JP3684203B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期型モータを位置センサを用いずに制御するためのモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
位置センサを有しない同期型モータの代表的なものとしてはブラシレスモータがある。ブラシレスモータのロータの位置を検出するために誘起電圧を検出し、それに基づいてブラシレスモータを駆動する方法が従来から知られている。ブラシレスモータの駆動方法には、ブラシレスモータに矩形波の電流を流して駆動する矩形波駆動と、正弦波の電流を流して駆動する正弦波駆動がある。矩形波駆動では、電流波形が矩形波であるので、モータの振動、騒音のいずれにおいても正弦波駆動よりも劣っている。正弦波駆動では、モータの電流のゼロクロス点を検出する。このゼロクロス点に基づいて得られるモータ電流と印加電圧との位相差が所望の指令値になるように、印加電圧あるいは指令周波数をフィードバック制御する。
【０００３】
以下、図２６及び図２７を用いて前記の正弦波駆動のモータ制御装置の第１の従来技術について説明する。図２６は正弦波駆動の第１の従来技術のモータ制御装置のブロック図である。図において、直流電源１０１の直流電圧はインバータ回路１０２によって交流電圧に変換され、モータ電流検出部１０４を経てモータ１０３に供給される。モータ電流はモータ電流検出部１０４で検出され、インバータ制御部１０５に入力される。インバータ制御部１０５では、周波数設定部１０６で設定された周波数の出力を波形生成部１０７に与え、モータ１０３に印加する電圧の回転位相と電圧の波形を生成する。モータ電流検出部１０４の検出出力は電流ゼロクロス検出部１０８に印加され、モータ電流のゼロクロス点を検出する。
【０００４】
図２７の（ａ）は回転位相θを表すグラフであり、（ｂ）は出力周波数ｆｓの逆数の周期Ｔにおける、モータ電流Ｉｓと印加電圧Ｖｓとの関係を表すグラフである。図２７の（ａ）に示すように、周波数設定部１０６の出力周波数ｆｓを、波形生成部１０７によって周期である時間Ｔ（＝１／ｆｓ）に変換し、回転位相θを生成する。更に回転位相θに基づいて基準となる正弦波を生成する。生成された基準となる正弦波の波形と誤差電圧演算部１１１で演算された電圧の振幅とから、出力指令演算部１１２で印加電圧Ｖｓの指令値が生成され、それはインバータ回路１０２に印加される。これにより、モータ電流Ｉｓが図２７の（ｂ）の波形図のように流れ、印加電圧Ｖｓとの間に位相差Φを生じる。モータ電流検出部１０４で検出されたモータ電流Ｉｓは、電流ゼロクロス検出部１０８に印加され、モータ電流Ｉｓのゼロクロス点の位相が検出される。ゼロクロス点の位相は位相差演算部１０９に印加され、印加電圧Ｖｓとモータ電流Ｉｓとの位相差Φが検出される。位相差指令部１１０の出力と位相差演算部１０９の出力から加算部１１３で誤差が求められ、これが誤差電圧演算部１１１で増幅され、それによりモータ印加電圧Ｖｓの振幅が求められる。出力指令演算部１１２の出力の印加電圧Ｖｓはパルス幅変調（ＰＷＭ）されてインバータ回路１０２のスイッチ素子に印加されこれを駆動する。
【０００５】
第２の従来技術の正弦波駆動方法として、１９９７年電気学会論文誌Ｄ１１７巻１号や特開平１１−１８４８３号公報に示されるものがある。この駆動方法では、モータの巻線抵抗やｄ−ｑ軸上のインダクタンスで記述されるモータの電圧方程式をあらかじめ準備しておく。そして、モータの印加電圧と実際に流れた電流とからモータの位相ならびに回転数を推定してフィードバック制御する。この第２の従来技術を図２８を用いて説明する。
【０００６】
図２８は正弦波駆動の第２の従来技術のモータ制御装置のブロック図である。図において、直流電源１０１、インバータ回路１０２、モータ電流検出部１０４及びモータ１０３は第１の従来技術と同様である。インバータ制御部１１４における動作を説明する。出力指令演算部１１５で生成されたＰＷＭ指令値に基づいてインバータ回路１０２のスイッチング素子を制御し、モータ１０３を駆動する。そのときモータ１０３に流れた電流をモータ電流検出部１０４で検出し、検出信号を出力する。モータ電流検出信号と推定位相θから、γδ変換部１１６でモータ電流をγ−δ座標軸上に変換して、電流ＩγとＩδを出力する。この座標軸は、モータモデル１１７上で推定したｄ−ｑ軸である。モータモデル１１７は変換された電流と電圧指令値に基づいてモータの電圧方程式を解き、位相θ及び回転数ωの推定値を出力する。周波数設定部１１８はモータの回転周波数指令値を出力する。加算部１１９は回転周波数の指令値とモータモデル１１７で生成された回転数ωの推定値の誤差を演算して電流指令部１２０に出力する。電流指令部１２０は加算部１１９の誤差をＰＩ制御してγ−δ軸上の電流指令値を作成する。加算部１２１は電流指令部１２０からの電流指令値と、γδ変換部１１６からの電流ＩγとＩδの誤差を演算して電圧指令部１２２に出力する。電圧指令部１２２は、加算部１２１の誤差をＰＩ制御して印加電圧指令値を作成する。この印加電圧指令値が再び出力指令演算部１１５に用いられて三相変換された後ＰＷＭ指令値を作成し、次の制御周期で再度インバータ回路１０２を制御する。
【０００７】
第３の従来技術の正弦波駆動方法として、特開２０００−２６２０８９号公報に示されるものがある。この駆動方法ではモータに供給される無効電力を検出して、その値が目標値となるようにフィードバック制御する。この第３の従来技術を図２９を用いて説明する。
図２９は正弦波駆動の第３の従来技術のモータ制御装置のブロック図である。図において、直流電源１０１、インバータ回路１０２、モータ電流検出部１０４及びモータ１０３は第１の従来技術と同様である。インバータ制御部１２３における動作を説明する。出力指令演算部１２４はモータ印加電圧指令値からＰＷＭ指令を生成して出力しインバータ回路１０２のスイッチング素子を制御し、モータ１０３を駆動する。そのときモータ１０３に流れた電流をモータ電流検出部１０４で検出し、検出信号を出力する。座標変換部１２５は検出信号に基づいてモータ電流を有効電流と無効電流とに分解する。
【０００８】
周波数設定部１２６はモータ１０３の回転周波数指令値を出力する。無効電力指令部１２７は回転周波数指令値とモータ印加電圧指令値と有効電流と無効電流から無効電力指令値を出力する。無効電力演算部１２８はモータ印加電圧指令値と無効電流検出値から無効電力検出値を演算する。加算部１２９は無効電力指令値と無効電力検出値の誤差を演算し、誤差電圧演算部１３０はこの誤差に基づいて印加電圧補償値を生成する。Ｖ／ｆ変換部１３１は回転周波数指令値からモータ基準電圧を生成し、加算部１３２はモータ基準電圧と印加電圧補償値を加算してモータ印加電圧指令値を生成する。モータ印加電圧指令値は出力指令演算部１２４に再び入力されてＰＷＭ指令値を作成し、次の制御周期で再度インバータ回路１０２を制御する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
前記の第１の従来技術では、モータ電流のゼロクロス点を検出し、モータ電流Ｉｓと印加電圧Ｖｓとの位相差を所望する指令値になるようフィードバック制御している。モータ電流Ｉｓのゼロクロス点は図２７の（ｂ）に示すように、１相当たり電気角で１８０度に１回検出できるので、３相では電気角で６０度に１回検出できる。しかしながら、電気角６０度毎にゼロクロス点を検出するフィードバック制御では、サンプルホールドによる検出遅れが大きい。この検出遅れにより、特にモータの回転数が低い周波数領域で動作が不安定になって脱調現象を生じ、モータの回転が停止しやすいという問題があった。
モータモデルを用いてｄ−ｑ軸を推定する第２の従来技術では、制御周期毎（例えば、キャリア周期毎）にフィードバックする。従って検出遅れによる脱調現象が起きにくいという長所がある。一方、モータのパラメータ、特にインダクタンスは温度や負荷の影響を受けて大きく変化する。そのため、実際のモータのパラメータと制御器内部で使用するモデルとの間に誤差が生じると、位相あるいは回転数の推定結果が実際と異なってくる。その結果、モータの回転が最終的には制御不能となり脱調してしまう。脱調を防ぐために回転数や負荷や温度に応じてパラメータを補正する作業が必要であった。また、パラメータが異なるモータを制御するためには各パラメータを調整する作業が必要であり、パラメータの異なるモータに直ちに適用することは困難であった。また、この制御を行う際には電流マイナーループを用いているため演算量が多く、高価なマイクロコンピュータあるいはＤＳＰを用いる必要があった。
無効電力を指令して所定の値となるようにフィードバック制御する第３の従来技術は、制御周期毎にフィードバックするので、第２の従来技術と同様に、検出遅れによる脱調現象が起きにくいという長所がある。また、電流マイナーループを持たない分、第２の従来技術と異なり演算量が少なくなるという長所がある。しかし、モータの印加電圧は回転数とほぼ比例関係にあるため、無効電力指令値は回転数の変化に応じて変更していく必要があり、更に、この指令値の作成にはモータパラメータを使用しているので、第２の従来技術と同様に、パラメータの変化に応じた補正が必要となるため、無効電力指令値の演算が複雑になり、結局のところ全体の演算量は多く、高価なマイクロコンピュータあるいはＤＳＰを用いる必要があった。また、第２の従来技術と同様に、パラメータが異なるモータを制御するためには各パラメータを調整する作業が必要であり、パラメータの異なるモータに直ちに適用することは困難であった。また、この従来技術は出力トルクが常に最大となる制御方法であり、電圧不足時に用いられる弱め界磁制御ができないため、回転数範囲が制限されてしまうという問題があった。
【００１０】
本発明の目的は、広範囲な運転領域で脱調することなく、高効率、低騒音、低振動で安定にモータの回転を制御できるモータ制御装置を提供することである。また、演算量が少なく、安価なマイクロコンピュータで構成できるモータ制御装置を提供することである。
さらに、モータパラメータの異なるモータにも直ちに適用できる、モータパラメータを必要としない制御方法のモータ制御装置を提供することである。
さらに、電源電圧の不足時における弱め界磁制御を容易に実現できるモータ制御装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明のモータ制御装置は、直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、を備えるモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部、無効分電流の指令値を出力する無効分電流指令部、前記無効分電流演算部の出力と前記無効分電流指令部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力からモータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有し、前記無効分電流指令部は前記ブラシレスモータの負荷の状態に基づいて前記無効分電流指令部の出力を変更することを特徴とする。
本発明の他の観点のモータ制御装置は、直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、を備えるモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部、無効分電流の指令値を出力する無効分電流指令部、前記無効分電流演算部の出力と前記無効分電流指令部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力からモータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有し、前記誤差電圧演算部は、比例積分微分制御器によって構成されていることを特徴とする。
本発明の他の観点のモータ制御装置は、直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、を備えるモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、前記無効分電流演算部及び前記有効分電流演算部の出力から位相差φを演算する位相差φ演算部、位相差φの指令値を出力する位相差φ指令部、前記位相差φ指令部の出力と前記位相差φ演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力からモータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有し、前記位相差φ指令部は、前記ブラシレスモータの回転数に基づいて前記位相差φ指令部の出力を変更することを特徴とする。
本発明の他の観点のモータ制御装置は、直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、を備えるモー タ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、前記無効分電流演算部の出力、前記有効分電流演算部の出力及びモータ印加電圧指令値からモータ印加電圧とモータ誘起電圧との位相差αを演算する位相差α演算部、位相差αの指令値を出力する位相差α指令部、前記位相差α指令部の出力と前記位相差α演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記モータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有する。
本発明の他の観点のモータ制御装置は、直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、を備えるモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、前記無効分電流演算部の出力、前記有効分電流演算部の出力、モータ印加電圧指令値及び前記周波数設定部の指令信号から前記モータのロータ基準軸とモータ電流との位相差βを演算する位相差β演算部、位相差βの指令値を出力する位相差β指令部、前記位相差β指令部の出力と前記位相差β演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記モータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有する。
本発明の他の観点のモータ制御装置は、直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、を備えるモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、前記無効分電流演算部の出力、前記有効分電流演算部の出力、モータ印加電圧指令値及び前記周波数設定部の指令信号から前記モータのロータ基準軸とモータ印加電圧との位相差δを演算する位相差δ演算部、位相差δの指令値を出力する位相差δ指令部、前記位相差δ指令部の出力と前記位相差δ演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記モータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有する。
【００１２】
本発明によれば、モータ電流からモータの瞬時の無効分電流、力率角、印加電圧と誘起電圧の位相差、ロータ軸と電流の位相差、ロータ軸と印加電圧の位相差のいずれかが検出される。これらの検出値が指令値と等しくなるようにインバータ回路を制御するので、安定にモータを駆動できる。インバータ回路の制御を行うインバータ制御は、モータへの印加電圧指令の電圧値又は位相を補償するようにフィードバックループを構成している。制御周期はモータの回転周期に比べて十分短いため、サンプリング遅れなどにより不安定な動作となることはない。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例のモータ制御装置について、図１から図２５を用いて説明する。
【００１４】
《第１実施例》
本発明の第１実施例を図１から図３を用いて説明する。
図１は本発明の第１実施例のモータ制御装置の基本的な構成を示すブロック図である。図１において、直流電源１の直流はインバータ回路２に印加されて交流に変換され、モータ電流検出部４を経てモータ３に供給される。モータ３は例えば、同期型のブラシレスモータであり、ロータの位置を検出する位置センサは備えていない。モータ電流検出部４の出力はインバータ制御部５５の、無効分電流演算部５４を有する検出部５７に入力される。検出部５７では無効分電流を演算し、その値に基づく検出値を出力して、演算部５８に印加する。設定部５６には、インバータ回路２を制御するための後で詳しく説明する各種の設定値が設定されている。この設定値は検出部５７が出力する検出値の目標値となるものであり、一定値でもよいし、モータ３の回転周波数や負荷トルクに応じて変更される値でもよい。この設定値及び検出値は演算部５８に入力される。演算部５８は、所定の演算を行った後、検出値が設定値に等しくなるようにインバータ回路２を駆動するための指令値を出力する。以上の一連の動作を所定の制御周期で繰り返し行うことによって、検出値が設定値に等しくなるように制御され、モータ３を所定の動作状態で駆動することができる。
【００１５】
図２は本実施例のモータ制御装置の好適な具体例を示すブロック図である。この例は、検出値及び設定値を無効分電流とした場合である。インバータ制御部５において、周波数設定部６に、インバータ回路２を制御する入力信号の周波数が設定され、設定された周波数の入力信号が波形生成部７とＶ／ｆ変換部１１に印加される。波形生成部７は印加された入力信号から回転位相信号を生成し、無効分電流演算部８と出力指令演算部１２に印加する。無効分電流演算部８は、モータ電流検出部４の検出出力と波形生成部７の出力から無効分電流を求め、加算部３１の一方の入力端に印加する。加算部３１の他方の入力端には無効分電流指令部９から出力される無効分電流指令値が印加されている。加算部３１の加算出力は誤差電圧演算部１０に印加され誤差電圧が求められる。誤差電圧演算部１０の出力は、加算部３２においてＶ／ｆ変換部１１の出力と加算され、加算結果の出力が出力指令演算部１２に入力される。出力指令演算部１２の出力はインバータ回路２に印加されインバータ回路を駆動する。図１における検出部５７は図２の無効分電流演算部８に相当し、図１の設定部５６は図２の無効分電流指令部９に相当する。演算部５８は図２のその他の部分をまとめたものに相当する。
【００１６】
インバータ制御部５の動作を以下に説明する。モータ３の三相の巻線（図示省略）Ｕ，Ｖ，Ｗに印加する電圧をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとしたとき、出力指令演算部１２は、波形生成部７からの回転位相信号θと、加算部３２からのモータ印加電圧指令値Ｖａを用いて、式（１）に示す演算をする。
【００１７】
【数１】

【００１８】
出力指令演算部１２は、演算結果の電圧がモータ３に印加されるように、インバータ回路２のスイッチング素子４１−４６（図２２）をＰＷＭ駆動する信号を出力する。モータ電流検出部４はモータ３に流れる三相の電流のうち少なくとも二相の電流を検出し、検出信号を無効分電流演算部８に入力する。モータ電流検出部４がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出したとき出力する検出信号をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとすると、無効分電流演算部８は式（２）に示す演算を行って、無効分電流検出値Ｉｒを求める。
【００１９】
【数２】

【００２０】
なお、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があるから、モータ電流検出部４が少なくとも二相の電流を検出すれば無効分電流演算部８は式（２）の演算ができる。
【００２１】
図３（ａ）はモータの印加電圧指令値Ｖａ、誘起電圧Ｖｏ及びモータ３を流れるモータ電流Ｉｓの関係を、ｄ−ｑ軸上で表したベクトル図である。モータ３のロータに設けられている磁石による発生電圧はｑ軸上にあり、リラクタンス分を含めたモータ３のロータとステータ間に発生する誘起電圧はＶ０となる。モータ印加電圧指令値Ｖａと誘起電圧Ｖ０とのベクトルの差はモータの巻線抵抗Ｒにモータ電流Ｉｓを乗じたものとなる。式（２）の演算で得られる無効分電流検出値Ｉｒは、モータ電流Ｉｓの、印加電圧指令値Ｖａの方向に直交する方向の成分であり、ａ−ｒ軸上で示すと、図３（ｂ）に示すように、モータ電流Ｉｓを、印加電圧指令値Ｖａと平行な方向であるａ軸方向と、ａ軸に直交するｒ軸方向とに分解した時の、ｒ軸方向成分である。よって、無効分電流検出値Ｉｒは式（３）のようにも表現できる。
【００２２】
【数３】

【００２３】
ここで、φは印加電圧指令値Ｖａとモータ電流Ｉｓとの位相差であり、力率角を表す。
【００２４】
図２において、無効分電流指令部９は無効分電流指令値Ｉｒ＊を出力する。加算部３１は無効分電流指令値Ｉｒ＊と無効分電流検出値Ｉｒとを加算をして、加算結果を誤差として出力する。誤差電圧演算部１０は、無効分電流検出値Ｉｒを無効分電流指令値Ｉｒ＊に近づけるために、電圧補償値をこの誤差に基づいて演算して出力する。電圧補償値の演算においては、比例（Ｐ）制御、比例積分制御（ＰＩ）、比例積分微分（ＰＩＤ）制御などの従来から用いられている制御における演算方法を用いることができる。このときの各制御ゲインは固定値でもよいし、モータの回転周波数や負荷に応じて変更してもよい。前記の誤差電圧演算部１０の演算における方法は一般的なものであり、本発明の誤差電圧演算部１０の動作はこれらに限られるものではない。無効分電流指令値Ｉｒ＊をモータの回転周波数や負荷に応じて変更してもよい。
【００２５】
周波数設定部６はモータ３の回転周波数を表す回転周波数指令値を出力する。Ｖ／ｆ変換部１１はこの回転周波数指令値に基づいて、モータ３に印加すべき基本的な電圧指令値を出力する。モータ３がブラシレスモータであれば、印加電圧と回転数は比例関係にあるので、回転周波数指令値に一定の数を掛けた値を電圧指令値とするのが一般的である。電圧指令値の他の生成方法としては、モータの起動時には加速トルクが必要なので、若干大き目の電圧指令値を出力するようにしてもよい。本実施例において説明する電圧指令値の生成方法は一般的なものであり、本発明のＶ／ｆ変換部の動作がこの電圧指令値の生成方法に限定されるものではない。
【００２６】
加算部３２はＶ／ｆ変換部１１から出力された電圧指令値と誤差電圧演算部１０から出力された電圧補償値を加算し、次の制御周期におけるモータ印加電圧指令値Ｖａを生成する。以上述べた一連の動作を制御周期毎に繰り返すことによって、最終的にモータ３に印加すべき電圧の過不足分が補償される。この制御周期はインバータ回路２のスイッチング素子がオンオフを繰り返す周期であるキャリア周期と同一である。通常のキャリア周期は数十μ秒から数百μ秒、すなわち、キャリア周波数は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ程度である。一方モータの回転周波数は用途によるがエアコンや冷蔵庫に用いる圧縮機やファン、ポンプなどの用途では最高数百Ｈｚであり、キャリア周波数よりもはるかに小さい周波数である。第１の従来技術ではモータの回転周波数の数倍程度の周波数でしか制御できなかったので、制御や検出が遅れ、モータの回転が不安定になることがあった。本実施例によれば、モータの回転周波数よりもはるかに高いキャリア周波数すなわち短い周期で制御できるので、制御の遅れや検出の遅れが生じずモータの制御が不安定になることはない。
また、式（１）〜式（３）を用いて無効分電流を検出するので、モータパラメータを必要としない点が、第２及び第３の従来技術と異なる。本発明のモータ制御装置は、インダクタンス値や巻線抵抗値などのモータパラメータが異なるモータに対しても、パラメータを調整する必要なく適用することができる。また、演算量が少ないため、安価なマイクロコンピュータを用いたモータ制御装置を実現することができる。
【００２７】
《第２実施例》
図４は本発明の第２実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ａは、第１実施例の図２のインバータ制御部５に、有効分電流演算部１３及び位相差φ演算部１４を加え、無効分電流指令部９を位相差φ指令部１５に変更したものである。その他の構成は前記第１実施例のものと同じである。位相差φは、印加電圧指令値Ｖａとモータ電流Ｉｓの位相差である。有効分電流演算部１３は有効分電流Ｉａを式（４）の演算で求める。
【００２８】
【数４】

【００２９】
式（４）の演算で求められる有効分電流Ｉａは、図３（ｂ）のベクトル図においてモータ電流Ｉｓの、印加電圧指令値Ｖａの方向に平行な方向の成分である。すなわち、図３（ｂ）に示すように、モータ電流Ｉｓを、印加電圧指令値Ｖａに平行な方向であるａ軸方向と、ａ軸に直交する方向であるｒ軸方向とに分解した時の、ａ軸方向成分である。従って、有効分電流検出値Ｉａは式（５）のようにも表現できる。
【００３０】
【数５】

【００３１】
式（３）と式（５）から式（６）が導きだせる。
【００３２】
【数６】

【００３３】
位相差φ演算部１４は力率角である位相差φを式（６）の演算で求める。
【００３４】
位相差φ指令部１５は位相差φの指令値φ＊（以下、位相差φ指令値と記す）を出力する。加算部３１Ａは位相差φ指令値φ＊と位相差φ検出値φとの加算結果を誤差として出力する。誤差電圧演算部１０Ａは位相差φ検出値φを位相差φ指令値φ＊に近づけるために、電圧補償値をこの誤差に基づいて演算して出力する。それ以降のインバータ制御部５Ａの動作は第１実施例の図２のものと同様である。
【００３５】
角度で示す位相差φは力率角であるから、位相差φを制御することで、モータの力率すなわち、有効電力や無効電力の分配比率を直接設定できる。そのため、モータの駆動状態を設定しやすい。
図１５（ａ）は、モータの回転周波数を低い値の一定値とし、負荷をパラメータとした時の、無効分電流指令値Ｉｒ＊とモータの効率の関係を示す実験結果の図であり、図１５（ｃ）は位相差φ指令値φ＊とモータの効率の関係を示す実験結果の図である。図１５（ａ）から、負荷が変わるにつれて、モータの効率が最大となる無効分電流指令値Ｉｒ＊を変更する必要があることがわかる。従って、負荷が変化してもモータの効率が最大となるようにモータを駆動するためには、無効分電流指令値を負荷に応じて変化させる必要がある。図１５（ｃ）からは、負荷が変化してもモータの効率が最大となる位相差φ指令値φ＊は変わらないので一定値でよいことがわかる。この結果から、モータの効率が常に最大となるようにモータを駆動したいとき、無効分電流指令値Ｉｒ＊は負荷によって変える必要があるが、位相差φ指令値φ＊は負荷に関係なく一定値を設定すればよい。従ってフィードバック制御においては、位相差φ指令値φ＊を使う方が無効分電流指令値Ｉｒ＊を使うよりも設定が簡単になるという効果が得られる。
また、式（１）〜式（６）を用いて位相差φを検出するので、モータパラメータを必要としない点が、第２及び第３の従来技術と異なる。本発明のモータ制御装置は、インダクタンス値や巻線抵抗値などのモータパラメータが異なるモータに対しても、パラメータを調整する必要なく適用することができる。また、演算量が少ないため、安価なマイクロコンピュータを用いたモータ制御装置を実現することができる。
【００３６】
《第３実施例》
図５は本発明の第３実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｂは、第２実施例の図４のインバータ制御部５Ａにある位相差φ演算部１４を位相差α演算部１６に代え、位相差φ指令部１５を位相差α指令部１７に代えたものである。位相差α演算部１６は、無効分電流演算部８の出力と有効分電流演算部１３の出力と加算部３２の出力であるモータ印加電圧指令値とから、位相差αを式（７）に基づいて演算する。
【００３７】
【数７】

【００３８】
式（７）におけるＲはモータ３の巻線の１相あたりの巻線抵抗である。角度で示す位相差αは図３（ａ）に示すように、印加電圧指令値Ｖａと誘起電圧Ｖ０の位相差である。
【００３９】
位相差α指令部１７は位相差αの指令値α＊（以下、位相差α指令値α＊と記す）を出力する。加算部３１Ｂは位相差α指令値α＊と位相差α検出値αとの加算結果を誤差として出力する。誤差電圧演算部１０Ｂは位相差α検出値αを位相差α指令値α＊に近づけるために、電圧補償値をこの誤差に基づいて演算し出力する。その他の構成及び動作は第２実施例と同様である。
【００４０】
フィードバック制御において、位相差αは図１５（ｃ）に示した位相差φと同様の効果を持つ。従って、モータの効率が常に最大となるようにモータを駆動したい時は、位相差α指令値α＊を一定値に設定すればよい。また、モータの起動時は回転周波数が安定していないため、ロータの磁石によって発生する誘起電圧ω・ψ（図３の（ａ））は大きく変動する。従って、誘起電圧Ｖ０は大きさと向きの両方が大きく変動し、モータ電流Ｉｓも大きく変動する。その結果、モータの起動時は、印加電圧指令値Ｖａとモータ電流Ｉｓとの位相差φが大きく変動して、位相差φの検出値φがばらつき、制御しにくくなってしまう。これに対して、位相差αは変動量が小さいので、モータの起動時から位相差αの検出値はばらつかない。従って位相差αを用いると安定したフィードバック制御を行うことができ、モータ起動時からのモータ制御が容易になるという効果が得られる。
位相差αの検出にはモータの巻線抵抗Ｒのみを必要とし、負荷によって変化の大きいインダクタンス値を必要としないので、負荷による補正が不要となり、安価にモータ制御装置を実現することができる。また、演算量が少ないため、安価なマイクロコンピュータを用いたモータ制御装置を実現することができる。
【００４１】
《第４実施例》
図６は本発明の第４実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｃは、第３実施例の図５のインバータ制御部５Ｂの位相差α演算部１６を位相差β演算部１８に代え、位相差α指令部１７を位相差β指令部１９に代えたものである。位相差β演算部１８は、無効分電流演算部８の出力、有効分電流演算部１３の出力、加算部３２の出力及び周波数設定部６の出力から位相差βを式（８）に基づいて演算する。
【００４２】
【数８】

【００４３】
角度で示す位相差βは図３（ａ）に示すように、ロータ軸であるｑ軸とモータ電流Ｉｓの位相差である。
本実施例の他の好適な例について以下に説明する。無効電力Ｐｒは式（９）で表せる。
【００４４】
【数９】

【００４５】
ここで、ψは磁束を、Ｌｄ及びＬｑはインダクタンスのｄ軸成分及びｑ軸成分を、Ｉｄ及びＩｑはモータ電流Ｉｓのｄ軸成分及びｑ軸成分を表す。式（９）をＩｄについて解くと式（１０）となる。
【００４６】
【数１０】

【００４７】
一方、無効電力Ｐｒは式（１１）としても表現できる。
【００４８】
【数１１】

【００４９】
更に、モータ電流Ｉｓのｄ軸成分Ｉｄとモータ電流Ｉｓは式（１２）の関係がある。
【００５０】
【数１２】

【００５１】
式（９）〜式（１２）を用いてβについて解くと、式（１３）が得られる。
【００５２】
【数１３】

【００５３】
ψ、Ｌｄ、Ｌｑはモータパラメータで既知であるから、モータ印加電圧指令値Ｖａ、モータの回転周波数ω、有効分電流Ｉａ及び無効分電流Ｉｒを検出できれば、位相差βを演算することができる。
【００５４】
位相差β指令部１９は位相差βの指令値β＊（以下、位相差β指令値β＊と記す）を出力する。加算部３１Ｃは、位相差β指令値β＊と、位相差β演算部１８の出力の位相差β検出値βとの加算結果を誤差として出力する。誤差電圧演算部１０Ｃは位相差β検出値βを位相差β指令値β＊に近づけるために、電圧補償値をこの誤差に基づいて演算し出力する。その他のインバータ制御部５Ｃの構成及び動作は第３実施例と同様である。
【００５５】
位相差βは、トルクを直接制御するモータ電流Ｉｓとロータ基準軸ｑの位相差であり、モータ制御上物理的な意味を持っているので設定しやすい。例えば、後述する第１５実施例で示すように、モータが非突極構造の場合は、位相差βがゼロとなるようにモータ電流Ｉｓを制御すれば、モータを常に高トルクで駆動することができる。また、第１６実施例で示すように、モータが突極構造の場合は、位相差βを、電流と回転数で決まる関数で表される関係を保つように制御すれば、モータを常に高トルクで駆動することができる。このように、モータを高トルクで駆動したい時は位相差βを検出して制御することで、高トルク駆動が簡単に行えるという効果を得ることができる。
位相差βの検出に式（８）を用いるときは、インダクタンスのｑ軸成分と巻線抵抗を必要とするが、インダクタンスのｄ軸成分を必要としないので、負荷や回転数によるパラメータの補正項目が少ないモータ制御装置を実現することができる。
【００５６】
《第５実施例》
図７は本発明の第５実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｄは、第４実施例の図６のインバータ制御部５Ｃの位相差β演算部１８を位相差δ演算部２０に代え、位相差β指令部１９を位相差δ指令部２１に代えたものである。位相差δ演算部２０は、無効分電流演算部８の出力、有効分電流演算部１３の出力、加算部３２の出力及び周波数設定部６の出力から位相差δを、式（６）、式（８）及び式（１４）に基づいて演算する。
【００５７】
【数１４】

【００５８】
位相差δは図３（ａ）に示すように、ロータ軸であるｑ軸とモータ印加電圧指令値Ｖａの間の角度であり、負荷角という。
【００５９】
位相差δ指令部２１は位相差δの指令値δ＊（以下、位相差δ指令値δ＊と記す）を出力する。加算部３１Ｄは位相差δ指令値δ＊と位相差δ検出値δとを加算し、加算結果を誤差として出力する。誤差電圧演算部１０Ｄは位相差δ検出値δを位相差δ指令値δ＊に近づけるために、電圧補償値をこの誤差に基づいて演算し出力する。インバータ制御部５Ｄのその他の構成及び動作は第４実施例と同様である。
【００６０】
位相差δは負荷角と呼ばれるものであり、負荷が大きくなればなるほど位相差δも大きくなる。負荷角はモータの脱調限界を示す理論的な角度という物理的な意味を持つので、負荷角を検出できれば、モータの駆動状態が脱調限界付近かどうかを知ることができる。本実施例によれば、位相差δを検出できるので脱調限界付近でモータを駆動しているかどうかを知ることができる。従って、脱調しないように対策をとることが可能となり、より安定したモータ制御装置を実現できる。
位相差δの検出に式（８）を用いるときは、インダクタンスのｑ軸成分と巻線抵抗を必要とするが、インダクタンスのｄ軸成分を必要としないので、負荷や回転数によるパラメータの補正項目が少ないモータ制御装置を実現することができる。
【００６１】
《第６実施例》
図８は本発明の第６実施例のモータ制御装置のブロック図である。図においてインバータ制御部５Ｅは、第１実施例の図２のインバータ制御部５に、位相補償部２２と加算部３３を加え、加算部３１を加算部３１Ｅに代えたものである。
【００６２】
加算部３１Ｅは無効分電流指令値と無効分電流検出値とを加算し、加算結果を誤差として誤差演算部１０及び位相補償部２２へ印加する。位相補償部２２は無効分電流指令値と無効分電流検出値との誤差が小さくなるように、回転位相信号θを補償する位相補償値を出力し、加算部３３に印加する。加算部３３は、波形生成部７の出力の回転位相信号と位相補償値を加算して新たな回転位相信号を生成し、出力指令演算部１２と無効分電流演算部８に印加する。位相補償部２２における処理では、誤差を比例制御、比例積分制御、又は比例積分微分制御する方法が一般的に用いられるが、本発明においては、位相補償部２２の処理でこれらの方法を使うことに限定したものではない。また、位相補償部２２における制御ゲインはモータの駆動状態に応じて変更してもよい。
【００６３】
位相補償部２２と加算部３３を設けることによって、急激な負荷変動によるモータの位相ずれが発生した場合にも位相補償が行える。従って、より安定したモータ駆動が実現できる。
【００６４】
なお、図８の構成の本実施例では、無効分電流指令値と無効分電流演算値との誤差を位相補償に使用しているが、位相差φの誤差、位相差αの誤差、位相差βの誤差及び位相差δの誤差のいずれかを用いて、それぞれの誤差に応じて制御
ゲインを適切に設定することで位相補償を実施しても同様の効果が得られる。
【００６５】
《第７実施例》
図９は本発明の第７実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｆは第１実施例の図２のインバータ制御部５に変化量演算部２３を加えたものである。
変化量演算部２３は無効分電流演算部８から無効分電流の演算結果を受けて、一定の周期で繰り返される制御の、前回の制御における無効分電流演算結果と今回の制御における無効分電流演算結果との差を演算する。この差からモータ３の回転周波数の推定変動量を求める。回転周波数の変動量は、本来零である方が望ましい。そこで推定変動量を反転増幅して、変化量演算部２３の出力を決める。加算部３２Ａは、変化量演算部２３の出力、誤差電圧演算部１０の出力及びＶ／ｆ変換部１１の出力を加算し、モータ印加電圧指令値Ｖａを出力する。本実施例によれば、回転周波数の変動量を印加電圧指令値にフィードバックできるので、回転周波数が変動する場合でも、より安定したモータ制御装置が実現できる。
【００６６】
図１０は第７実施例の他の例のモータ制御装置のブロック図である。インバータ制御部５Ｇは、図９のインバータ制御部５Ｆの変化量演算部２３を変化量演算部２３Ａに代え、加算部３２Ａを加算部３２に代えるとともに、加算部３４を加えている。
変化量演算部２３Ａは無効分電流演算部８から無効分電流の演算結果を受けて、前回の制御における無効分電流演算結果と今回の制御における無効分電流演算結果との差を演算する。この差に基づいて、変化量演算部２３Ａは、モータ３の回転周波数の推定変動量を求め、この推定変動量の値を反転増幅した結果の値を出力し加算部３４に印加する。加算部３４は周波数設定部６の出力と変化量演算部２３Ａの出力を加算し、加算結果を波形生成部７へ印加する。本実施例によれば、回転周波数の変動量を周波数設定部６の回転周波数指令値にフィードバックするので、モータ３の回転周波数が変動する場合でも、より安定したモータ制御装置が実現できる。
【００６７】
第７実施例では、無効分電流演算部８の出力から変動量を求め、変動量の推定値を得ているが、第２から第５実施例における、位相差φ演算部、位相差α演算部、位相差β演算部及び位相差δ演算部のいずれかの出力を用いて、変動量を求めそれぞれの出力に応じた変動量を適切に設定することによってフィードバック制御を行ってもよい。
【００６８】
《第８実施例》
図１１は本発明の第８実施例のモータ制御装置のブロック図である。図においてインバータ制御部５Ｈは第１実施例の図２のインバータ制御部５に有効分電流演算部１３、電流補償部２４及び加算部３５を加えたものである。
電流補償部２４は無効分電流演算部８と有効分電流演算部１３の出力から式（１５）によってモータ電流Ｉｓを演算する。更にモータ電流Ｉｓの平均値を演算し、モータ電流Ｉｓの瞬時値と平均値との誤差を増幅して回転位相変動量として出力する。
【００６９】
【数１５】

【００７０】
加算部３５は波形生成部７の出力と、電流補償部２４の出力を加算して新たな回転位相指令値θを作成し、これを出力指令演算部１２、無効分電流演算部８及び有効分電流演算部１３に印加する。
通常のモータ駆動状態では、有効分電流Ｉａは無効分電流Ｉｒより大きく無効分電流Ｉｒはほぼゼロに近い値となっている。従って、モータ電流Ｉｓの近似値として有効分電流Ｉａを使用し、有効分電流Ｉａの瞬時値と平均値との誤差に基づいて電圧補償量を決定してもよい。
【００７１】
図１２は本実施例の他の好適な例のモータ制御装置のブロック図である。インバータ制御部５Ｉは、図１１のインバータ制御部５Ｈにおける電流補償部２４を電流補償部２４Ａに代え、加算部３２を加算部３２Ａに代えて、加算部３５を除いたものである。
電流補償部２４Ａは無効分電流演算部８と有効分電流演算部１３の出力から式（１５）によってモータ電流Ｉｓを演算する。更にモータ電流Ｉｓの平均値を演算し、モータ電流Ｉｓの瞬時値と平均値との誤差を増幅して電圧補償量として出力する。加算部３２Ａは、Ｖ／ｆ変換部１１の出力、誤差電圧演算部１０の出力及び電流補償部２４Ａの出力を加算して新たなモータ印加電圧指令値Ｖａを生成する。
通常のモータ駆動状態では、有効分電流Ｉａは無効分電流Ｉｒより大きく無効分電流Ｉｒはほぼゼロに近い値となっている。従って、モータ電流Ｉｓの近似値として有効分電流Ｉａを使用し、有効分電流Ｉａの瞬時値と平均値との誤差に基づいて電圧補償量を決定してもよい。
【００７２】
モータの負荷を含む系とモータの駆動条件によっては、モータの回転周波数の変動によるハンチング現象が生じることがある。ハンチングが生じると、ロータや負荷に慣性があるため、回転周波数に比べ低い周波数でモータ電流Ｉｓが変動する。このような現象が起こっている時のｄ−ｑ軸上の電圧ベクトルを図１３に示す。図に示すように、ｄ−ｑ軸がｄ’−ｑ’軸に変化して回転周波数が変動するため、印加電圧指令値Ｖａとｑ軸との位相差δが回転周波数に比べて低い周波数で変動する。ｑ軸の位置での誘起電圧をＶ０、このとき流れるモータ電流をＩｓ、ｑ’軸になったときの誘起電圧をＶ０’、この時に流れるモータ電流をＩｓ’とする。このとき、誘起電圧Ｖ０’は誘起電圧Ｖ０よりも小さくなるので、モータ電流Ｉｓ’はモータ電流Ｉｓよりも大きくなる。このモータ電流Ｉｓとモータ電流Ｉｓ’との大きさの違いは印加電圧Ｖａとｑ軸との位相差δと相関がある。そこで、本実施例では、モータ電流Ｉｓの瞬時値と平均値との誤差を回転位相変動量として回転位相指令θにフィードバックする。これにより、位相差δの変動を小さくすることができるので、より安定したモータ制御が得られる。また、本実施例では、モータ電流Ｉｓの瞬時値と平均値との誤差を電圧補償量としてモータ印加電圧指令値Ｖａにフィードバックしてもよい。これにより、位相差δの変動を小さくすることができるので、より安定したモータ制御装置が得られる。
【００７３】
なお、本実施例でモータ電流Ｉｓの誤差を回転位相変動量あるいは電圧補償量に変換する場合の制御方法としては、比例制御（Ｐ制御）、ＰＩ制御、及びＰＩＤ制御等を用いるのが一般的であるが、本発明はこれらの制御方法に限定されるものではない。制御における制御ゲインはモータの負荷や回転周波数等の駆動状態に応じて変更してもよい。また、平均値と瞬時値との誤差が所定値よりも小さい場合は検出誤差とみなし、誤差出力をゼロとしてもよい。
本実施例は無効分電流を検出して制御する第１実施例に基づいているが、本実施例の構成を第２から第５実施例で述べたモータ制御装置に組み合わせることができる。
【００７４】
《第９実施例》
図１４は本発明の第９実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｊは、第１実施例の図２のインバータ制御部５に、有効分電流演算部１３、位相差φ演算部１４、位相差φ指令部１５、加算部３１Ａ、誤差電圧演算部１０Ａ及び帰還切替部２６を加えたものである。
有効分電流演算部１３、位相差φ演算部１４、位相差φ指令部１５、加算部３１Ａ及び誤差電圧演算部１０Ａの構成及び動作は第２実施例におけるそれぞれの構成及び動作と同様である。帰還切替部２６は、周波数設定部６からの信号に基づいて、誤差電圧演算部１０の出力又は誤差電圧演算部１０Ａの出力のいずれか一方を選択して加算部３２に印加する。
【００７５】
無効分電流Ｉｒと位相差φのフィードバック量はそれぞれモータの回転周波数や負荷によって異なる特性を有している。図１５の（ａ）から（ｄ）に無効分電流Ｉｒ及び位相差φとモータ効率との関係を示す。図１５の（ａ）、及び（ｂ）は負荷をパラメータとして無効分電流Ｉｒの指令値を変化させた時のモータ効率の変化を、それぞれ低回転周波数時と高回転周波数時に分けて示すグラフである。図１５の（ｃ）及び（ｄ）は負荷をパラメータとして位相差φの指令値を変化させた時のモータ効率の変化を、それぞれ低回転周波数時と高回転周波数時に分けて示すグラフである。また、図１５の（ｅ）は、インバータ２へ入力する直流電源（１）の電圧値を一定とした時の、いわゆる弱め界磁制御を行って回転周波数を上昇させた場合における、負荷をパラメータとした回転数と無効分電流Ｉｒとの関係を示し、同（ｆ）は回転数と位相差φとの関係を示したものである。
【００７６】
図１５の（ｃ）及び（ｄ）によると、モータ３を高効率で駆動できる位相差φの指令値は負荷にはほとんど依存せず、回転周波数に大きく依存している。一方、図１５の（ａ）及び（ｂ）によると、無効分電流Ｉｒの場合は負荷と回転周波数の両方に依存することがわかる。また、図１５の（ｅ）及び（ｆ）によると、弱め界磁動作中では、回転数に対する位相差φの変化が非常に小さくなるため、回転数に応じた位相差φの指令値を設定しにくい。一方無効分電流Ｉｒは回転数に対する変化が大きいので、指令値を設定しやすいことがわかる。
一般に、モータ３の起動時は回転速度が安定しておらず、モータ巻線に発生する磁石の誘起電圧ω・ψの大きさや向きが安定していない。従って、モータの起動時は誘起電圧Ｖ０の大きさや向きが大きく変動し、モータ電流Ｉｓの向きも大きく変動する。また位相差φの検出結果も大きく変動し、モータ３を安定して制御できるまでにある程度の時間を要する。一方、位相差αの検出結果は位相差φの検出結果よりも変動量が小さい。従って特に起動時などの不安定な運転状態においては検出しやすく、制御しやすい。本実施例では、指令値とそれに対応したフィードバック量を有するフィードバックループを、帰還切替部２６で回転周波数に応じて切替える。これにより、指令値の設定がしやすくなり、最適な条件でモータ３を駆動させることができる。
【００７７】
図１４の構成では、無効分電流Ｉｒ又は位相差φのいずれかを帰還切替部２６で切替え選択している。この他の選択例として、位相差α、位相差β、位相差δ、無効分電流Ｉｒ及び位相差φの５種類の設定値の中から任意の組み合わせを作り、組み合わせた複数の設定値を切替え選択した場合でも同様の効果を得ることができる。例えば、モータ３の起動時は上記の理由により、無効分電流Ｉｒ、位相差α、位相差δが設定しやすい。起動後、所定の回転周波数を超えた場合は、モータ３を駆動させたい条件に応じて位相差φ、位相差β、位相差δ等を適切に選択してフィードバックループを形成する。これにより、所望の駆動方式を実現することができる。例えば、出力トルクを最大にしてモータ３を駆動させたい場合は、位相差βを選択すればよい。負荷を一定にしてモータ３を駆動させたい場合は、位相差δを選択すればよい。モータ３の効率を最大にして運転したい場合は位相差φを選択すればよい。このように、モータ３を駆動させたい条件に応じて適切なフィードバックループを形成することにより所望のモータ制御装置を実現することができる。
【００７８】
《第１０実施例》
図１６は本発明の第１０実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、直流電源１とインバータ回路２の間に直流電圧を検出するための電圧検出部２７を設けている。インバータ制御部５Ｋは、第９実施例の図１４のインバータ制御部５Ｊに、電圧検出部２７の検出出力が印加される飽和電圧判定部２８を加え、帰還切替部２６を帰還切替部２６Ａに変更したものである。飽和電圧判定部２８はモータ印加電圧指令値Ｖａと電圧検出部２７で検出された直流電圧の値を比較し、比較結果の出力を帰還切替部２６Ａに印加する。帰還切替部２６Ａは、比較結果の出力に応じて誤差電圧演算部１０の出力又は誤差電圧演算部１０Ａの出力のいずれか一方を選択して加算部３２に印加する。
【００７９】
モータ３に印加できる電圧の最大値は直流電源１に制約される。従って、モータ印加電圧指令値Ｖａが直流電圧値よりも大きい場合は、インバータ回路２は所望の電圧をモータ３に印加することができない。このような場合には弱め界磁制御を行う方法が一般的である。弱め界磁制御においては、図３の（ａ）に示すモータ電流ベクトルＲ×Ｉｓとｑ軸との位相差βを大きくする。これにより、モータ電流Ｉｓのｄ軸方向成分Ｉｄを増大させて誘起電圧Ｖｏを減少させる。その結果、モータ電流Ｉｓは増大するが、モータ印加電圧指令値Ｖａは減少するので、必要なモータ印加電圧指令値Ｖａを電源電圧以下に抑えることが可能となる。一般には、モータの回転周波数と必要な印加電圧との関係はモータの基本特性としてあらかじめわかっているので、電源電圧が不足して弱め界磁制御を行わなければならない回転周波数もあらかじめわかっている。従って、モータの回転周波数に応じて通常制御を行うか、弱め界磁制御を行うかを判定することが可能である。しかし、負荷や電源電圧が変動する場合は電圧不足となる回転周波数が変動してしまうので、弱め界磁制御に切替える周波数の判定が難しくなる。
【００８０】
本実施例では、図１６に示すように、飽和電圧判定部２８によって電圧不足となる状態を検出する。電圧不足になった場合には帰還切替部２６Ａで位相差φのフィードバックループから、無効分電流Ｉｒのフィードバックループに切替える。これにより、切替えのタイミングを正確に得ることが可能となり、より安定したモータ駆動を実現できる。第９実施例で説明したとおり、弱め界磁制御を行う場合にフィードバックループを切替えることが望ましい。弱め界磁制御を行う場合には無効分電流Ｉｒの他に、位相差α、位相差β、又は位相差δ等を用いた方がより安定したモータ制御装置を実現することができる。
【００８１】
《第１１実施例》
第１１実施例は、前記第９及び第１０実施例のモータ制御装置におけるフィードバックループの切替えすなわち制御切替えに関する。第９実施例及び第１０実施例においては、それぞれの帰還切替部２６又は２６Ａでフィードバックループを切替えるとき、切替える前のフィードバックループの状態で、切替え後に使用することになる指令値の複数の制御周期における平均値を演算しておく。そしてその平均値を切替え後の指令値とする。例えば、無効分電流Ｉｒを用いて制御を行っている状態から位相差φを用いる制御に切替える場合、無効分電流Ｉｒを用いる制御中に、位相差φを演算する。そして、位相差φの演算結果の平均値を演算しておく。制御切替えを行ったとき、位相差φの指令値を制御切替え前の位相差φの平均値とする。このようにして切替え後の指令値の初期値を決めることにより、制御切替えを行った時に安定した制御を実現することができる。
本実施例では更に安定な制御切替えを実現するために、制御切替えが行われた後の所定時間は切替えられた制御状態を保持するように、帰還切替部２６又は帰還切替部２６Ａに保持機能を追加している。
【００８２】
例えば第１０実施例では、制御切替えを行うとき、モータ印加電圧指令値Ｖａが直流電源１の電圧よりも大きいかどうかを比較し、その比較結果で切替えを判定する。例えば交流を全波整流してコンデンサで平滑させて直流を生成する場合などは、直流電圧が交流電源の周波数の２倍の周波数で変動する。従って制御切替えが頻繁に繰り返されてハンチング現象が発生する。このハンチング現象が発生すると、モータ３の回転が不安定になる。そこで、制御切替えが行われてから所定の時間は、再び制御切替えを行われないようにする。これにより、頻繁な切替え動作を防ぐことができ、より安定したモータ制御装置を実現することができる。前記の所定の時間は例えば５秒間程度であるが、この時間は切替時に不安定な動作をしないような値に決めればよい。
【００８３】
《第１２実施例》
図１７は本発明の第１２実施例のモータ制御装置のブロック図である。本実施例のモータ制御装置は、第１実施例の図２のモータ制御装置の、直流電源１とインバータ回路２の間に直流電圧を検出するための電圧検出部２７を設けている。図１７のインバータ制御部５Ｌは、図２のインバータ制御部５に飽和電圧判定部２８Ａを加え、無効分電流指令部９を無効分電流指令部９Ａに変更したものである。
飽和電圧判定部２８Ａには電圧検出部２７の出力の直流電圧と加算部３２の出力であるモータ印加電圧指令値Ｖａとが印加され両者の大小を比較する。モータ印加電圧指令値Ｖａの方が直流電圧よりも高い場合、すなわち電圧が飽和している場合は、飽和電圧判定部２８Ａは無効分電流指令部９Ａに飽和している量に応じた値を印加する。これにより、無効分電流指令部９Ａの出力である無効分電流指令値の出力は電圧飽和にならない値に変更される。例えば、無効分電流指令値を増大させて、弱め界磁制御を行い、モータ印加電圧指令値Ｖａを直流電圧よりも小さい値に抑える。このように本実施例では電圧飽和判定部２８Ａの出力に基づいて、無効分電流指令部９Ａの出力値を変更することで、電圧飽和時に弱め界磁制御を実現できる。
【００８４】
前記の説明では、無効分電流指令値を変更したが、位相差φ、位相差α、位相差β及び位相差δいずれか１つのの指令値を変更しても同様の効果が得られる。飽和電圧判定部２８Ａの出力は電圧の飽和している量に対応する値に限定されるものではなく、モータの回転周波数や負荷に対応する適切な値を用いてもよい。図１８の（ａ）及び（ｂ）は本実施例の他の好適なモータ制御装置の動作を説明するグラフである。図１８の（ａ）は、回転周波数ω（上のグラフ）が回転周波数の目標値ω*よりも小さい場合における、モータ印加電圧指令値Ｖａ（中のグラフ）と、無効分電流指令値Ｉｒ＊（下のグラフ）の推移を示す。図１８の（ｂ）は、回転周波数ω（上のグラフ）が目標値ω*よりも大きい場合における、モータ印加電圧指令値Ｖａ（中のグラフ）と無効分電流指令値Ｉｒ＊（下のグラフ）の推移を示す。
【００８５】
図１８の（ａ）の上のグラフに示すように、回転周波数ωが回転周波数目標値ω*以下の場合（ｔ１〜ｔ４）、周波数設定部６は回転周波数ωを増大させる。回転周波数ωの増大に伴ってＶ／ｆ変換部１１の出力も増大する。しかし、直流電源１の電圧が十分高くない場合は、出力指令演算部１２からの出力信号に対応する電圧をインバータ回路２がモータ３へ印加できない。そこで、弱め界磁制御を行って所望の回転数となるようにベクトルの方向を調整する制御を行う必要がある。まず電圧検出部２７から得られる直流電源１の電圧値Ｖｄｃとモータ印加電圧指令値Ｖａとを飽和電圧判定部２８で比較する。その結果、図１８の（ａ）の中のグラフに示すように、モータ印加電圧指令値Ｖａが、電圧値Ｖｄｃよりも大きく、所定の電圧値Ｖｓａｔ１よりも小さい場合（ｔ１〜ｔ２）は、周波数設定部６の出力である回転周波数ωを増大させる。モータ印加電圧指令値Ｖａが電圧値Ｖｓａｔ１よりも大きくなりそうな場合（ｔ２〜ｔ３）は、回転周波数ωを固定させて、Ｖ／ｆ変換部１１の出力を一定に保ち、モータ印加電圧指令値Ｖａが増大しないようにする。モータ印加電圧指令値Ｖａが電圧値Ｖｄｃよりも大きいとき、無効分電流指令部からの無効分電流指令値Ｉｒ＊を弱め界磁状態になるように増大させる（ｔ３〜ｔ４）。無効分電流指令値Ｉｒ＊が増大すればするほど、必要なモータ印加電圧指令値Ｖａは小さくなる（ｔ３〜ｔ４）。この両方の動作を継続することで、モータ印加電圧指令値Ｖａは所定の電圧値Ｖｓａｔ１を超えることはなく、モータ３を所望の回転数となるように制御することができる。
【００８６】
回転数を下げる場合は図１８の（ｂ）の中のグラフに示すように、電圧値Ｖｄｃよりも小さい所定の電圧値Ｖｓａｔ２とモータ印加電圧指令値Ｖａとを比較する。ＶａがＶｓａｔ２よりも小さくなった場合は回転数を下げないようにする。電圧値Ｖｄｃよりもモータ印加電圧指令値Ｖａの方が小さい場合（ｔ１〜ｔ２）は、無効分電流指令値Ｉｒ＊を減少させていくことで、弱め界磁状態を解除させている。結果としてモータ印加電圧指令値Ｖａが増大する（ｔ３〜ｔ４）。以上の動作を継続することで、弱め界磁制御状態を解除しつつモータ３の回転数が所望の値となるように制御することができる。
なお、本実施例は無効分電流の指令値Ｉｒ＊を変更する場合を示したが、無効分電流Ｉｒの代わりに位相差φ、位相差α、位相差β又は位相差δのいずれかを変更しても同様の制御ができる。
【００８７】
《第１３実施例》
図１９は本発明の第１３実施例におけるモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｍは第１実施例の図２のインバータ制御部５に有効分電流演算部１３と瞬時電流演算部２９とを加え、周波数設定部６を周波数設定部６Ａに変更したものである。有効分電流演算部１３は前記各実施例と同じ動作をする。瞬時電流演算部２９は有効分電流Ｉａと無効分電流Ｉｒとから式（１５）に示す演算を行って瞬時のモータ電流Ｉｓの値を出力する。瞬時電流演算部２９の出力は周波数設定部６Ａに印加される。瞬時モータ電流Ｉｓの値が所定値を超えた場合は、周波数設定部６Ａの出力値を変更しないように周波数設定部６Ａを制御する。
【００８８】
本実施例のモータ制御装置で制御されるモータ３がエアコンや冷蔵庫の圧縮機に使われる場合、あるいはファンやポンプなどに使われる場合、モータ３の回転周波数が高くなるとモータ３の負荷も増大する。従って、モータ３に流れる電流値は回転周波数にしたがって単調増加する傾向がある。一般に、インバータ回路２やモータ３は最大電流が規定されており、これを超える電流がインバータ回路２あるいはモータ３に流れると故障してしまう。本実施例によれば、瞬時電流演算部２９がモータ３に流れる瞬時電流を演算し、所定値を超えた場合は周波数設定部６Ａの出力する回転周波数指令を増大させないように制御する。従ってモータ３の回転周波数は一定に保たれ、負荷が増大しないので、より安全なモータ制御ができる。なお、瞬時のモータ電流Ｉｓが所定値を超えた場合、周波数設定部６Ａの回転周波数指令を下げるように指令してモータの回転周波数を低下させてもよい。これにより負荷が低下し、モータ電流も小さくなる。
【００８９】
《第１４実施例》
図２０は本発明の第１４実施例におけるモータ制御装置のブロック図である。図において、インバータ制御部５Ｎは、第１実施例の図２のインバータ制御部５の周波数設定部６を周波数設定部６Ｂに変更し、無効分電流指令部９を無効分電流指令部９Ｂに変更したものである。本実施例では周波数設定部６Ｂの出力が無効分電流指令部９Ｂにも印加されている。
無効分電流指令部９Ｂは周波数設定部６Ｂからの回転周波数指令を受けて、その値に応じた無効分電流指令値Ｉｒ＊を生成し、加算部３１へ出力する。
本実施例の他の好適な例のモータ制御装置として、インバータ制御部５Ｎに有効分電流演算部１３を設け、有効分電流演算部１３の出力を無効分電流指令部９Ｂへ印加してもよい（図示省略）。この例では無効分電流指令部９Ｂは有効分電流演算部１３からの有効分電流検出値Ｉａを受けて、その値に応じた無効分電流指令値Ｉｒ＊を生成し加算部３１へ印加する。
【００９０】
更に本実施例の他の好適な例のモータ制御装置として、インバータ制御部５Ｎに有効分電流演算部１３と瞬時電流演算部２９を設け、瞬時電流演算部２９の出力を無効分電流指令部９Ｂに入力してもよい（図示省略）。無効分電流指令部９Ｂは瞬時電流演算部２９からの瞬時電流検出値のモータ電流Ｉｓを受けて、その値に応じた無効分電流指令値Ｉｒ＊を生成し加算部３１に入力する。
更に本実施例の他の好適な例のモータ制御装置として、電圧検出部２７を設け、電圧検出部２７の出力を無効分電流指令部９Ｂに入力してもよい（図示省略）。無効分電流指令部９Ｂは電圧検出部２７からの電源電圧検出値Ｖｄｃを受けて、その値に応じた無効分電流指令値Ｉｒ＊を生成し加算部３１へ印加する。
【００９１】
図１５の（ａ）及び（ｂ）に示したように、モータ効率が最大になるようにモータ３を運転するためには、モータ３の回転周波数や負荷によって無効分電流指令値Ｉｒ＊を変える必要がある。本実施例では、モータ３の回転周波数とモータ効率が最大となる無効分電流指令値を対応させてあらかじめ決めておく。無効分電流指令部９Ｂは周波数設定部６Ｂから回転周波数の指令値を受けて、回転周波数に対応する無効分電流指令値を出力する。従って常にモータ効率を高い状態に保ってモータ３を運転することができる。瞬時のモータ電流又は有効分電流は負荷の値と関係があるので、瞬時電流演算部２９あるいは有効分電流演算部１３の出力を無効分電流指令部９Ｂに入力することにより、常にモータ効率を高い状態に保ってモータ３を運転することができる。
電源電圧が瞬時停電等で急に低下したとき、モータ３に印加される電圧も低下するため、モータ３の回転数は減少する。その結果、インバータ回路２の制御パルスはデューティ比が大きくなるように制御される。しかし、電源電圧が低下しているのでデューティ比がすぐに１００％に達する。そのためモータ印加電圧指令値Ｖａを更に上げることはできずモータ３は制御不能に陥る。この状態で、無効分電流指令値Ｉｒ＊を大きくして弱め界磁状態にすると、電源電圧Ｖｄｃがモータ印加電圧指令値Ｖａに等しいか大きい状態にできる。これにより、モータ３の正常な駆動を継続することができる。
【００９２】
なお、無効分電流指令部の代わりに、位相差φ指令部、位相差α指令部、位相差β指令部及び位相差δ指令部のいずれか１つに上記と同様の機能を持たせてインバータ制御部を構成してもよい。
【００９３】
《第１５実施例》
第１５実施例は、モータ３としてロータの表面に磁石を配置した、非突極型ロータを有するモータを用いる場合のモータ制御装置に関するものである。この場合位相差β指令部の出力値をゼロとする。
同期型モータの出力トルクＴの一般式は式（１６）で表される。
【００９４】
【数１６】

【００９５】
非突極構造のモータの場合、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは等しいため、出力トルクＴは、位相差βを用いて式（１７）で表せる。
【００９６】
【数１７】

【００９７】
最大トルクは、ｃｏｓβ＝１の時であるから、位相差βが零の時である。このとき、ｄ軸電流Ｉｄはゼロとなる。従って、モータ３が高トルクで回転するように制御する高トルク制御の場合には、位相差β指令値をゼロに設定すればよい。
本実施例では、上記のように位相差βの指令値をゼロに設定することで常に高トルク制御が可能となり、様々な負荷において安定したモータ駆動が達成できる。
【００９８】
《第１６実施例》
第１６実施例は、モータ３としてロータ内部に磁石を配置した、突極型ロータを有するモータを用いる場合のモータ制御装置に関する。本実施例のモータ制御装置では、第４実施例で説明した図６のモータ制御装置のブロック図におけるインバータ制御部５Ｃの位相差β指令部１９に、無効分電流演算部８の出力と、有効分電流演算部１３の出力が入力されるように構成する。なお、この構成は図示を省略している。
位相差β指令部１９は、無効分電流演算部８の出力Ｉｒと有効分電流演算部１３の出力Ｉａとから式（１５）にしたがって、瞬時のモータ電流Ｉｓを演算する。次に式（１８）にしたがって、位相差β指令部の出力である位相差βを演算して出力する。
【００９９】
【数１８】

【０１００】
突極型のモータの出力トルクＴの一般式は式（１６）である。式（１６）を位相差βで微分すると、式（１９）になる。
【数１９】

【０１０１】
出力トルクＴを最大とするためには式（１９）がゼロとなるようにβを決めればよい。式（１９）はｓｉｎβの２次方程式なので、式（１９）をβについて解くと、式（１８）が得られる。式（１８）でψは磁束、Ｌｄ及びＬｑはそれぞれｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスであり、これらはあらかじめモータ３の特性から知ることができる。また、瞬時のモータ電流Ｉｓは式（１５）から演算できるので、式（１８）を用いて位相差β指令値β＊を生成できる。
本実施例によれば、突極型モータを用いた場合のモータ制御において、常に最大のトルクでモータ駆動できるモータ制御装置が実現できる。
【０１０２】
《第１７実施例》
図２１は本発明の第１７実施例のモータ制御装置のブロック図である。図において、モータ電流検出部４とモータ３との間にモータ電圧検出部３６が設けられている。また直流電源１とインバータ回路２の間に電圧検出部２７が設けられている。インバータ制御部５Ｐは、第１実施例の図２のインバータ制御部５に、位置推定部３７、周波数演算部３８、飽和電圧判定部２８Ｂ、加算部３９、速度誤差演算部４０、切替部２５を加えたものである。また図２１では、図２の波形生成部７を７Ａに、出力指令演算部１２を１２Ａに変更している。本実施例においては、切替部２５によって、速度誤差演算部４０と加算部３２の出力を切替えることによって、モータ３の通電方式を正弦波駆動又は矩形波駆動のいずれかに切替えることができる。すなわち、飽和電圧判定部２８Ｂは、電圧検出部２７からの信号と加算部３２からの信号の大小を比較する。加算部３２からの信号が電圧検出部２７からの信号より大きい場合は、出力指令演算部１２Ａ、波形生成部７Ａ及び切替部２５によって、通電方式が正弦波駆動から矩形波駆動に切替えられる。
【０１０３】
モータ電圧検出部３６はモータ３に印加される電圧を検出し検出出力を位置推定部３７に印加する。位置推定部３７はモータ電圧検出部３６の検出出力に基づいてモータ３のロータ位置を推定し、推定位置を示す出力を周波数演算部３８に印加する。ロータの位置は、一般によく知られている矩形波通電と呼ばれる通電を行うことで推定できる。すなわち、モータ３の端子電圧をモータ電圧検出部３６にて検出し、検出電圧と直流電源１の電圧Ｖｄｃの１／２の電圧である電圧Ｖｄｃ／２とを比較し、両電圧が一致するタイミングで出力されるタイミング信号を検出することで推定できる。周波数演算部３８は位置推定部３７が出力するタイミング信号に基づいてモータ３の回転周波数を演算し、加算部３９に出力する。モータ３のロータの位置は３相では電気角の６０°毎に推定できるので、周波数演算部３８はこの電気角６０°の周期から演算によってモータ３の回転周波数を求める。加算部３９は周波数設定部６の出力である回転周波数指令値と周波数演算部３８の出力との回転数の誤差を演算し、誤差出力を速度誤差演算部４０に印加する。速度誤差演算部４０は加算部３９の回転数の誤差出力に基づいてモータ印加電圧指令値を生成し、切替部２５に印加する。切替部２５は飽和電圧判定部２８Ｂの出力に基づいて、加算部３２の出力と速度誤差演算部４０の出力とのいずれか一方を選択して出力指令演算部１２Ａに印加する。図２１の電圧検出部２７及び飽和電圧判定部２８Ｂは、第１０実施例の図１６の電圧検出部２７及び飽和電圧判定部２８と同様の構成である。飽和電圧判定部２８Ｂは判定結果の出力を切替部２５と波形生成部７Ａに印加する。波形生成部７Ａは、飽和電圧判定部２８Ｂからの判定結果の出力に基づいて、位置推定部３７の出力と周波数設定部６の出力のいずれか一方を選択して出力し、無効分電流演算部８と出力指令演算部１２Ａとに印加する。
【０１０４】
出力指令演算部１２Ａで得られる電圧が飽和する場合には、モータ３の回転周波数が十分高いので、モータ３を正弦波駆動しても矩形波駆動しても、ロータの慣性効果により騒音、振動ともに差はほとんどない。そこで、インバータ回路２をパルス振幅変調（ＰＡＭ）駆動にし、スイッチング動作をしない駆動方式にするとインバータ回路２の損失が少なくなる。本実施例では、モータ電圧が飽和したかどうかを判定して、判定結果により、矩形波通電と正弦波通電とを切替える。これにより、高い回転周波数の時にも効率よく駆動できるモータ制御装置を実現できる。なお、本実施例では矩形波通電の通電角度は１２０度となるが、モータ端子電圧が電源電圧の１／２と一致するタイミングが得られれば、１２０度の通電角度でなくてもよい。すなわち、本実施例は１２０度の通電角度に限定されるものではない。
【０１０５】
本実施例では、正弦波駆動と矩形波駆動を飽和電圧判定部２８Ｂの出力に応じて切替えている。しかし、モータ３の回転周波数が高い時は、飽和電圧判定部２８Ｂの出力にかかわらず、すなわち飽和しているかいないかにかかわらず矩形波駆動にした方がモータ効率が高い場合がある。そこで周波数設定部６で所定周波数を超えたかどうかを判定し、その判定結果の出力を波形生成部７Ａと切替部２５と出力指令演算部１２Ａに印加する（図示省略）。これによって、正弦波駆動と矩形波駆動を切替えてもよい。すなわち、所定周波数を超えた時は矩形波駆動に切替える。本実施例では無効分電流を検出して正弦波駆動から矩形波駆動に切替えているが、位相差φ、位相差α、位相差β又は位相差δのいずれかを用いて正弦波駆動から矩形波駆動へ切替えてもよい。
本実施例において、正弦波駆動と矩形波駆動とを切替えるとき、切替え時のタイミングとインバータ回路２への印加電圧を適切に選定しないと、スムーズに切替えできないだけでなく、脱調によってモータの回転が停止することがある。これを避けるためには、切替えの前後でモータの磁束の連続性を維持すればよい。すなわちモータの磁束の量Φｍが切替えの前後で急変しないようにする。そのためには、正弦波駆動における印加電圧指令値Ｖｐと矩形波駆動における印加電圧指令値Ｖａがともに式（２０）の関係を満たせばよい。
【０１０６】
【数２０】

【０１０７】
式（２０）を満たすためには、モータ電流の連続性を保つとともに、モータ印加電圧を、磁束の量Φｍが一定になるように決めればよい。正弦波駆動から矩形波駆動に切替える時は正弦波電圧の波高値や通電期間から切替え後の初期値電圧を決定する。例えば、正弦波駆動から電気角１２０度通電の矩形波駆動に切替えるとき、モータ磁束をΦｍ、正弦波電圧の波高値をＶｐ、矩形波の通電期間おける平均電圧をモータ印加電圧指令値Ｖａとすると、半周期では、磁束の量Φｍとモータ印加電圧指令値Ｖａとの関係は式（２０）によって表される。式（２０）を満足するように、切替え直後のモータ電圧をモータ印加電圧指令値Ｖａに設定することにより切替え後にもなめらかな回転が保たれる。
【０１０８】
《第１８実施例》
図２２は本発明の各実施例のモータ制御装置に共通に含まれる、インバータ回路２、２つの電流センサ４Ａ、４Ｂを有するモータ電流検出部４及びモータ３の接続図である。図２２のインバータ回路２、モータ電流検出部４及びモータ３を、各実施例のインバータ制御部に組み合わせることによってモータ制御装置が構成されている。本実施例は、モータ電流検出部４の２つの電流センサ４Ａ、４Ｂの誤差の補正に関する。
モータ電流検出部４の２個の電流センサ４Ａ、４Ｂは、直流及び交流を検出できる広帯域のセンサであり、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相の巻線のうち、例えば実線で示すＵ相とＷ相の２相の巻線の電流を検出するようになされている。インバータ回路２の実線で示したＵ相のスイッチング素子４１とＷ相のスイッチング素子４６を短時間同時にオンさせる。Ｕ相とＷ相には同じ値の直流電流が流れるが、回転磁界は発生せずモータ電流検出器４の２個の電流センサ４Ａ、４Ｂにも同じ値の電流が流れる。そこで、電流センサ４Ａ、４Ｂの検出出力を比較することにより、２個の電流センサ４Ａ、４Ｂの感度の差を高精度で測定できる。感度の差の平均値をとり、その平均値を用いて、電流センサ４Ａ、４Ｂの検出出力を補正すればＵ相、Ｗ相の２相の電流を正しく検出できる。モータ電流検出部４によるモータ電流の計測誤差は、無効分電流演算部や有効分電流演算部の出力にノイズとなって影響を与える。本実施例のモータ電流検出部４はその感度の差の補正により各相の電流を高精度で検出できるので安定したフィードバック制御が可能となる。
【０１０９】
《第１９実施例》
図２３は本発明の第１９実施例のモータ制御装置のブロック図である。本実施例では、モータ３の電流を検出するモータ電流検出部４Ｅに交流電流センサを用いている。前記各実施例のモータ電流検出部４に含まれる、直流及び交流の電流を検出できる電流センサ４Ａ、４Ｂは比較的高価である。本実施例では安価な交流電流センサを用いた安価なモータ制御装置を提供することを目的とする。
インバータ制御部５Ｑは、第２実施例の図４で説明したインバータ制御部５Ａの位相差φ演算部１４を位相差φ演算部１４Ａに変更したものである。位相差φ演算部１４Ａには、無効分電流演算部８と無効分電流演算部１３の各出力が印加されるとともに、周波数設定部６の出力も印加されている。位相差φ演算部１４Ａは無効分電流演算部８、有効分電流演算部１３及び周波数設定部６の各出力から、後で説明する交流電流センサの特性に基づいて位相補正を行った位相差φを出力し加算部３１Ａに印加する。
図２４の（ａ）は、交流センサにおいて電流値をパラメータとした、周波数と入出力の位相差との関係を示すグラフであり、同（ｂ）は周波数と出力電圧の関係を示すグラフである。交流電流センサは一般に図２４の（ａ）に示すように、電流の大きさと周波数によって、被検出電流と検出出力電圧との位相がずれることが知られている。従って、電流の大きさと周波数がわかれば、電流と電圧の位相のずれ量（位相差）を知ることができる。図２３において、位相差φ演算部１４Ａには、電流と周波数から位相のずれ量（位相差）を演算するための関数あるいはテーブルがあらかじめ記憶されている。位相差φ演算部１４Ａは、周波数設定部６、無効分電流演算部８及び有効分電流演算部１３の各信号から電流の大きさと周波数を求める。そして交流電流センサの出力特性である電圧と電流の位相のずれ量γを関数あるいはテーブルを用いて求める。また、位相差φ演算部１４Ａは、通常の無効分電流演算部８と有効分電流演算部１３の各出力から位相差φを求める。位相差φ演算部１４Ａは、位相差φの値から位相のずれ量γを引いて補正を行った結果の位相差を出力し加算部３１Ａに印加する。これによって、交流電流センサの位相補正を行うことができる。
【０１１０】
本実施例によれば、交流電流センサに固有の電圧と電流の位相ずれを補正することができるので、比較的安価な交流電流センサを用いた低コストのモータ制御装置を実現することができる。
交流電流センサは図２４の（ｂ）に示すように、電流をパラメータとしたとき、周波数に依存して出力電圧（振幅）も変化する。そこで、位相差φ演算部１４Ａに図２４の（ｂ）に示す関係をあらかじめ関数あるいはテーブルで用意しておけば、交流電流センサを用いてモータ３の電流を更に正確に検出することができる。この検出結果を用いることにより、無効分電流、位相差α、位相差β又は位相差δのいずれかを指令値として制御をするモータ制御装置を実現することができる。交流電流センサで検出された電流の検出値は図２５のベクトル図においてのＲ・Ｉｓ’で示す電流ベクトルになる。この電流ベクトルには電流センサの位相ずれ量γと振幅の誤差が含まれている。両者を補正することで正しい検出結果の電流ベクトルＲ・Ｉｓが得られる。このようにして得られた無効分電流と有効分電流をインバータ制御部５Ｑの制御に用いることで、安価な交流電流センサを用いた場合でも、前記の実施例１から１８におけると同様の高精度のモータ制御装置を実現できる。
【０１１１】
【発明の効果】
以上の各実施例で詳細に説明したように、本発明によればフィードバック制御周期が短いので、より安定したモータ制御装置を提供することができる。また、モータパラメータを使わないで制御ループを形成でき、モータパラメータの異なるモータに直ちに適用できるモータ制御装置を提供することができる。また、使用するモータパラメータを少なくすることができるので、調整を簡単にするモータ制御装置を提供することができる。また、電流マイナーループを用いないでモータを制御できるので、演算量が少なくなり、安価なマイクロコンピュータを用いてモータ制御装置を提供することができる。また、位相補償や速度補償を行うことができるので、より安定したモータ制御装置を提供することができる。また、電源電圧不足時に弱め界磁制御をできるので、より運転範囲の広いモータ制御装置を提供することができる。また、交流電流センサを用いることができるので、より安価なモータ制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例における基本的なモータ制御装置のブロック図
【図２】本発明の第１実施例における具体例のモータ制御装置のブロック図
【図３】（ａ）及び（ｂ）は第１実施例から第５実施例の説明に用いる、モータ印加電圧とモータ電流及びそれらの位相差を示す、それぞれｄ−ｑ軸上及びａ−ｒ軸上のベクトル図
【図４】本発明の第２実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図５】本発明の第３実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図６】本発明の第４実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図７】本発明の第５実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図８】本発明の第６実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図９】本発明の第７実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図１０】本発明の第７実施例における他の例のモータ制御装置のブロック図
【図１１】本発明の第８実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図１２】本発明の第８実施例における他の例のモータ制御装置のブロック図
【図１３】本発明の第８実施例におけるモータ印加電圧とモータ電流及びそれらの位相差を示すｄ−ｑ座標軸上のベクトル図
【図１４】本発明の第９実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図１５】（ａ）は低回転周波数の時のモータの無効分電流指令値とモータ効率の関係を示すグラフ、
（ｂ）は高回転周波数の時のモータの無効分電流指令値とモータ効率の関係を示すグラフ、
（ｃ）は低回転周波数の時のモータの位相差φ指令値とモータ効率の関係を示すグラフ、
（ｄ）は高回転周波数の時のモータの位相差φ指令値とモータ効率の関係を示すグラフ、
（ｅ）は弱め界磁制御時のモータの回転周波数と無効分電流指令値の関係を示すグラフ、
（ｆ）は弱め界磁制御時のモータの回転周波数と位相差φ指令値の関係を示すグラフ
【図１６】本発明の第１０実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図１７】本発明の第１２実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図１８】（ａ）は本発明の第１２実施例における弱め界磁制御の加速中における回転周波数目標値と印加電圧指令値と無効分電流指令値の時間的推移のグラフ
（ｂ）は本発明の第１２実施例における弱め界磁制御の減速中における回転周波数目標値と印加電圧指令値と無効分電流指令値の時間的推移のグラフ
【図１９】本発明の第１３実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図２０】本発明の第１４実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図２１】本発明の第１７実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図２２】本発明の第１８実施例における電流検出部のブロック図
【図２３】本発明の第１９実施例におけるモータ制御装置のブロック図
【図２４】交流電流センサの特性を示すグラフ
【図２５】本発明の第１９実施例におけるモータ電流を表すベクトル図
【図２６】第１の従来技術のモータ制御装置ブロック図
【図２７】（ａ）は第１の従来技術である図２６のモータ制御装置の波形生成部の設定周波数による周期Ｔと、回転位相θとの関係を示すグラフ、
（ｂ）は第１の従来技術である図２６のモータ制御装置の周期Ｔと、モータ電流Ｉｓ及びモータ電圧Ｖｓの関係を示すグラフ
【図２８】第２の従来技術のモータ制御装置のブロック図
【図２９】第３の従来技術のモータ制御装置のブロック図
【符号の説明】
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ モータ
４ モータ電流検出部
５、５Ａ、５Ｂ、５Ｄ、５Ｅ、５Ｆ、５Ｇ、５Ｈ、５Ｉ、５Ｊ、５Ｋ、５Ｌ、５Ｍ、５Ｎ、５Ｐ、５５ インバータ制御部
６、６Ａ、６Ｂ 周波数設定部
７、７Ａ 波形生成部
８ 無効分電流演算部
９、９Ａ、９Ｂ 無効分電流指令部
１０ 誤差電圧演算部
１１ Ｖ／ｆ変換部
１２、１２Ａ 出力指令演算部
１３ 有効分電流演算部
１４ 位相差φ演算部
１５ 位相差φ指令部
１６ 位相差α演算部
１７ 位相差α指令部
１８ 位相差β演算部
１９ 位相差β指令部
２０ 位相差δ演算部
２１ 位相差δ指令部
２３、２３Ａ 変化量演算部
２４、２４Ａ 電流補償部
２５ 切替部
２６、２６Ａ 帰還切替部
２７ 電圧検出部
２８、２８Ａ、２８Ｂ 飽和電圧判定部
２９ 瞬時電流演算部
３１、３２、３５、３９ 加算部
３６ モータ電圧検出部
３７ 位置推定部
３８ 周波数演算部
４０ 速度誤差演算部
５４ 無効分電流演算部
５６ 設定部
５７ 検出部
５８ 演算部

Claims (28)

1. 直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、
   前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び
   前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、
   前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、
   前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部、
   無効分電流の指令値を出力する無効分電流指令部、
   前記無効分電流演算部の出力と前記無効分電流指令部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、
   前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、
   前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力からモータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び
   前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有し、
   前記無効分電流指令部は、前記ブラシレスモータの負荷の状態に基づいて前記無効分電流指令部の出力を変更することを特徴とする
   モータ制御装置。
2. 直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、
   前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び
   前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、
   前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、
   前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部、
   無効分電流の指令値を出力する無効分電流指令部、
   前記無効分電流演算部の出力と前記無効分電流指令部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、
   前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、
   前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力からモータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び
   前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有し、
   前記誤差電圧演算部は、比例積分微分制御器によって構成されていることを特徴とする
   モータ制御装置。
3. 直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、
   前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び
   前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、
   前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、
   前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、
   前記無効分電流演算部及び前記有効分電流演算部の出力から位相差φを演算する位相差φ演算部、
   位相差φの指令値を出力する位相差φ指令部、
   前記位相差φ指令部の出力と前記位相差φ演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、
   前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、
   前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力からモータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び
   前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部を有し、
   前記位相差φ指令部は、前記ブラシレスモータの回転数に基づいて前記位相差φ指令部の出力を変更することを特徴とする
   モータ制御装置。
4. 直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、
   前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び
   前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、
   前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、
   前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、
   前記無効分電流演算部の出力、前記有効分電流演算部の出力及びモータ印加電圧指令値からモータ印加電圧とモータ誘起電圧との位相差αを演算する位相差α演算部、
   位相差αの指令値を出力する位相差α指令部、
   前記位相差α指令部の出力と前記位相差α演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、
   前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、
   前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記モータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び
   前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部
   を有するモータ制御装置。
5. 直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、
   前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び
   前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、
   前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、
   前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、
   前記無効分電流演算部の出力、前記有効分電流演算部の出力、モータ印加電圧指令値及び前記周波数設定部の指令信号から前記モータのロータ基準軸とモータ電流との位相差βを演算する位相差β演算部、
   位相差βの指令値を出力する位相差β指令部、
   前記位相差β指令部の出力と前記位相差β演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、
   前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、
   前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記モータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び
   前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部
   を有するモータ制御装置。
6. 直流を交流に変換してブラシレスモータに交流電力を供給する、スイッチ素子とダイオードを有するインバータ回路、
   前記ブラシレスモータを流れる電流を検出し検出信号を出力するモータ電流検出部、及び
   前記モータ電流検出部の出力にもとづいて前記インバータ回路を制御するインバータ制御部、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記インバータ制御部は、
   前記ブラシレスモータの回転周波数の指令信号を出力する周波数設定部、
   前記周波数設定部の指令信号から回転位相信号を生成する波形生成部、
   前記波形生成部の回転位相信号及び前記モータ電流検出部の検出信号から無効分電流を演算する無効分電流演算部及び有効分電流を演算する有効分電流演算部、
   前記無効分電流演算部の出力、前記有効分電流演算部の出力、モータ印加電圧指令値及び前記周波数設定部の指令信号から前記モータのロータ基準軸とモータ印加電圧との位相差δを演算する位相差δ演算部、
   位相差δの指令値を出力する位相差δ指令部、
   前記位相差δ指令部の出力と前記位相差δ演算部の出力との差から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部、
   前記周波数設定部の指令信号から基準電圧を求めるＶ／ｆ変換部、
   前記誤差電圧演算部及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記モータ印加電圧指令値を演算する加算部、及び
   前記波形生成部及び前記加算部の出力から前記インバータ回路に与える制御信号を生成する出力指令演算部
   を有するモータ制御装置。
7. 前記インバータ制御部は、
   前記無効分電流指令部の出力と前記無効分電流演算部の出力との差、
   前記位相差φ指令部の出力と前記位相差φ演算部の出力との差、
   前記位相差α指令部の出力と前記位相差α演算部の出力との差、
   前記位相差β指令部の出力と前記位相差β演算部の出力との差、及び
   前記位相差δ指令部の出力と前記位相差δ演算部の出力との差のいずれか１つの差から、位相補償量を生成する位相補償部、及び
   前記位相補償量を前記波形生成部の出力に加算する加算部を有する請求項２〜６のいずれかに記載のモータ制御装置。
8. 前記インバータ制御部は、
   前記無効分電流演算部、前記位相差φ演算部、前記位相差α演算部、前記位相差β演算部、及び前記位相差δ演算部から選択した１つの演算部によって、所定の時間毎に繰り返される演算の前回と今回の演算結果の差分を増幅する変化量演算部
   を有する請求項１から７のいずれかに記載のモータ制御装置。
9. 前記インバータ制御部は、
   前記有効分電流演算部と前記無効分電流演算部の出力に基づいて得られる瞬時電流の平均値と前記瞬時電流の瞬時値との差分を演算する電流補償部
   を有する請求項１から８のいずれかに記載のモータ制御装置。
10. 前記インバータ制御部は、
    前記無効分電流指令部、前記位相差φ指令部、前記位相差α指令部、前記位相差β指令部、及び前記位相差δ指令部から選択した少なくとも２つの指令部、
    前記選択した複数の指令部に対応した、前記無効分電流演算部、前記位相差φ演算部、前記位相差α演算部、前記位相差β演算部、及び前記位相差δ演算部の内の少なくとも２つの演算部、及び
    前記対応する少なくとも２つの指令部と演算部のそれぞれの出力に基づく少なくとも２つのフィードバックループのいずれかを選択する帰還切替部
    を有する請求項１から９のいずれかに記載のモータ制御装置。
11. 前記帰還切替部によって切替え後に選択される前記無効分電流指令部、前記位相差φ指令部、前記位相差α指令部、前記位相差β指令部及び前記位相差δ指令部のいずれかの指令値を、切替え前における、前記無効分電流演算部、前記位相差φ演算部、前記位相差α演算部、前記位相差β演算部及び前記位相差δ演算部の平均値のいずれかに設定する請求項１０記載のモータ制御装置。
12. 前記帰還切替部の切替え後、所定時間中はフィードバックループの状態を切替え後の状態に保持する請求項１０又は１１記載のモータ制御装置。
13. 前記直流の電圧を検出し検出信号を出力する電圧検出部、及び
    前記インバータ制御部に、前記電圧検出部からの信号と前記モータ印加電圧指令値に基づいて電圧の飽和を判定する飽和電圧判定部を備え、
    前記飽和電圧判定部の出力に基づいて、前記無効分電流指令部、前記位相差φ指令部、前記位相差α指令部、前記位相差β指令部、及び前記位相差δ指令部の内のいずれかの出力を変更する請求項１から１２のいずれかに記載のモータ制御装置。
14. 前記インバータ制御部は、
    前記モータ印加電圧指令値が、前記電圧検出部からの信号よりも大きい第一の所定電圧値を超えた場合は、前記周波数設定部の出力が増大しないように制御し、前記電圧検出部の出力よりも小さい第二の所定電圧値よりも小さい場合は、前記周波数設定部の出力が減少しないように制御する請求項１３記載のモータ制御装置。
15. 前記インバータ制御部は、
    前記無効分電流演算部の出力及び前記有効分電流演算部の出力に基づいて瞬時電流を演算する瞬時電流演算部を備え、前記瞬時電流演算部の出力が所定値よりも大きい場合、所定時間、前記周波数設定部の出力を一定に保持する請求項１から１４のいずれかに記載のモータ制御装置。
16. 前記インバータ制御部は、
    前記無効分電流演算部の出力及び前記有効分電流演算部の出力に基づいて瞬時電流を演算する瞬時電流演算部を備え、前記瞬時電流演算部の出力が所定値よりも大きい場合、所定時間前記周波数設定部、前記無効分電流指令部、前記位相差φ指令部、前記位相差α指令部、前記位相差β指令部、及び前記位相差δ指令部のいずれか１つの出力を小さくする請求項１から１４のいずれかに記載のモータ制御装置。
17. 前記インバータ制御部は、
    前記無効分電流指令部、前記位相差φ指令部、前記位相差α指令部、前記位相差β指令部、及び前記位相差δ指令部のいずれか１つの出力を変更する請求項１から１６のいずれかに記載のモータ制御装置。
18. 前記ブラシレスモータは非突極型のモータであり、
    前記インバータ制御部は、前記位相差β指令部の出力をゼロとする請求項５又は７から１７のいずれかに記載のモータ制御装置。
19. 前記ブラシレスモータは突極型のモータであり、
    前記インバータ制御部は、前記位相差β指令部の出力を前記無効分電流演算部と前記有効分電流演算部の出力に基づいて決定する請求項５又は７から１７のいずれかに記載のモータ制御装置。
20. 前記ブラシレスモータの電圧を検出するモータ電圧検出部、及び
    前記直流の電圧を検出する電圧検出部を有し、
    前記インバータ制御部は、
    前記モータ電圧検出部の出力に基づいて前記ブラシレスモータのロータ位置を検出する位置推定部、
    前記位置推定部の出力に基づいて前記ブラシレスモータの回転周波数を求める周波数演算部、
    前記周波数設定部の出力と前記周波数演算部の出力からモータ回転速度の誤差を求める誤差速度演算部、及び
    前記モータ印加電圧指令値及び前記誤差速度演算部の出力のいずれか一方を選択する切替部を備え、
    前記切替部が前記誤差速度演算部の出力を選択した時には、前記波形生成部は、矩形波回転位相波形の信号を出力する請求項１から１９のいずれかに記載のモータ制御装置。
21. 前記波形生成部の生成波形を正弦波から矩形波、又は矩形波から正弦波に切替えるとき、
    切替え直後の前記出力指令演算部の出力を、切替え前の前記ブラシレスモータの磁束量が保たれるように設定する請求項２０記載のモータ制御装置。
22. 前記モータ電流検出部は、２以上の異なる相の電流を検出する電流センサを有し、
    前記ブラシレスモータの駆動前に前記インバータ回路に含まれるスイッチング素子の内の１相分のものがオンしたとき、２相以上のモータ巻線の電流を測定してその平均値をとり、前記平均値で前記モータ電流検出部の検出電流を補正する請求項１から２１のいずれかに記載のモータ制御装置。
23. 前記モータ電流検出部は交流電流センサを有し、
    前記交流電流センサの検出位相ずれを補償する請求項１から２１のいずれかに記載のモータ制御装置。
24. 請求項１から２３のいずれかに記載する前記モータ制御装置を組み込んだエアコン及び冷蔵庫に用いられる圧縮機。
25. 請求項１から２３のいずれかに記載する前記モータ制御装置を組み込んだ送風機。
26. 請求項１から２３のいずれかに記載する前記モータ制御装置を組み込んだポンプ。
27. 請求項１から２３のいずれかに記載する前記モータ制御装置を組み込んだ洗濯機。
28. 請求項１から２３のいずれかに記載する前記モータ制御装置を組み込んだ掃除機。

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