JP3702188B2 - 速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents
速度センサレスベクトル制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3702188B2 JP3702188B2 JP2001048732A JP2001048732A JP3702188B2 JP 3702188 B2 JP3702188 B2 JP 3702188B2 JP 2001048732 A JP2001048732 A JP 2001048732A JP 2001048732 A JP2001048732 A JP 2001048732A JP 3702188 B2 JP3702188 B2 JP 3702188B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- axis
- current
- command
- induced voltage
- phase angle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、速度センサを用いずに誘導電動機をベクトル制御する速度センサレスベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置に関しては、これまでに種々のものが提案されている。例えば「誘導電動機の速度センサレス非干渉制御方式」（昭６３年電気学会産業応用部門全国大会Ｎｏ．８５）や「センサレスベクトル制御インバータ」（昭６３年電気学会論文誌Ｄ１０８巻２号）において、誘導電動機を駆動する速度センサレスベクトル制御の一手段が開示されている。
【０００３】
ベクトル制御装置は、インバータ回路が出力するインバータ周波数ωinv と同一の角速度で回転するｄｑ軸直交座標系上において制御演算をする場合が多い。図１７は、このｄｑ軸直交座標系と静止座標系との関係を示したベクトル図である。回転座標系であるｄｑ軸直交座標系は、ａｂ軸静止座標系に対してθabの位相角を有している。ｕｖｗ軸は、互いに１２０°の位相差を有する三相の静止座標軸であって、ａ軸とｕ軸とが一致するように定義されている。
【０００４】
ベクトル制御には上述したものの他にも種々の方式があるが、以下に述べる従来例および本願発明においては、上記ｄｑ軸直交座標系のｄ軸の向きと誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように制御する方式となっている。この方式の場合、力行時におけるインバータ回路の出力電圧ベクトルＶは、例えば図１７に示すベクトルＶ（位相角θV ）のようになる。
【０００５】
さて、図１５は、第１の従来例であるセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したものである。
この図１５において、センサレスベクトル制御装置１は、三相のインバータ回路２とベクトル制御部３とから構成されている。インバータ回路２は、フィルタコンデンサ４、インバータ主回路５およびＰＷＭ回路６から構成され、その交流出力端子には三相の誘導電動機７が接続されている。ベクトル制御部３は、指令電流演算部８、指令電圧演算部９、座標変換部１０、１１、電流検出器１２、１３、インバータ周波数演算部１４、モータ速度演算部１５および積分部１６から構成されている。ここで、指令電流演算部８は、減算器１７と速度制御部１８とから構成され、指令電圧演算部９は、減算器１９、２０と電流制御部２１、２２とから構成されている。また、インバータ周波数演算部１４は、誘起電圧演算部２３とＰＩ演算部２４とから構成され、モータ速度演算部１５は、基準すべり周波数演算部２５と減算器２６とから構成されている。
【０００６】
インバータ周波数演算部１４において、誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRefから一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd を推定演算している（後述する（１９）式参照）。そして、ＰＩ演算部２４は、このｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように、次の（１）式に従ってインバータ周波数ωinv を演算する。ここで、Ｋp 、Ｋi は、それぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。
【０００７】
【数１】
【０００８】
図１６は、第２の従来例であるセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したものである。
このセンサレスベクトル制御装置２７は、上記センサレスベクトル制御装置１に対し、ベクトル制御部２８内のインバータ周波数演算部２９の構成が異なっている。すなわち、インバータ周波数演算部２９は、上述した誘起電圧演算部２３に加えて、インバータ基準周波数演算部３０、軸安定化補償部３１および減算器３２を備えて構成されている。
【０００９】
誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRefと同様にして、指令ｑ軸電圧ＶqRefから一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分を減算することによりｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算している（後述する（２０）式参照）。インバータ基準周波数演算部３０は、このｑ軸誘起電圧Ｅq と指令ｄ軸電流ＩdRefとを入力として、次の（２）式に従ってインバータ基準周波数ωinv*を演算する。
【００１０】
【数２】
【００１１】
また、軸安定化補償部３１は、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように、次の（３）式、（４）式に従って周波数補正量ωcmp を演算する。ここで、Ｋp 、Ｋi は、それぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。
【００１２】
【数３】
【００１３】
減算器３２は、上記インバータ基準周波数ωinv*から上記周波数補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波数ωinv を生成する。このように、第２の従来例では、誘起電圧演算部２３で推定演算されたｑ軸誘起電圧Ｅq に基づいて基準項となるインバータ基準周波数ωinv*を演算し、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように周波数補正量ωcmp を用いてインバータ周波数ωinv を補正している。
【００１４】
以上説明した第１、第２の各従来例は、何れも誘起電圧演算部２３で推定演算されたｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補正する点において相違ない。センサレスベクトル制御装置１、２７において設定されたモータパラメータに設定誤差がない条件の下では、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０となる状態は、ｄ軸の向きと誘導電動機７の二次磁束の向きとが一致した状態、つまり速度センサを付加した場合における理想的なベクトル制御の動作状態と等しくなる。従って、この動作状態を維持することにより、高速なトルク応答を得ることができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一次抵抗などのモータパラメータは、誘導電動機７の運転状態例えば温度状態に応じて変動するため、センサレスベクトル制御装置１、２７において用いられるモータパラメータには設定誤差が生じる場合がある。また、インバータ主回路５のデッドタイム補償が十分でない場合、デッドタイム補償誤差による電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、一次抵抗の設定誤差による電圧誤差と同様の方向（一次電流の方向）に生じる。こうした場合には、上述した理想的なベクトル制御の動作状態を維持することは困難となる。特に、誘起電圧が小さくなる低速回転時には上記一次抵抗の設定誤差（デッドタイム補償誤差）が大きく影響し、モータ負荷が増大するに従って安定動作の確保が難しくなる。その結果、速度センサを用いずに速度制御をする場合の速度制御範囲は、例えば１：１０弱となっていた。
【００１６】
そこで、本発明の目的は、第１に、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対してロバストで安定した速度センサレスベクトル制御装置を提供することであり、第２に、モータパラメータ特には一次抵抗を精度良く推定し制御の安定化を図った速度センサレスベクトル制御装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため、請求項１記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、
前記ベクトル制御手段が、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手段と、
前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、
前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記インバータ装置が出力するインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｈ軸誘起電圧誤差を演算するｈ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｈ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、ｄｑ軸直交座標系に対して位相角θHVだけ遅れたｈｖ軸直交座標系が新たに定義され、基準誘起電圧と誘起電圧とのｈ軸における誤差つまりｈ軸誘起電圧誤差が演算され、このｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。この場合、位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の位相角（ｄ軸を基準として進み方向に見た一次電流ベクトルの位相角）とが同符号となる条件の下では、ｈ軸誘起電圧誤差には、ｄ軸誘起電圧よりも軸ずれ （ｄ軸の向きと二次磁束の向きとのずれ）の影響が顕著に現れる。
【００１９】
このため、ｄ軸誘起電圧に着目していた従来構成に比べ、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、上記ｈ軸誘起電圧誤差に基づく制御により、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大する。また、すべり周波数が負となるためにインバータ周波数がより０に近付く低速回生時においても、大きなトルクを安定して発生させることが可能となる。
【００２０】
請求項２記載の手段によれば、軸ずれ現象が周波数の低い現象と高い現象とに分離され、それぞれに対して補償制御が行われる。すなわち、周波数の低い現象に対しては、第１の軸安定化補償手段が、低域ろ過特性を持つ第１のフィルタ手段を介して出力されるｈ軸誘起電圧によりインバータ周波数を補正し、周波数の高い現象に対しては、第２の軸安定化補償手段が、高域ろ過特性を持つ第２のフィルタ手段を介して出力されるｄ軸誘起電圧によりインバータ周波数を補正する。これにより、定常状態における軸ずれと急激に生じる軸ずれの両者に対して制御系の安定性を高めることができ、例えば発生トルクや負荷トルクの急変時においても安定した動作を維持できる。
【００２１】
また、一般に二次磁束の応答時定数は誘導電動機の二次時定数にほぼ等しいため、請求項３記載の手段によれば、インバータ周波数補正手段は、主として二次磁束の応答よりも遅い応答をするｈ軸誘起電圧と、主として二次磁束の応答よりも速い応答をするｄ軸誘起電圧とに基づいてインバータ周波数を補正することとなる。一方、誘起電圧誤差が一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するかｄ軸方向に推移するかは、軸ずれにより二次磁束の大きさが変化するかしないか、つまり軸ずれ現象の持つ時定数が二次時定数よりも大きいか小さいかに依存して決まる。従って、本手段によれば、両補正が干渉し合うことがなく効果的に作用するので、安定性を一層高めることができる。
【００２２】
請求項４記載の手段によれば、ｈｖ軸位相角演算手段によって位相角θHVが一次電流の位相角に等しく設定され、これによりｈ軸の向きが一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの向きに等しくなる。この設定にあっては、モータパラメータに設定誤差がないとした場合、ｈｖ軸回転座標系上での誘起電圧誤差の軌跡はｖ軸上に中心を有しｈ軸に接する円となることが判明している。そして、軸ずれが正側に生じる場合と負側に生じる場合とにおける誘起電圧誤差の軌跡は、上記円上を原点（理想動作点）に対し互いに逆向きに推移する。従って、正側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値と負側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値とは等しくなる。その結果、モータパラメータの設定値が正側または負側のどちらの設定誤差を有する場合でも、それらをバランス良く許容でき、トルク制御精度や速度制御精度を一層高めることができる。
【００２３】
請求項５記載の手段によれば、ｈｖ軸位相角演算手段は、一次電流位相角演算手段、符号判定手段および位相角設定手段から構成される。このｈｖ軸位相角演算手段によって、力行時にあってはｈ軸が一次電流ベクトルよりも９０°遅れた向きに設定され、回生時にあっては、ｈ軸が一次電流ベクトルよりも９０°進んだ向きに設定される。一次抵抗設定値に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向つまりｖ軸方向に推移するため、ｈ軸方向には一次抵抗の設定誤差の影響が現れない。従って、ｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正する場合、一次抵抗設定値の設定誤差に対してロバストな軸ずれ補正が可能となる。これにより、速度制御範囲が低速側へ拡大するとともに、制御精度が一層高まる。
【００２４】
請求項６記載の手段によれば、インバータ基準周波数演算手段が、位相角θHVとｖ軸誘起電圧と指令ｄ軸電流またはｄ軸電流とに基づいて、インバータ周波数の基準項であるインバータ基準周波数を演算する。ｖ軸誘起電圧は軸ずれにより変化しにくいため、ｖ軸誘起電圧を用いて演算されたインバータ基準周波数をインバータ周波数の基準項としても制御系は安定に保持される。また、上記インバータ基準周波数を付加することにより、インバータ周波数補正手段の有する補正ゲインを下げることができ、ハイゲイン化によるトルクリプル、速度リプルの発生や制御系の不安定化を抑制することが可能となる。
【００２５】
上記第２の目的を達成するため、請求項７記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸指令電圧演算手段およびインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電圧から、少なくとも、前記誘導電動機の一次抵抗設定値と前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流との積を減算することによりｄ軸誘起電圧を推定演算し、前記指令ｑ軸電圧から、少なくとも、前記一次抵抗設定値と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流との積を減算することによりｑ軸誘起電圧を推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｖ軸誘起電圧誤差を演算するｖ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて前記一次抵抗設定値を補正する一次抵抗補正手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、一次抵抗補正手段は、ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて一次抵抗設定値を補正する。位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の位相角とが同符号となる条件の下では、一次抵抗設定値に誤差がない場合、軸ずれにより生じる誘起電圧の誤差はｈ軸方向に顕著に現れ、ｖ軸方向には現れにくい。逆に、一次抵抗設定値の誤差による場合、誘起電圧の誤差はｖ軸方向に顕著に現れ易い。従って、このｖ軸誘起電圧誤差に基づいて（例えばｖ軸誘起電圧誤差を０にするように）一次抵抗設定値を補正することにより、一次抵抗設定値を精度良く推定することが可能となる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、トルク制御精度が高まる。
【００２７】
この場合、請求項８記載の手段を用いると、ｖ軸と一次電流ベクトルの方向とが一致する。一次抵抗設定値に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向つまりｖ軸方向に推移するため、一次抵抗補正手段はｖ軸誘起電圧誤差に基づいて一次抵抗設定値をより効果的に補正することができる。
【００２８】
上記第１の目的を達成するため、請求項９記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸指令電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、およびｄ軸誘起電圧に基づいてインバータ周波数を補正して生成するインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｑ軸誘起電圧を推定演算するｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記ｑ軸誘起電圧と前記基準誘起電圧とに基づいてｑ軸誘起電圧誤差を演算するｑ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｑ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されていることを特徴とする。
【００２９】
この構成によれば、軸ずれを補正するために、ｄ軸誘起電圧のみならず、ｑ軸誘起電圧と基準誘起電圧とに基づいて演算されるｑ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。重負荷時の場合、ｄ軸誘起電圧には軸ずれの情報が現れにくいが、ｑ軸誘起電圧誤差は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を含んでいる。従って、ｑ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。また、速度制御範囲が低速側へ拡大し、低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【００３０】
上記第１の目的を達成するため、請求項１０記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸指令電圧演算手段およびインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記指令ｄ軸電流に基づいて基準二次磁束を演算する基準二次磁束演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸二次磁束とｑ軸二次磁束とを推定演算するｄｑ軸二次磁束演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準二次磁束、前記ｄ軸二次磁束、および前記ｑ軸二次磁束に基づいてｖ軸二次磁束誤差を演算するｖ軸二次磁束誤差演算手段と、
前記ｖ軸二次磁束誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されていることを特徴とする。
【００３１】
この構成によれば、ｖ軸二次磁束と基準二次磁束とに基づいて演算されるｖ軸二次磁束誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。ｑ軸二次磁束は、理想的なベクトル制御が成立している状態（理想動作点）では０になる。しかし、重負荷時の場合、ｑ軸二次磁束には軸ずれの情報が現れにくい。これに対し、ｖ軸二次磁束誤差は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を有している。従って、ｖ軸二次磁束誤差に基づいてインバータ周波数を補正することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が拡大し、また、低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【００３２】
上記第１の目的を達成するため、請求項１１記載の速度センサレスベクトル制御装置は、前記誘導電動機の発生トルクが指令トルクに等しくなるとともに、前記指令ｄ軸電流に対する前記指令ｑ軸電流の割合が所定値以下となるように前記指令ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流とを演算するｄｑ軸指令電流演算手段を備えていることを特徴とする。
【００３３】
ｄ軸電流（励磁電流）に対するｑ軸電流（トルク電流）の割合が増加する重負荷時においては、軸ずれによる誘起電圧誤差の軌跡は、ｄ軸に対して大きな交差角を持つようになる。一方、一次抵抗設定値に誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は、一次電流ベクトルの方向に推移する。従って、重負荷時においては、ｄ軸誘起電圧に関して軸ずれによる影響と一次抵抗設定値の誤差による影響とが互いに干渉し合い、ｄ軸誘起電圧からでは軸ずれを補償できない虞がある。
【００３４】
これに対し、本手段によれば、ｄ軸電流に対するｑ軸電流の割合が所定値以下に制限されるので上記干渉状態を回避し易くなり、軸ずれ補償による安定性と一次抵抗に対するロバスト性とを確保することができる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、重負荷時においても指令トルクに一致したトルクを安定して発生させることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施例について図１ないし図９を参照しながら説明する。なお、説明において、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｌ1 、Ｌ2 、Ｍ、σは、それぞれ一次抵抗、二次抵抗、一次インダクタンス、二次インダクタンス、相互インダクタンス、漏れ係数（＝１−Ｍ２／Ｌ1 ／Ｌ2 ）の設定値を表しており、ｓはラプラス演算子を表している。また、ＰＩ制御で用いるＫp 、Ｋi はそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインであり、その値は制御系が安定するように適宜決められる。
【００３６】
図１は、センサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したもので、従来技術を示す図１５と同一構成部分には同一符号を付している。この図１において、センサレスベクトル制御装置３３は、インバータ回路２（インバータ装置に相当）とベクトル制御部３４（ベクトル制御手段に相当）とから構成されている。
【００３７】
インバータ回路２において、インバータ主回路５は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子（図示せず）が三相ブリッジ接続されてなる電圧型インバータであって、その直流入力端子間にはフィルタコンデンサ４が接続されており、その交流出力端子には三相の誘導電動機７が接続されている。ＰＷＭ回路６は、ベクトル制御部３４から出力される三相指令電圧ＶuRef、ＶvRef、ＶwRefに基づいて、例えば三角波比較ＰＷＭ制御方式により、上記スイッチング素子に対するゲート信号を生成するようになっている。さらに、ＰＷＭ回路６は、アーム短絡防止のためにデッドタイムを設定し、これによる出力電圧の低下を補償するためにデッドタイム補償を行うようになっている。
【００３８】
ベクトル制御部３４は、指令電流演算部８、指令電圧演算部９（ｄｑ軸指令電圧演算手段に相当）、座標変換部１０、座標変換部１１（ｄｑ軸電流演算手段に相当）、電流検出器１２、１３（電流検出手段に相当）、インバータ周波数演算部３５（インバータ周波数演算手段に相当）、モータ速度演算部１５および積分部１６から構成されている。
【００３９】
指令電流演算部８において、減算器１７は、指令速度ωrRefから後述する推定速度（モータ速度）ωrhを減算して速度偏差ｄωr を求め、速度制御部１８は、その速度偏差ｄωr が０に収束するように当該速度偏差ｄωr に対しＰＩ制御を実行して指令トルク電流ＩqRefを生成するようになっている。
【００４０】
電流検出器１２、１３は、それぞれ誘導電動機７のＵ相電流Ｉu 、Ｗ相電流Ｉw を検出する電流センサである。座標変換部１１は、その検出された静止座標系上のＵ相電流Ｉu とＷ相電流Ｉw とを、次の（５）式、（６）式によりｄｑ軸回転座標系上のｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq とに変換するようになっている。ここで、位相角θは、静止座標系のａ軸またはｕ軸に対するｄｑ軸回転座標系のｄ軸がなす角度（図１７に示すθabに相当）である。
【００４１】
【数４】
【００４２】
指令電圧演算部９において、減算器１９は、指令励磁電流ＩdRef（指令ｄ軸電流に相当）からｄ軸電流Ｉd を減算してｄ軸電流偏差ｄＩd を求め、電流制御部２１は、そのｄ軸電流偏差ｄＩd が０に収束するように当該ｄ軸電流偏差ｄＩd に対し次の（７）式で示されるＰＩ制御を実行し、指令ｄ軸電圧ＶdRefを生成するようになっている。
【００４３】
【数５】
【００４４】
また、減算器２０は、指令トルク電流ＩqRef（指令ｑ軸電流に相当）からｑ軸電流Ｉq を減算してｑ軸電流偏差ｄＩq を求め、電流制御部２２は、そのｑ軸電流偏差ｄＩq が０に収束するように当該ｑ軸電流偏差ｄＩq に対し次の（８）式で示されるＰＩ制御を実行し、指令ｑ軸電圧ＶqRefを生成するようになっている。
【００４５】
【数６】
【００４６】
座標変換部１０は、上記指令ｄ軸電圧ＶdRefと指令ｑ軸電圧ＶqRefとを入力し、次の（９）式〜（１３）式により静止座標系上の三相指令電圧ＶuRef、ＶvRef、ＶwRefに変換するようになっている。
【００４７】
【数７】
【００４８】
詳しくは後述するが、インバータ周波数演算部３５は、理想的なベクトル制御を行うために必要となるインバータ周波数ωinv を演算するようになっている。積分部１６は、このインバータ周波数ωinv を次の（１４）式により積分し、座標変換部１０、１１に対して上記位相角θを出力するようになっている。
【００４９】
【数８】
【００５０】
また、モータ速度演算部１５において、基準すべり周波数演算部２５は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを入力し、次の（１５）式により基準すべり周波数ωs*を演算するようになっている。そして、減算器２６において、インバータ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算され、速度センサレスで誘導電動機７の推定速度（モータ速度）ωrhが求められる。
【００５１】
【数９】
【００５２】
さて、以下においてインバータ周波数演算部３５の構成を具体的に説明するが、それに先立って本発明において新規に導入するｈｖ軸回転座標系について説明する。
図２は、ｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示すベクトル図である。この図２において、ｈ軸はｄ軸に対し位相角θhvだけ遅れた軸として定義され、ｖ軸はｈ軸から９０°進んだ軸として定義される。この定義によれば、位相角θhvが正である場合、ｈ軸はｄ軸に対して遅れの関係となり、位相角θhvが負である場合、ｈ軸はｄ軸に対して進みの関係となる。図２は、位相角θhvが正である場合を示している。なお、詳しくは後述するように、本実施例においては、位相角θhvは、ｄｑ軸回転座標系における一次電流位相角θIdq に等しく設定されている。
【００５３】
ｈｖ軸位相角演算部３６（ｈｖ軸位相角演算手段に相当）は、上記位相角θhvを設定するもので、除算器３７とAtan演算部３８とから構成されている。ｄｑ軸回転座標系における一次電流ベクトルは、指令励磁電流ＩdRef、指令トルク電流ＩqRefをそれぞれｄ軸成分、ｑ軸成分とするベクトルであって、ｄ軸から一次電流ベクトルまでの角度が一次電流位相角θIdq となる。ここで、除算器３７は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを入力し、次の（１６）式に示す除算を実行するようになっている。
【００５４】
【数１０】
【００５５】
Atan演算部３８は、上記電流の比率γを入力として次の（１７）式により一次電流位相角θIdq を演算し、それを位相角θhvとして出力するようになっている。つまり、本実施例ではθIdq ＝θhvの関係が成立する。
【００５６】
【数１１】
【００５７】
本発明における位相角θhvの設定方法によれば、一次抵抗Ｒ1 などのモータパラメータに設定誤差がない場合、ｈｖ軸回転座標系上での誘起電圧誤差の軌跡は、ｖ軸上に中心Ｚを有しｈ軸に接する円となることが判明している（図２参照）。しかしながら、本発明の位相角θhvの設定方法は、上記（１６）式、（１７）式に限られるものではない。すなわち、本発明は、位相角θhvと一次電流位相角θIdq とが同符号となる条件の下において成立する。従って、次の（１８）式に示すように、指令トルク電流ＩqRefが正となる力行時においては位相角θhvを正の一定値α（αは正）に設定し、指令トルク電流ＩqRefが負となる回生時においては位相角θhvを負の一定値−β（βは正）に設定するようにしても良い。
【００５８】
【数１２】
【００５９】
誘起電圧演算部２３（ｄｑ軸誘起電圧演算手段に相当）は、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからそれぞれ一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算するもので、具体的には次の（１９）式、（２０）式の演算を実行するようになっている。理想的なベクトル制御が成立している場合、ｄ軸誘起電圧Ｅd は０になる。
【００６０】
【数１３】
【００６１】
ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９は、本発明でいうｈ軸誘起電圧誤差演算手段およびｖ軸誘起電圧誤差演算手段に相当するもので、座標変換部４０、４１と減算器４２、４３とから構成されている。このうち座標変換部４０は、ｄｑ軸回転座標系における誘起電圧をｈｖ軸回転座標系における誘起電圧に変換するもので、ｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを入力とし、次の（２１）式によりｈ軸誘起電圧Ｅh とｖ軸誘起電圧Ｅv とを演算するようになっている。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
基準誘起電圧演算部４４（基準誘起電圧演算手段に相当）は、インバータ周波数演算部３５が演算したインバータ周波数ωinv と指令励磁電流ＩdRefとに基づいて、ｄｑ軸回転座標系において理論上導かれる基準誘起電圧Ｅ* を次の（２２）式により演算するようになっている。この基準誘起電圧Ｅ* は、二次磁束に対し９０°進んだｑ軸上の電圧である。
【００６４】
【数１５】
【００６５】
上記ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９の座標変換部４１は、ｄｑ軸回転座標系における基準誘起電圧をｈｖ軸回転座標系における基準誘起電圧に変換するもので、基準誘起電圧Ｅ* を入力とし、次の（２３）式、（２４）式によりｈ軸基準誘起電圧Ｅh*とｖ軸基準誘起電圧Ｅv*とを演算するようになっている。
【００６６】
【数１６】
【００６７】
減算器４３は、ｈ軸誘起電圧Ｅh からｈ軸基準誘起電圧Ｅh*を減算してｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を求め、ローパスフィルタ４５（第１のフィルタ手段に相当）は、そのｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を入力とし、次の（２５）式に示す低域ろ過特性に従ってその低周波成分であるｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF を出力するようになっている。ここで、ｇ1 はカットオフ角周波数である。
【００６８】
【数１７】
【００６９】
軸安定化補償部４６（第１の軸安定化補償手段に相当）は、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF が０に収束するように当該ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF に対して次の（２６）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp1（第１の周波数補正量に相当）を出力するようになっている。なお、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。
【００７０】
【数１８】
【００７１】
一方、ハイパスフィルタ４７（第２のフィルタ手段に相当）は、ｄ軸誘起電圧Ｅd を入力とし、次の（２７）式に示す高域ろ過特性に従ってその高周波成分であるｄ軸誘起電圧ＥdHF を出力するようになっている。ここで、ｇ2 はカットオフ角周波数である。
【００７２】
【数１９】
【００７３】
軸安定化補償部４８（第２の軸安定化補償手段に相当）は、ｄ軸誘起電圧ＥdHF が０に収束するように当該ｄ軸誘起電圧ＥdHF に対して次の（２８）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp2（第２の周波数補正量に相当）を出力するようになっている。なお、ローパスフィルタ４５、軸安定化補償部４６、ハイパスフィルタ４７および軸安定化補償部４８により、インバータ周波数補正部４９（インバータ周波数補正手段に相当）が構成されている。
【００７４】
【数２０】
【００７５】
インバータ基準周波数演算部５０（インバータ基準周波数演算手段に相当）は、ｖ軸誘起電圧Ｅv 、指令励磁電流ＩdRefおよび一次電流位相角θIdq を入力とし、次の（２９）式によりインバータ基準周波数ωinv*を演算するようになっている。
【００７６】
【数２１】
【００７７】
加算器５１は、以上から得られた補正量ωcmp1とωcmp2とを加算して補正量ωcmp とし、減算器５２は、インバータ基準周波数ωinv*からその補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波数ωinv を出力するようになっている。上述したように、このインバータ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算されて推定速度ωrhが得られる。
【００７８】
減算器４２は、ｖ軸誘起電圧Ｅv からｖ軸基準誘起電圧Ｅv*を減算してｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv を求める。一次抵抗補正部５３（一次抵抗補正手段に相当）は、このｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が０に収束するように当該ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv に対して次の（３０）式によりＰＩ制御を実行し、一次抵抗の設定値Ｒ1 を補正するようになっている。ここで、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。補正された一次抵抗の設定値Ｒ1 は、誘起電圧演算部２３においてｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを推定演算するのに用いられる（（１９）式、（２０）式参照）。
【００７９】
【数２２】
【００８０】
次に、上記構成を備えたセンサレスベクトル制御装置３３の作用、効果を説明するために、図３〜図９を参照しながら誘起電圧誤差に関する解析結果について詳述する。
【００８１】
ベクトル制御部３４は、ｄ軸の向きと誘導電動機７の二次磁束の向きとが常に一致するように制御することによりベクトル制御を実現するように構成されている。このような理想的なベクトル制御が行われる動作点を、以下の説明において「理想動作点」と称する。ベクトル制御がこの理想動作点から外れると、ｄ軸の向きと二次磁束の向きとがずれた状態すなわち「軸ずれ状態」が生じる。
【００８２】
そこで、まず軸ずれと誘起電圧誤差との関係についての解析結果を説明する。図３〜図７は、軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示したもので、以下の▲１▼〜▲３▼の仮定の下でシミュレーションを実施したものである。軸ずれ状態は、真のすべり周波数に対しすべり周波数誤差ΔＦs ［Ｈｚ］を与えることにより設定される。
▲１▼インバータ周波数ωinv は一定
▲２▼電流制御によりｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq はｄｑ軸座標系上において一定値に制御されている
▲３▼モータパラメータの設定値に設定誤差はない
【００８３】
図３、図４、図５、図６、図７は、それぞれ力行１５０％、力行７５％、０％（無負荷）、回生７５％、回生１５０％の負荷条件での解析結果である。各図には、複数のプロットを結んでなる２本の軌跡Ａ、Ｂと、原点から右斜め上方または右斜め下方（図５では横軸の向き）に延びる２本の直線Ｃ、Ｄが描かれている。
【００８４】
軌跡Ａは、横軸をｄ軸誘起電圧誤差とし、縦軸をｑ軸誘起電圧誤差として描いたすべり周波数誤差ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。また、軌跡Ｂは、横軸をｈ軸誘起電圧誤差とし、縦軸をｖ軸誘起電圧誤差として描いたすべり周波数誤差ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。すなわち、軌跡ＡとＢとは同じ誘起電圧誤差の軌跡を示したものであるが、軌跡Ａはｄｑ軸回転座標系から見たもので、軌跡Ｂはｈｖ軸回転座標系から見たものである。
【００８５】
本実施例の場合、ｈｖ軸回転座標系の位相角θhvは、ｄｑ軸回転座標系における一次電流位相角θIdq に等しく設定され、一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトル（後述）の向きがｈ軸の向きに一致する。従って、軌跡Ａを原点を中心として位相角θhvだけＣＣＷ方向に回転させたものが軌跡Ｂとなる。
【００８６】
これらの軌跡Ａ、Ｂは、すべり周波数誤差ΔＦs ［Ｈｚ］を−１．０［Ｈｚ］から＋１．０［Ｈｚ］まで０．１［Ｈｚ］刻みで与えた場合における誘起電圧の誤差をそれぞれプロットし、これら合計２１個のプロットを順に結ぶことにより描かれている。ここで、例えば−１．０［Ｈｚ］のすべり周波数誤差ΔＦs とは、本来与えるべきすべり周波数よりも１．０［Ｈｚ］低いすべり周波数を与えることを意味しており、本来与えるべきインバータ周波数よりも１．０［Ｈｚ］低いインバータ周波数ωinv を与えたことと等価である。また、すべり周波数誤差０．０［Ｈｚ］とは、本来与えるべきすべり周波数を与えた場合であって、各図の原点に相当するとともに上述した「理想動作点」に相当する。
【００８７】
直線Ｃは、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸とし、ｄ軸電流Ｉd （励磁電流）とｑ軸電流Ｉq （トルク電流）とをベクトル要素とする一次電流ベクトル（Ｉd ，Ｉq ）の向きを示している。また、直線Ｄは、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸とし、上記一次電流ベクトル（Ｉd ，Ｉq ）のｄ軸対称ベクトル（Ｉd ，−Ｉq ）の向きを示している。従って、直線Ｃは、ｑ軸電流Ｉq が正となる力行時（図３、図４）には原点から右斜め上方に延び、ｑ軸電流Ｉq が負となる回生時（図６、図７）には原点から右斜め下方に延びる。
【００８８】
図３〜図７によれば、ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ａは、パラメータ誤差のない理想動作点（各図の原点）の近傍において、一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移することが分かる。そして、ｑ軸電流Ｉq（トルク電流）の絶対値が大きい場合すなわち力行または回生の重負荷の場合（図３または図７参照）には、ｄ軸と一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルとのなす角度が大きくなるため、誘起電圧誤差の軌跡Ａはｄ軸方向ではなくむしろｑ軸方向に推移するようになる。従って、特に重負荷時においてｄ軸誘起電圧を用いると、軸ずれの情報を十分に得られない場合がある。
【００８９】
これに対し、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ｂは、軸ずれに対し横軸方向つまりｈ軸方向に推移していることが分かる。このことは解析的にも導出可能であって、上述したようにｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ｂは、ｖ軸上に中心を有しｈ軸に接する円となることが判明している（図２参照）。従って、ｈ軸上において誘起電圧誤差を検出することにより、軸ずれをｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh として最も有効に検出することができ、軸ずれをｄ軸誘起電圧誤差（ｄ軸誘起電圧Ｅd ）として検出していた従来のものに比べ、軸ずれに対する補正動作をより有効に行うことができる。
【００９０】
続いて、モータパラメータの設定誤差を考慮した解析結果の一例として、一次抵抗の設定誤差を考慮する場合の誘起電圧誤差の軌跡について説明する。図８、図９は、回生１５０％時において、それぞれｄｑ軸回転座標系、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示している。各図には、複数のプロットを結んでなる５本の軌跡Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉと、原点から右斜め下方または左斜め下方に延びる１本の直線Ｊが描かれている。
【００９１】
軌跡Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉは、それぞれ一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 （＝（一次抵抗の設定値Ｒ1 −一次抵抗の真値）／一次抵抗の真値×１００［％］）を−２０％、−１０％、０％（設定誤差なし）、＋１０％、＋２０％に設定した上で描いたすべり周波数誤差ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。すべり周波数誤差ΔＦs の与え方は図３〜図７と同様である。従って、図８、図９に示す各軌跡Ｇは、それぞれ図７に示す軌跡Ａ、軌跡Ｂに等しくなる。また、図８、図９における各直線Ｊは、それぞれｄｑ軸回転座標系上での一次電流ベクトルの向き、ｈｖ軸回転座標系上での一次電流ベクトルの向きを示している。
【００９２】
図８、図９において、誘起電圧誤差の軌跡は、一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 の変化に対し一次電流ベクトルの方向に変化することが分かる。ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図８では、例えば一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 が−１０％や−２０％になると、軌跡ＦやＥが縦軸（ｑ軸）と交差しないことから、ｄ軸誘起電圧誤差すなわちｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束し得ない状態となる。このような設定誤差ΔＲ1 を持った状態でｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいた軸ずれ補償を実行すると、制御系の安定性が低下する虞がある。
【００９３】
これに対し、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図９では、一次抵抗に同様の設定誤差ΔＲ1 が存在してもｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh は縦軸（ｖ軸）と交差するので、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を０に収束させることが可能となる。従って、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh が０となるように軸ずれ補償を実行すれば、（一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 の影響で理想動作点には収束し得ないものの）安定性を確保することが可能となる。
【００９４】
以上、図３〜図９を用いた解析によれば、軸安定化のためにｄ軸誘起電圧Ｅdに基づいてインバータ周波数ωinv を調整する従来構成のセンサレスベクトル制御装置（図１５、図１６参照）では、重負荷時においてｄ軸誘起電圧Ｅd の変化である軸ずれの情報が十分に得られず、安定性が低下する可能性があることが理解できる。そして、このような不安定化は、誘起電圧が小さい低速回転時に生じ易い。
【００９５】
これに対し、本実施例のように新たにｈｖ軸回転座標系を導入し、この座標系において観測されたｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を用いると、従来構成に比べて軸ずれの情報を把握し易くなる。さらに、一次抵抗の設定誤差の解析結果に示されるように、一次抵抗に多少の設定誤差ΔＲ1 が存在する場合であっても、軸ずれ情報を有するｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh は０に収束するので、軸ずれ補償制御を実行する上で一次抵抗の設定誤差に対するロバスト性が向上する。
【００９６】
また、ＰＷＭ回路６は、インバータ主回路５のデッドタイム補償を行うようになっているが、このデッドタイム補償が十分でない場合デッドタイム補償誤差による電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、一次抵抗の設定誤差による電圧誤差と同じ方向（一次電流ベクトルの方向）に生じる。従って、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhを用いた軸ずれ補償を行うと、デッドタイム補償誤差に対するロバスト性の向上も期待できる。
【００９７】
そこで、本実施例では、ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９においてｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を求め、軸安定化補償部４６においてｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh が０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補正している。ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhは、ｄ軸誘起電圧に比べて軸ずれに対する変化が顕著に現れるため、この軸ずれの情報をインバータ周波数ωinv に作用させることにより制御系の安定化を図れる。また、一次抵抗Ｒ1 などのモータパラメータの設定誤差やデッドタイム補償誤差に対してロバストな制御系を構築できる。こうした効果により、速度制御範囲を従来よりも低速側に広げることができる。また、すべり周波数ωs*が負となるためにインバータ周波数ωinv がより０に近付く低速回生時においても、大きなトルクを安定して発生させることが可能となる。
【００９８】
さらに、軸ずれによる誘起電圧誤差は一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するという解析結果に基づいて、本実施例では、一次電流位相角θIdq を演算しそれを位相角θhvとすることにより、ｈ軸の向きをｄ軸対称ベクトルの向きに一致させている。その結果、より安定で且つモータパラメータの設定誤差に対してロバストな制御系を構築できる。
【００９９】
さらに、この設定の場合、軸ずれが正側に生じる場合と負側に生じる場合とにおける誘起電圧誤差の軌跡は、ｖ軸上に中心を有する円上を原点（理想動作点）に対し互いに逆向きに推移する。従って、正側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値と負側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値とは等しくなる。その結果、一次抵抗の設定値Ｒ1 が正側または負側のどちらの設定誤差を有する場合でも、それらをバランス良く許容でき（つまり誤差軌跡をｖ軸と交差させることができ）、トルク制御精度や速度制御精度を一層高めることができる。
【０１００】
なお、ｄ軸誘起電圧Ｅd を用いた従来の補償制御においては、ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡（円）の中心はｑ軸から外れるため、誤差軌跡が常にｑ軸と交差するように予め一次抵抗の設定値Ｒ1 にオフセットを付加する必要が生じ、理想動作点を保持することが難しかった。
【０１０１】
ところで、本実施例のインバータ周波数演算部３５は、インバータ周波数ωinv を補正するための２つの軸安定化補償部４６、４８を備えている。これら軸安定化補償部４６、４８の前段には、それぞれローパスフィルタ４５、ハイパスフィルタ４７が設けられている。この構成によれば、インバータ周波数ωinv は、角周波数ｇ1[rad/s]よりも遅い軸ずれ成分に対してはｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh により補正され（（２５）式、（２６）式参照）、角周波数ｇ2[rad/s]よりも速い軸ずれ成分に対してはｄ軸誘起電圧Ｅd により補正される（（２７）式、（２８）式参照）。
【０１０２】
このように軸ずれ現象を周波数領域で２分割する理由は、以下のように説明できる。すなわち、誘導電動機７の二次磁束の応答は比較的遅く、その時定数は、電動機容量にもよるが一例として数十[msec]〜数百[msec]の値である。上述した図３〜図９の解析結果は定常状態、すなわち二次磁束が変化した後の状態を示すものである。軸ずれ発生時の過渡状態では、二次磁束がまだ一定であると考えられ、その場合誘起電圧誤差の軌跡の推移はｄ軸方向（図３〜図９の各原点付近）となる。従って、速い軸ずれ成分に対してはｄ軸誘起電圧Ｅd を用い、遅い軸ずれ成分に対してはｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を用いて補正することにより、瞬時的な軸ずれに対する安定度を高めることができ、指令トルクや負荷トルクの急変時においても安定した動作を確保することができる。
【０１０３】
このように、誘起電圧誤差が一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するかあるいはｄ軸上に推移するかは、軸ずれにより二次磁束が変化するか否かに依存すること、および二次磁束の応答時定数は誘導電動機７の二次時定数τ2 （＝Ｌ2 ／Ｒ2 ）[sec] と見なせることから、上記周波数領域での分割は二次時定数τ2 [sec] に相当する角周波数１／τ2[rad/s]で行うことが好ましい。このため、本実施例では、ローパスフィルタ４５のカットオフ角周波数ｇ1 およびハイパスフィルタ４７のカットオフ角周波数ｇ2 をともに１／τ2[rad/s]に設定している。これにより、インバータ周波数ωinv に対する定常的および瞬時的な軸ずれ補償が互いに干渉することなく効果的に実行され、より一層の安定性の改善が図られる。
【０１０４】
さて、本実施例のインバータ周波数演算部３５は、インバータ基準周波数演算部５０を備え、上述した（２９）式によりインバータ周波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*を演算するようになっている。このような基準項を付加することにより、軸安定化補償部４６、４８のＰＩ制御ゲインＫp 、Ｋi を下げることができ、ハイゲイン化によるトルクリプル、速度リプルの発生や制御系の不安定化を抑制することが可能となる。
【０１０５】
こうした基準項は、第２の従来例を示す図１６においても、インバータ基準周波数演算部３０がｑ軸誘起電圧Ｅq に基づいて生成している。しかし、ｑ軸誘起電圧Ｅq を用いた場合には、以下に述べる理由により制御系を不安定化させる虞がある。すなわち、上述した軸ずれと誘起電圧誤差との解析結果に示される通り、軸ずれの影響はｄ軸誘起電圧のみならずｑ軸誘起電圧にも大きく現れる。そして、力行時と回生時とでは、軸ずれに対するｑ軸誘起電圧誤差の推移方向が逆になっている。力行時にあっては、インバータ周波数ωinv が下がった場合にｑ軸誘起電圧が増加することから、インバータ周波数ωinv が上昇して軸ずれを抑制する方向に作用する。しかしながら、回生時にあっては、インバータ周波数ωinv が下がった場合にｑ軸誘起電圧が減少することから、インバータ周波数ωinv が低下して軸ずれを助長する方向に作用する。従って、第２の従来例において常に制御系を安定化させるのは難しかった。
【０１０６】
これに対し、本実施例では、軸ずれの影響を受けにくいｖ軸誘起電圧Ｅv に基づいてインバータ基準周波数ωinv*を求めているので、制御系を不安定化させるような現象を起こしにくく、安定性を高めることができる。
【０１０７】
本実施例のインバータ周波数演算部３５は、誘起電圧演算部２３においてｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを推定演算している（（１９）式、（２０）式参照）。この演算では、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからそれぞれインピーダンス降下分を減算しているために、モータパラメータの正確な値が必要となる。特に、一次抵抗は誘導電動機７の運転状態例えば温度状態に応じて変動するので、その設定値Ｒ1 を一定とした場合には設定誤差が大きくなる虞がある。そこで、本実施例では、一次抵抗補正部５３を設けて一次抵抗の設定値Ｒ1を補正するようになっている（（３０）式参照）。
【０１０８】
上述した解析結果が示すように、一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 がなく単なる軸ずれによる誘起電圧誤差は、ｈ軸方向に生じｖ軸方向にはほとんど生じない（図９参照）。このことは、つまりｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が生じた場合には、一次抵抗に設定誤差が存在すると考えられる。そこで、本実施例では、ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が０に収束するように一次抵抗の設定値Ｒ1 を調整することにより、精度良く一次抵抗を推定することが可能となっている。
【０１０９】
その結果、速度制御範囲やトルク制御範囲が広がり、一次抵抗の設定誤差の影響が大きく現れる低速回転重負荷時においても安定した滑らかな運転が可能となる。また、本実施例のように、ｖ軸誘起電圧Ｅv に基づいて一次抵抗補正を行い、ｈ軸誘起電圧Ｅh に基づいて軸ずれ補償を行うことにより、これら補正制御および補償制御の非干渉化が図れ、一次抵抗の設定値Ｒ1 と推定速度ωrhの一層の高精度化が図れる。
【０１１０】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施例について図１０および図１１を参照しながら説明する。本実施例は、第１の実施例に対しｈｖ軸位相角演算部の構成のみを異にするため、他の構成部分については図面による表示および説明を省略する。
【０１１１】
図１０は、ｈｖ軸位相角演算部５４の構成を機能ブロックにより示したもので、図１に示すｈｖ軸位相角演算部３６と同一構成部分には同一符号を付して示している。この図１０において、除算器３７とAtan演算部３８とは一次電流位相角演算手段に相当し、上述した（１６）式、（１７）式によって一次電流位相角θIdq を演算する。演算された一次電流位相角θIdq は、減算器５５、５６に入力されるようになっている。減算器５５は、９０°から一次電流位相角θIdq を減算し、減算器５６は、−９０°から一次電流位相角θIdq を減算するようになっており、その減算結果はともに入力切替器５７に入力されている。
【０１１２】
符号判断部５８（符号判定手段に相当）は、指令トルク電流ＩqRefを入力とし、その符号に応じて入力切替器５７に対し「Ｐ」または「Ｎ」の極性信号を出力するようになっている。ここで、極性信号は、指令トルク電流ＩqRefが正の場合（力行指令時）に「Ｐ」となり、指令トルク電流ＩqRefが負の場合（回生指令時）に「Ｎ」となる。入力切替器５７は、極性信号が「Ｐ」の場合にあっては減算器５５の出力を位相角θhvとして出力し、極性信号が「Ｎ」の場合にあっては減算器５６の出力を位相角θhvとして出力するようになっている。なお、減算器５５、５６と入力切替器５７とが、本発明でいう位相角設定手段に相当する。
【０１１３】
このように構成されたｈｖ軸位相角演算部５４を備えたセンサレスベクトル制御装置においては、ｈｖ軸とｄｑ軸との関係および誘起電圧誤差の軌跡は図１１に示すようになる。すなわち、指令トルク電流ＩqRefが正の力行状態にあっては、図１１（ａ）に示すようにｈ軸は一次電流ベクトルに対し９０°遅れた軸として定義され、指令トルク電流ＩqRefが負の回生状態にあっては、図１１（ｂ）に示すようにｈ軸は一次電流ベクトルに対し９０°進んだ軸として定義される。また、ｖ軸はｈ軸から９０°進んだ軸として定義される。
【０１１４】
一次抵抗によるインピーダンス降下は一次電流ベクトルの向きに生じるため、上述のように定義されるｈｖ軸回転座標系では、一次抵抗の設定値Ｒ1 に設定誤差が存在すると誘起電圧誤差の軌跡はｖ軸方向に推移し、ｈ軸誘起電圧Ｅh には誤差の影響が現れない。従って、本実施例によれば、第１の実施例と同様の作用、効果を得られるとともに、特に一次抵抗の設定誤差に対してロバストな軸ずれ補償が可能となる。これにより、速度制御範囲を低速側へ拡大できるとともに、制御精度を一層高めることができる。
【０１１５】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施例についてセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示す図１２を参照しながら説明する。なお、図１２において、図１と同一構成部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明する。
【０１１６】
この図１２において、センサレスベクトル制御装置５９は、インバータ回路２とベクトル制御部６０（ベクトル制御手段に相当）とから構成され、ベクトル制御部６０は、第１の実施例におけるベクトル制御部３４に対しインバータ周波数演算部の構成が異なっている。本実施例のインバータ周波数演算部６１（インバータ周波数演算手段に相当）は、すべてｄｑ軸回転座標系上において制御を行うようになっている。
【０１１７】
軸安定化補償部６２は、第２の従来例（図１６参照）における軸安定化補償部３１と同様の構成を備えている。そして、この軸安定化補償部６２は、誘起電圧演算部２３（ｄ軸誘起電圧演算手段に相当）で演算されたｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように当該ｄ軸誘起電圧Ｅd に対してＰＩ制御を実行し（（３）式、（４）式参照）、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp3を出力するようになっている。
【０１１８】
減算器６３（ｑ軸誘起電圧誤差演算手段に相当）は、誘起電圧演算部２３（ｑ軸誘起電圧演算手段に相当）で演算されたｑ軸誘起電圧Ｅq から基準誘起電圧演算部４４で演算された基準誘起電圧Ｅ* を減算し、ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq を出力するようになっている。ここで、基準誘起電圧Ｅ* はｑ軸の基準誘起電圧に相当する。
【０１１９】
軸安定化補償部６４（インバータ周波数補正手段に相当）は、このｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq が０に収束するように当該ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq に対して次の（３１）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp4を出力するようになっている。なお、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。
【０１２０】
【数２３】
【０１２１】
加算器５１は、得られた補正量ωcmp3とωcmp4とを加算して補正量ωcmp とし、減算器５２は、インバータ基準周波数演算部３０（図１６参照）で演算されたインバータ基準周波数ωinv*（（２）式参照）からその補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波数ωinv を出力するようになっている。そして、減算器２６により、インバータ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算されて推定速度ωrhが出力される。
【０１２２】
上記構成を有するセンサレスベクトル制御装置５９によれば、ｄ軸誘起電圧Ｅdだけでなくｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq に基づいてインバータ周波数ωinv が補正され、軸ずれ補償が行われる。第１の実施例での解析結果が示すように、特に重負荷時の場合、ｄ軸誘起電圧Ｅd には軸ずれの情報が現れにくいが、ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を含んでいる。
【０１２３】
従って、ｑ軸誘起電圧誤差が０になるようにインバータ周波数ωinv を補正することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数ωinv に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、モータパラメータ例えば一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲を拡大でき、また、低速回転時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【０１２４】
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施例についてセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示す図１３を参照しながら説明する。なお、図１３において、図１と同一構成部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明する。
【０１２５】
この図１３において、センサレスベクトル制御装置６５は、インバータ回路２とベクトル制御部６６（ベクトル制御手段に相当）とから構成され、ベクトル制御部６６は、第１の実施例におけるベクトル制御部３４に対しインバータ周波数演算部の構成が異なっている。本実施例のインバータ周波数演算部６７（インバータ周波数演算手段に相当）は、ｖ軸二次磁束誤差に基づいてインバータ周波数ωinv を補正する点に特徴を有している。
【０１２６】
二次磁束演算部６８（ｄｑ軸二次磁束演算手段に相当）は、第１の実施例で説明した（１９）式、（２０）式によりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算し、さらに次の（３２）式、（３３）式による積分演算によりｄ軸二次磁束φd 、ｑ軸二次磁束φq を演算するようになっている。
【０１２７】
【数２４】
【０１２８】
ｖ軸二次磁束誤差演算部６９（ｖ軸二次磁束誤差演算手段に相当）は、座標変換部７０、７１と減算器７２とから構成されている。このうち座標変換部７０は、ｄｑ軸回転座標系における二次磁束をｈｖ軸回転座標系における二次磁束に変換するもので、上述のｄ軸二次磁束φd とｑ軸二次磁束φq とを入力し、次の（３４）式によりｈ軸二次磁束φh とｖ軸二次磁束φv とを演算するようになっている。
【０１２９】
【数２５】
【０１３０】
基準二次磁束演算部７３（基準二次磁束演算手段に相当）は、指令励磁電流ＩdRefに基づいて、ｄｑ軸回転座標系において理論上導かれる基準二次磁束φ* を次の（３５）式により演算するようになっている。
【０１３１】
【数２６】
【０１３２】
上記ｖ軸二次磁束誤差演算部６９の座標変換部７１は、ｄｑ軸回転座標系における基準二次磁束をｈｖ軸回転座標系における基準二次磁束に変換するもので、基準二次磁束φ* を入力とし、次の（３６）式によりｖ軸基準二次磁束φv*を演算するようになっている。
【０１３３】
【数２７】
【０１３４】
減算器７２は、ｖ軸二次磁束φv からｖ軸基準二次磁束φv*を減算してｖ軸二次磁束誤差ｄφv を求める。軸安定化補償部７４（インバータ周波数補正手段に相当）は、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv が０に収束するように当該ｖ軸二次磁束誤差ｄφv に対して次の（３７）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv を出力するようになっている。
【０１３５】
【数２８】
【０１３６】
上記構成を有するセンサレスベクトル制御装置６５によれば、ｖ軸二次磁束φv とｖ軸基準二次磁束φv*との差つまりｖ軸二次磁束誤差ｄφv が０に収束するようにインバータ周波数ωinv が生成される。第１の実施例での解析結果は、定常状態における軸ずれと誘起電圧誤差との関係を示すものであった。しかし、定常状態においては、誘起電圧は二次磁束に対し９０°進んだ関係にあるため、上記軸ずれと誘起電圧とに関する解析結果は、軸ずれと二次磁束との関係についても適用することができる。
【０１３７】
すなわち、ｑ軸二次磁束φq は、理想的なベクトル制御が成立している状態 （理想動作点）では０になる。しかし、重負荷時の場合、ｑ軸二次磁束φq には軸ずれの情報が現れにくい。これに対し、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を有している。従って、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv に基づいてインバータ周波数ωinv を生成することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数ωinv に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が拡大し、低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【０１３８】
（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施例について図１４を参照しながら説明する。
図１４は、指令電流演算部の構成を機能ブロックにより示したものである。ここに示す指令電流演算部７６は、ｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいてインバータ周波数ωinv を補正しつつ生成する構成を備えたセンサレスベクトル制御装置、例えば従来構成のセンサレスベクトル制御装置１、２８（図１５、図１６参照）において用いられる。
【０１３９】
この指令電流演算部７６は、指令二次磁束φRef と指令トルクＴRef とを入力し、指令励磁電流ＩdRef（指令ｄ軸電流に相当）と指令トルク電流ＩqRef（指令ｑ軸電流に相当）とを演算するようになっている。
基準励磁電流演算部７７は、指令二次磁束φRef を入力とし、次の（３８）式により基準励磁電流Ｉd*を演算するようになっている。
【０１４０】
【数２９】
【０１４１】
基準トルク電流演算部７８は、指令二次磁束φRef と指令トルクＴRef とを入力し、次の（３９）式により基準トルク電流Ｉq*を演算するようになっている。ここで、Ｐは誘導電動機の極対数である。
【０１４２】
【数３０】
【０１４３】
除算器７９は、基準トルク電流Ｉq*を基準励磁電流Ｉd*で除算し、その除算結果をリミット判定部８０に対し出力するようになっている。つまり、この除算器７９の出力は、基準励磁電流Ｉd*に対する基準トルク電流Ｉq*の割合（以下、基準電流比と称す）を示している。リミット判定部８０は、この基準電流比の絶対値と所定値ｋ（ｋ＞０）とを比較し、基準電流比の絶対値が所定値ｋよりも大きい場合にあってはリミットフラグFlgLMTを１に設定し、基準電流比の絶対値が所定値ｋ以下の場合にあってはリミットフラグFlgLMTを０に設定するようになっている。
【０１４４】
符号判断部８１は、指令トルクＴRef を入力し、その符号に応じて次の（４０）式により定まる符号信号GSign を出力するようになっている。ここで、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。
【０１４５】
【数３１】
【０１４６】
指令励磁電流演算部８２は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefの絶対値との割合が１：ｋとなる条件の下で指令トルクＴRef に一致したトルク出力が得られるように、次の（４１）式により指令励磁電流ＩdRef0 を演算するようになっている。
【０１４７】
【数３２】
【０１４８】
また、指令トルク電流演算部８３は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefの絶対値との割合が１：ｋとなる条件の下で、次の（４２）式により指令トルク電流ＩqRef0 を演算するようになっている。
【０１４９】
【数３３】
【０１５０】
切替器８４は、スイッチ手段により構成され、上述したリミットフラグFlgLMTに応じた指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを出力するようになっている。すなわち、リミットフラグFlgLMT＝０つまり基準電流比の絶対値が所定値ｋ以下の場合にあっては、切替器８４は、基準励磁電流Ｉd*を指令励磁電流ＩdRefとし、基準トルク電流Ｉq*を指令トルク電流ＩqRefとして出力する。一方、リミットフラグFlgLMT＝１つまり基準電流比の絶対値が所定値ｋよりも大きい場合にあっては、切替器８４は、指令励磁電流ＩdRef0 を指令励磁電流ＩdRefとし、指令トルク電流ＩqRef0 を指令トルク電流ＩqRefとして出力する。従って、一定の指令二次磁束φRef が与えられている時の指令励磁電流ＩdRefは、前者の場合には一定となり、後者の場合には指令トルクＴRef に応じて設定される。
【０１５１】
このように、指令電流演算部７６は、指令二次磁束φRef と指令トルクＴRef とに基づいて、励磁電流に対するトルク電流の割合（つまりすべり周波数）が所定値以下であり且つ出力トルクが指令トルクＴRef に一致するように、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを生成する。この点において、指令電流演算部７６は、いわゆるトルクリミット手段とは全く異なるものである。そして、ｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいて軸ずれ補正を行う構成を備えたセンサレスベクトル制御装置１、２８に対し指令電流演算部７６を適用すると、以下のような作用、効果が得られる。
【０１５２】
すなわち、第１の実施例での解析結果が示すように、励磁電流に対するトルク電流の割合が増加する重負荷時には、軸ずれによる誘起電圧誤差の軌跡は、ｄ軸に対して大きな交差角を持つようになる（図３、図７参照）。一方、一次抵抗に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向に推移する（図８参照）。従って、重負荷時においては、ｄ軸誘起電圧Ｅd に関して軸ずれによる影響と一次抵抗の設定誤差による影響とが互いに干渉し合い、ｄ軸誘起電圧Ｅd からでは軸ずれを正しく検出できない虞がある。
【０１５３】
これに対し、指令電流演算部７６を用いると、ｄ軸電流Ｉd に対するｑ軸電流Ｉq の割合が所定値ｋ以下に制限されるので上記干渉状態を回避し易くなり（図４〜図６参照）、軸ずれ補償による安定性と一次抵抗に対するロバスト性とを確保することができる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、重負荷時においても指令トルクに一致したトルクを安定して発生させることができる。
【０１５４】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施例に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第１の実施例においては以下のような変形または拡張が可能である。
軸ずれ現象を周波数領域で２分割し、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF とｄ軸誘起電圧ＥdHF とに基づいてインバータ周波数ωinv を補正したが、ｄ軸誘起電圧ＥdHF による補正は必ずしも必要ではない。従って、ローパスフィルタ４５、ハイパスフィルタ４７、軸安定化補償部４８および加算器５１を除いた構成としても良い。
ローパスフィルタ４５のカットオフ角周波数ｇ1 およびハイパスフィルタ４７のカットオフ角周波数ｇ2 をともに１／τ2[rad/s]に設定したが、必ずしもこの値に限定されない。
【０１５５】
インバータ周波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*を得るためにインバータ基準周波数演算部５０を備えたが、軸安定化補償部４６は積分要素を備えているので、インバータ基準周波数演算部５０を除いた構成としても良い。
【０１５６】
誘起電圧演算部２３におけるｄ軸誘起電圧Ｅd およびｑ軸誘起電圧Ｅq の演算精度を高めるために一次抵抗補正部５３を備えたが、要求される制御精度、使用条件などによっては、一次抵抗補正部５３を除いた構成としても良い。
また、一次抵抗補正部５３は、ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv に基づいて一次抵抗の設定値Ｒ1 を補正する新規な構成を備えており、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh に基づく軸ずれ補償とは独立してセンサレスベクトル制御装置（例えば図１５、図１６に示すセンサレスベクトル制御装置１、２７）に適用することができる。これにより、一次抵抗の変動に対してロバストな制御系を構成することができる。
【０１５７】
誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq とによるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算したが、ｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq に替えて指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefを用いて推定演算するように構成しても良い。第４の実施例における二次磁束演算部６８についても同様である。
第３の実施例において、インバータ基準周波数演算部３０を除いた構成としても良い。また、第４の実施例において、インバータ周波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*を演算するインバータ基準周波数演算部を付加しても良い。
【０１５８】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明の速度センサレスベクトル制御装置は、ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義するとともに、位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で位相角θHVを所定の位相角に設定し、ｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正するように構成されている。ｈ軸誘起電圧誤差にはｄ軸誘起電圧よりも軸ずれの影響が顕著に現れるので、ｄ軸誘起電圧に着目していた従来構成に比べて軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定性を高めることができる。そして、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、低速回生時においても大きなトルクを安定して発生させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示すセンサレスベクトル制御装置の機能ブロック図
【図２】ｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示すベクトル図
【図３】力行１５０％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図４】力行７５％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図５】無負荷時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図６】回生７５％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図７】回生１５０％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図８】回生１５０％時におけるｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図９】回生１５０％時におけるｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図１０】本発明の第２の実施例を示すｈｖ軸位相角演算部の機能ブロック図
【図１１】力行状態（ａ）および回生状態（ｂ）におけるｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示すベクトル図
【図１２】本発明の第３の実施例を示す図１相当図
【図１３】本発明の第４の実施例を示す図１相当図
【図１４】本発明の第５の実施例を示す指令電流演算部の機能ブロック図
【図１５】第１の従来例を示す図１相当図
【図１６】第２の従来例を示す図１相当図
【図１７】ｄｑ軸直交座標系と静止座標系との関係を示すベクトル図
【符号の説明】
２はインバータ回路（インバータ装置）、７は誘導電動機、９は指令電圧演算部（ｄｑ軸指令電圧演算手段）、１１は座標変換部（ｄｑ軸電流演算手段）、１２、１３は電流検出器（電流検出手段）、２３は誘起電圧演算部（ｄｑ軸誘起電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、ｑ軸誘起電圧演算手段）、３３、５９、６５はセンサレスベクトル制御装置、３４、６０、６６はベクトル制御部（ベクトル制御手段）、３５、６１、６７はインバータ周波数演算部（インバータ周波数演算手段）、３６、５４はｈｖ軸位相角演算部（ｈｖ軸位相角演算手段）、３９はｈｖ軸誘起電圧誤差演算部（ｈ軸誘起電圧誤差演算手段、ｖ軸誘起電圧誤差演算手段）、４４は基準誘起電圧演算部（基準誘起電圧演算手段）、４５はローパスフィルタ（第１のフィルタ手段）、４６は軸安定化補償部（第１の軸安定化補償手段）、４７はハイパスフィルタ（第２のフィルタ手段）、４８は軸安定化補償部（第２の軸安定化補償手段）、４９はインバータ周波数補正部（インバータ周波数補正手段）、５０はインバータ基準周波数演算部（インバータ基準周波数演算手段）、５３は一次抵抗補正部（一次抵抗補正手段）、５８は符号判断部 （符号判定手段）、６３は減算器（ｑ軸誘起電圧誤差演算手段）、６４、７４は軸安定化補償部（インバータ周波数補正手段）、６８は二次磁束演算部（ｄｑ軸二次磁束演算手段）、６９はｖ軸二次磁束誤差演算部（ｖ軸二次磁束誤差演算手段）、７３は基準二次磁束演算部（基準二次磁束演算手段）である。
【発明の属する技術分野】
本発明は、速度センサを用いずに誘導電動機をベクトル制御する速度センサレスベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置に関しては、これまでに種々のものが提案されている。例えば「誘導電動機の速度センサレス非干渉制御方式」（昭６３年電気学会産業応用部門全国大会Ｎｏ．８５）や「センサレスベクトル制御インバータ」（昭６３年電気学会論文誌Ｄ１０８巻２号）において、誘導電動機を駆動する速度センサレスベクトル制御の一手段が開示されている。
【０００３】
ベクトル制御装置は、インバータ回路が出力するインバータ周波数ωinv と同一の角速度で回転するｄｑ軸直交座標系上において制御演算をする場合が多い。図１７は、このｄｑ軸直交座標系と静止座標系との関係を示したベクトル図である。回転座標系であるｄｑ軸直交座標系は、ａｂ軸静止座標系に対してθabの位相角を有している。ｕｖｗ軸は、互いに１２０°の位相差を有する三相の静止座標軸であって、ａ軸とｕ軸とが一致するように定義されている。
【０００４】
ベクトル制御には上述したものの他にも種々の方式があるが、以下に述べる従来例および本願発明においては、上記ｄｑ軸直交座標系のｄ軸の向きと誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように制御する方式となっている。この方式の場合、力行時におけるインバータ回路の出力電圧ベクトルＶは、例えば図１７に示すベクトルＶ（位相角θV ）のようになる。
【０００５】
さて、図１５は、第１の従来例であるセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したものである。
この図１５において、センサレスベクトル制御装置１は、三相のインバータ回路２とベクトル制御部３とから構成されている。インバータ回路２は、フィルタコンデンサ４、インバータ主回路５およびＰＷＭ回路６から構成され、その交流出力端子には三相の誘導電動機７が接続されている。ベクトル制御部３は、指令電流演算部８、指令電圧演算部９、座標変換部１０、１１、電流検出器１２、１３、インバータ周波数演算部１４、モータ速度演算部１５および積分部１６から構成されている。ここで、指令電流演算部８は、減算器１７と速度制御部１８とから構成され、指令電圧演算部９は、減算器１９、２０と電流制御部２１、２２とから構成されている。また、インバータ周波数演算部１４は、誘起電圧演算部２３とＰＩ演算部２４とから構成され、モータ速度演算部１５は、基準すべり周波数演算部２５と減算器２６とから構成されている。
【０００６】
インバータ周波数演算部１４において、誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRefから一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd を推定演算している（後述する（１９）式参照）。そして、ＰＩ演算部２４は、このｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように、次の（１）式に従ってインバータ周波数ωinv を演算する。ここで、Ｋp 、Ｋi は、それぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。
【０００７】
【数１】
図１６は、第２の従来例であるセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したものである。
このセンサレスベクトル制御装置２７は、上記センサレスベクトル制御装置１に対し、ベクトル制御部２８内のインバータ周波数演算部２９の構成が異なっている。すなわち、インバータ周波数演算部２９は、上述した誘起電圧演算部２３に加えて、インバータ基準周波数演算部３０、軸安定化補償部３１および減算器３２を備えて構成されている。
【０００９】
誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRefと同様にして、指令ｑ軸電圧ＶqRefから一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分を減算することによりｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算している（後述する（２０）式参照）。インバータ基準周波数演算部３０は、このｑ軸誘起電圧Ｅq と指令ｄ軸電流ＩdRefとを入力として、次の（２）式に従ってインバータ基準周波数ωinv*を演算する。
【００１０】
【数２】
また、軸安定化補償部３１は、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように、次の（３）式、（４）式に従って周波数補正量ωcmp を演算する。ここで、Ｋp 、Ｋi は、それぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。
【００１２】
【数３】
減算器３２は、上記インバータ基準周波数ωinv*から上記周波数補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波数ωinv を生成する。このように、第２の従来例では、誘起電圧演算部２３で推定演算されたｑ軸誘起電圧Ｅq に基づいて基準項となるインバータ基準周波数ωinv*を演算し、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように周波数補正量ωcmp を用いてインバータ周波数ωinv を補正している。
【００１４】
以上説明した第１、第２の各従来例は、何れも誘起電圧演算部２３で推定演算されたｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補正する点において相違ない。センサレスベクトル制御装置１、２７において設定されたモータパラメータに設定誤差がない条件の下では、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０となる状態は、ｄ軸の向きと誘導電動機７の二次磁束の向きとが一致した状態、つまり速度センサを付加した場合における理想的なベクトル制御の動作状態と等しくなる。従って、この動作状態を維持することにより、高速なトルク応答を得ることができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一次抵抗などのモータパラメータは、誘導電動機７の運転状態例えば温度状態に応じて変動するため、センサレスベクトル制御装置１、２７において用いられるモータパラメータには設定誤差が生じる場合がある。また、インバータ主回路５のデッドタイム補償が十分でない場合、デッドタイム補償誤差による電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、一次抵抗の設定誤差による電圧誤差と同様の方向（一次電流の方向）に生じる。こうした場合には、上述した理想的なベクトル制御の動作状態を維持することは困難となる。特に、誘起電圧が小さくなる低速回転時には上記一次抵抗の設定誤差（デッドタイム補償誤差）が大きく影響し、モータ負荷が増大するに従って安定動作の確保が難しくなる。その結果、速度センサを用いずに速度制御をする場合の速度制御範囲は、例えば１：１０弱となっていた。
【００１６】
そこで、本発明の目的は、第１に、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対してロバストで安定した速度センサレスベクトル制御装置を提供することであり、第２に、モータパラメータ特には一次抵抗を精度良く推定し制御の安定化を図った速度センサレスベクトル制御装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため、請求項１記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、
前記ベクトル制御手段が、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手段と、
前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、
前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記インバータ装置が出力するインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｈ軸誘起電圧誤差を演算するｈ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｈ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、ｄｑ軸直交座標系に対して位相角θHVだけ遅れたｈｖ軸直交座標系が新たに定義され、基準誘起電圧と誘起電圧とのｈ軸における誤差つまりｈ軸誘起電圧誤差が演算され、このｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。この場合、位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の位相角（ｄ軸を基準として進み方向に見た一次電流ベクトルの位相角）とが同符号となる条件の下では、ｈ軸誘起電圧誤差には、ｄ軸誘起電圧よりも軸ずれ （ｄ軸の向きと二次磁束の向きとのずれ）の影響が顕著に現れる。
【００１９】
このため、ｄ軸誘起電圧に着目していた従来構成に比べ、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、上記ｈ軸誘起電圧誤差に基づく制御により、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大する。また、すべり周波数が負となるためにインバータ周波数がより０に近付く低速回生時においても、大きなトルクを安定して発生させることが可能となる。
【００２０】
請求項２記載の手段によれば、軸ずれ現象が周波数の低い現象と高い現象とに分離され、それぞれに対して補償制御が行われる。すなわち、周波数の低い現象に対しては、第１の軸安定化補償手段が、低域ろ過特性を持つ第１のフィルタ手段を介して出力されるｈ軸誘起電圧によりインバータ周波数を補正し、周波数の高い現象に対しては、第２の軸安定化補償手段が、高域ろ過特性を持つ第２のフィルタ手段を介して出力されるｄ軸誘起電圧によりインバータ周波数を補正する。これにより、定常状態における軸ずれと急激に生じる軸ずれの両者に対して制御系の安定性を高めることができ、例えば発生トルクや負荷トルクの急変時においても安定した動作を維持できる。
【００２１】
また、一般に二次磁束の応答時定数は誘導電動機の二次時定数にほぼ等しいため、請求項３記載の手段によれば、インバータ周波数補正手段は、主として二次磁束の応答よりも遅い応答をするｈ軸誘起電圧と、主として二次磁束の応答よりも速い応答をするｄ軸誘起電圧とに基づいてインバータ周波数を補正することとなる。一方、誘起電圧誤差が一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するかｄ軸方向に推移するかは、軸ずれにより二次磁束の大きさが変化するかしないか、つまり軸ずれ現象の持つ時定数が二次時定数よりも大きいか小さいかに依存して決まる。従って、本手段によれば、両補正が干渉し合うことがなく効果的に作用するので、安定性を一層高めることができる。
【００２２】
請求項４記載の手段によれば、ｈｖ軸位相角演算手段によって位相角θHVが一次電流の位相角に等しく設定され、これによりｈ軸の向きが一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの向きに等しくなる。この設定にあっては、モータパラメータに設定誤差がないとした場合、ｈｖ軸回転座標系上での誘起電圧誤差の軌跡はｖ軸上に中心を有しｈ軸に接する円となることが判明している。そして、軸ずれが正側に生じる場合と負側に生じる場合とにおける誘起電圧誤差の軌跡は、上記円上を原点（理想動作点）に対し互いに逆向きに推移する。従って、正側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値と負側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値とは等しくなる。その結果、モータパラメータの設定値が正側または負側のどちらの設定誤差を有する場合でも、それらをバランス良く許容でき、トルク制御精度や速度制御精度を一層高めることができる。
【００２３】
請求項５記載の手段によれば、ｈｖ軸位相角演算手段は、一次電流位相角演算手段、符号判定手段および位相角設定手段から構成される。このｈｖ軸位相角演算手段によって、力行時にあってはｈ軸が一次電流ベクトルよりも９０°遅れた向きに設定され、回生時にあっては、ｈ軸が一次電流ベクトルよりも９０°進んだ向きに設定される。一次抵抗設定値に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向つまりｖ軸方向に推移するため、ｈ軸方向には一次抵抗の設定誤差の影響が現れない。従って、ｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正する場合、一次抵抗設定値の設定誤差に対してロバストな軸ずれ補正が可能となる。これにより、速度制御範囲が低速側へ拡大するとともに、制御精度が一層高まる。
【００２４】
請求項６記載の手段によれば、インバータ基準周波数演算手段が、位相角θHVとｖ軸誘起電圧と指令ｄ軸電流またはｄ軸電流とに基づいて、インバータ周波数の基準項であるインバータ基準周波数を演算する。ｖ軸誘起電圧は軸ずれにより変化しにくいため、ｖ軸誘起電圧を用いて演算されたインバータ基準周波数をインバータ周波数の基準項としても制御系は安定に保持される。また、上記インバータ基準周波数を付加することにより、インバータ周波数補正手段の有する補正ゲインを下げることができ、ハイゲイン化によるトルクリプル、速度リプルの発生や制御系の不安定化を抑制することが可能となる。
【００２５】
上記第２の目的を達成するため、請求項７記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸指令電圧演算手段およびインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電圧から、少なくとも、前記誘導電動機の一次抵抗設定値と前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流との積を減算することによりｄ軸誘起電圧を推定演算し、前記指令ｑ軸電圧から、少なくとも、前記一次抵抗設定値と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流との積を減算することによりｑ軸誘起電圧を推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｖ軸誘起電圧誤差を演算するｖ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて前記一次抵抗設定値を補正する一次抵抗補正手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、一次抵抗補正手段は、ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて一次抵抗設定値を補正する。位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の位相角とが同符号となる条件の下では、一次抵抗設定値に誤差がない場合、軸ずれにより生じる誘起電圧の誤差はｈ軸方向に顕著に現れ、ｖ軸方向には現れにくい。逆に、一次抵抗設定値の誤差による場合、誘起電圧の誤差はｖ軸方向に顕著に現れ易い。従って、このｖ軸誘起電圧誤差に基づいて（例えばｖ軸誘起電圧誤差を０にするように）一次抵抗設定値を補正することにより、一次抵抗設定値を精度良く推定することが可能となる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、トルク制御精度が高まる。
【００２７】
この場合、請求項８記載の手段を用いると、ｖ軸と一次電流ベクトルの方向とが一致する。一次抵抗設定値に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向つまりｖ軸方向に推移するため、一次抵抗補正手段はｖ軸誘起電圧誤差に基づいて一次抵抗設定値をより効果的に補正することができる。
【００２８】
上記第１の目的を達成するため、請求項９記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸指令電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、およびｄ軸誘起電圧に基づいてインバータ周波数を補正して生成するインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｑ軸誘起電圧を推定演算するｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記ｑ軸誘起電圧と前記基準誘起電圧とに基づいてｑ軸誘起電圧誤差を演算するｑ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｑ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されていることを特徴とする。
【００２９】
この構成によれば、軸ずれを補正するために、ｄ軸誘起電圧のみならず、ｑ軸誘起電圧と基準誘起電圧とに基づいて演算されるｑ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。重負荷時の場合、ｄ軸誘起電圧には軸ずれの情報が現れにくいが、ｑ軸誘起電圧誤差は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を含んでいる。従って、ｑ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。また、速度制御範囲が低速側へ拡大し、低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【００３０】
上記第１の目的を達成するため、請求項１０記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸指令電圧演算手段およびインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記指令ｄ軸電流に基づいて基準二次磁束を演算する基準二次磁束演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸二次磁束とｑ軸二次磁束とを推定演算するｄｑ軸二次磁束演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準二次磁束、前記ｄ軸二次磁束、および前記ｑ軸二次磁束に基づいてｖ軸二次磁束誤差を演算するｖ軸二次磁束誤差演算手段と、
前記ｖ軸二次磁束誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されていることを特徴とする。
【００３１】
この構成によれば、ｖ軸二次磁束と基準二次磁束とに基づいて演算されるｖ軸二次磁束誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。ｑ軸二次磁束は、理想的なベクトル制御が成立している状態（理想動作点）では０になる。しかし、重負荷時の場合、ｑ軸二次磁束には軸ずれの情報が現れにくい。これに対し、ｖ軸二次磁束誤差は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を有している。従って、ｖ軸二次磁束誤差に基づいてインバータ周波数を補正することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が拡大し、また、低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【００３２】
上記第１の目的を達成するため、請求項１１記載の速度センサレスベクトル制御装置は、前記誘導電動機の発生トルクが指令トルクに等しくなるとともに、前記指令ｄ軸電流に対する前記指令ｑ軸電流の割合が所定値以下となるように前記指令ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流とを演算するｄｑ軸指令電流演算手段を備えていることを特徴とする。
【００３３】
ｄ軸電流（励磁電流）に対するｑ軸電流（トルク電流）の割合が増加する重負荷時においては、軸ずれによる誘起電圧誤差の軌跡は、ｄ軸に対して大きな交差角を持つようになる。一方、一次抵抗設定値に誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は、一次電流ベクトルの方向に推移する。従って、重負荷時においては、ｄ軸誘起電圧に関して軸ずれによる影響と一次抵抗設定値の誤差による影響とが互いに干渉し合い、ｄ軸誘起電圧からでは軸ずれを補償できない虞がある。
【００３４】
これに対し、本手段によれば、ｄ軸電流に対するｑ軸電流の割合が所定値以下に制限されるので上記干渉状態を回避し易くなり、軸ずれ補償による安定性と一次抵抗に対するロバスト性とを確保することができる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、重負荷時においても指令トルクに一致したトルクを安定して発生させることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施例について図１ないし図９を参照しながら説明する。なお、説明において、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｌ1 、Ｌ2 、Ｍ、σは、それぞれ一次抵抗、二次抵抗、一次インダクタンス、二次インダクタンス、相互インダクタンス、漏れ係数（＝１−Ｍ２／Ｌ1 ／Ｌ2 ）の設定値を表しており、ｓはラプラス演算子を表している。また、ＰＩ制御で用いるＫp 、Ｋi はそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインであり、その値は制御系が安定するように適宜決められる。
【００３６】
図１は、センサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したもので、従来技術を示す図１５と同一構成部分には同一符号を付している。この図１において、センサレスベクトル制御装置３３は、インバータ回路２（インバータ装置に相当）とベクトル制御部３４（ベクトル制御手段に相当）とから構成されている。
【００３７】
インバータ回路２において、インバータ主回路５は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子（図示せず）が三相ブリッジ接続されてなる電圧型インバータであって、その直流入力端子間にはフィルタコンデンサ４が接続されており、その交流出力端子には三相の誘導電動機７が接続されている。ＰＷＭ回路６は、ベクトル制御部３４から出力される三相指令電圧ＶuRef、ＶvRef、ＶwRefに基づいて、例えば三角波比較ＰＷＭ制御方式により、上記スイッチング素子に対するゲート信号を生成するようになっている。さらに、ＰＷＭ回路６は、アーム短絡防止のためにデッドタイムを設定し、これによる出力電圧の低下を補償するためにデッドタイム補償を行うようになっている。
【００３８】
ベクトル制御部３４は、指令電流演算部８、指令電圧演算部９（ｄｑ軸指令電圧演算手段に相当）、座標変換部１０、座標変換部１１（ｄｑ軸電流演算手段に相当）、電流検出器１２、１３（電流検出手段に相当）、インバータ周波数演算部３５（インバータ周波数演算手段に相当）、モータ速度演算部１５および積分部１６から構成されている。
【００３９】
指令電流演算部８において、減算器１７は、指令速度ωrRefから後述する推定速度（モータ速度）ωrhを減算して速度偏差ｄωr を求め、速度制御部１８は、その速度偏差ｄωr が０に収束するように当該速度偏差ｄωr に対しＰＩ制御を実行して指令トルク電流ＩqRefを生成するようになっている。
【００４０】
電流検出器１２、１３は、それぞれ誘導電動機７のＵ相電流Ｉu 、Ｗ相電流Ｉw を検出する電流センサである。座標変換部１１は、その検出された静止座標系上のＵ相電流Ｉu とＷ相電流Ｉw とを、次の（５）式、（６）式によりｄｑ軸回転座標系上のｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq とに変換するようになっている。ここで、位相角θは、静止座標系のａ軸またはｕ軸に対するｄｑ軸回転座標系のｄ軸がなす角度（図１７に示すθabに相当）である。
【００４１】
【数４】
指令電圧演算部９において、減算器１９は、指令励磁電流ＩdRef（指令ｄ軸電流に相当）からｄ軸電流Ｉd を減算してｄ軸電流偏差ｄＩd を求め、電流制御部２１は、そのｄ軸電流偏差ｄＩd が０に収束するように当該ｄ軸電流偏差ｄＩd に対し次の（７）式で示されるＰＩ制御を実行し、指令ｄ軸電圧ＶdRefを生成するようになっている。
【００４３】
【数５】
また、減算器２０は、指令トルク電流ＩqRef（指令ｑ軸電流に相当）からｑ軸電流Ｉq を減算してｑ軸電流偏差ｄＩq を求め、電流制御部２２は、そのｑ軸電流偏差ｄＩq が０に収束するように当該ｑ軸電流偏差ｄＩq に対し次の（８）式で示されるＰＩ制御を実行し、指令ｑ軸電圧ＶqRefを生成するようになっている。
【００４５】
【数６】
座標変換部１０は、上記指令ｄ軸電圧ＶdRefと指令ｑ軸電圧ＶqRefとを入力し、次の（９）式〜（１３）式により静止座標系上の三相指令電圧ＶuRef、ＶvRef、ＶwRefに変換するようになっている。
【００４７】
【数７】
詳しくは後述するが、インバータ周波数演算部３５は、理想的なベクトル制御を行うために必要となるインバータ周波数ωinv を演算するようになっている。積分部１６は、このインバータ周波数ωinv を次の（１４）式により積分し、座標変換部１０、１１に対して上記位相角θを出力するようになっている。
【００４９】
【数８】
また、モータ速度演算部１５において、基準すべり周波数演算部２５は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを入力し、次の（１５）式により基準すべり周波数ωs*を演算するようになっている。そして、減算器２６において、インバータ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算され、速度センサレスで誘導電動機７の推定速度（モータ速度）ωrhが求められる。
【００５１】
【数９】
さて、以下においてインバータ周波数演算部３５の構成を具体的に説明するが、それに先立って本発明において新規に導入するｈｖ軸回転座標系について説明する。
図２は、ｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示すベクトル図である。この図２において、ｈ軸はｄ軸に対し位相角θhvだけ遅れた軸として定義され、ｖ軸はｈ軸から９０°進んだ軸として定義される。この定義によれば、位相角θhvが正である場合、ｈ軸はｄ軸に対して遅れの関係となり、位相角θhvが負である場合、ｈ軸はｄ軸に対して進みの関係となる。図２は、位相角θhvが正である場合を示している。なお、詳しくは後述するように、本実施例においては、位相角θhvは、ｄｑ軸回転座標系における一次電流位相角θIdq に等しく設定されている。
【００５３】
ｈｖ軸位相角演算部３６（ｈｖ軸位相角演算手段に相当）は、上記位相角θhvを設定するもので、除算器３７とAtan演算部３８とから構成されている。ｄｑ軸回転座標系における一次電流ベクトルは、指令励磁電流ＩdRef、指令トルク電流ＩqRefをそれぞれｄ軸成分、ｑ軸成分とするベクトルであって、ｄ軸から一次電流ベクトルまでの角度が一次電流位相角θIdq となる。ここで、除算器３７は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを入力し、次の（１６）式に示す除算を実行するようになっている。
【００５４】
【数１０】
Atan演算部３８は、上記電流の比率γを入力として次の（１７）式により一次電流位相角θIdq を演算し、それを位相角θhvとして出力するようになっている。つまり、本実施例ではθIdq ＝θhvの関係が成立する。
【００５６】
【数１１】
本発明における位相角θhvの設定方法によれば、一次抵抗Ｒ1 などのモータパラメータに設定誤差がない場合、ｈｖ軸回転座標系上での誘起電圧誤差の軌跡は、ｖ軸上に中心Ｚを有しｈ軸に接する円となることが判明している（図２参照）。しかしながら、本発明の位相角θhvの設定方法は、上記（１６）式、（１７）式に限られるものではない。すなわち、本発明は、位相角θhvと一次電流位相角θIdq とが同符号となる条件の下において成立する。従って、次の（１８）式に示すように、指令トルク電流ＩqRefが正となる力行時においては位相角θhvを正の一定値α（αは正）に設定し、指令トルク電流ＩqRefが負となる回生時においては位相角θhvを負の一定値−β（βは正）に設定するようにしても良い。
【００５８】
【数１２】
誘起電圧演算部２３（ｄｑ軸誘起電圧演算手段に相当）は、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからそれぞれ一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算するもので、具体的には次の（１９）式、（２０）式の演算を実行するようになっている。理想的なベクトル制御が成立している場合、ｄ軸誘起電圧Ｅd は０になる。
【００６０】
【数１３】
ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９は、本発明でいうｈ軸誘起電圧誤差演算手段およびｖ軸誘起電圧誤差演算手段に相当するもので、座標変換部４０、４１と減算器４２、４３とから構成されている。このうち座標変換部４０は、ｄｑ軸回転座標系における誘起電圧をｈｖ軸回転座標系における誘起電圧に変換するもので、ｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを入力とし、次の（２１）式によりｈ軸誘起電圧Ｅh とｖ軸誘起電圧Ｅv とを演算するようになっている。
【００６２】
【数１４】
基準誘起電圧演算部４４（基準誘起電圧演算手段に相当）は、インバータ周波数演算部３５が演算したインバータ周波数ωinv と指令励磁電流ＩdRefとに基づいて、ｄｑ軸回転座標系において理論上導かれる基準誘起電圧Ｅ* を次の（２２）式により演算するようになっている。この基準誘起電圧Ｅ* は、二次磁束に対し９０°進んだｑ軸上の電圧である。
【００６４】
【数１５】
上記ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９の座標変換部４１は、ｄｑ軸回転座標系における基準誘起電圧をｈｖ軸回転座標系における基準誘起電圧に変換するもので、基準誘起電圧Ｅ* を入力とし、次の（２３）式、（２４）式によりｈ軸基準誘起電圧Ｅh*とｖ軸基準誘起電圧Ｅv*とを演算するようになっている。
【００６６】
【数１６】
減算器４３は、ｈ軸誘起電圧Ｅh からｈ軸基準誘起電圧Ｅh*を減算してｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を求め、ローパスフィルタ４５（第１のフィルタ手段に相当）は、そのｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を入力とし、次の（２５）式に示す低域ろ過特性に従ってその低周波成分であるｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF を出力するようになっている。ここで、ｇ1 はカットオフ角周波数である。
【００６８】
【数１７】
軸安定化補償部４６（第１の軸安定化補償手段に相当）は、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF が０に収束するように当該ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF に対して次の（２６）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp1（第１の周波数補正量に相当）を出力するようになっている。なお、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。
【００７０】
【数１８】
一方、ハイパスフィルタ４７（第２のフィルタ手段に相当）は、ｄ軸誘起電圧Ｅd を入力とし、次の（２７）式に示す高域ろ過特性に従ってその高周波成分であるｄ軸誘起電圧ＥdHF を出力するようになっている。ここで、ｇ2 はカットオフ角周波数である。
【００７２】
【数１９】
軸安定化補償部４８（第２の軸安定化補償手段に相当）は、ｄ軸誘起電圧ＥdHF が０に収束するように当該ｄ軸誘起電圧ＥdHF に対して次の（２８）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp2（第２の周波数補正量に相当）を出力するようになっている。なお、ローパスフィルタ４５、軸安定化補償部４６、ハイパスフィルタ４７および軸安定化補償部４８により、インバータ周波数補正部４９（インバータ周波数補正手段に相当）が構成されている。
【００７４】
【数２０】
インバータ基準周波数演算部５０（インバータ基準周波数演算手段に相当）は、ｖ軸誘起電圧Ｅv 、指令励磁電流ＩdRefおよび一次電流位相角θIdq を入力とし、次の（２９）式によりインバータ基準周波数ωinv*を演算するようになっている。
【００７６】
【数２１】
加算器５１は、以上から得られた補正量ωcmp1とωcmp2とを加算して補正量ωcmp とし、減算器５２は、インバータ基準周波数ωinv*からその補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波数ωinv を出力するようになっている。上述したように、このインバータ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算されて推定速度ωrhが得られる。
【００７８】
減算器４２は、ｖ軸誘起電圧Ｅv からｖ軸基準誘起電圧Ｅv*を減算してｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv を求める。一次抵抗補正部５３（一次抵抗補正手段に相当）は、このｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が０に収束するように当該ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv に対して次の（３０）式によりＰＩ制御を実行し、一次抵抗の設定値Ｒ1 を補正するようになっている。ここで、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。補正された一次抵抗の設定値Ｒ1 は、誘起電圧演算部２３においてｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを推定演算するのに用いられる（（１９）式、（２０）式参照）。
【００７９】
【数２２】
次に、上記構成を備えたセンサレスベクトル制御装置３３の作用、効果を説明するために、図３〜図９を参照しながら誘起電圧誤差に関する解析結果について詳述する。
【００８１】
ベクトル制御部３４は、ｄ軸の向きと誘導電動機７の二次磁束の向きとが常に一致するように制御することによりベクトル制御を実現するように構成されている。このような理想的なベクトル制御が行われる動作点を、以下の説明において「理想動作点」と称する。ベクトル制御がこの理想動作点から外れると、ｄ軸の向きと二次磁束の向きとがずれた状態すなわち「軸ずれ状態」が生じる。
【００８２】
そこで、まず軸ずれと誘起電圧誤差との関係についての解析結果を説明する。図３〜図７は、軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示したもので、以下の▲１▼〜▲３▼の仮定の下でシミュレーションを実施したものである。軸ずれ状態は、真のすべり周波数に対しすべり周波数誤差ΔＦs ［Ｈｚ］を与えることにより設定される。
▲１▼インバータ周波数ωinv は一定
▲２▼電流制御によりｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq はｄｑ軸座標系上において一定値に制御されている
▲３▼モータパラメータの設定値に設定誤差はない
【００８３】
図３、図４、図５、図６、図７は、それぞれ力行１５０％、力行７５％、０％（無負荷）、回生７５％、回生１５０％の負荷条件での解析結果である。各図には、複数のプロットを結んでなる２本の軌跡Ａ、Ｂと、原点から右斜め上方または右斜め下方（図５では横軸の向き）に延びる２本の直線Ｃ、Ｄが描かれている。
【００８４】
軌跡Ａは、横軸をｄ軸誘起電圧誤差とし、縦軸をｑ軸誘起電圧誤差として描いたすべり周波数誤差ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。また、軌跡Ｂは、横軸をｈ軸誘起電圧誤差とし、縦軸をｖ軸誘起電圧誤差として描いたすべり周波数誤差ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。すなわち、軌跡ＡとＢとは同じ誘起電圧誤差の軌跡を示したものであるが、軌跡Ａはｄｑ軸回転座標系から見たもので、軌跡Ｂはｈｖ軸回転座標系から見たものである。
【００８５】
本実施例の場合、ｈｖ軸回転座標系の位相角θhvは、ｄｑ軸回転座標系における一次電流位相角θIdq に等しく設定され、一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトル（後述）の向きがｈ軸の向きに一致する。従って、軌跡Ａを原点を中心として位相角θhvだけＣＣＷ方向に回転させたものが軌跡Ｂとなる。
【００８６】
これらの軌跡Ａ、Ｂは、すべり周波数誤差ΔＦs ［Ｈｚ］を−１．０［Ｈｚ］から＋１．０［Ｈｚ］まで０．１［Ｈｚ］刻みで与えた場合における誘起電圧の誤差をそれぞれプロットし、これら合計２１個のプロットを順に結ぶことにより描かれている。ここで、例えば−１．０［Ｈｚ］のすべり周波数誤差ΔＦs とは、本来与えるべきすべり周波数よりも１．０［Ｈｚ］低いすべり周波数を与えることを意味しており、本来与えるべきインバータ周波数よりも１．０［Ｈｚ］低いインバータ周波数ωinv を与えたことと等価である。また、すべり周波数誤差０．０［Ｈｚ］とは、本来与えるべきすべり周波数を与えた場合であって、各図の原点に相当するとともに上述した「理想動作点」に相当する。
【００８７】
直線Ｃは、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸とし、ｄ軸電流Ｉd （励磁電流）とｑ軸電流Ｉq （トルク電流）とをベクトル要素とする一次電流ベクトル（Ｉd ，Ｉq ）の向きを示している。また、直線Ｄは、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸とし、上記一次電流ベクトル（Ｉd ，Ｉq ）のｄ軸対称ベクトル（Ｉd ，−Ｉq ）の向きを示している。従って、直線Ｃは、ｑ軸電流Ｉq が正となる力行時（図３、図４）には原点から右斜め上方に延び、ｑ軸電流Ｉq が負となる回生時（図６、図７）には原点から右斜め下方に延びる。
【００８８】
図３〜図７によれば、ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ａは、パラメータ誤差のない理想動作点（各図の原点）の近傍において、一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移することが分かる。そして、ｑ軸電流Ｉq（トルク電流）の絶対値が大きい場合すなわち力行または回生の重負荷の場合（図３または図７参照）には、ｄ軸と一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルとのなす角度が大きくなるため、誘起電圧誤差の軌跡Ａはｄ軸方向ではなくむしろｑ軸方向に推移するようになる。従って、特に重負荷時においてｄ軸誘起電圧を用いると、軸ずれの情報を十分に得られない場合がある。
【００８９】
これに対し、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ｂは、軸ずれに対し横軸方向つまりｈ軸方向に推移していることが分かる。このことは解析的にも導出可能であって、上述したようにｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ｂは、ｖ軸上に中心を有しｈ軸に接する円となることが判明している（図２参照）。従って、ｈ軸上において誘起電圧誤差を検出することにより、軸ずれをｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh として最も有効に検出することができ、軸ずれをｄ軸誘起電圧誤差（ｄ軸誘起電圧Ｅd ）として検出していた従来のものに比べ、軸ずれに対する補正動作をより有効に行うことができる。
【００９０】
続いて、モータパラメータの設定誤差を考慮した解析結果の一例として、一次抵抗の設定誤差を考慮する場合の誘起電圧誤差の軌跡について説明する。図８、図９は、回生１５０％時において、それぞれｄｑ軸回転座標系、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示している。各図には、複数のプロットを結んでなる５本の軌跡Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉと、原点から右斜め下方または左斜め下方に延びる１本の直線Ｊが描かれている。
【００９１】
軌跡Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉは、それぞれ一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 （＝（一次抵抗の設定値Ｒ1 −一次抵抗の真値）／一次抵抗の真値×１００［％］）を−２０％、−１０％、０％（設定誤差なし）、＋１０％、＋２０％に設定した上で描いたすべり周波数誤差ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。すべり周波数誤差ΔＦs の与え方は図３〜図７と同様である。従って、図８、図９に示す各軌跡Ｇは、それぞれ図７に示す軌跡Ａ、軌跡Ｂに等しくなる。また、図８、図９における各直線Ｊは、それぞれｄｑ軸回転座標系上での一次電流ベクトルの向き、ｈｖ軸回転座標系上での一次電流ベクトルの向きを示している。
【００９２】
図８、図９において、誘起電圧誤差の軌跡は、一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 の変化に対し一次電流ベクトルの方向に変化することが分かる。ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図８では、例えば一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 が−１０％や−２０％になると、軌跡ＦやＥが縦軸（ｑ軸）と交差しないことから、ｄ軸誘起電圧誤差すなわちｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束し得ない状態となる。このような設定誤差ΔＲ1 を持った状態でｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいた軸ずれ補償を実行すると、制御系の安定性が低下する虞がある。
【００９３】
これに対し、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図９では、一次抵抗に同様の設定誤差ΔＲ1 が存在してもｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh は縦軸（ｖ軸）と交差するので、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を０に収束させることが可能となる。従って、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh が０となるように軸ずれ補償を実行すれば、（一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 の影響で理想動作点には収束し得ないものの）安定性を確保することが可能となる。
【００９４】
以上、図３〜図９を用いた解析によれば、軸安定化のためにｄ軸誘起電圧Ｅdに基づいてインバータ周波数ωinv を調整する従来構成のセンサレスベクトル制御装置（図１５、図１６参照）では、重負荷時においてｄ軸誘起電圧Ｅd の変化である軸ずれの情報が十分に得られず、安定性が低下する可能性があることが理解できる。そして、このような不安定化は、誘起電圧が小さい低速回転時に生じ易い。
【００９５】
これに対し、本実施例のように新たにｈｖ軸回転座標系を導入し、この座標系において観測されたｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を用いると、従来構成に比べて軸ずれの情報を把握し易くなる。さらに、一次抵抗の設定誤差の解析結果に示されるように、一次抵抗に多少の設定誤差ΔＲ1 が存在する場合であっても、軸ずれ情報を有するｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh は０に収束するので、軸ずれ補償制御を実行する上で一次抵抗の設定誤差に対するロバスト性が向上する。
【００９６】
また、ＰＷＭ回路６は、インバータ主回路５のデッドタイム補償を行うようになっているが、このデッドタイム補償が十分でない場合デッドタイム補償誤差による電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、一次抵抗の設定誤差による電圧誤差と同じ方向（一次電流ベクトルの方向）に生じる。従って、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhを用いた軸ずれ補償を行うと、デッドタイム補償誤差に対するロバスト性の向上も期待できる。
【００９７】
そこで、本実施例では、ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９においてｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を求め、軸安定化補償部４６においてｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh が０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補正している。ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhは、ｄ軸誘起電圧に比べて軸ずれに対する変化が顕著に現れるため、この軸ずれの情報をインバータ周波数ωinv に作用させることにより制御系の安定化を図れる。また、一次抵抗Ｒ1 などのモータパラメータの設定誤差やデッドタイム補償誤差に対してロバストな制御系を構築できる。こうした効果により、速度制御範囲を従来よりも低速側に広げることができる。また、すべり周波数ωs*が負となるためにインバータ周波数ωinv がより０に近付く低速回生時においても、大きなトルクを安定して発生させることが可能となる。
【００９８】
さらに、軸ずれによる誘起電圧誤差は一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するという解析結果に基づいて、本実施例では、一次電流位相角θIdq を演算しそれを位相角θhvとすることにより、ｈ軸の向きをｄ軸対称ベクトルの向きに一致させている。その結果、より安定で且つモータパラメータの設定誤差に対してロバストな制御系を構築できる。
【００９９】
さらに、この設定の場合、軸ずれが正側に生じる場合と負側に生じる場合とにおける誘起電圧誤差の軌跡は、ｖ軸上に中心を有する円上を原点（理想動作点）に対し互いに逆向きに推移する。従って、正側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値と負側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）最大値とは等しくなる。その結果、一次抵抗の設定値Ｒ1 が正側または負側のどちらの設定誤差を有する場合でも、それらをバランス良く許容でき（つまり誤差軌跡をｖ軸と交差させることができ）、トルク制御精度や速度制御精度を一層高めることができる。
【０１００】
なお、ｄ軸誘起電圧Ｅd を用いた従来の補償制御においては、ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡（円）の中心はｑ軸から外れるため、誤差軌跡が常にｑ軸と交差するように予め一次抵抗の設定値Ｒ1 にオフセットを付加する必要が生じ、理想動作点を保持することが難しかった。
【０１０１】
ところで、本実施例のインバータ周波数演算部３５は、インバータ周波数ωinv を補正するための２つの軸安定化補償部４６、４８を備えている。これら軸安定化補償部４６、４８の前段には、それぞれローパスフィルタ４５、ハイパスフィルタ４７が設けられている。この構成によれば、インバータ周波数ωinv は、角周波数ｇ1[rad/s]よりも遅い軸ずれ成分に対してはｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh により補正され（（２５）式、（２６）式参照）、角周波数ｇ2[rad/s]よりも速い軸ずれ成分に対してはｄ軸誘起電圧Ｅd により補正される（（２７）式、（２８）式参照）。
【０１０２】
このように軸ずれ現象を周波数領域で２分割する理由は、以下のように説明できる。すなわち、誘導電動機７の二次磁束の応答は比較的遅く、その時定数は、電動機容量にもよるが一例として数十[msec]〜数百[msec]の値である。上述した図３〜図９の解析結果は定常状態、すなわち二次磁束が変化した後の状態を示すものである。軸ずれ発生時の過渡状態では、二次磁束がまだ一定であると考えられ、その場合誘起電圧誤差の軌跡の推移はｄ軸方向（図３〜図９の各原点付近）となる。従って、速い軸ずれ成分に対してはｄ軸誘起電圧Ｅd を用い、遅い軸ずれ成分に対してはｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を用いて補正することにより、瞬時的な軸ずれに対する安定度を高めることができ、指令トルクや負荷トルクの急変時においても安定した動作を確保することができる。
【０１０３】
このように、誘起電圧誤差が一次電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するかあるいはｄ軸上に推移するかは、軸ずれにより二次磁束が変化するか否かに依存すること、および二次磁束の応答時定数は誘導電動機７の二次時定数τ2 （＝Ｌ2 ／Ｒ2 ）[sec] と見なせることから、上記周波数領域での分割は二次時定数τ2 [sec] に相当する角周波数１／τ2[rad/s]で行うことが好ましい。このため、本実施例では、ローパスフィルタ４５のカットオフ角周波数ｇ1 およびハイパスフィルタ４７のカットオフ角周波数ｇ2 をともに１／τ2[rad/s]に設定している。これにより、インバータ周波数ωinv に対する定常的および瞬時的な軸ずれ補償が互いに干渉することなく効果的に実行され、より一層の安定性の改善が図られる。
【０１０４】
さて、本実施例のインバータ周波数演算部３５は、インバータ基準周波数演算部５０を備え、上述した（２９）式によりインバータ周波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*を演算するようになっている。このような基準項を付加することにより、軸安定化補償部４６、４８のＰＩ制御ゲインＫp 、Ｋi を下げることができ、ハイゲイン化によるトルクリプル、速度リプルの発生や制御系の不安定化を抑制することが可能となる。
【０１０５】
こうした基準項は、第２の従来例を示す図１６においても、インバータ基準周波数演算部３０がｑ軸誘起電圧Ｅq に基づいて生成している。しかし、ｑ軸誘起電圧Ｅq を用いた場合には、以下に述べる理由により制御系を不安定化させる虞がある。すなわち、上述した軸ずれと誘起電圧誤差との解析結果に示される通り、軸ずれの影響はｄ軸誘起電圧のみならずｑ軸誘起電圧にも大きく現れる。そして、力行時と回生時とでは、軸ずれに対するｑ軸誘起電圧誤差の推移方向が逆になっている。力行時にあっては、インバータ周波数ωinv が下がった場合にｑ軸誘起電圧が増加することから、インバータ周波数ωinv が上昇して軸ずれを抑制する方向に作用する。しかしながら、回生時にあっては、インバータ周波数ωinv が下がった場合にｑ軸誘起電圧が減少することから、インバータ周波数ωinv が低下して軸ずれを助長する方向に作用する。従って、第２の従来例において常に制御系を安定化させるのは難しかった。
