of non-excitation elements provided at a predetermined distance from the excitation elements;
A plurality of variable reactance elements respectively connected to the plurality of non-excitation elements,
In the array antenna control method of operating the plurality of variable reactance elements as a director or a reflector by changing the reactance value of each variable reactance element, and changing the directivity of the array antenna,
A predetermined error related to cyclic stationarity between a predetermined power spectrum of a received signal when a radio signal transmitted from a destination transmitter is received by the array antenna and a spectrum of an estimated signal of the received signal is determined. Used as an evaluation function, the reactance value of each variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave is calculated so that the value of the evaluation function is minimized. And an array antenna control method comprising the steps of: