JP4983358B2

JP4983358B2 - モータ駆動装置

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Publication number: JP4983358B2
Application number: JP2007103639A
Authority: JP
Inventors: 光幸木内; 久萩原; 将大鈴木; 哲也氷上
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-04-11
Filing date: 2007-04-11
Publication date: 2012-07-25
Anticipated expiration: 2027-04-11
Also published as: JP2008263692A

Description

本発明はモータ駆動装置に関するもので、特に永久磁石モータのＶ／ｆ制御によるモータ制御手段に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、インバータ回路出力電流を検出し、モータ電流をモータ印加電圧位相により座標変換し座標変換後のモータ電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−２３６６９４号公報

しかし、従来のモータ駆動装置はモータ印加電圧位相に対応したモータ電流を瞬時に検出し、座標変換して直流成分に変換していたため、高速Ａ／Ｄ変換手段、あるいは高速電流検知手段と高速座標変換手段が必要であり、インバータ回路を制御するマイクロコンピュータなどのプロセッサが高速高価格となる課題があった。さらに、座標変換後の有効電流ベクトルにより制御するため、無負荷、あるいは負荷が回転数に応じて変化するファン、あるいは、ポンプなどの制御において電流設定が複雑となる課題があった。

また、突極性モータ（ＩＰＭＳＭ）の如き高速回転で進み角制御が必要となる場合において、進み角制御が困難となる課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、基本的に座標変換無しでかつ安価な電流センサによりセンサレス正弦波駆動が可能であり、トルク変動の大きい負荷や、回転数に応じてトルクが変動する負荷や、進み角制御が必要な突極性モータでもＶ／ｆ制御でき、低速かつ安価なプロセッサと簡単な制御プログラムでセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現することを目的とするものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石同期モータと、前記モータにより駆動されるファンあるいはポンプ負荷と、前記インバータ回路直流電流のピーク値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記モータの電流ピーク値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記電流設定手段の出力信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号により前記出力周波数を補正する周波数成分補正制御手段と、周波数に応じてモータ電圧を制御するＶ／ｆ制御手段よりなるものである。

本発明のモータ駆動装置は、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力周波数を制御するものであり、座標変換無しで突極性あるいは非突極性モータに関わらず乱調せずに安定制御可能となり、さらに、進み角制御においても容易に安定制御可能となり、高速Ａ／Ｄ変換手段や高速演算手段無しでも制御できるため、安価なプロセッサと簡単な制御プログラムでセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。また、簡単で安価な電流センサを使用でき、制御プログラムも簡単となるので安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現でき、さらに、プロセッサの負担が少ないので１つのプロセッサにより複数のモータを同時に制御でき、複数モータ同時駆動可能なシステムを簡単に構成できる。

第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石同期モータと、前記モータにより駆動されるファンあるいはポンプ負荷と、前記インバータ回路直流電流のピーク値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記モータの電流ピーク値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記電流設定手段の出力信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号により前記出力周波数を補正する周波数成分補正制御手段と、周波数に応じてモータ電圧を制御するＶ／ｆ制御手段よりなるものであり、Ｖ／ｆ制御における乱調を防止でき、最大負荷から無負荷まで動作可能で、かつ進み角制御可能であり、電流検知手段とモータ制御プログラムが簡単になり安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、交流電源１より整流回路よりなる直流電源回路に交流電力を加えて直流電源２を構成し、３相フルブリッジインバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換し、永久磁石モータ４を駆動する。直流電源２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して倍電圧整流回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くし電流を減らしてインバータ回路損失を減らす。モータ４は空調機の圧縮機や洗濯機の脱水ドラムなどのモータ負荷５を駆動する。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段６を接続し、インバータ回路３に流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４のピーク電流Ｉｐ、あるいは、回転磁界に相当する駆動電流を検出する。

電流検出手段６は、いわゆる１シャント方式電流検知方式と呼ばれるもので、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子側に接続されたシャント抵抗６０と、シャント抵抗６０に流れる電流を検知する電流検知回路６１より構成される。電流検知回路６１は、マイクロコンピュータなどのプロセッサがＡ／Ｄ変換して電流検出するための信号レベル変換増幅回路とピーク電流検出回路より構成されるが、詳細は後ほど説明する。

１シャント方式は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、各位相に対応した瞬時電流を検出する場合には３シャント方式の方が優れているが、本願発明においてはモータ正弦波電流のピーク値、あるいは回転磁界に対応した電流を検出するので、１シャント方式の方が回路構成が簡単となり、かつ電流検出が容易となる。特に、インバータ回路のＰＷＭ制御を２相変調にするとピーク電流検出が容易となる。勿論、３シャント方式でも問題はない。

制御手段７は、モータ４のピーク電流Ｉｐ、あるいは、回転磁界に相当する駆動電流が設定値となるようにインバータ回路３の出力電圧をＶ／ｆ制御するもので、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段７０と、モータ駆動電流ピーク値Ｉｐを設定する電流設定手段７１と、電流設定手段７１の出力信号ｉｐｓと電流検出手段６の出力信号ｉｐを比較する電流比較手段７２と、電流比較手段７２の出力信号Δｉに応じて周波数設定手段７０の出力信号ｆを補正する周波数成分補正手段７３と、周波数補正後の周波数ｆ１とモータ誘起電圧定数よりモータ印加電圧信号Ｖδを演算するＶ／ｆ制御手段７４と、ＰＷＭ制御手段７５、及び、位相信号生成手段７６より構成される。ＰＷＭ制御手段７５は電圧信号Ｖδとインバータ回路３の直流母線電圧Ｖｐに応じてインバータ回路３をＰＷＭ制御するもので、通常は２相変調が用いられる。２相変調にするとモータ相間電圧を高くできるだけではなく、インバータ回路３のスイッチング損失を減らすことができ、さらに、モータ４のピーク電流検出精度を向上させることができる。位相信号生成手段７６は、角周波数ωを時間積分し、キャリヤ信号に対応した電気角θを求めるもので、周期数信号ｆ１の零位相からの時間ｔに角周波数ωを掛けて電気角ωｔを求めてもよい。

周波数設定手段７０はモータ駆動周波数を設定するもので、ロータの極数ｐと回転数ｎに応じた駆動周波数ｆに設定される。モータ４の印加電圧Ｖａは、モータ誘起電圧Ｅｍとほぼ同等、あるいは、モータ誘起電圧Ｅｍよりも少し高い電圧を印加すればよいので、Ｖ／ｆ制御手段７４により、モータ回転数ｎ、すなわち、インバータ回路駆動周波数ｆ１に誘起電圧定数を乗じた電圧Ｖａがモータ４に印加するようにＰＷＭ制御手段７５に出力電圧制御信号Ｖδを加える。Ｖδは数式１より求められる。

ここで、Ｖｓは起動時の印加電圧である。

モータ各相電圧制御信号は電圧信号Ｖδと電気角θから式２より求められる。

周波数成分補正手段７３は、電流誤差信号Δｉに比例してインバータ周波数を補正変更し安定化制御するもので乱調防止動作と進み角制御を行う。すなわち数式３に従い、モータ電流ｉｐが設定値ｉｐｓよりも増加すると（Δｉは負になるので）駆動周波数を低下させ、モータ電流ｉｐが設定値ｉｐｓよりも低下すると（Δｉは正になるので）逆に駆動周波数を増加させる。

周波数成分補正手段７３は、比例積算部と加算部（いずれも図示せず）よりなり、比例積算部は、電流誤差信号Δｉと比例定数Ｋｆの積を求め、加算部は、周波数設定手段７０の出力信号ｆに、比例積算部の出力信号を加算してインバータ駆動周波数ｆ１を求める。数式３に示すＫｆは、周波数設定手段７０の出力信号ｆと比例定数ｋの積（Ｋｆ＝ｆ・ｋ）から求める。すなわち、設定周波数ｆに比例して周波数制御ゲインＫｆが大となることを意味し、低周波数では比例定数Ｋｆを下げて周波数変化、あるいは位相変化を減らし、高周波数で比例定数Ｋｆを大きくしてモータピーク電流が設定値Ｉｐｓとなるように制御する。比例制御ではなく比例積分制御にし、比例と積分ゲインを駆動周波数に応じて変更させてもよい。

図２は本発明を示す非突極性モータ（ＳＰＭＳＭ）の制御ベクトル図であり、モータのロータ磁石軸ｄ−ｑ座標とモータ印加電圧γ−δ座標の関係を示している。モータ印加電圧座標（γ−δ座標）はｄ−ｑ座標よりも負荷角δ進角し、モータ印加電圧Ｖａはδ軸電圧と等しく、δ軸のみ制御するため、Ｖａ＝Ｖδ、Ｖγ＝０となるので座標逆変換は不要である。モータ誘起電圧Ｅｍはｑ軸上となり、モータ電流Ｉのベクトルは、定格負荷でほぼｑ軸電流Ｉｑと等しくなるように設定する。図２において、モータ電流ベクトルＩはｑ軸より位相γ遅れて表示している。モータ印加電圧Ｖａと電流Ｉの位相はφで表示している。

本発明は、モータ電流ベクトルＩが設定値となるように周波数を制御してモータ印加電圧座標（γ−δ座標）の角速度を制御するもので、結果的に負荷角δを制御してモータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのピーク値を制御することを意味する。また、回転磁界の磁束ΨはインダクタンスＬと電流Ｉの積、すなわち、Ψ＝Ｌ・Ｉなので、電流Ｉを制御することは回転磁束Ψを一定に制御することを意味する。モータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのピーク値に限らず、実効値でも同じとなることは明白である。

従来方式、すなわち、δ軸電流Ｉδを所定値に制御する場合、負荷変動によりδ軸電流Ｉδが変動するため負荷状態に応じてＩδ設定値を変更する必要が生じるが、電流ベクトルＩに応じたモータ電流（あるいは、モータピーク電流Ｉｐ）を一定に制御する場合には負荷角δと位相φが負荷に応じて自動的に変化するため電流値を変更する必要がない特長がある。

従来のＩδ一定制御、あるいはＩγ一定制御においては進み角制御が困難であったが、電流ベクトルＩ、あるいは電流ピーク値Ｉｐを制御する本発明においては、トルク変動や負荷角変動の影響が電流ベクトルＩ、あるいはピーク電流Ｉｐの変動として直接現れるため負荷変動の検出に優れており、負荷変動に対する安定化に優れる特長がある。特に、電流ベクトルＩがｑ軸よりも進角する進角制御において、Ｉδ制御、Ｉγ制御よりＩ制御の方がトルク変動が顕著となるので制御対象として有利となる。

電流設定値ｉｐｓは負荷に応じて設定すると高効率運転できるので、負荷トルクと回転数に応じて変更するとよい。しかし本発明によれば、起動時から電流設定手段７１の設定値を一定にすると、起動トルクを大きくでき、さらに進角制御領域までモータ電流を一定に制御しても安定動作する特長がある。

周波数補正動作についてさらに説明を加えると、設定値ｉｐｓよりもモータ電流ｉｐが増加すると誤差信号Δｉは負の値となり周波数補正信号Δｆ（Δｆ＝Ｋｆ×Δｉ）も負の値となるので、ｆ１＝ｆ＋Δｆの制御より補正後の周波数ｆ１は低下し、γ−δ軸はｄ−ｑ軸に近づき負荷角δが減少してモータ電流Ｉは減少するので電流一定制御動作となる。Ｖ／ｆ制御においてトルク変動があると乱調が発生するが、周波数制御を加えることにより乱調が抑制され回転数変動が非常に少なくなる特長があり、トルク変動に対して乱調による脱調現象も抑制される。さらに、周波数補正ゲインは、設定周波数ｆに比例して増加するので、周波数が高くなるほど定電流作用が大きくなり乱調が減少する。図２のベクトル図におけるモータコイル電圧ベクトルωＬＩは周波数に比例するため、本願発明はモータコイル電圧ベクトルに比例してモータ駆動周波数を補正していると考えられる。言い換えれば、駆動周波数が高くなるほどモータコイル電圧ベクトルωＬＩが増加し、モータコイル電圧ベクトルωＬＩと負荷角δは相関関係にあるので、負荷角変動、すなわち、乱調現象もモータコイル電圧ベクトルωＬＩに比例する。よって、モータコイル電圧ベクトルωＬＩに比例して周波数を補正すれば乱調を減らせることがわかる。

図３はモータ印加電圧と周波数、及び周波数補正ゲインの起動制御方法を示す。

起動開始してから目標回転数まで直線的に印加電圧と駆動周波数を増加させる、いわゆるＶ／ｆ制御を行い、周波数補正ゲインＫｆも駆動周波数に比例して増加させる。モータ電流設定値は一定にしても構わない。ファン、あるいはポンプ負荷の場合には、駆動周波数に応じて電流設定値を変更させると高効率運転制御ができる。また、突極性モータはｑ軸よりも電流進角させるとリラクタンストルクが大となるので、進み角制御するためには設定電流ｉｐｓを周波数に比例して大きくするとよい。

また、目標回転数に達するまでの起動時間ｔｓは、負荷の慣性モーメントに応じて変化させることにより乱調を減少させることができる。すなわち、慣性モーメントが大きいほど起動時間ｔｓを長くすると乱調を低くすることができる。

駆動周波数に応じて周波数補正ゲインＫｆを変更することにより、起動低速時におけるモータ回転数変動を低下させることができ、モータ電流を正弦波に近づけて起動電流を大きくすることができる特長がある。図３のＫｆａに示すように、時間に比例して直線的に制御ゲインを上げず、起動初期の制御ゲインはほぼ零に設定し、Ｋｆｂに示すように起動途中から制御ゲインを大きくしてもよい。なお、比例制御ゲインを大きくすると発振し易くなり、かつ、ノイズに弱くなるので、ローパスフィルターやリミッターを適宜設けるとよい。

図４は突極性モータ（ＩＰＭＳＭ）のベクトル図を示す。

突極性モータは、リラクタンストルクを利用するため進み角制御する必要があり、一般的に３０度進角させると最大効率運転になるとされている。進み角βを大きくするために負荷角δ（δ＝φ＋β）を大きくする必要があり、電流Ｉを大きく設定することにより負荷角δを大きくすることができる。高速運転になるほど誘起電圧Ｅｍは大きくなるので、直流母線電圧Ｖｐよりも誘起電圧Ｅｍが高くなる電圧飽和となるので、モータ印加電圧Ｖａが電圧飽和すると電流進角させる必要があり、そのためには電流設定値ｉｐｓを大きくするとよい。周波数が高くなるに従い設定電流値ｉｐｓを大きくしてもよいが、電圧飽和を検知してから電流設定値を変更させるとモータ効率を改善できる。電圧飽和の検知（Ｅｍ＞Ｖａ）は、モータ誘起電圧Ｅｍは駆動周波数に比例し（Ｅｍ＝Ｋｅ×ｆ）、モータ印加電圧ピーク値Ｖａｐは直流母線電圧Ｖｐと変調度ｍより求まる（Ｖａｐ＝ｍ×Ｖｐ）ので、駆動周波数と直流母線電圧Ｖｐ、および変調度を比較するだけで電圧飽和判定できる。

図５、図６は２相変調時のシャント抵抗電圧波形と電流検知タイミングを示す。

図５、図６においてｃは三角波キャリヤ信号、ｖｕ、ｖｖはそれぞれｕ相、ｖ相の変調信号を示す。ｗ相下アームトランジスタは強制的に導通させるので、ｗ相変調信号は示されていない。

２相変調においてモータピーク電流が現れるパターンは、図５、図６の２種類あり、１周期においてピーク電流は少なくともＵＶＷ各相に対応したピーク電流が少なくとも３回検出できる。ピーク検出方式としてシャント抵抗端子電圧を増幅してプロセッサ内蔵のＡ／Ｄ変換手段により電流ピークとなるタイミングで検出し、最大値をソフトウェアで求める方式と、電圧増幅手段の出力端子にダイオードとコンデンサ、及び放電抵抗よりなるピークホールド回路によりピーク電流を検知する方式、及び、キャリヤ信号毎にモータ相電流を検出してγ−δ座標に座標変換してＩγ、Ｉδを求め数式４より電流ピーク値Ｉを求める３種類の方式が考えられる。

１シャント方式で電圧増幅器とピークホールド回路より構成する前述方式１は、プロセッサのソフトウェアに最も負担が少なく簡単となる特長がある。ただし、ピークホールド回路にダイオード等を使用すると温度特性とダイオードのバラツキが課題となる。

次に、プロセッサのソフトウェアでピーク値を検出する方法について説明する。

図５はキャリヤ信号ｃのピークタイミング（零ベクトル）ｔ３にてモータ電流ピーク値が現れるので、時間ｔ３にピーク電流検出できる。よって、モータ駆動周波数の１周期間において、キャリヤ信号ピーク時ｔ３のＡ／Ｄ変換後の電流信号の大小比較を行い、最大値をモータ電流ピーク値と設定するとよい。しかし、キャリヤ信号ピーク時検出方法は、１周期に１回しかデータが取れないので、キャリヤ周波数が低い場合や低速時にはデータの信頼性が低下する課題がある。

キャリヤ信号タイミングｔ３だけではなく、図６に示す電流パターンのピーク値も検出すると電流ピーク値検知精度が向上する。すなわち、キャリヤ信号ピーク時ｔ３の後、ＰＷＭ制御レベルコンパレータが動作するｔ４からｔ６の間のタイミングｔ５にて電流検出し、ソフトウェアで大小判断してピーク検出するとよい。

以上述べたように、本発明は永久磁石モータをＶ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動するために、モータピーク電流あるいは回転磁束に応じたモータ電流を所定値に制御するもので、モータ電流設定値との誤差信号によりモータ駆動周波数を制御することにより定出力電流制御し、ロータ磁石座標（ｄ−ｑ座標）と印加電圧座標（γ−δ座標）の関係を一定の負荷角δとするもので、Ｖ／ｆ制御における乱調がなく、進角制御しても安定動作させることができる。本発明によれば、突極性モータ、非突極性モータに関わらず安定化制御可能であり、かつ、進角制御も容易となる。非突極性モータ、突極性モータに関わらず、起動時から出力電流設定値を一定にしても起動から定格まで安定動作し、突極性モータにおいては、遅れ角から進み角まで自動的に変化し安定動作する特長がある。

なお、実施の形態１においてモータ電圧は周波数補正後の信号ｆ１によりＶ／ｆ制御したが、補正前の信号ｆによりＶ／ｆ制御しても効果は同様である。

以下、本発明の第２の実施の形態について図７を用いて説明する。

（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図を示す。

図７に示す制御手段のブロック図は、図１に示す制御手段７から一部変更したものであり、電流比較手段７２の出力信号Δｉを位相信号生成手段７６とＰＷＭ制御手段７５の間に接続する周波数成分補正手段７３ａに加え、位相θを直接変更するものである。周波数設定手段７０の出力信号ｆは、Ｖ／ｆ制御手段７４と位相信号生成手段７６に加え、周波数を補正せず電気角θを直接補正して負荷角δを制御し、モータ電流ピーク値を一定制御する。すなわち、誤差信号Δｉが増加すると電流Ｉが増加して負荷角δが大きくなったと判断し、位相θを減少させ、誤差信号Δｉが減少すると電流Ｉが減少して負荷角δが小さくなったと判断し、位相θを増加させる。基本的な動作は実施の形態１と同じである。位相ωｔを変更修正するために実施の形態１は周波数を変更するもので、実施の形態２は電気角を直接変更する違いがあるが、基本的には角速度を変更することは同じである。

以上述べたように、本発明によれば、モータピーク電流、あるいはモータ回転磁界に応じたモータ駆動電流が設定値となるようにモータ駆動周波数を制御するようにしたので、γ−δ軸とｄ−ｑ軸の位相関係が負荷に応じた所定値となり、回転磁界とロータ磁束の位相関係を一定に保持できるのでセンサレス正弦波駆動が可能となる。特に、無負荷から定格負荷までモータ負荷が大きく変動しても、電流一定制御だけで動作可能なので制御が非常にシンプルとなる特長がある。また、電流誤差信号により駆動周波数を補正する周波数補正ゲインを駆動周波数に応じて変更することにより高速領域の乱調が抑制され、回転数変動が非常に小さくなる特長がある。また、モータ電流を座標変換、あるいはベクトル分解する必要がないので、演算をほとんど必要とせず制御プログラムが簡単となり８ｂｉｔマイクロコンピュータでも容易にモータ制御できる特長がある。

本願発明はロータ位置推定しないＶ／ｆ制御なのでモータパラメータをほとんど使用せず、さらに、回転数オープンループ制御なので回転数変動が非常に少なくなり、制御方式がシンプルで、かつ電流検知も簡単となり低騒音、低価格、高信頼性のモータ駆動装置を実現できる。特に、突極性モータと非突極性モータに関わらず制御でき、進角制御も容易であり、モータ制御プログラムと電流検知が簡単となるのでプロセッサの負担が軽くなるので、ヒートポンプ式洗濯乾燥機の如き圧縮機モータ、洗濯モータ、乾燥ファンモータ同時正弦波駆動方式に適用することができ、安価で信頼性の高い複数モータ同時駆動装置を実現できる。

以上のように、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力電圧とモータ駆動周波数を制御するものであるから、永久磁石モータを駆動するほとんどのモータ駆動装置に適用可能であり、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機のモータ駆動装置、掃除機のモータ駆動装置、換気扇や燃焼機等のファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫の圧縮機モータ駆動装置に適用できる。さらに、ヒートポンプ式洗濯乾燥機や空気調和機の如き複数モータ同時駆動方式にも適用できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図同モータ駆動装置のモータ制御ベクトル図同モータ駆動装置の起動制御図同突極性モータのベクトル図同シャント抵抗電圧波形と電流検知タイミング図同シャント抵抗電圧波形と電流検知タイミング図本発明の実施の形態２における制御手段のブロック図

２直流電源
３インバータ回路
４モータ
５モータ負荷
６電流検出手段
７制御手段
７０周波数設定手段
７１電流設定手段
７２電流比較手段
７３周波数成分補正手段

Claims

直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石同期モータと、前記モータにより駆動されるファンあるいはポンプ負荷と、前記インバータ回路直流電流のピーク値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記モータの電流ピーク値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記電流設定手段の出力信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号により前記出力周波数を補正する周波数成分補正制御手段と、周波数に応じてモータ電圧を制御するＶ／ｆ制御手段よりなるモータ駆動装置。