【０１０６】
これに対し、本実施例では、軸ずれの影響を受けにくいｖ軸誘起電圧Ｅv に基づいてインバータ基準周波数ωinv*を求めているので、制御系を不安定化させるような現象を起こしにくく、安定性を高めることができる。
【０１０７】
本実施例のインバータ周波数演算部３５は、誘起電圧演算部２３においてｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを推定演算している（（１９）式、（２０）式参照）。この演算では、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからそれぞれインピーダンス降下分を減算しているために、モータパラメータの正確な値が必要となる。特に、一次抵抗は誘導電動機７の運転状態例えば温度状態に応じて変動するので、その設定値Ｒ1 を一定とした場合には設定誤差が大きくなる虞がある。そこで、本実施例では、一次抵抗補正部５３を設けて一次抵抗の設定値Ｒ1を補正するようになっている（（３０）式参照）。
【０１０８】
上述した解析結果が示すように、一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 がなく単なる軸ずれによる誘起電圧誤差は、ｈ軸方向に生じｖ軸方向にはほとんど生じない（図９参照）。このことは、つまりｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が生じた場合には、一次抵抗に設定誤差が存在すると考えられる。そこで、本実施例では、ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が０に収束するように一次抵抗の設定値Ｒ1 を調整することにより、精度良く一次抵抗を推定することが可能となっている。
【０１０９】
その結果、速度制御範囲やトルク制御範囲が広がり、一次抵抗の設定誤差の影響が大きく現れる低速回転重負荷時においても安定した滑らかな運転が可能となる。また、本実施例のように、ｖ軸誘起電圧Ｅv に基づいて一次抵抗補正を行い、ｈ軸誘起電圧Ｅh に基づいて軸ずれ補償を行うことにより、これら補正制御および補償制御の非干渉化が図れ、一次抵抗の設定値Ｒ1 と推定速度ωrhの一層の高精度化が図れる。
【０１１０】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施例について図１０および図１１を参照しながら説明する。本実施例は、第１の実施例に対しｈｖ軸位相角演算部の構成のみを異にするため、他の構成部分については図面による表示および説明を省略する。
【０１１１】
図１０は、ｈｖ軸位相角演算部５４の構成を機能ブロックにより示したもので、図１に示すｈｖ軸位相角演算部３６と同一構成部分には同一符号を付して示している。この図１０において、除算器３７とAtan演算部３８とは一次電流位相角演算手段に相当し、上述した（１６）式、（１７）式によって一次電流位相角θIdq を演算する。演算された一次電流位相角θIdq は、減算器５５、５６に入力されるようになっている。減算器５５は、９０°から一次電流位相角θIdq を減算し、減算器５６は、−９０°から一次電流位相角θIdq を減算するようになっており、その減算結果はともに入力切替器５７に入力されている。
【０１１２】
符号判断部５８（符号判定手段に相当）は、指令トルク電流ＩqRefを入力とし、その符号に応じて入力切替器５７に対し「Ｐ」または「Ｎ」の極性信号を出力するようになっている。ここで、極性信号は、指令トルク電流ＩqRefが正の場合（力行指令時）に「Ｐ」となり、指令トルク電流ＩqRefが負の場合（回生指令時）に「Ｎ」となる。入力切替器５７は、極性信号が「Ｐ」の場合にあっては減算器５５の出力を位相角θhvとして出力し、極性信号が「Ｎ」の場合にあっては減算器５６の出力を位相角θhvとして出力するようになっている。なお、減算器５５、５６と入力切替器５７とが、本発明でいう位相角設定手段に相当する。
【０１１３】
このように構成されたｈｖ軸位相角演算部５４を備えたセンサレスベクトル制御装置においては、ｈｖ軸とｄｑ軸との関係および誘起電圧誤差の軌跡は図１１に示すようになる。すなわち、指令トルク電流ＩqRefが正の力行状態にあっては、図１１（ａ）に示すようにｈ軸は一次電流ベクトルに対し９０°遅れた軸として定義され、指令トルク電流ＩqRefが負の回生状態にあっては、図１１（ｂ）に示すようにｈ軸は一次電流ベクトルに対し９０°進んだ軸として定義される。また、ｖ軸はｈ軸から９０°進んだ軸として定義される。
【０１１４】
一次抵抗によるインピーダンス降下は一次電流ベクトルの向きに生じるため、上述のように定義されるｈｖ軸回転座標系では、一次抵抗の設定値Ｒ1 に設定誤差が存在すると誘起電圧誤差の軌跡はｖ軸方向に推移し、ｈ軸誘起電圧Ｅh には誤差の影響が現れない。従って、本実施例によれば、第１の実施例と同様の作用、効果を得られるとともに、特に一次抵抗の設定誤差に対してロバストな軸ずれ補償が可能となる。これにより、速度制御範囲を低速側へ拡大できるとともに、制御精度を一層高めることができる。
【０１１５】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施例についてセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示す図１２を参照しながら説明する。なお、図１２において、図１と同一構成部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明する。
【０１１６】
この図１２において、センサレスベクトル制御装置５９は、インバータ回路２とベクトル制御部６０（ベクトル制御手段に相当）とから構成され、ベクトル制御部６０は、第１の実施例におけるベクトル制御部３４に対しインバータ周波数演算部の構成が異なっている。本実施例のインバータ周波数演算部６１（インバータ周波数演算手段に相当）は、すべてｄｑ軸回転座標系上において制御を行うようになっている。
【０１１７】
軸安定化補償部６２は、第２の従来例（図１６参照）における軸安定化補償部３１と同様の構成を備えている。そして、この軸安定化補償部６２は、誘起電圧演算部２３（ｄ軸誘起電圧演算手段に相当）で演算されたｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように当該ｄ軸誘起電圧Ｅd に対してＰＩ制御を実行し（（３）式、（４）式参照）、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp3を出力するようになっている。
【０１１８】
減算器６３（ｑ軸誘起電圧誤差演算手段に相当）は、誘起電圧演算部２３（ｑ軸誘起電圧演算手段に相当）で演算されたｑ軸誘起電圧Ｅq から基準誘起電圧演算部４４で演算された基準誘起電圧Ｅ* を減算し、ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq を出力するようになっている。ここで、基準誘起電圧Ｅ* はｑ軸の基準誘起電圧に相当する。
【０１１９】
軸安定化補償部６４（インバータ周波数補正手段に相当）は、このｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq が０に収束するように当該ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq に対して次の（３１）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対する補正量ωcmp4を出力するようになっている。なお、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。
【０１２０】
【数２３】
加算器５１は、得られた補正量ωcmp3とωcmp4とを加算して補正量ωcmp とし、減算器５２は、インバータ基準周波数演算部３０（図１６参照）で演算されたインバータ基準周波数ωinv*（（２）式参照）からその補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波数ωinv を出力するようになっている。そして、減算器２６により、インバータ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算されて推定速度ωrhが出力される。
【０１２２】
上記構成を有するセンサレスベクトル制御装置５９によれば、ｄ軸誘起電圧Ｅdだけでなくｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq に基づいてインバータ周波数ωinv が補正され、軸ずれ補償が行われる。第１の実施例での解析結果が示すように、特に重負荷時の場合、ｄ軸誘起電圧Ｅd には軸ずれの情報が現れにくいが、ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を含んでいる。
【０１２３】
従って、ｑ軸誘起電圧誤差が０になるようにインバータ周波数ωinv を補正することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数ωinv に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、モータパラメータ例えば一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲を拡大でき、また、低速回転時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【０１２４】
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施例についてセンサレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示す図１３を参照しながら説明する。なお、図１３において、図１と同一構成部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明する。
【０１２５】
この図１３において、センサレスベクトル制御装置６５は、インバータ回路２とベクトル制御部６６（ベクトル制御手段に相当）とから構成され、ベクトル制御部６６は、第１の実施例におけるベクトル制御部３４に対しインバータ周波数演算部の構成が異なっている。本実施例のインバータ周波数演算部６７（インバータ周波数演算手段に相当）は、ｖ軸二次磁束誤差に基づいてインバータ周波数ωinv を補正する点に特徴を有している。
【０１２６】
二次磁束演算部６８（ｄｑ軸二次磁束演算手段に相当）は、第１の実施例で説明した（１９）式、（２０）式によりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算し、さらに次の（３２）式、（３３）式による積分演算によりｄ軸二次磁束φd 、ｑ軸二次磁束φq を演算するようになっている。
【０１２７】
【数２４】
ｖ軸二次磁束誤差演算部６９（ｖ軸二次磁束誤差演算手段に相当）は、座標変換部７０、７１と減算器７２とから構成されている。このうち座標変換部７０は、ｄｑ軸回転座標系における二次磁束をｈｖ軸回転座標系における二次磁束に変換するもので、上述のｄ軸二次磁束φd とｑ軸二次磁束φq とを入力し、次の（３４）式によりｈ軸二次磁束φh とｖ軸二次磁束φv とを演算するようになっている。
【０１２９】
【数２５】
基準二次磁束演算部７３（基準二次磁束演算手段に相当）は、指令励磁電流ＩdRefに基づいて、ｄｑ軸回転座標系において理論上導かれる基準二次磁束φ* を次の（３５）式により演算するようになっている。
【０１３１】
【数２６】
上記ｖ軸二次磁束誤差演算部６９の座標変換部７１は、ｄｑ軸回転座標系における基準二次磁束をｈｖ軸回転座標系における基準二次磁束に変換するもので、基準二次磁束φ* を入力とし、次の（３６）式によりｖ軸基準二次磁束φv*を演算するようになっている。
【０１３３】
【数２７】
減算器７２は、ｖ軸二次磁束φv からｖ軸基準二次磁束φv*を減算してｖ軸二次磁束誤差ｄφv を求める。軸安定化補償部７４（インバータ周波数補正手段に相当）は、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv が０に収束するように当該ｖ軸二次磁束誤差ｄφv に対して次の（３７）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv を出力するようになっている。
【０１３５】
【数２８】
上記構成を有するセンサレスベクトル制御装置６５によれば、ｖ軸二次磁束φv とｖ軸基準二次磁束φv*との差つまりｖ軸二次磁束誤差ｄφv が０に収束するようにインバータ周波数ωinv が生成される。第１の実施例での解析結果は、定常状態における軸ずれと誘起電圧誤差との関係を示すものであった。しかし、定常状態においては、誘起電圧は二次磁束に対し９０°進んだ関係にあるため、上記軸ずれと誘起電圧とに関する解析結果は、軸ずれと二次磁束との関係についても適用することができる。
【０１３７】
すなわち、ｑ軸二次磁束φq は、理想的なベクトル制御が成立している状態 （理想動作点）では０になる。しかし、重負荷時の場合、ｑ軸二次磁束φq には軸ずれの情報が現れにくい。これに対し、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれに関する多くの情報を有している。従って、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv に基づいてインバータ周波数ωinv を生成することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波数ωinv に作用させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そして、この制御により、一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が拡大し、低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生することが可能となる。
【０１３８】
（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施例について図１４を参照しながら説明する。
図１４は、指令電流演算部の構成を機能ブロックにより示したものである。ここに示す指令電流演算部７６は、ｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいてインバータ周波数ωinv を補正しつつ生成する構成を備えたセンサレスベクトル制御装置、例えば従来構成のセンサレスベクトル制御装置１、２８（図１５、図１６参照）において用いられる。
【０１３９】
この指令電流演算部７６は、指令二次磁束φRef と指令トルクＴRef とを入力し、指令励磁電流ＩdRef（指令ｄ軸電流に相当）と指令トルク電流ＩqRef（指令ｑ軸電流に相当）とを演算するようになっている。
基準励磁電流演算部７７は、指令二次磁束φRef を入力とし、次の（３８）式により基準励磁電流Ｉd*を演算するようになっている。
【０１４０】
【数２９】
基準トルク電流演算部７８は、指令二次磁束φRef と指令トルクＴRef とを入力し、次の（３９）式により基準トルク電流Ｉq*を演算するようになっている。ここで、Ｐは誘導電動機の極対数である。
【０１４２】
【数３０】
除算器７９は、基準トルク電流Ｉq*を基準励磁電流Ｉd*で除算し、その除算結果をリミット判定部８０に対し出力するようになっている。つまり、この除算器７９の出力は、基準励磁電流Ｉd*に対する基準トルク電流Ｉq*の割合（以下、基準電流比と称す）を示している。リミット判定部８０は、この基準電流比の絶対値と所定値ｋ（ｋ＞０）とを比較し、基準電流比の絶対値が所定値ｋよりも大きい場合にあってはリミットフラグFlgLMTを１に設定し、基準電流比の絶対値が所定値ｋ以下の場合にあってはリミットフラグFlgLMTを０に設定するようになっている。
【０１４４】
符号判断部８１は、指令トルクＴRef を入力し、その符号に応じて次の（４０）式により定まる符号信号GSign を出力するようになっている。ここで、関数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるものである。
【０１４５】
【数３１】
指令励磁電流演算部８２は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefの絶対値との割合が１：ｋとなる条件の下で指令トルクＴRef に一致したトルク出力が得られるように、次の（４１）式により指令励磁電流ＩdRef0 を演算するようになっている。
【０１４７】
【数３２】
また、指令トルク電流演算部８３は、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefの絶対値との割合が１：ｋとなる条件の下で、次の（４２）式により指令トルク電流ＩqRef0 を演算するようになっている。
【０１４９】
【数３３】
切替器８４は、スイッチ手段により構成され、上述したリミットフラグFlgLMTに応じた指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを出力するようになっている。すなわち、リミットフラグFlgLMT＝０つまり基準電流比の絶対値が所定値ｋ以下の場合にあっては、切替器８４は、基準励磁電流Ｉd*を指令励磁電流ＩdRefとし、基準トルク電流Ｉq*を指令トルク電流ＩqRefとして出力する。一方、リミットフラグFlgLMT＝１つまり基準電流比の絶対値が所定値ｋよりも大きい場合にあっては、切替器８４は、指令励磁電流ＩdRef0 を指令励磁電流ＩdRefとし、指令トルク電流ＩqRef0 を指令トルク電流ＩqRefとして出力する。従って、一定の指令二次磁束φRef が与えられている時の指令励磁電流ＩdRefは、前者の場合には一定となり、後者の場合には指令トルクＴRef に応じて設定される。
【０１５１】
このように、指令電流演算部７６は、指令二次磁束φRef と指令トルクＴRef とに基づいて、励磁電流に対するトルク電流の割合（つまりすべり周波数）が所定値以下であり且つ出力トルクが指令トルクＴRef に一致するように、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを生成する。この点において、指令電流演算部７６は、いわゆるトルクリミット手段とは全く異なるものである。そして、ｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいて軸ずれ補正を行う構成を備えたセンサレスベクトル制御装置１、２８に対し指令電流演算部７６を適用すると、以下のような作用、効果が得られる。
【０１５２】
すなわち、第１の実施例での解析結果が示すように、励磁電流に対するトルク電流の割合が増加する重負荷時には、軸ずれによる誘起電圧誤差の軌跡は、ｄ軸に対して大きな交差角を持つようになる（図３、図７参照）。一方、一次抵抗に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向に推移する（図８参照）。従って、重負荷時においては、ｄ軸誘起電圧Ｅd に関して軸ずれによる影響と一次抵抗の設定誤差による影響とが互いに干渉し合い、ｄ軸誘起電圧Ｅd からでは軸ずれを正しく検出できない虞がある。
【０１５３】
これに対し、指令電流演算部７６を用いると、ｄ軸電流Ｉd に対するｑ軸電流Ｉq の割合が所定値ｋ以下に制限されるので上記干渉状態を回避し易くなり（図４〜図６参照）、軸ずれ補償による安定性と一次抵抗に対するロバスト性とを確保することができる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、重負荷時においても指令トルクに一致したトルクを安定して発生させることができる。
【０１５４】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施例に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第１の実施例においては以下のような変形または拡張が可能である。
軸ずれ現象を周波数領域で２分割し、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF とｄ軸誘起電圧ＥdHF とに基づいてインバータ周波数ωinv を補正したが、ｄ軸誘起電圧ＥdHF による補正は必ずしも必要ではない。従って、ローパスフィルタ４５、ハイパスフィルタ４７、軸安定化補償部４８および加算器５１を除いた構成としても良い。
ローパスフィルタ４５のカットオフ角周波数ｇ1 およびハイパスフィルタ４７のカットオフ角周波数ｇ2 をともに１／τ2[rad/s]に設定したが、必ずしもこの値に限定されない。
【０１５５】
インバータ周波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*を得るためにインバータ基準周波数演算部５０を備えたが、軸安定化補償部４６は積分要素を備えているので、インバータ基準周波数演算部５０を除いた構成としても良い。
【０１５６】
誘起電圧演算部２３におけるｄ軸誘起電圧Ｅd およびｑ軸誘起電圧Ｅq の演算精度を高めるために一次抵抗補正部５３を備えたが、要求される制御精度、使用条件などによっては、一次抵抗補正部５３を除いた構成としても良い。
また、一次抵抗補正部５３は、ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv に基づいて一次抵抗の設定値Ｒ1 を補正する新規な構成を備えており、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh に基づく軸ずれ補償とは独立してセンサレスベクトル制御装置（例えば図１５、図１６に示すセンサレスベクトル制御装置１、２７）に適用することができる。これにより、一次抵抗の変動に対してロバストな制御系を構成することができる。
【０１５７】
誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq とによるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算したが、ｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq に替えて指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefを用いて推定演算するように構成しても良い。第４の実施例における二次磁束演算部６８についても同様である。
