JP3869739B2

JP3869739B2 - Array antenna control method

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Publication number: JP3869739B2
Application number: JP2002051057A
Authority: JP
Inventors: 恭一飯草; 孝大平
Original assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Current assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Priority date: 2002-02-27
Filing date: 2002-02-27
Publication date: 2007-01-17
Anticipated expiration: 2022-02-27
Also published as: JP2003258532A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナのような空間電力合成によるビームフォーミング方式は、簡単なハードウエア構成と低い電力消費で、可変指向性を達成して高い利得を得ることができるので、実用的な端末（特に移動体ユーザ端末）に搭載されたアダプティブアンテナとして期待できる。
【０００４】
しかしながら、エスパアンテナの場合、受動素子上の信号を観測することはできない。従って、単一ポートの出力のみを観測し、リアクタンス値を調整するためのフィードバックとして処理する必要がある。言い換えれば、従来の適応型アレー用に作られた方法の大部分をエスパアンテナに直接に適用することはできない。
【０００５】
この問題点を解決するために、例えば、特願２０００−３０７５４８号の特許出願において、いわゆる「最急勾配法」を用いて、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御方法（以下、従来例という。）が提案されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、エスパアンテナの制御方法として、従来例に係る最急勾配法は正確な解を求めることのできる方法であるが、少ない反復で制御するためには勾配計算のための差分幅と差分幅を大きくする必要がある（例えば、従来技術文献２「飯草恭一ほか，“可変ステップ探索法によるエスパアンテナ制御”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−１９４，Ｖｏｌ．１０１，Ｎｏ．６０７，ｐｐ．２９−３６，２００２年１月２６日」参照。）。このとき、差分値の勾配の微分からのずれが大きくなり、正確な最大勾配方向が計算できず、良好な収束値を得ることができないという問題点があった。
【０００７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナの制御方法において、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるときに、従来例に比較して少ない反復回数で高速で、良好な評価関数値を得ることができ、良好な収束値を得ることができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御することを特徴とする。
【０００９】
上記アレーアンテナの制御方法において、好ましくは、上記最急勾配法の漸化式として次式を用い、
【数５】

ここで、
【数６】
μ＝αΔＸ
であり、Ｘ_ｎは反復がｎ回目のときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を要素とするリアクタンスベクトルであり、∇_ΔＸｆは評価関数ｆを差分幅ΔＸだけ摂動したときの勾配であり、αは所定の定数であることを特徴とする。
【００１０】
また、上記アレーアンテナの制御方法において、上記差分幅ΔＸを表す減少関数は、好ましくは、評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに対して、次式で表され、
【数７】
ΔＸ＝ΔＸ_０［１−｛ｌｏｇ_１０（ＳＩＮＲ）｝／γ］
ここで、ΔＸ_０は差分幅の初期値であり、γは所定の定数であることを特徴とする。さらに、とって代わって、上記アレーアンテナの制御方法において、上記差分幅ΔＸを表す減少関数は、好ましくは、評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに対して、次式で表され、
【数８】
ΔＸ＝ΔＸ_０（ＳＩＮＲ）^−η
ここで、ΔＸ_０は差分幅の初期値であり、ηは所定の定数であることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１２】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６がそれぞれ装荷された６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、接地導体１１とを備えてなり、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１とを備えて構成される。
【００１３】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ(ｔ）とに基づいて、最急勾配法による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するときに、反復時に、上記差分幅ΔＸを表す所定の減少関数を用いて、上記差分幅ΔＸ及びステップ幅μを上記評価関数値から計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_mを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００１４】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、例えば、所望波の波長λに対して約１／４の長さのモノポール素子になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号を設定されることによって、そのリアクタンス値を変化させる。
【００１５】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１６】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加するバイアス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１７】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するときに、反復時に、上記差分幅ΔＸを表す所定の減少関数を用いて、上記差分幅ΔＸ及びステップ幅μを上記評価関数値から計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_mを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。なお、適応制御型コントローラ２０において用いる評価関数ｆの相互相関係数は次式で定義される。
【００１８】
【数９】

【００１９】
ここで、上付き文字^Ｈは複素共役転置を示す。この相互相関係数は、受信信号ｙ（ｔ）と、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）との間の相互相関の度合いを示す係数であり、ｆ＝１であれば完全に一致する一方、ｆ＝０であれば、完全に不一致である。ここで、当該アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は、調整可能なリアクタンス値の高次の非線形関数であることに留意する必要がある。
【００２０】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００２１】
次いで、当該アレーアンテナ装置１００に係る各種の信号の定式化について詳細に説明する。エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【００２２】
【数１０】
ｙ（ｔ）＝ｉ^ＴＳ（ｔ）
【００２３】
ここで、ｉは励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６に誘起する電流分布を要素とする電流ベクトルであり、Ｓ（ｔ）はアレーアンテナ装置１００の受信信号ベクトルである。ここで、上添え字Ｔは転置を表す。
【００２４】
電流ベクトルｉは上記数１０から分かるように、従来技術のアダティブアレーアンテナにおけるウエイトベクトルの役割を果たすが、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００においては電流分布を直接操作することができず、リアクタンス値を操作することにより間接的に電流分布を制御するため、電流ベクトルｉはリアクタンス値の関数として次式のように表される。
【００２５】
【数１１】
ｉ＝ｖ_ｓ（Ｚ＋Ｘｍ）^−１ｕ_０
【００２６】
ここで、Ｘｍは送信機の出力インピーダンスｚ_ｓ及び各素子のリアクタンス値を対角成分にもつ行列
【数１２】
Ｘｍ＝ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，ｊｘ_３，ｊｘ_４，ｊｘ_５，ｊｘ_６］
であり、Ｚは素子間結合を含めたインピーダンス行列である。また、ｕ_０は単位ベクトル
【数１３】
ｕ_０＝［１，０，０，０，０，０，０，］
であり、ｖ_ｓは送信機の内部電圧（開放電圧）である。
【００２７】
上記数１２において各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を要素としてもつベクトルはリアクタンスベクトルＸと呼ばれ、次式のように表す。
【数１４】
Ｘ＝［ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４，ｘ_５，ｘ_６］
【００２８】
本実施形態において、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバラクタダイオードに印加するバイアス電圧値Ｖ_ｍは適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号としてデジタル値−２０４８から２０４７として入力して設定する。この数値を以下、「デジタル制御電圧Ｖ_Ｄ」と表す。使用するバラクタダイオードのカタログデータにより、デジタル制御電圧Ｖ_ＤとバラクタダイオードのインピーダンスＺ_Ｖの関係を次式で表すことにする。
【００２９】
【数１５】
Ｚ_Ｖ＝−ｊ（0.0217Ｖ_Ｄ＋49.21）
【００３０】
エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の指向性は上述のインピーダンス行列Ｚに対応するアドミタンス行列Ｙを用いて計算することができる（例えば、従来技術文献３「大平孝，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現”，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，ｐｐ．７−１２，２０００年７月」など参照。）。アドミタンス行列Ｙとして図３で示す値を用いる。なお、素子配列の対称性により、独立な行列要素Ｙ_ｉｊは図３に示す６個の行列要素Ｙ_００，Ｙ_０１，Ｙ_１１，Ｙ_１２，Ｙ_１３，Ｙ_１４のみである。また、７素子エスパアンテナの非励振素子の数Ｍは６である。デジタル制御電圧Ｖ_Ｄのとりうる値の数４０８６のＭ＝６乗の張る空間の中から、幾つかのデータを測定し、できるだけ評価関数値の高い点の６個の組み合わせを見つけることが要求される。
【００３１】
次いで、上記のリアクタンスベクトルＸを制御する方法として、以下に詳述する「差分幅制御探索法」を提案する。本実施形態では最急勾配法の勾配は次式のように勾配値∇_ΔＸｆを規格化して計算する。
【００３２】
【数１６】

【００３３】
ここで、右辺第２項の勾配値∇_ΔＸｆは、評価関数値ｆに対して差分幅ΔＸだけ摂動したときの評価関数値ｆの勾配値であり、これをその大きさで規格化している。すなわち、上記数１６のように勾配を規格化することにより、勾配が小さい状態でも評価関数の改善速度を高めることができる。Ｘ_ｎはリアクタンスベクトルの制御パラメータであり、本実施形態では−２０４８〜２０４７の値をとる。ｆは例えば上記数９で表された相互相関関数ｆを表す評価関数であり、アドミタンス行列Ｙを用いて計算する。
【００３４】
図４は、従来例に係るシミュレーション結果であって、差分幅一定の場合におけるＳＩＮＲに対するＳＩＮＲのＣＤＦ（累積確率密度分布）特性を示すグラフであり、信号対雑音電力比（ＳＮＲ）＝３０ｄＢ、所望波に対する電力１／３の干渉波３波の環境で、平均のためのサンプル数２０、反復総数Ｎ＝１４として計算したＣＤＦ特性を示す。図４から明らかなように、差分幅の初期値ΔＸ_０を約１０００に設定し、また、差分幅ΔＸに対するステップ幅μの割合を表すパラメータα（μ＝αΔＸ）を１とした時のＣＤＦ特性が良いことが分かる。
【００３５】
図５は、実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合の所定の評価関数の収束曲線を示すグラフであり、評価関数として次式を用い、所望波方向φ_０＝０゜、同じ電力の干渉波がφ_１＝９０゜とφ_２＝−１３５゜から到来する環境における、差分幅の初期値ΔＸ_０＝１０２４、パラメータα＝１とした場合の収束曲線を図５において太線で示す。以下の実施例においては、次式を評価関数ｆとして用いた。
【００３６】
【数１７】

【００３７】
ここで、ｎ_Ｎは干渉波の個数であり、Ｆ（φ）は当該アレーアンテナ装置１００のアレーファクタである。図５から明らかなように、勾配を規格化しているため振動が生じている。
【００３８】
そこで、これを改善するために、次式に従って差分幅ΔＸを反復ｎ毎にβ分の１に小さくする。
【００３９】
【数１８】
ΔＸ＝ΔＸ_０／β^ｎ
【００４０】
この場合の結果を図５に重ねて示すが、パラメータβが大きいほど振動収束効果が高いことが分かる。しかしながら、評価関数の収束値が低くなる。
【００４１】
図６は、実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合におけるＳＩＮＲに対するＳＩＮＲのＣＤＦ特性を示すグラフであり、ＣＤＦ特性のパラメータβ依存性を示している。パラメータβを１．１や１．２にすることにより、約１０ｄＢｏ以上の出力ＳＩＮＲの確率が改善されるが、それ以下のＳＩＮＲの確率が劣化することが分かる。これはＳＩＮＲが改善した場合は振動収束によりＳＩＮＲの改善が進むが、ＳＩＮＲが低い状態では差分幅ΔＸの減少によりＳＩＮＲの改善が遅くなるためと考えられる。そこで、差分幅ΔＸをＳＩＮＲに依存して減少するように次式を提案し、そのＳＩＮＲのＣＤＦ特性を図７に示す。
【００４２】
【数１９】
ΔＸ＝ΔＸ_０［１−｛ｌｏｇ_１０（ＳＩＮＲ）｝／γ］
【数２０】
ΔＸ＝ΔＸ_０（ＳＩＮＲ）^−η
【００４３】
なお、ＳＩＮＲは、上記数９の評価関数値ｆに基づいて次式により計算する。
【００４４】
【数２１】
ＳＩＮＲ＝ｆ／（１−ｆ）
【００４５】
ここで、好ましくは、γ＝２であり、η＝０．３である。すなわち、図７は実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅ΔＸを評価関数の改善に応じて減少させる場合におけるＳＩＮＲに対するＳＩＮＲのＣＤＦ特性を示している。図７において、γ＝２と表しているのが上記数１９の式を用いて差分幅ΔＸを制御した場合であり、η＝０．３と表しているのが上記数２０の式を用いて差分幅ΔＸを制御した場合である。両者ともＳＩＮＲの全域の確率が改善又は維持されており、有効性が確認できる。なお、上記数１９は、ＳＩＮＲ＞１０^γで差分幅ΔＸを定義できないが、図７ではＣＤＦの改善が上記数２０よりも高く、有効な方法であることが分かる。
【００４６】
以上説明したように、本実施形態によれば、最急勾配法の差分幅を評価関数の改善にしたがい小さくするような減少関数を用いて差分幅を制御することにより、評価関数値である出力ＳＩＮＲを大幅に改善することができ、改善された収束値を得ることができる。
【００４７】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。また、素子長も均一でなくてもよい。
【００４８】
以上の実施形態においては、学習シーケンス信号を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００４９】
以上の実施形態においては、例えば、上記数９に示された評価関数値ｆを最大となるように改善させるべく適応制御しているが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小となるように改善させるべく適応制御してもよい。
【００５０】
以上の実施形態においては、評価関数として上記数９を用いているが、出力ＳＩＮＲ又はその度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。また、以上の実施形態においては、評価関数として上記数９を用い、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明はこれに限らず、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いない種々の評価関数を用いてもよい。例えば、従来技術文献４「大平孝，“モーメント規範に基づくエスパアンテナの定振幅ブラインド適応ビーム形成”，電子情報通信学会技術報告，ＥＤ２００１−１５５，ＭＷ２００１−１１５，ｐｐ．２３−２８，２００１年１１月」において開示されているように、励振素子によって受信された受信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であるように構成してもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、エスパアンテナの制御方法において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。従って、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるときに、従来例に比較して少ない反復回数で高速に良好な評価関数値を得ることができ、良好な収束値を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】図１のアレーアンテナ装置１００の実施例におけるアドミタンス行列Ｙの各要素を示す図である。
【図４】従来例に係るシミュレーション結果であって、差分幅一定の場合のＣＤＦ特性を示すグラフである。
【図５】実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合の所定の評価関数の収束曲線を示すグラフである。
【図６】実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合のＣＤＦ特性を示すグラフである。
【図７】実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を評価関数の改善に応じて減少させる場合のＣＤＦ特性を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
１００…アレーアンテナ装置。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an array antenna control method capable of changing the directivity of an array antenna apparatus composed of a plurality of antenna elements, and more particularly, to an electronically controlled waveguide array antenna apparatus (ESPAR) antenna; Hereinafter, the present invention relates to an array antenna control method capable of adaptively changing the directivity characteristic of ESPAR antenna.
[0002]
[Prior art]
Conventional ESPAR antennas are disclosed in, for example, the prior art document 1 “T. Ohira et al.,“ Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming, ”2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101. -104, Dana point, California, May 21-25, 2000 "and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-24431. The ESPAR antenna is connected to an excitation element to which a radio signal is supplied, at least one non-excitation element that is provided at a predetermined interval from the excitation element and to which no radio signal is supplied, and the non-excitation element. A directivity characteristic of the array antenna can be changed by providing an array antenna including a variable reactance element and changing a reactance value of the variable reactance element.
[0003]
The beam forming method by spatial power combining like this ESPAR antenna can achieve high directivity and high gain with a simple hardware configuration and low power consumption. It can be expected as an adaptive antenna mounted on a user terminal.
[0004]
However, in the case of ESPAR antennas, signals on passive elements cannot be observed. Therefore, it is necessary to observe only the output of a single port and process it as feedback for adjusting the reactance value. In other words, most of the methods made for conventional adaptive arrays cannot be applied directly to ESPAR antennas.
[0005]
In order to solve this problem, for example, in the patent application of Japanese Patent Application No. 2000-307548, the so-called “steepest gradient method” is used to sequentially perturb the reactance values of the variable reactance elements by a predetermined shift amount, A tilt vector of a predetermined evaluation function value for each reactance value is calculated, and the main beam of the array antenna is directed in the direction of the desired wave so that the evaluation function value becomes maximum or minimum based on the calculated tilt vector. In addition, there has been proposed a control method (hereinafter referred to as a conventional example) for calculating and setting the reactance value of each variable reactance element for directing null in the direction of the interference wave.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, as the ESPAR antenna control method, the steepest gradient method according to the conventional example is a method capable of obtaining an accurate solution. However, in order to control with few iterations, the difference width and difference width for gradient calculation are set. It is necessary to increase the size (for example, prior art document 2 “Shinichi Iigusa et al.,“ ESPAR antenna control by variable step search method ”, IEICE Technical Report, AP2001-194, Vol. 101, No. 607, pp. 29-36, January 26, 2002 "). At this time, there is a problem that the difference between the gradient of the difference value and the differential becomes large, an accurate maximum gradient direction cannot be calculated, and a good convergence value cannot be obtained.
[0007]
The object of the present invention is to solve the above problems, and in the ESPAR antenna control method, when the main beam is directed to the desired wave and the null is directed to the interference wave, the number of iterations is smaller than in the conventional example. It is an object of the present invention to provide an array antenna control method that can obtain a good evaluation function value at high speed and a good convergence value.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
An array antenna control method according to the present invention includes an excitation element for receiving a radio signal, a plurality of non-excitation elements provided at a predetermined interval from the excitation element, and the plurality of non-excitation elements, respectively. A plurality of connected variable reactance elements, and by changing each reactance value set in each variable reactance element, each of the non-excited elements is operated as a director or a reflector, respectively. In the array antenna control method for changing the characteristics,
The reactance values of the variable reactance elements are sequentially perturbed by a predetermined difference width ΔX, a predetermined evaluation function value is calculated for each reactance value, and a step width μ is obtained based on the calculated evaluation function value. By using the steepest gradient method and repeatedly calculating the reactance value of each variable reactance element so that the evaluation function value is maximized or minimized, the main beam of the array antenna is directed toward the desired wave and When calculating and setting the reactance value of each variable reactance element for directing null in the direction of the interference wave, the evaluation function value f or the difference width ΔX and the step width μ are set using a predetermined decreasing function. Control is performed so as to decrease depending on the signal-to-interference noise power ratio SINR calculated from the evaluation function value f.
[0009]
In the array antenna control method, preferably, the following equation is used as a recurrence formula of the steepest gradient method:
[Equation 5]

here,
[Formula 6]
μ = αΔX
And X_nIs a reactance vector whose elements are the reactance values of the variable reactance elements at the nth iteration._ΔXf is a gradient when the evaluation function f is perturbed by the difference width ΔX, and α is a predetermined constant.
[0010]
  In the array antenna control method, the decreasing function representing the difference width ΔX is preferably calculated from the evaluation function value f.Signal to interference noise power ratioFor SINR, it is expressed by the following equation:
[Expression 7]
ΔX = ΔX₀[1- {log₁₀(SINR)} / γ]
  Where ΔX₀Is an initial value of the difference width, and γ is a predetermined constant. Further, instead, in the array antenna control method, the reduction function representing the difference width ΔX is preferably expressed by the following equation with respect to the signal-to-interference noise ratio SINR calculated from the evaluation function value f. And
[Equation 8]
ΔX = ΔX₀(SINR)^−η
  Where ΔX₀Is an initial value of the difference width, and η is a predetermined constant.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0012]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control apparatus according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the array antenna control apparatus of this embodiment includes one excitation element A0 and six non-excitation elements A1 to A6 loaded with variable reactance elements 12-1 to 12-6, respectively. And an array antenna device 100 that is an ESPAR antenna, an adaptive control type controller 20, and a learning sequence signal generator 21.
[0013]
Here, the adaptive control type controller 20 is configured by a digital computer such as a computer, for example, and before starting the wireless communication by the demodulator 4, the learning sequence signal included in the wireless signal transmitted from the partner transmitter is received. The received signal y (t) when received by the excitation element A0 of the array antenna apparatus 100 and the learning sequence signal d () generated by the learning sequence signal generator 21 having the same signal pattern as the learning sequence signal. t), each variable reactance for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave by executing the adaptive control process by the steepest gradient method. Bias voltage value V applied to the elements 12-1 to 12-6_mIt is characterized by searching and setting (m = 1, 2,..., 6). Specifically, the adaptive control type controller 20 sequentially perturbs the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 by a predetermined difference width, and calculates a predetermined evaluation function value for each reactance value. Based on the calculated evaluation function value, the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 are maximized by using the steepest gradient method having the step width μ so that the evaluation function value is maximized. By repeatedly calculating the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave. When calculating and setting, the difference width ΔX and the step width μ are calculated from the evaluation function values using a predetermined decreasing function representing the difference width ΔX during the iteration. Controlled so as to decrease depending on that signal-to-interference noise ratio SINR. Thereby, the variable reactance elements 12-1 to 12- for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave so that the evaluation function value is maximized. 6 bias voltage value V_mEach bias voltage value V found as a result of the search_mIs output to each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 and set.
[0014]
In FIG. 1, an array antenna apparatus 100 is composed of an excitation element A0 and non-excitation elements A1 to A6 provided on a ground conductor 11, and the excitation elements A0 are provided on six circumferences having a radius r. They are arranged so as to be surrounded by the non-excitation elements A1 to A6. Preferably, the non-exciting elements A1 to A6 are provided at equal intervals on the circumference of the radius r. Each of the excitation elements A0 and the non-excitation elements A1 to A6 is configured to be, for example, a monopole element having a length of about ¼ with respect to the wavelength λ of the desired wave, and the radius r is λ / 4. Configured to be. The feeding point of the excitation element A0 is connected to the low noise amplifier (LNA) 1 via the coaxial cable 5, and the non-excitation elements A1 to A6 are connected to the variable reactance elements 12-1 to 12-6, respectively. The reactance elements 12-1 to 12-6 change their reactance values by setting a control voltage signal from the adaptive control type controller 20.
[0015]
FIG. 2 is a longitudinal sectional view of the array antenna device 100. The excitation element A0 is electrically insulated from the ground conductor 11, and the non-excitation elements A1 to A6 are grounded with respect to the ground conductor 11 via the variable reactance elements 12-1 to 12-6. The operation of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 will be described. For example, when the longitudinal lengths of the excitation element A0 and the non-excitation elements A1 to A6 are substantially the same, for example, the variable reactance element 12-1 Is inductive (L property), the variable reactance element 12-1 becomes an extension coil, and the electrical lengths of the non-excitation elements A1 to A6 are longer than that of the excitation element A0, and function as a reflector. On the other hand, for example, when the variable reactance element 12-1 has capacitance (C-type), the variable reactance element 12-1 becomes a shortening capacitor, and the electrical length of the non-excitation element A1 becomes shorter than that of the excitation element A0. Acts as a director. The non-excitation elements A2 to A6 connected to the other variable reactance elements 12-2 to 12-6 operate in the same manner.
[0016]
Accordingly, in the array antenna apparatus 100 of FIG. 1, the reactance that is the junction capacitance value is changed by changing the bias voltage value applied to the variable reactance elements 12-1 to 12-6 connected to the non-excitation elements A1 to A6. By changing the value, the plane directivity characteristic of the array antenna apparatus 100 can be changed.
[0017]
In the array antenna control apparatus of FIG. 1, the array antenna apparatus 100 receives a radio signal, and the received signal is input to a low noise amplifier (LNA) 1 through a coaxial cable 5 and amplified, and then downed. The converter (D / C) 2 performs low-frequency conversion of the amplified signal into a signal having a predetermined intermediate frequency (IF signal). Further, the A / D converter 3 A / D converts the low-frequency converted analog signal into a digital signal, and outputs the digital signal to the adaptive control controller 20 and the demodulator 4. Next, the adaptive control controller 20 sequentially perturbs the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 by a predetermined difference width, calculates a predetermined evaluation function value for each reactance value, and performs the above calculation. Based on the evaluated function value, the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 are repeated so that the evaluation function value is maximized by using the steep gradient method having the step width μ. The reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and directing the null in the direction of the interference wave are calculated. At the time of setting, the difference width ΔX and the step width μ are calculated from the evaluation function values using a predetermined decreasing function representing the difference width ΔX during the iteration. No. controlled to decrease depending on the to-interference and noise ratio SINR. Thereby, the variable reactance elements 12-1 to 12- for directing the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave so that the evaluation function value is maximized. 6 bias voltage value V_mEach bias voltage value V found as a result of the search_mIs output to each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 and set. The cross-correlation coefficient of the evaluation function f used in the adaptive control type controller 20 is defined by the following equation.
[0018]
[Equation 9]

[0019]
Where superscript^HIndicates a complex conjugate transpose. This cross-correlation coefficient is a coefficient indicating the degree of cross-correlation between the received signal y (t) and the learning sequence signal d (t). If it is 0, it is completely inconsistent. Here, it should be noted that the received signal y (t), which is an output signal from the single port of the excitation element A0 of the array antenna apparatus 100, is a high-order nonlinear function with an adjustable reactance value. .
[0020]
A transmitting station that transmits a radio signal received by the array antenna 100 includes digital data having a predetermined symbol rate including a learning sequence signal having the same signal pattern as the predetermined learning sequence signal generated by the learning sequence signal generator 21. According to the signal, a radio frequency carrier signal is modulated using a digital modulation method such as BPSK or QPSK, and the modulated signal is amplified and transmitted to the array antenna apparatus 100 of the receiving station. In this embodiment, before performing data communication, a radio signal including a learning sequence signal is transmitted from the transmitting station to the receiving station, and adaptive control processing by the adaptive control type controller 20 is executed at the receiving station.
[0021]
Next, formulation of various signals related to the array antenna apparatus 100 will be described in detail. The received signal y (t) of the array antenna apparatus 100 that is an ESPAR antenna is expressed by the following equation.
[0022]
[Expression 10]
y (t) = i^TS (t)
[0023]
Here, i is a current vector whose elements are current distributions induced in the excitation element A0 and the non-excitation elements A1 to A6, and S (t) is a reception signal vector of the array antenna apparatus 100. Here, the superscript T represents transposition.
[0024]
As can be seen from Equation 10, the current vector i plays the role of a weight vector in the conventional adaptive array antenna. However, in the array antenna apparatus 100 that is an ESPAR antenna, the current distribution cannot be directly manipulated, and the reactance Since the current distribution is indirectly controlled by manipulating the value, the current vector i is expressed as the following equation as a function of the reactance value.
[0025]
## EQU11 ##
i = v_s(Z + Xm)^-1u₀
[0026]
Where Xm is the output impedance z of the transmitter_sAnd a matrix with the reactance value of each element as a diagonal component
[Expression 12]
Xm = diag [z_s, Jx₁, Jx₂, Jx₃, Jx₄, Jx₅, Jx₆]
Z is an impedance matrix including inter-element coupling. U₀Is the unit vector
[Formula 13]
u₀= [1, 0, 0, 0, 0, 0, 0,]
And v_sIs the internal voltage (open voltage) of the transmitter.
[0027]
A vector having the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 as elements in the above equation 12 is called a reactance vector X and is expressed as the following equation.
[Expression 14]
X = [x₁, X₂, X₃, X₄, X₅, X₆]
[0028]
In the present embodiment, the bias voltage value V applied to the varactor diodes of the variable reactance elements 12-1 to 12-6._mIs input as a control voltage signal from the adaptive control type controller 20 as a digital value -2048 to 2047 and set. This value is referred to as “digital control voltage V”._D". Depending on the catalog data of the varactor diode used, the digital control voltage V_DAnd varactor diode impedance Z_VIs expressed by the following equation.
[0029]
[Expression 15]
Z_V= -J (0.0217V_D+49.21)
[0030]
The directivity of the array antenna device 100 which is an ESPAR antenna can be calculated using the admittance matrix Y corresponding to the impedance matrix Z (for example, the prior art document 3 “Takashi Ohira,“ Espa antenna equivalent weight vector and (See "Factor array expression", IEICE Technical Report, AP2000-44, SAT2000-41, MW2000-44, pp.7-12, July 2000).) The values shown in FIG. 3 are used as the admittance matrix Y. Note that due to the symmetry of the element arrangement, an independent matrix element Y_ijIs the six matrix elements Y shown in FIG.₀₀, Y₀₁, Y₁₁, Y₁₂, Y₁₃, Y₁₄Only. The number M of non-excited elements of the 7-element ESPAR antenna is 6. Digital control voltage V_DIt is required to measure several data from the space of M = 6 to the number of possible values 4086 and find six combinations of points having the highest evaluation function value as much as possible.
[0031]
Next, as a method for controlling the reactance vector X, a “difference width control search method” described in detail below is proposed. In this embodiment, the gradient of the steepest gradient method is as follows:_ΔXf is normalized and calculated.
[0032]
[Expression 16]

[0033]
Here, the slope value の of the second term on the right side_ΔXf is a gradient value of the evaluation function value f when perturbed by the difference width ΔX with respect to the evaluation function value f, and is normalized by the magnitude thereof. That is, by normalizing the gradient as in the above equation 16, the evaluation function improvement speed can be increased even when the gradient is small. X_nIs a control parameter of the reactance vector, and takes a value of -2048 to 2047 in this embodiment. For example, f is an evaluation function representing the cross-correlation function f expressed by Equation 9 above, and is calculated using the admittance matrix Y.
[0034]
FIG. 4 shows a simulation result according to the conventional example, where the difference width is constant.Of SINR with respect to SINR atIt is a graph showing CDF (cumulative probability density distribution) characteristics, signal-to-noise power ratio (SNR) = 30 dB, number of samples for averaging, 20 repetitions in an environment of three interference waves with a power of 1/3 with respect to a desired wave The CDF characteristics calculated with the total number N = 14 are shown. As is apparent from FIG. 4, the initial value ΔX of the difference width₀Is set to about 1000, and the CDF characteristic is good when the parameter α (μ = αΔX) representing the ratio of the step width μ to the difference width ΔX is 1.
[0035]
FIG. 5 is a graph showing a convergence curve of a predetermined evaluation function when the difference width is decreased for each iteration, and is a simulation result according to the embodiment.₀= 0 °, interference wave of the same power is φ₁= 90 ° and φ₂= Initial value ΔX of the difference width in the environment coming from −135 °₀= 1024 and the parameter α = 1, the convergence curve is indicated by a thick line in FIG. In the following examples, the following equation was used as the evaluation function f.
[0036]
[Expression 17]

[0037]
Where n_NIs the number of interference waves, and F (φ) is the array factor of the array antenna apparatus 100. As is clear from FIG. 5, vibration is generated because the gradient is normalized.
[0038]
In order to improve this, the difference width ΔX is reduced to 1 / β every iteration n according to the following equation.
[0039]
[Expression 18]
ΔX = ΔX₀/ Βⁿ
[0040]
The result in this case is shown in FIG. 5, and it can be seen that the larger the parameter β, the higher the vibration convergence effect. However, the convergence value of the evaluation function is lowered.
[0041]
FIG. 6 shows a simulation result according to the embodiment, in which the difference width is decreased for each iteration.SINR to SINR inIs a graph showing the CDF characteristics of the CDF, and shows the parameter β dependency of the CDF characteristics. It can be seen that by setting the parameter β to 1.1 or 1.2, the probability of an output SINR of about 10 dBo or more is improved, but the probability of an SINR of less than that is deteriorated. This is considered to be because, when the SINR is improved, the SINR is improved by vibration convergence. However, when the SINR is low, the improvement of the SINR is delayed due to the decrease of the difference width ΔX. Therefore, the following equation is proposed so as to decrease the difference width ΔX depending on the SINR,SINRThe CDF characteristics are shown in FIG.
[0042]
[Equation 19]
ΔX = ΔX₀[1- {log₁₀(SINR)} / γ]
[Expression 20]
ΔX = ΔX₀(SINR)^−η
[0043]
The SINR is calculated by the following equation based on the evaluation function value f of Equation 9 above.
[0044]
[Expression 21]
SINR = f / (1-f)
[0045]
Here, preferably, γ = 2 and η = 0.3. That is, FIG. 7 shows a simulation result according to the embodiment, in which the difference width ΔX is decreased according to the improvement of the evaluation function.SINR to SINR inCDF characteristics are shown. In FIG. 7, γ = 2 represents a case where the difference width ΔX is controlled using the above equation (19), and η = 0.3 represents the above equation (20). This is a case where the difference width ΔX is controlled. In both cases, the probability of the entire SINR is improved or maintained, and the effectiveness can be confirmed. It should be noted that the above equation 19 is such that SINR> 10^γHowever, the difference width ΔX cannot be defined in FIG. 7, but in FIG. 7, the improvement of the CDF is higher than the above equation 20, and it can be seen that this is an effective method.
[0046]
As described above, according to the present embodiment, an output that is an evaluation function value is obtained by controlling the difference width using a decreasing function that reduces the difference width of the steepest gradient method according to the improvement of the evaluation function. The SINR can be greatly improved, and an improved convergence value can be obtained.
[0047]
<Modification>
In the above embodiment, six non-excitation elements A1 to A6 are used. However, if there are at least a plurality of the non-excitation elements A1 to A6, the directivity of the array antenna apparatus can be electronically controlled. Alternatively, more than six non-exciting elements may be provided. Further, the arrangement shape of the non-excitation elements A1 to A6 is not limited to the above-described embodiment, and it is only necessary to be away from the excitation element A0 by a predetermined distance. In other words, the intervals with respect to the non-excitation elements A1 to A6 may not be constant. Further, the element length may not be uniform.
[0048]
In the above embodiment, the adaptive control process using the learning sequence signal is executed before the start of actual communication. However, the present invention is not limited to this, and even if it is performed at the beginning of communication, it is performed every certain time period. You may go to
[0049]
In the above embodiment, for example, adaptive control is performed to improve the evaluation function value f shown in Equation 9 so as to be maximized. However, when the evaluation function is set to the reciprocal thereof, the evaluation function value f is minimized. Adaptive control may be performed so as to improve.
[0050]
In the above embodiment, the above equation 9 is used as the evaluation function, but various other evaluation functions indicating the output SINR or the degree thereof may be used. Further, in the above embodiment, the above equation 9 is used as the evaluation function, and the evaluation function is calculated using the learning sequence signal d (t). However, the present invention is not limited to this, and the learning sequence signal d ( Various evaluation functions that do not use t) may be used. For example, Prior Art Document 4 “Takashi Ohira,“ Constant Amplitude Blind Adaptive Beamforming for ESPAR Antenna Based on Moment Reference ”, IEICE Technical Report, ED2001-155, MW2001-115, pp.23-28, 2001 11 Based on the received signal received by the excitation element, as disclosed in “Moon”, it is represented by only the received signal using an iterative numerical method in a nonlinear programming method such as the steepest gradient method, for example. The reactance value of each variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and the null in the direction of the interference wave is calculated and set so that the value of the objective function is maximized or minimized. The objective function includes a step of calculating a square value of a time average value of an absolute value of the received signal over a predetermined period. May be configured such that the absolute value function divided by the time average value of the square values of the items.
[0051]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the array antenna control method of the present invention, in the ESPAR antenna control method, the reactance values of the variable reactance elements are sequentially perturbed by a predetermined difference width ΔX, and the reactance values are Each of the variable reactance elements so that the evaluation function value is maximized or minimized by using the steepest gradient method having the step width μ based on the calculated evaluation function value. When calculating and setting the reactance value of each variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and directing the null in the direction of the interference wave by repeatedly calculating the reactance value of Further, the difference width ΔX and the step width μ are calculated from the evaluation function value f or the evaluation function value f using a predetermined decreasing function. Controlled so as to decrease depending on the interference noise power ratio SINR. Therefore, when the main beam is directed to the desired wave and the null is directed to the interference wave, a good evaluation function value can be obtained at a high speed with a smaller number of iterations compared to the conventional example, and a good convergence value. Can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control apparatus according to an embodiment of the present invention.
2 is a cross-sectional view showing a detailed configuration of array antenna apparatus 100 of FIG.
FIG. 3 is a diagram showing elements of an admittance matrix Y in the embodiment of the array antenna apparatus 100 of FIG. 1;
FIG. 4 is a graph showing a CDF characteristic when the difference width is constant, which is a simulation result according to a conventional example.
FIG. 5 is a graph showing a convergence curve of a predetermined evaluation function when the difference width is decreased for each iteration, which is a simulation result according to the embodiment.
FIG. 6 is a graph showing a CDF characteristic when the difference width is decreased for each iteration, which is a simulation result according to the embodiment.
FIG. 7 is a graph showing the CDF characteristics when the difference width is decreased according to the improvement of the evaluation function, which is a simulation result according to the embodiment.
[Explanation of symbols]
A0: Excitation element,
A1 to A6 ... non-excited elements,
1 ... Low noise amplifier (LNA),
2 ... down converter,
3 ... A / D converter,
4 ... demodulator,
5 ... Coaxial cable for feeding,
11: Ground conductor,
12-1 to 12-6 ... variable reactance element,
20 ... Adaptive control type controller,
21 ... Learning sequence signal generator,
100: Array antenna device.

Claims

An excitation element for receiving a radio signal, a plurality of non-excitation elements provided at a predetermined interval from the excitation element, and a plurality of variable reactance elements respectively connected to the plurality of non-excitation elements In the array antenna control method in which each non-excitation element is operated as a director or a reflector by changing each reactance value set in each variable reactance element, and the directivity characteristics of the array antenna are changed.
The reactance values of the variable reactance elements are sequentially perturbed by a predetermined difference width ΔX, a predetermined evaluation function value is calculated for each reactance value, and a step width μ is obtained based on the calculated evaluation function value. By using the steepest gradient method and repeatedly calculating the reactance value of each variable reactance element so that the evaluation function value is maximized or minimized, the main beam of the array antenna is directed toward the desired wave and When calculating and setting the reactance value of each variable reactance element for directing null in the direction of the interference wave, the evaluation function value f or the difference width ΔX and the step width μ are set using a predetermined decreasing function. Control to decrease depending on the signal to interference noise power ratio SINR calculated from the evaluation function value f ;
The reduction function representing the difference width ΔX is expressed by the following equation with respect to the signal-to-interference noise power ratio SINR calculated from the evaluation function value f:

Here, ΔX ₀ is an initial value of the difference width, and γ is a predetermined constant .

An excitation element for receiving a radio signal, a plurality of non-excitation elements provided at a predetermined interval from the excitation element, and a plurality of variable reactance elements respectively connected to the plurality of non-excitation elements In the array antenna control method in which each non-excitation element is operated as a director or a reflector by changing each reactance value set in each variable reactance element, and the directivity characteristics of the array antenna are changed.
The reactance values of the variable reactance elements are sequentially perturbed by a predetermined difference width ΔX, a predetermined evaluation function value is calculated for each reactance value, and a step width μ is obtained based on the calculated evaluation function value. By using the steepest gradient method and repeatedly calculating the reactance value of each variable reactance element so that the evaluation function value is maximized or minimized, the main beam of the array antenna is directed toward the desired wave and When calculating and setting the reactance value of each variable reactance element for directing null in the direction of the interference wave, the evaluation function value f or the difference width ΔX and the step width μ are set using a predetermined decreasing function. Control to decrease depending on the signal to interference noise power ratio SINR calculated from the evaluation function value f;
The decreasing function representing the difference width ΔX is expressed by the following equation with respect to the signal-to-interference / noise ratio SINR calculated from the evaluation function value f:

Where ΔX _０0 Is an initial value of the difference width, and η is a predetermined constant.

3. The array antenna control method according to claim 1, wherein the signal-to-interference noise power ratio SINR is calculated using the equation SINR = f / (1-f).

The following equation is used as a recurrence formula for the steepest gradient method:

here,

X _n is a reactance vector whose elements are the reactance values of the variable reactance elements at the nth iteration, and ∇ _ΔX f is a gradient when the evaluation function f is perturbed by the difference width ΔX, α array antenna control method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that a predetermined constant.