第３の実施例において、インバータ基準周波数演算部３０を除いた構成としても良い。また、第４の実施例において、インバータ周波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*を演算するインバータ基準周波数演算部を付加しても良い。
【０１５８】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明の速度センサレスベクトル制御装置は、ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義するとともに、位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で位相角θHVを所定の位相角に設定し、ｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正するように構成されている。ｈ軸誘起電圧誤差にはｄ軸誘起電圧よりも軸ずれの影響が顕著に現れるので、ｄ軸誘起電圧に着目していた従来構成に比べて軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定性を高めることができる。そして、モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、低速回生時においても大きなトルクを安定して発生させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示すセンサレスベクトル制御装置の機能ブロック図
【図２】ｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示すベクトル図
【図３】力行１５０％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図４】力行７５％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図５】無負荷時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図６】回生７５％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図７】回生１５０％時における軸ずれに対する誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図８】回生１５０％時におけるｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図９】回生１５０％時におけるｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図
【図１０】本発明の第２の実施例を示すｈｖ軸位相角演算部の機能ブロック図
【図１１】力行状態（ａ）および回生状態（ｂ）におけるｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示すベクトル図
【図１２】本発明の第３の実施例を示す図１相当図
【図１３】本発明の第４の実施例を示す図１相当図
【図１４】本発明の第５の実施例を示す指令電流演算部の機能ブロック図
【図１５】第１の従来例を示す図１相当図
【図１６】第２の従来例を示す図１相当図
【図１７】ｄｑ軸直交座標系と静止座標系との関係を示すベクトル図
【符号の説明】
２はインバータ回路（インバータ装置）、７は誘導電動機、９は指令電圧演算部（ｄｑ軸指令電圧演算手段）、１１は座標変換部（ｄｑ軸電流演算手段）、１２、１３は電流検出器（電流検出手段）、２３は誘起電圧演算部（ｄｑ軸誘起電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、ｑ軸誘起電圧演算手段）、３３、５９、６５はセンサレスベクトル制御装置、３４、６０、６６はベクトル制御部（ベクトル制御手段）、３５、６１、６７はインバータ周波数演算部（インバータ周波数演算手段）、３６、５４はｈｖ軸位相角演算部（ｈｖ軸位相角演算手段）、３９はｈｖ軸誘起電圧誤差演算部（ｈ軸誘起電圧誤差演算手段、ｖ軸誘起電圧誤差演算手段）、４４は基準誘起電圧演算部（基準誘起電圧演算手段）、４５はローパスフィルタ（第１のフィルタ手段）、４６は軸安定化補償部（第１の軸安定化補償手段）、４７はハイパスフィルタ（第２のフィルタ手段）、４８は軸安定化補償部（第２の軸安定化補償手段）、４９はインバータ周波数補正部（インバータ周波数補正手段）、５０はインバータ基準周波数演算部（インバータ基準周波数演算手段）、５３は一次抵抗補正部（一次抵抗補正手段）、５８は符号判断部 （符号判定手段）、６３は減算器（ｑ軸誘起電圧誤差演算手段）、６４、７４は軸安定化補償部（インバータ周波数補正手段）、６８は二次磁束演算部（ｄｑ軸二次磁束演算手段）、６９はｖ軸二次磁束誤差演算部（ｖ軸二次磁束誤差演算手段）、７３は基準二次磁束演算部（基準二次磁束演算手段）である。
Claims (11)
- 誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、
前記ベクトル制御手段が、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手段と、
前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、
前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記インバータ装置が出力するインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｈ軸誘起電圧誤差を演算するｈ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｈ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とを備えて構成されていることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。 - 前記インバータ周波数補正手段は、
前記ｈ軸誘起電圧誤差を入力として低域ろ過特性を有する第１のフィルタ手段と、
この第１のフィルタ手段を介して出力される前記ｈ軸誘起電圧誤差が０となるように前記インバータ周波数に対する第１の周波数補正量を演算する第１の軸安定化補償手段と、
前記ｄ軸誘起電圧を入力として高域ろ過特性を有する第２のフィルタ手段と、
この第２のフィルタ手段を介して出力される前記ｄ軸誘起電圧が０となるように前記インバータ周波数に対する第２の周波数補正量を演算する第２の軸安定化補償手段とを備え、
前記第１の周波数補正量および前記第２の周波数補正量により前記インバータ周波数を補正するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の速度センサレスベクトル制御装置。 - 前記第１および第２のフィルタ手段は、それぞれカットオフ角周波数が前記誘導電動機の二次時定数の逆数にほぼ等しくなるように設定されていることを特徴とする請求項２記載の速度センサレスベクトル制御装置。
- 前記ｈｖ軸位相角演算手段は、前記位相角θHVを前記一次電流の位相角に等しく設定するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の速度センサレスベクトル制御装置。
- 前記ｈｖ軸位相角演算手段は、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流とに基づいて前記一次電流の位相角を演算する一次電流位相角演算手段と、
前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流の符号を判定する符号判定手段と、
前記符号が正と判定された場合には、９０°から前記一次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHVとして設定し、前記符号が負と判定された場合には、−９０°から前記一次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHVとして設定する位相角設定手段とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の速度センサレスベクトル制御装置。 - 前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHV、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｖ軸誘起電圧を演算するｖ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHVと前記ｖ軸誘起電圧と前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流とに基づいて、前記インバータ周波数の基準項であるインバータ基準周波数を演算するインバータ基準周波数演算手段とを備えていることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の速度センサレスベクトル制御装置。 - 誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、
前記ベクトル制御手段が、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手段と、
前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、
前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記インバータ装置が出力するインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電圧から、少なくとも、前記誘導電動機の一次抵抗設定値と前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流との積を減算することによりｄ軸誘起電圧を推定演算し、前記指令ｑ軸電圧から、少なくとも、前記一次抵抗設定値と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流との積を減算することによりｑ軸誘起電圧を推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｖ軸誘起電圧誤差を演算するｖ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて前記一次抵抗設定値を補正する一次抵抗補正手段とを備えて構成されていることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。 - 前記ｈｖ軸位相角演算手段は、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流とに基づいて前記一次電流の位相角を演算する一次電流位相角演算手段と、
前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流の符号を判定する符号判定手段と、
前記符号が正と判定された場合には、９０°から前記一次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHVとして設定し、前記符号が負と判定された場合には、−９０°から前記一次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHVとして設定する位相角設定手段とから構成されていることを特徴とする請求項７記載の速度センサレスベクトル制御装置。 - 誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、
前記ベクトル制御手段が、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手段と、
前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｄ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧を推定演算するｄ軸誘起電圧演算手段と、
前記ｄ軸誘起電圧に基づいて、前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記インバータ装置が出力するインバータ周波数を補正して生成するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｑ軸誘起電圧を推定演算するｑ軸誘起電圧演算手段と、
前記ｑ軸誘起電圧と前記基準誘起電圧とに基づいてｑ軸誘起電圧誤差を演算するｑ軸誘起電圧誤差演算手段と、
前記ｑ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されていることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。 - 誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成され、
前記ベクトル制御手段が、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手段と、
前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、
前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記インバータ装置が出力するインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置において、
前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義し、
前記インバータ周波数演算手段は、
前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記指令ｄ軸電流に基づいて基準二次磁束を演算する基準二次磁束演算手段と、
前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸二次磁束とｑ軸二次磁束とを推定演算するｄｑ軸二次磁束演算手段と、
前記位相角θHV、前記基準二次磁束、前記ｄ軸二次磁束、および前記ｑ軸二次磁束に基づいてｖ軸二次磁束誤差を演算するｖ軸二次磁束誤差演算手段と、
前記ｖ軸二次磁束誤差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されていることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。 - 前記誘導電動機の発生トルクが指令トルクに等しくなるとともに、前記指令ｄ軸電流に対する前記指令ｑ軸電流の割合が所定値以下となるように前記指令ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流とを演算するｄｑ軸指令電流演算手段を備えていることを特徴とする請求項１ないし１０の何れかに記載の速度センサレスベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001048732A JP3702188B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001048732A JP3702188B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002253000A JP2002253000A (ja) | 2002-09-06 |
| JP3702188B2 true JP3702188B2 (ja) | 2005-10-05 |
Family
ID=18909948
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001048732A Expired - Fee Related JP3702188B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3702188B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4729526B2 (ja) | 2007-03-29 | 2011-07-20 | トヨタ自動車株式会社 | 電動機の駆動制御装置 |
| JP5327700B2 (ja) | 2008-10-02 | 2013-10-30 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機の制御装置及びその制御方法 |
| JP5307578B2 (ja) * | 2009-02-27 | 2013-10-02 | 東芝シュネデール・インバータ株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP6014401B2 (ja) | 2012-07-25 | 2016-10-25 | 東芝シュネデール・インバータ株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP2015119542A (ja) * | 2013-12-18 | 2015-06-25 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ制御装置 |
| CN111912310B (zh) * | 2020-08-10 | 2021-08-10 | 深圳市智流形机器人技术有限公司 | 校准方法、装置、设备 |
-
2001
- 2001-02-23 JP JP2001048732A patent/JP3702188B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002253000A (ja) | 2002-09-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100321087B1 (ko) | 전력변환장치 | |
| JP4834129B2 (ja) | 速度センサレスベクトル制御装置 | |
| JP4988329B2 (ja) | 永久磁石モータのビートレス制御装置 | |
| JP2002238298A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP2014093889A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP3637209B2 (ja) | 速度センサレスベクトル制御を用いた電力変換装置 | |
| JP4596906B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP3310193B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3702188B2 (ja) | 速度センサレスベクトル制御装置 | |
| JP6590196B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP7852381B2 (ja) | 回転電機の制御方法、及び、回転電機の制御装置 | |
| JP6287715B2 (ja) | 回転機の制御装置 | |
| JP3277138B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2004120834A (ja) | Ｄｃブラシレスモータの制御装置 | |
| JP4650110B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP6641445B2 (ja) | 電力変換装置の制御方法および電力変換装置 | |
| JP7225561B2 (ja) | モータ制御方法、及び、モータ制御装置 | |
| JP7163641B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JP2009280318A (ja) | エレベータの制御装置 | |
| JP2020058231A (ja) | 電力変換装置の制御方法および電力変換装置 | |
| JP6680104B2 (ja) | モータの制御装置、及び、制御方法 | |
| WO2020152785A1 (ja) | モータ制御方法、及び、モータ制御装置 | |
| JP6051704B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP6497584B2 (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP7704021B2 (ja) | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040226 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041005 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041203 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050712 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050715 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3702188 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090722 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090722 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100722 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110722 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120722 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130722 Year of fee payment: 8 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |