JP4019451B2 - 高調波ミキサー回路 - Google Patents
高調波ミキサー回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4019451B2 JP4019451B2 JP17336097A JP17336097A JP4019451B2 JP 4019451 B2 JP4019451 B2 JP 4019451B2 JP 17336097 A JP17336097 A JP 17336097A JP 17336097 A JP17336097 A JP 17336097A JP 4019451 B2 JP4019451 B2 JP 4019451B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- transistors
- voltage
- current
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願に係る発明は、第１の信号と第２の信号とが供給されて、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られる高調波ミキサー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信機の分野においては、アンテナを通じた受信信号と所定の周波数を有した局部発振信号とをミキサー回路に供給し、ミキサー回路によって受信信号をその周波数と局部発振信号の周波数との差の周波数を有した中間周波信号に変換する、スーパーヘテロダイン受信を行うものが主流となっている。このようなスーパーヘテロダイン受信には、イメージ妨害の問題が伴い、その対策のため、スーパーヘテロダイン受信が行われる場合には、通常、イメージ抑圧フィルタを備えることが必要とされる。このイメージ抑圧フィルタは、無線通信機における受信部の小型化に支障をきたすものとなる。
【０００３】
それゆえ、無線通信機における受信部のより一層の小型化及び軽量化を図るべく、受信部を、アンテナを通じた受信信号と受信信号の搬送波周波数と等しい周波を有した局部発振信号とをミキサー回路に供給し、ミキサー回路によって受信信号を直接にベースバンド信号に変換する、直接変換方式による受信を行うものとなすことが知られている。直接変換方式による受信が行われる場合には、スーパーヘテロダイン受信が行われる場合に必要とされるイメージ抑圧フィルタを備えることが不要とされる。
【０００４】
しかしながら、直接変換方式による受信が行われる場合には、ミキサー回路に受信信号と共に供給される、受信信号の搬送波周波数と等しい周波数を有した局部発振信号がアンテナ側に漏洩し、ミキサー回路において漏洩した局部発振信号に起因する自己検波が行われて、自己検波による干渉が生じるという問題がある。そこで、このような問題を回避すべく、直接変換方式による受信を行うにあたり、受信信号をベースバンド信号に変換するミキサー回路を、第１の信号と第２の信号とが供給されて、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られるものとされる高調波ミキサー回路を用い、その高調波ミキサー回路に、受信信号の周波数の１／２の周波数を有した局部発振信号を第１の信号として供給するとともに、受信信号を第２の信号として供給し、乗算出力信号として受信信号に基づくベースバンド信号を得るようになすことが提案されている。
【０００５】
図５は、上述の如くの直接変換方式による受信に適用することができる、従来提案されている高調波ミキサー回路を示す。この図５に示される高調波ミキサー回路にあっては、互いに逆向きにされて並列に接続された一対のダイオード１１及び１２が備えられており、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の一端部１３及び他端部１４に、夫々、短絡スタブ１５と開放スタブ１６とが接続されている。
【０００６】
そして、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の一端部１３に、信号源１７からの第１の信号Ｓ１が供給されるとともに、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の他端部１４に、信号源１８からの第２の信号Ｓ２が、信号源インピーダンス１９を通じて供給される。その際、第１の信号Ｓ１及び第２の信号Ｓ２の各々は正弦波信号であって、第１の信号Ｓ１の周波数ω１が第２の信号Ｓ２の周波数ω２の１／２（ω１＝ω２／２）とされ、また、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６の夫々の長さは、第１の信号Ｓ１の波長の１／４に相当するものに選定され、従って、第２の信号Ｓ２の波長の１／２に相当する。
【０００７】
このようなもとで、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) 及び第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) は、下記の数１及び数２のようにあらわされる。
【０００８】
【数１】
Ｖ１(t) ＝ｖ１・cos(ω１・ｔ）
【０００９】
【数２】
Ｖ２(t) ＝ｖ２・cos(ω２・ｔ）
【００１０】
上記数１及び数２において、ω１＝２・π・ｆ１，ω２＝２・π・ｆ２であり、また、ｖ１≫ｖ２であって、例えば、ダイオード１１及び１２の夫々の順方向電圧をＶｆとして、ｖ１＝√２・Ｖｆとされる。
【００１１】
短絡スタブ１５は、第１の信号Ｓ１に対しては開放線路として作用し、また、開放スタブ１６は、第１の信号Ｓ１に対しては短絡線路として作用するので、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の一端部１３に供給された第１の信号Ｓ１は、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の他端部１４に接続された信号源１８側に漏出することなく、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の両端間、即ち、一端部１３と他端部１４との間に印加される。それにより、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続を流れる電流Ｉｄp(t)は、下記の数３のようにあらわされる。
【００１２】
【数３】
Ｉｄp(t)＝Ｉｓ・ exp｛Ｖ１(t)/ＶT ｝−Ｉｓ・ exp｛−Ｖ１(t)/ＶT ｝
【００１３】
上記数３において、Ｉｓはダイオード１１及び１２の夫々の逆方向飽和電流であり、また、ＶT は熱電圧である。
【００１４】
ダイオード１１とダイオード１２との並列接続は、抵抗が動的変化をするものとされた抵抗素子と考えられ、その動的変化抵抗Ｒｄ(t) は、下記の数４のようにあらわされる。
【００１５】
【数４】
Ｒｄ(t) ＝Ｖ１(t) ／Ｉｄp(t)
【００１６】
一方、開放スタブ１６は、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍の周波数ω２を有した第２の信号Ｓ２に対しては開放線路として作用し、また、短絡スタブ１５は、第２の信号Ｓ２に対しては短絡線路として作用する。さらに、チョークコイル２０は、第２の信号Ｓ２に対して高インピーダンスを呈する。それゆえ、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の他端部１４に信号源インピーダンス１９を通じて供給される第２の信号Ｓ２は、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続を通じて短絡スタブ１５に流出する。
【００１７】
ここで、ダイオード１１とダイオード１２の並列接続を動的変化抵抗Ｒｄ(t) を有した抵抗素子２１として考えると、信号源１８からの第２の信号Ｓ２は、図６に示される如くに、信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１とによる分圧回路に供給されることになる。そして、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄが、チョークコイル２０を通じ、乗算出力信号として出力端子２２に導出される。
【００１８】
信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１とによる分圧回路における抵抗素子２１についての分圧比Ｎ(t) は、信号源インピーダンス１９の値をＲｓとして、下記の数５のようにあらわされる。
【００１９】
【数５】
Ｎ(t) ＝Ｒｄ(t) ／（Ｒｓ＋Ｒｄ(t) ）
【００２０】
抵抗素子２１の動的変化抵抗Ｒｄ(t) は、数４からして、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍の周波数（２・ω１）をもって変化するので、分圧比Ｎ(t) も第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍の周波数（２・ω１）をもって変化する。図７は、信号源インピーダンス１９の抵抗値が５０Ωである場合における分圧比Ｎ(t) を実線をもって示し、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) を破線をもって示す。
【００２１】
そして、信号源１８からの第２の信号Ｓ２が信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１とによる分圧回路に供給されることにより、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄの電圧Ｖｄｐ(t) は、下記の数６のようにあらわされる。
【００２２】
【数６】
Ｖｄｐ(t) ＝Ｖ２(t) ・Ｎ(t)
【００２３】
分周比Ｎ(t) は、理想的には周波数を２・ω１、即ち、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍とし、デューティ・ファクタを５０％とする矩形波パルス波形を有する信号となるので、分圧成分Ｓｄ、即ち、出力端子２２に導出される乗算出力信号は、第１の信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号Ｓ２とが乗算されて得られる信号となる。
【００２４】
分周比Ｎ(t) についての理想的な矩形波パルス波形は、フーリエ級数を用いてあらわすと下記の数７の如くである。
【００２５】
【数７】
【００２６】
また、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄである乗算出力信号の電圧Ｖｄｐ(t) は、理想的には下記の数８のようにあらわされる。
【００２７】
【数８】
【００２８】
上記数８において、ｎ＝１とされるとき、第１の信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号Ｓ２との乗算出力信号が得られ、第２の信号Ｓ２が帯域信号である場合には、そのベースバンド信号が乗算出力信号として得られる。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
上述の図５に示される従来提案されている高調波ミキサー回路は、その構成において、逆向きとされた一対のダイオード１１とダイオード１２との並列接続の両端部に、短絡スタブ１５と開放スタブ１６とが夫々接続されているので、その全体の集積回路化には適していない。即ち、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６の夫々は、第１の信号Ｓ１の波長の１／４に相当する長さを有するものとされるが、第１の信号Ｓ１が、例えば、携帯無線電話システムに用いられている準マイクロ波とされる場合にあっても、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６の長さは比較的大とされることになり、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６を含めた高調波ミキサー回路全体を集積回路化することが困難とされるのである。
【００３０】
また、図５に示される従来提案されている高調波ミキサー回路にあっては、第１の信号Ｓ１の振幅ｖ１が、例えば、√２・Ｖｆ（Ｖｆはダイオード１１及び１２の夫々の順方向電圧）とされているが、順方向電圧Ｖｆは、通常、例えば、−１．５ｍＶ／℃程度の温度係数を伴うものとなる。従って、仮に順方向電圧値Ｖｆの温度係数が−１．５ｍＶ／℃であるとすると、例えば、−２０℃から８０℃までの温度変化範囲においては、順方向電圧Ｖｆが１５０ｍＶも変化してしまうことになる。斯かるもとにあっては、例えば、低温時あるいは高温時において、図６に示される如くの、第２の信号Ｓ２に対しての信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１（ダイオード１１とダイオード１２との並列接続）とによる分圧回路における抵抗素子２１についての分圧比Ｎ(t) が大幅に変動することになって、その波形が、例えば、図８に示される如く、デューティ・ファクタを５０％とする矩形波パルス波形という理想的なものとは著しく異なったものとされる。その結果、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄ、即ち、チョークコイル２０を通じて出力端子２２に導出される乗算出力信号に関する周波数変換利得が低下してしまうという不都合が生じる。
【００３１】
斯かる点に鑑み、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明は、第１の信号と第２の信号とが供給されて、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られるものとされるにあたり、全体の集積回路化に好適であって、かつ、温度変化の影響を受け難いものとされる高調波ミキサー回路を提供する。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路は、エミッタが共通接続されて第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ，エミッタが共通接続されて第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ，エミッタが共通接続されて第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ、及び、エミッタが共通接続されて第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタが設けられ、第１及び第５のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第１の共通接続点と第２及び第６のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第２の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給されるとともに、第３及び第７のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第３の共通接続点と第４及び第８のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第４の共通接続点との間に、第１の信号の電圧に所定のオフセット電圧が加えられて得られる電圧が供給され、また、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタが、各々が第２の信号によって変調されて得られる一対の差動電流である、第２の信号の電圧が大である程大とされる第１の電流と第２の信号の電圧が大である程小とされる第２の電流とを、夫々生じさせる第１及び第２の電流端子の一方及び他方に夫々接続されるとともに、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタが、各々が第２の信号によって変調されて得られる一対の差動電流である、第２の信号の電圧が大である程小とされる第３の電流と第２の信号の電圧が大である程大とされる第４の電流とを、夫々生じさせる第３及び第４の電流端子の一方及び他方に夫々接続されて、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタが第１の電流端子に接続されるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタが第３の電流端子に接続され、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタが第２の電流端子に接続されるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタが第４の電流端子に接続される状態がとられる。そして、斯かるもとで、第１，第４，第６及び第７のトランジスタの夫々のコレクタが共通接続されて形成される第５の共通接続点、及び、第２，第３，第５及び第８のトランジスタの夫々のコレクタが共通接続されて形成される第６の共通接続点が、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られる出力端子とされる。
【００３３】
このように構成される本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路にあっては、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタに、各々が第２の信号によって変調された第１の電流及び第２の電流の一方及び他方が夫々流れるとともに、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタに、各々が第２の信号によって変調された第３の電流及び第４の電流の一方及び他方が夫々流れ、その際、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタに第１の電流が流れるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタに第３の電流が流れ、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタに第２の電流が流れるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタに第４の電流が流れる状態とされる。そして、第１及び第５のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第１の共通接続点と第２及び第６のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第２の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給され、また、第３及び第７のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第３の共通接続点と第４及び第８のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第４の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給される。
【００３４】
それにより、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタのうちの第１のトランジスタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタのうちの第４のトランジスタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタのうちの第６のトランジスタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタのうちの第７のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和と、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタのうちの第２のトランジスタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタのうちの第３のトランジスタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタのうちの第５のトランジスタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタのうちの第８のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和との差の電流は、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号との乗算結果をあらわすものとされる。そして、この第１，第４，第６及び第７のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和と第２，第３，第５及び第８のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和との差の電流は、一対の出力端子に導出される。
【００３５】
従って、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路にあっては、第１の信号が所定のオフセット電圧を伴って供給されるとともに第２の信号が供給されて、一対の出力端子に、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られることになる。そして、第１の信号が、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタを夫々流れる電流を変調する事態は生じないことになり、第１〜第４の作動対において自己検波による干渉が生じるという問題はない。
【００３６】
このような本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路は、開放スタブ及び短絡スタブのいずれも備える必要がないので、その全体の集積回路化に好適である。また、所定のオフセット電圧はダイオードの順方向電圧とは無関係に設定され、それにより、ダイオードの順方向電圧の温度変化により周波数変換利得が低下してしまうという問題は生じない。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図１は、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例を示す。
【００３８】
図１に示される例においては、エミッタが共通接続されて第１の差動対を形成する第１のトランジスタ３１及び第２のトランジスタ３２，エミッタが共通接続されて第２の差動対を形成する第３のトランジスタ３３及び第４のトランジスタ３４，エミッタが共通接続されて第３の差動対を形成する第５のトランジスタ３５及び第６のトランジスタ３６、及び、エミッタが共通接続されて第４の差動対を形成する第７のトランジスタ３７及び第８のトランジスタ３８が設けられている。これらの第１〜第８のトランジスタ３１〜３８は、それらのいずれもがＮＰＮ形とされており、また、各々のエミッタ領域面積が実質的に等しくされている。
【００３９】
第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２と第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６とについて、第１のトランジスタ３１のベースと第５のトランジスタ３５のベースとが共通接続されて第１の共通接続点が形成されるとともに、第２のトランジスタ３２のベースと第６のトランジスタ３６のベースとが共通接続されて第２の共通接続点が形成される。また、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４と第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８とについて、第３のトランジスタ３３のベースと第７のトランジスタ３７のベースとが共通接続されて第３の共通接続点が形成されるとともに、第４のトランジスタ３４のベースと第８のトランジスタ３８のベースとが共通接続されて第４の共通接続点が形成される。そして、第１の共通接続点と第２の共通接続点との間に、第１の信号Ｓ１を発する信号源４０とオフセット電圧Ｖｋを供給する直流電源４１とが直列に接続されている。また、第３の共通接続点と第４の共通接続点との間に、信号源４０とオフセット電圧Ｖｋを供給する直流電源４２とが直列に接続されている。
【００４０】
第１の信号Ｓ１は、例えば、周波数ω１を有した正弦波信号であって、その電圧Ｖ１(t) は前述の数１によりあらわされるものとされる。そして、第１の共通接続点と第２の共通接続点との間に配された信号源４０と直流電源４１とは、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) から直流電源４１が供給するオフセット電圧Ｖｋが減じられることになる極性をもって、直列接続されている。それにより、第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間及び第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間の夫々には、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) からオフセット電圧Ｖｋが減じられて得られる電圧が供給されることになる。
【００４１】
一方、第３の共通接続点と第４の共通接続点との間に配された信号源４０と直流電源４２とは、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に直流電源４２が供給するオフセット電圧Ｖｋが加えられることになる極性をもって、直列接続されている。それにより、第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間及び第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間の夫々には、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) にオフセット電圧Ｖｋが加えられて得られる電圧が供給されることになる。
【００４２】
また、図１に示される例にあっては、第２の信号Ｓ２を発する信号源４４が接続された電流源部４５と電流源部４６とが設けられている。第２の信号Ｓ２は、例えば、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍に相当する周波数ω２を有した正弦波信号であって、その電圧Ｖ２(t) は前述の数２によりあらわされるものとされる。
【００４３】
電流源部４５は、電流端子４５Ａ及び４５Ｂを有しており、信号源４４が発する第２の信号Ｓ２によって変調される一対の差動電流である電流Ｉ１及び電流Ｉ２を、電流端子４５Ａ及び４５Ｂに夫々生じさせる。電流Ｉ１と電流Ｉ２とは、電流Ｉ１が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程大とされるとき、電流Ｉ２が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程小とされる関係、あるいは、電流Ｉ１が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程小とされるとき、電流Ｉ２が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程大とされる関係にあるものとされる。
【００４４】
そして、電流源部４５における電流端子４５Ａ及び４５Ｂには、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々における共通接続されたエミッタ、及び、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々における共通接続されたエミッタが、夫々接続されている。それにより、共通接続された第１のトランジスタ３１のエミッタ及び第２のトランジスタ３２のエミッタには電流Ｉ１が分流して流れ、また、共通接続された第３のトランジスタ３３のエミッタ及び第４のトランジスタ３４のエミッタには電流Ｉ２が分流して流れる。
【００４５】
電流源部４６は、電流端子４６Ａ及び４６Ｂを有しており、信号源４４が発する第２の信号Ｓ２によって変調される一対の差動電流である電流Ｉ３及び電流Ｉ４を、電流端子４６Ａ及び４６Ｂに夫々生じさせる。電流Ｉ３と電流Ｉ４とは、電流Ｉ３が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程小とされるとき、電流Ｉ４が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程大とされる関係、あるいは、電流Ｉ３が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程大とされるとき、電流Ｉ４が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程小とされる関係にあるものとされる。
【００４６】
そして、電流源部４６における電流端子４６Ａ及び４６Ｂには、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々における共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々における共通接続されたエミッタが、夫々接続されている。それにより、共通接続された第５のトランジスタ３５のエミッタ及び第６のトランジスタ３６のエミッタには電流Ｉ３が分流して流れ、また、共通接続された第７のトランジスタ３７のエミッタ及び第８のトランジスタ３８のエミッタには電流Ｉ４が分流して流れる。
【００４７】
さらに、図１に示される例にあっては、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２のうちの第１のトランジスタ３１のコレクタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４のうちの第４のトランジスタ３４のコレクタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６のうちの第６のトランジスタ３６のコレクタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８のうちの第７のトランジスタ３７のコレクタが共通接続されて第５の共通接続点が形成され、その第５の共通接続点から出力端子４７Ａが導出されている。また、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２のうちの第２のトランジスタ３２のコレクタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４のうちの第３のトランジスタ３３のコレクタ，第４の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６のうちの第５のトランジスタ３５のコレクタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８のうちの第８のトランジスタ３８のコレクタが共通接続されて第６の共通接続点が形成され、その第６の共通接続点から出力端子４７Ｂが導出されている。これら出力端子４７Ａ及び４７Ｂは、対を成している。
【００４８】
このようなもとで、電流源部４５と電流源部４６とは、実質的に同等の特性を備えていて、信号源４４からの第２の信号Ｓ２の電圧が０であるとき、電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３及びＩ４の夫々として直流電流Ｉ０を発生し、また、電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３及びＩ４の形成にあたっての相互コンダクタンスｇｍを有するものとされる。
【００４９】
電流源部４５における電流端子４５Ａ及び４５Ｂに夫々得られる電流Ｉ１及びＩ２の夫々の値Ｉ１(t) 及びＩ2 (t) と、電流源部４６における電流端子４６Ａ及び４６Ｂに夫々得られる電流Ｉ３及びＩ４の夫々の値Ｉ３(t) 及びＩ４(t) とは、下記の数９によってあらわされる。
【００５０】
【数９】
Ｉ１(t) ＝Ｉ０／２＋ｇｍ・Ｖ２(t)
Ｉ２(t) ＝Ｉ０／２−ｇｍ・Ｖ２(t)
Ｉ３(t) ＝Ｉ０／２−ｇｍ・Ｖ２(t)
Ｉ４(t) ＝Ｉ０／２＋ｇｍ・Ｖ２(t)
【００５１】
第１〜第８のトランジスタ３１〜３８の夫々について、そのコレクタ電流をＩｃ，ベース−エミッタ間電圧をＶBE, 逆方向コレクタ飽和電流をＩｓ，熱電圧をＶT （ＶT ＝ｋ・Ｔ／ｑ，ｋはボルツマン係数，Ｔは絶対温度，ｑは電子の単位電荷）とすると、下記の数１０により示される関係が成立する。
【００５２】
【数１０】
Ｉｃ＝Ｉｓ・ exp (ＶBE／ＶT ）
【００５３】
これよりして、第１〜第８のトランジスタ３１〜３８の夫々についてのコレクタ電流Ｉｃ１(t) ，Ｉｃ２(t) ，Ｉｃ３(t) ，Ｉｃ４(t) ，Ｉｃ５(t) ，Ｉｃ６(t) ，Ｉｃ７(t) 及びＩｃ８(t) は、下記の数１１によってあらわされる。
【００５４】
【数１１】
Ｉｃ１(t) ＝ Ｉ１(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ２(t) ＝ Ｉ１(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ３(t) ＝ Ｉ２(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ４(t) ＝ Ｉ２(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ５(t) ＝ Ｉ３(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ６(t) ＝ Ｉ３(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ７(t) ＝ Ｉ４(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ８(t) ＝ Ｉ４(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
【００５５】
出力端子４７Ａには、コレクタ電流Ｉｃ１(t) ，Ｉｃ４(t) ，Ｉｃ６(t) 及びＩｃ７(t) の和が流れ、出力端子４７Ｂには、コレクタ電流Ｉｃ２(t) ，Ｉｃ３(t) ，Ｉｃ５(t) 及びＩｃ８(t) の和が流れる。従って、一対の出力端子４７Ａ及び４７Ｂに得られる差動出力電流Ｉｃd(t)は、下記の数１２によりあらわされる。
【００５６】
【数１２】
Ｉｃd(t)＝（Ｉｃ１(t) ＋Ｉｃ４(t) ＋Ｉｃ６(t) ＋Ｉｃ７(t) ）
−（Ｉｃ２(t) ＋Ｉｃ３(t) ＋Ｉｃ５(t) ＋Ｉｃ８(t) ）
＝２・ｇｍ・Ｖ２(t)
・〔 tanh｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／２・ＶT ｝
−tanh｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／２・ＶT ｝〕
【００５７】
ここで、上記数１２における tanh の項を下記の数１３に示される如くの、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) とオフセット電圧Ｖｋとの関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝とする。
【００５８】
【数１３】
Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝＝ tanh｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／２・ＶT ｝
−tanh｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／２・ＶT ｝
【００５９】
関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝は、例えば、図２に示される如く、オフセット電圧ＶｋがＶT の４倍以上の場合、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) の負から正への変化に伴って、０と−２との間を２回遷移する。そして、第１の信号Ｓ１は周波数ω１を有した正弦波信号であるので、関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝は、図３において実線により示される如くに、周波数ω１の２倍の周波数をもって変化する。
【００６０】
例えば、第１の信号Ｓ１の振幅ｖ１が、オフセット電圧Ｖｋの√２倍（ｖ１＝√２・Ｖｋ）に選定され、オフセット電圧ＶｋがＶT の２倍より十分に大であるようにされると、数１３によってあらわされる関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝は、０と−２との間の値を繰り返しとることになる。そして、第２の信号Ｓ２は周波数ω２を有した正弦波信号であるので、数１２によってあらわされる差動出力電流Ｉｃd(t)は、下記の数１４に示されるフーリエ級数をもってあらわされる。
【００６１】
【数１４】
【００６２】
上記数１４において、ｎ＝１とされるとき、差動出力電流Ｉｃd(t)が、第１の信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号Ｓ２との乗算出力信号として、下記の数１５に示される如くに得られ、第２の信号Ｓ２が帯域信号である場合には、そのベースバンド信号が乗算出力信号として得られる。
【００６３】
【数１５】
Ｉｃd(t)＝８／π・ｇｍ・ｖ２・cos(２・ω１・ｔ) ・cos(ω２・ｔ)
＝４／π・ｇｍ・ｖ２
・〔 cos｛ (２・ω１＋ω２）・ｔ｝
＋ cos｛ (２・ω１−ω２）・ｔ｝〕
−２・ｇｍ・ｖ２・cos(ω２・ｔ)
【００６４】
上述の如くの図１に示される例は、開放スタブ及び短絡スタブのいずれも用いていず、差動対を成す複数のトランジスタ３１〜３８，直流電圧源４１及び４２，電流源部４５及び４６等を含んで構成されているので、その全体の集積回路化に好適である。また、オフセット電圧Ｖｋがダイオードの順方向電圧とは無関係に設定され、ダイオードの順方向電圧に依存しないので、ダイオードの順方向電圧の温度変化により周波数変換利得が低下してしまうという問題は生じない。
【００６５】
【実施例】
図４は、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例についての具体構成例を示す。この図４に示される具体構成例は、図１に示される例における直流電圧源４１及び４２が、２組の差動対を成すトランジスタを含む回路によって構成されたものに相当する。直流電圧源４１及び４２に対応する部分以外の部分は、図１に示される例と同様であり、それらについては、図１と共通の符号を付して示し、重複説明は省略する。
【００６６】
図４に示される具体構成例にあっては、エミッタが共通接続されて差動対を形成するＮＰＮ形のトランジスタ５１及び５２，共通接続されたトランジスタ５１及び５２の夫々のエミッタに接続された電流源５３、及び、トランジスタ５１及び５２の夫々のコレクタに接続された抵抗素子５４，５５及び５６を含んで形成される電圧発生部５７と、エミッタが共通接続されて差動対を形成するＮＰＮ形のトランジスタ６１及び６２，共通接続されたトランジスタ６１及び６２の夫々のエミッタに接続された電流源６３、及び、トランジスタ６１及び６２の夫々のコレクタに接続された抵抗素子６４，６５，６６及び６７を含んで形成される電圧発生部５８とが設けられている。そして、トランジスタ５１及び５２の各々のベース間、及び、トランジスタ６１及び６２の各々のベース間の夫々に、第１の信号Ｓ１を発する信号源４０が共通に接続されている。
【００６７】
トランジスタ５１，５２，６１及び６２の各々は、実質的に同等の特性を有したものとされ、また、電流源５３及び６３の夫々は共に実質的な定電流Ｉｏを発生する。抵抗素子５４，５５、６４及び６５の各々は、実質的に同一の抵抗値Ｒｃを有しており、また、抵抗素子５６及び６６の各々も、実質的に同一の抵抗値Ｒｏを有している。さらに、抵抗素子６７は、抵抗値Ｒｋを有している。なお、図４に示されるＶｃｃは、電源電圧である。
【００６８】
このようなもとで、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間、及び、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間には、それらに対して共通に、トランジスタ５２のコレクタとトランジスタ６１のコレクタとの間に得られる電圧が供給される。また、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間には、それらに対して共通に、トランジスタ５１のコレクタとトランジスタ６２のコレクタとの間に得られる電圧が供給される。
【００６９】
トランジスタ５２のコレクタとトランジスタ６１のコレクタとの間に得られる電圧は、信号源４０から発せられる第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に基づく電圧Ｖ１’(t) からオフセット電圧Ｖｋ’が減じられて得られる電圧であり、トランジスタ５１のコレクタとトランジスタ６２のコレクタとの間に得られる電圧は、信号源４０から発せられる第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に基づく電圧Ｖ１’(t) にオフセット電圧Ｖｋ’が加えられて得られる電圧である。ここで、電圧Ｖ１’(t) は、電圧Ｖ１(t) に比例した電圧であって、下記の数１６によってあらわされ、また、オフセット電圧Ｖｋ’は、下記の数１７によってあらわされる。
【００７０】
【数１６】
Ｖ１’(t) ＝Ｖ１(t) ・（Ｒｃ・Ｉｏ）／（２・ＶT ）
【００７１】
【数１７】
Ｖｋ’＝Ｒｋ・Ｉｏ
【００７２】
このように、図４に示される具体構成例にあっては、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間、及び、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間には、それらに対して共通に、数１６によってあらわされる電圧Ｖ１’(t) から数１７によってあらわされるオフセット電圧Ｖｋ’が減じられて得られる電圧が供給され、また、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間には、それらに対して共通に、数１６によってあらわされる電圧Ｖ１’(t) に数１７によってあらわされるオフセット電圧Ｖｋ’が加えられて得られる電圧が供給される。
【００７３】
従って、図４に示される具体構成例にあっても、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間、及び、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間には、実質的に、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給されるとともに、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間には、実質的に、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に所定のオフセット電圧が加えられて得られる電圧が供給されることになる。それゆえ、図４に示される具体構成例に備えられた、第１〜第４の差動対を形成する第１〜第８のトランジスタ３１〜３８、及び、電流源部４５及び４６を含んで構成される部分も、図１に示される例の場合と同様な動作を行う。
【００７４】
なお、図４に示される具体構成例が、実際に使用されるに際しては、図１に示される例についての説明において述べられたことからして、電圧Ｖ１’(t) の振幅がオフセット電圧Ｖｋ’の√２倍に選定され、かつ、オフセット電圧Ｖｋ’が、例えば、ＶT の４倍以上とされることが望ましい。
【００７５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかな如く、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路にあっては、第１の信号が所定のオフセット電圧を伴って供給されるとともに第２の信号が供給されて、一対の出力端子に、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られることになり、その際、第１の信号が、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタを夫々流れる電流を変調する事態は生じないことになり、第１〜第４の作動対において自己検波による干渉が生じるという問題はない。
【００７６】
そして、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路は、開放スタブ及び短絡スタブのいずれも備える必要がないので、その全体の集積回路化に好適であるとともに、所定のオフセット電圧はダイオードの順方向電圧とは無関係に設定されて、ダイオードの順方向電圧に依存しないので、ダイオードの順方向電圧の温度変化により周波数変換利得が低下してしまうという問題を回避できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例を示す回路接続図である。
【図２】図１に示される例の動作説明に供される特性図である。
【図３】図１に示される例の動作説明に供される特性図である。
【図４】本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例についての具体構成例を示す回路接続図である。
【図５】従来提案されている高調波ミキサー回路を示す回路接続図である。
【図６】図５に示される高調波ミキサー回路の説明に供される等価回路接続図である。
【図７】図５に示される高調波ミキサー回路の動作説明に供される特性図である。
【図８】図５に示される高調波ミキサー回路の動作説明に供される特性図である。
【符号の説明】
３１，３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８，５１，５２，６１，６２トランジスタ ４０，４４ 信号源 ４１，４２ 直流電源 ４５，４６ 電流源部 ４７Ａ，４７Ｂ 出力端子 ５３，６３ 電流源５４，５５，５６，６４，６５，６６，６７ 抵抗素子 ５７，５８電圧発生部
【発明の属する技術分野】
本願に係る発明は、第１の信号と第２の信号とが供給されて、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られる高調波ミキサー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信機の分野においては、アンテナを通じた受信信号と所定の周波数を有した局部発振信号とをミキサー回路に供給し、ミキサー回路によって受信信号をその周波数と局部発振信号の周波数との差の周波数を有した中間周波信号に変換する、スーパーヘテロダイン受信を行うものが主流となっている。このようなスーパーヘテロダイン受信には、イメージ妨害の問題が伴い、その対策のため、スーパーヘテロダイン受信が行われる場合には、通常、イメージ抑圧フィルタを備えることが必要とされる。このイメージ抑圧フィルタは、無線通信機における受信部の小型化に支障をきたすものとなる。
【０００３】
それゆえ、無線通信機における受信部のより一層の小型化及び軽量化を図るべく、受信部を、アンテナを通じた受信信号と受信信号の搬送波周波数と等しい周波を有した局部発振信号とをミキサー回路に供給し、ミキサー回路によって受信信号を直接にベースバンド信号に変換する、直接変換方式による受信を行うものとなすことが知られている。直接変換方式による受信が行われる場合には、スーパーヘテロダイン受信が行われる場合に必要とされるイメージ抑圧フィルタを備えることが不要とされる。
【０００４】
しかしながら、直接変換方式による受信が行われる場合には、ミキサー回路に受信信号と共に供給される、受信信号の搬送波周波数と等しい周波数を有した局部発振信号がアンテナ側に漏洩し、ミキサー回路において漏洩した局部発振信号に起因する自己検波が行われて、自己検波による干渉が生じるという問題がある。そこで、このような問題を回避すべく、直接変換方式による受信を行うにあたり、受信信号をベースバンド信号に変換するミキサー回路を、第１の信号と第２の信号とが供給されて、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られるものとされる高調波ミキサー回路を用い、その高調波ミキサー回路に、受信信号の周波数の１／２の周波数を有した局部発振信号を第１の信号として供給するとともに、受信信号を第２の信号として供給し、乗算出力信号として受信信号に基づくベースバンド信号を得るようになすことが提案されている。
【０００５】
図５は、上述の如くの直接変換方式による受信に適用することができる、従来提案されている高調波ミキサー回路を示す。この図５に示される高調波ミキサー回路にあっては、互いに逆向きにされて並列に接続された一対のダイオード１１及び１２が備えられており、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の一端部１３及び他端部１４に、夫々、短絡スタブ１５と開放スタブ１６とが接続されている。
【０００６】
そして、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の一端部１３に、信号源１７からの第１の信号Ｓ１が供給されるとともに、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の他端部１４に、信号源１８からの第２の信号Ｓ２が、信号源インピーダンス１９を通じて供給される。その際、第１の信号Ｓ１及び第２の信号Ｓ２の各々は正弦波信号であって、第１の信号Ｓ１の周波数ω１が第２の信号Ｓ２の周波数ω２の１／２（ω１＝ω２／２）とされ、また、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６の夫々の長さは、第１の信号Ｓ１の波長の１／４に相当するものに選定され、従って、第２の信号Ｓ２の波長の１／２に相当する。
【０００７】
このようなもとで、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) 及び第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) は、下記の数１及び数２のようにあらわされる。
【０００８】
【数１】
Ｖ１(t) ＝ｖ１・cos(ω１・ｔ）
【０００９】
【数２】
Ｖ２(t) ＝ｖ２・cos(ω２・ｔ）
【００１０】
上記数１及び数２において、ω１＝２・π・ｆ１，ω２＝２・π・ｆ２であり、また、ｖ１≫ｖ２であって、例えば、ダイオード１１及び１２の夫々の順方向電圧をＶｆとして、ｖ１＝√２・Ｖｆとされる。
【００１１】
短絡スタブ１５は、第１の信号Ｓ１に対しては開放線路として作用し、また、開放スタブ１６は、第１の信号Ｓ１に対しては短絡線路として作用するので、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の一端部１３に供給された第１の信号Ｓ１は、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の他端部１４に接続された信号源１８側に漏出することなく、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の両端間、即ち、一端部１３と他端部１４との間に印加される。それにより、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続を流れる電流Ｉｄp(t)は、下記の数３のようにあらわされる。
【００１２】
【数３】
Ｉｄp(t)＝Ｉｓ・ exp｛Ｖ１(t)/ＶT ｝−Ｉｓ・ exp｛−Ｖ１(t)/ＶT ｝
【００１３】
上記数３において、Ｉｓはダイオード１１及び１２の夫々の逆方向飽和電流であり、また、ＶT は熱電圧である。
【００１４】
ダイオード１１とダイオード１２との並列接続は、抵抗が動的変化をするものとされた抵抗素子と考えられ、その動的変化抵抗Ｒｄ(t) は、下記の数４のようにあらわされる。
【００１５】
【数４】
Ｒｄ(t) ＝Ｖ１(t) ／Ｉｄp(t)
【００１６】
一方、開放スタブ１６は、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍の周波数ω２を有した第２の信号Ｓ２に対しては開放線路として作用し、また、短絡スタブ１５は、第２の信号Ｓ２に対しては短絡線路として作用する。さらに、チョークコイル２０は、第２の信号Ｓ２に対して高インピーダンスを呈する。それゆえ、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続の他端部１４に信号源インピーダンス１９を通じて供給される第２の信号Ｓ２は、ダイオード１１とダイオード１２との並列接続を通じて短絡スタブ１５に流出する。
【００１７】
ここで、ダイオード１１とダイオード１２の並列接続を動的変化抵抗Ｒｄ(t) を有した抵抗素子２１として考えると、信号源１８からの第２の信号Ｓ２は、図６に示される如くに、信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１とによる分圧回路に供給されることになる。そして、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄが、チョークコイル２０を通じ、乗算出力信号として出力端子２２に導出される。
【００１８】
信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１とによる分圧回路における抵抗素子２１についての分圧比Ｎ(t) は、信号源インピーダンス１９の値をＲｓとして、下記の数５のようにあらわされる。
【００１９】
【数５】
Ｎ(t) ＝Ｒｄ(t) ／（Ｒｓ＋Ｒｄ(t) ）
【００２０】
抵抗素子２１の動的変化抵抗Ｒｄ(t) は、数４からして、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍の周波数（２・ω１）をもって変化するので、分圧比Ｎ(t) も第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍の周波数（２・ω１）をもって変化する。図７は、信号源インピーダンス１９の抵抗値が５０Ωである場合における分圧比Ｎ(t) を実線をもって示し、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) を破線をもって示す。
【００２１】
そして、信号源１８からの第２の信号Ｓ２が信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１とによる分圧回路に供給されることにより、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄの電圧Ｖｄｐ(t) は、下記の数６のようにあらわされる。
【００２２】
【数６】
Ｖｄｐ(t) ＝Ｖ２(t) ・Ｎ(t)
【００２３】
分周比Ｎ(t) は、理想的には周波数を２・ω１、即ち、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍とし、デューティ・ファクタを５０％とする矩形波パルス波形を有する信号となるので、分圧成分Ｓｄ、即ち、出力端子２２に導出される乗算出力信号は、第１の信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号Ｓ２とが乗算されて得られる信号となる。
【００２４】
分周比Ｎ(t) についての理想的な矩形波パルス波形は、フーリエ級数を用いてあらわすと下記の数７の如くである。
【００２５】
【数７】
また、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄである乗算出力信号の電圧Ｖｄｐ(t) は、理想的には下記の数８のようにあらわされる。
【００２７】
【数８】
上記数８において、ｎ＝１とされるとき、第１の信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号Ｓ２との乗算出力信号が得られ、第２の信号Ｓ２が帯域信号である場合には、そのベースバンド信号が乗算出力信号として得られる。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
上述の図５に示される従来提案されている高調波ミキサー回路は、その構成において、逆向きとされた一対のダイオード１１とダイオード１２との並列接続の両端部に、短絡スタブ１５と開放スタブ１６とが夫々接続されているので、その全体の集積回路化には適していない。即ち、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６の夫々は、第１の信号Ｓ１の波長の１／４に相当する長さを有するものとされるが、第１の信号Ｓ１が、例えば、携帯無線電話システムに用いられている準マイクロ波とされる場合にあっても、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６の長さは比較的大とされることになり、短絡スタブ１５及び開放スタブ１６を含めた高調波ミキサー回路全体を集積回路化することが困難とされるのである。
【００３０】
また、図５に示される従来提案されている高調波ミキサー回路にあっては、第１の信号Ｓ１の振幅ｖ１が、例えば、√２・Ｖｆ（Ｖｆはダイオード１１及び１２の夫々の順方向電圧）とされているが、順方向電圧Ｖｆは、通常、例えば、−１．５ｍＶ／℃程度の温度係数を伴うものとなる。従って、仮に順方向電圧値Ｖｆの温度係数が−１．５ｍＶ／℃であるとすると、例えば、−２０℃から８０℃までの温度変化範囲においては、順方向電圧Ｖｆが１５０ｍＶも変化してしまうことになる。斯かるもとにあっては、例えば、低温時あるいは高温時において、図６に示される如くの、第２の信号Ｓ２に対しての信号源インピーダンス１９と抵抗素子２１（ダイオード１１とダイオード１２との並列接続）とによる分圧回路における抵抗素子２１についての分圧比Ｎ(t) が大幅に変動することになって、その波形が、例えば、図８に示される如く、デューティ・ファクタを５０％とする矩形波パルス波形という理想的なものとは著しく異なったものとされる。その結果、抵抗素子２１の両端間に得られる第２の信号Ｓ２についての分圧成分Ｓｄ、即ち、チョークコイル２０を通じて出力端子２２に導出される乗算出力信号に関する周波数変換利得が低下してしまうという不都合が生じる。
【００３１】
斯かる点に鑑み、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明は、第１の信号と第２の信号とが供給されて、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られるものとされるにあたり、全体の集積回路化に好適であって、かつ、温度変化の影響を受け難いものとされる高調波ミキサー回路を提供する。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路は、エミッタが共通接続されて第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ，エミッタが共通接続されて第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ，エミッタが共通接続されて第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ、及び、エミッタが共通接続されて第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタが設けられ、第１及び第５のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第１の共通接続点と第２及び第６のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第２の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給されるとともに、第３及び第７のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第３の共通接続点と第４及び第８のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第４の共通接続点との間に、第１の信号の電圧に所定のオフセット電圧が加えられて得られる電圧が供給され、また、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタが、各々が第２の信号によって変調されて得られる一対の差動電流である、第２の信号の電圧が大である程大とされる第１の電流と第２の信号の電圧が大である程小とされる第２の電流とを、夫々生じさせる第１及び第２の電流端子の一方及び他方に夫々接続されるとともに、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタが、各々が第２の信号によって変調されて得られる一対の差動電流である、第２の信号の電圧が大である程小とされる第３の電流と第２の信号の電圧が大である程大とされる第４の電流とを、夫々生じさせる第３及び第４の電流端子の一方及び他方に夫々接続されて、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタが第１の電流端子に接続されるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタが第３の電流端子に接続され、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタが第２の電流端子に接続されるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタが第４の電流端子に接続される状態がとられる。そして、斯かるもとで、第１，第４，第６及び第７のトランジスタの夫々のコレクタが共通接続されて形成される第５の共通接続点、及び、第２，第３，第５及び第８のトランジスタの夫々のコレクタが共通接続されて形成される第６の共通接続点が、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られる出力端子とされる。
【００３３】
このように構成される本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路にあっては、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタに、各々が第２の信号によって変調された第１の電流及び第２の電流の一方及び他方が夫々流れるとともに、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタに、各々が第２の信号によって変調された第３の電流及び第４の電流の一方及び他方が夫々流れ、その際、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタに第１の電流が流れるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタに第３の電流が流れ、第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタに第２の電流が流れるとき、第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタに第４の電流が流れる状態とされる。そして、第１及び第５のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第１の共通接続点と第２及び第６のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第２の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給され、また、第３及び第７のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第３の共通接続点と第４及び第８のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第４の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給される。
【００３４】
それにより、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタのうちの第１のトランジスタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタのうちの第４のトランジスタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタのうちの第６のトランジスタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタのうちの第７のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和と、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタのうちの第２のトランジスタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタのうちの第３のトランジスタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタのうちの第５のトランジスタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタのうちの第８のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和との差の電流は、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号との乗算結果をあらわすものとされる。そして、この第１，第４，第６及び第７のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和と第２，第３，第５及び第８のトランジスタの夫々のコレクタ電流の総和との差の電流は、一対の出力端子に導出される。
【００３５】
従って、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路にあっては、第１の信号が所定のオフセット電圧を伴って供給されるとともに第２の信号が供給されて、一対の出力端子に、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られることになる。そして、第１の信号が、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタを夫々流れる電流を変調する事態は生じないことになり、第１〜第４の作動対において自己検波による干渉が生じるという問題はない。
【００３６】
このような本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路は、開放スタブ及び短絡スタブのいずれも備える必要がないので、その全体の集積回路化に好適である。また、所定のオフセット電圧はダイオードの順方向電圧とは無関係に設定され、それにより、ダイオードの順方向電圧の温度変化により周波数変換利得が低下してしまうという問題は生じない。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図１は、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例を示す。
【００３８】
図１に示される例においては、エミッタが共通接続されて第１の差動対を形成する第１のトランジスタ３１及び第２のトランジスタ３２，エミッタが共通接続されて第２の差動対を形成する第３のトランジスタ３３及び第４のトランジスタ３４，エミッタが共通接続されて第３の差動対を形成する第５のトランジスタ３５及び第６のトランジスタ３６、及び、エミッタが共通接続されて第４の差動対を形成する第７のトランジスタ３７及び第８のトランジスタ３８が設けられている。これらの第１〜第８のトランジスタ３１〜３８は、それらのいずれもがＮＰＮ形とされており、また、各々のエミッタ領域面積が実質的に等しくされている。
【００３９】
第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２と第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６とについて、第１のトランジスタ３１のベースと第５のトランジスタ３５のベースとが共通接続されて第１の共通接続点が形成されるとともに、第２のトランジスタ３２のベースと第６のトランジスタ３６のベースとが共通接続されて第２の共通接続点が形成される。また、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４と第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８とについて、第３のトランジスタ３３のベースと第７のトランジスタ３７のベースとが共通接続されて第３の共通接続点が形成されるとともに、第４のトランジスタ３４のベースと第８のトランジスタ３８のベースとが共通接続されて第４の共通接続点が形成される。そして、第１の共通接続点と第２の共通接続点との間に、第１の信号Ｓ１を発する信号源４０とオフセット電圧Ｖｋを供給する直流電源４１とが直列に接続されている。また、第３の共通接続点と第４の共通接続点との間に、信号源４０とオフセット電圧Ｖｋを供給する直流電源４２とが直列に接続されている。
【００４０】
第１の信号Ｓ１は、例えば、周波数ω１を有した正弦波信号であって、その電圧Ｖ１(t) は前述の数１によりあらわされるものとされる。そして、第１の共通接続点と第２の共通接続点との間に配された信号源４０と直流電源４１とは、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) から直流電源４１が供給するオフセット電圧Ｖｋが減じられることになる極性をもって、直列接続されている。それにより、第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間及び第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間の夫々には、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) からオフセット電圧Ｖｋが減じられて得られる電圧が供給されることになる。
【００４１】
一方、第３の共通接続点と第４の共通接続点との間に配された信号源４０と直流電源４２とは、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に直流電源４２が供給するオフセット電圧Ｖｋが加えられることになる極性をもって、直列接続されている。それにより、第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間及び第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間の夫々には、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) にオフセット電圧Ｖｋが加えられて得られる電圧が供給されることになる。
【００４２】
また、図１に示される例にあっては、第２の信号Ｓ２を発する信号源４４が接続された電流源部４５と電流源部４６とが設けられている。第２の信号Ｓ２は、例えば、第１の信号Ｓ１の周波数ω１の２倍に相当する周波数ω２を有した正弦波信号であって、その電圧Ｖ２(t) は前述の数２によりあらわされるものとされる。
【００４３】
電流源部４５は、電流端子４５Ａ及び４５Ｂを有しており、信号源４４が発する第２の信号Ｓ２によって変調される一対の差動電流である電流Ｉ１及び電流Ｉ２を、電流端子４５Ａ及び４５Ｂに夫々生じさせる。電流Ｉ１と電流Ｉ２とは、電流Ｉ１が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程大とされるとき、電流Ｉ２が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程小とされる関係、あるいは、電流Ｉ１が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程小とされるとき、電流Ｉ２が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程大とされる関係にあるものとされる。
【００４４】
そして、電流源部４５における電流端子４５Ａ及び４５Ｂには、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々における共通接続されたエミッタ、及び、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々における共通接続されたエミッタが、夫々接続されている。それにより、共通接続された第１のトランジスタ３１のエミッタ及び第２のトランジスタ３２のエミッタには電流Ｉ１が分流して流れ、また、共通接続された第３のトランジスタ３３のエミッタ及び第４のトランジスタ３４のエミッタには電流Ｉ２が分流して流れる。
【００４５】
電流源部４６は、電流端子４６Ａ及び４６Ｂを有しており、信号源４４が発する第２の信号Ｓ２によって変調される一対の差動電流である電流Ｉ３及び電流Ｉ４を、電流端子４６Ａ及び４６Ｂに夫々生じさせる。電流Ｉ３と電流Ｉ４とは、電流Ｉ３が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程小とされるとき、電流Ｉ４が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２(t) が大である程大とされる関係、あるいは、電流Ｉ３が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程大とされるとき、電流Ｉ４が第２の信号Ｓ２の電圧Ｖ２ (t) が大である程小とされる関係にあるものとされる。
【００４６】
そして、電流源部４６における電流端子４６Ａ及び４６Ｂには、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々における共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々における共通接続されたエミッタが、夫々接続されている。それにより、共通接続された第５のトランジスタ３５のエミッタ及び第６のトランジスタ３６のエミッタには電流Ｉ３が分流して流れ、また、共通接続された第７のトランジスタ３７のエミッタ及び第８のトランジスタ３８のエミッタには電流Ｉ４が分流して流れる。
【００４７】
さらに、図１に示される例にあっては、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２のうちの第１のトランジスタ３１のコレクタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４のうちの第４のトランジスタ３４のコレクタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６のうちの第６のトランジスタ３６のコレクタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８のうちの第７のトランジスタ３７のコレクタが共通接続されて第５の共通接続点が形成され、その第５の共通接続点から出力端子４７Ａが導出されている。また、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２のうちの第２のトランジスタ３２のコレクタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４のうちの第３のトランジスタ３３のコレクタ，第４の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６のうちの第５のトランジスタ３５のコレクタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８のうちの第８のトランジスタ３８のコレクタが共通接続されて第６の共通接続点が形成され、その第６の共通接続点から出力端子４７Ｂが導出されている。これら出力端子４７Ａ及び４７Ｂは、対を成している。
【００４８】
このようなもとで、電流源部４５と電流源部４６とは、実質的に同等の特性を備えていて、信号源４４からの第２の信号Ｓ２の電圧が０であるとき、電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３及びＩ４の夫々として直流電流Ｉ０を発生し、また、電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３及びＩ４の形成にあたっての相互コンダクタンスｇｍを有するものとされる。
【００４９】
電流源部４５における電流端子４５Ａ及び４５Ｂに夫々得られる電流Ｉ１及びＩ２の夫々の値Ｉ１(t) 及びＩ2 (t) と、電流源部４６における電流端子４６Ａ及び４６Ｂに夫々得られる電流Ｉ３及びＩ４の夫々の値Ｉ３(t) 及びＩ４(t) とは、下記の数９によってあらわされる。
【００５０】
【数９】
Ｉ１(t) ＝Ｉ０／２＋ｇｍ・Ｖ２(t)
Ｉ２(t) ＝Ｉ０／２−ｇｍ・Ｖ２(t)
Ｉ３(t) ＝Ｉ０／２−ｇｍ・Ｖ２(t)
Ｉ４(t) ＝Ｉ０／２＋ｇｍ・Ｖ２(t)
【００５１】
第１〜第８のトランジスタ３１〜３８の夫々について、そのコレクタ電流をＩｃ，ベース−エミッタ間電圧をＶBE, 逆方向コレクタ飽和電流をＩｓ，熱電圧をＶT （ＶT ＝ｋ・Ｔ／ｑ，ｋはボルツマン係数，Ｔは絶対温度，ｑは電子の単位電荷）とすると、下記の数１０により示される関係が成立する。
【００５２】
【数１０】
Ｉｃ＝Ｉｓ・ exp (ＶBE／ＶT ）
【００５３】
これよりして、第１〜第８のトランジスタ３１〜３８の夫々についてのコレクタ電流Ｉｃ１(t) ，Ｉｃ２(t) ，Ｉｃ３(t) ，Ｉｃ４(t) ，Ｉｃ５(t) ，Ｉｃ６(t) ，Ｉｃ７(t) 及びＩｃ８(t) は、下記の数１１によってあらわされる。
【００５４】
【数１１】
Ｉｃ１(t) ＝ Ｉ１(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ２(t) ＝ Ｉ１(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ３(t) ＝ Ｉ２(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ４(t) ＝ Ｉ２(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ５(t) ＝ Ｉ３(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ６(t) ＝ Ｉ３(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ７(t) ＝ Ｉ４(t) ／〔１＋ exp｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
Ｉｃ８(t) ＝ Ｉ４(t) ／〔１＋ exp｛−（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／ＶT ｝〕
【００５５】
出力端子４７Ａには、コレクタ電流Ｉｃ１(t) ，Ｉｃ４(t) ，Ｉｃ６(t) 及びＩｃ７(t) の和が流れ、出力端子４７Ｂには、コレクタ電流Ｉｃ２(t) ，Ｉｃ３(t) ，Ｉｃ５(t) 及びＩｃ８(t) の和が流れる。従って、一対の出力端子４７Ａ及び４７Ｂに得られる差動出力電流Ｉｃd(t)は、下記の数１２によりあらわされる。
【００５６】
【数１２】
Ｉｃd(t)＝（Ｉｃ１(t) ＋Ｉｃ４(t) ＋Ｉｃ６(t) ＋Ｉｃ７(t) ）
−（Ｉｃ２(t) ＋Ｉｃ３(t) ＋Ｉｃ５(t) ＋Ｉｃ８(t) ）
＝２・ｇｍ・Ｖ２(t)
・〔 tanh｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／２・ＶT ｝
−tanh｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／２・ＶT ｝〕
【００５７】
ここで、上記数１２における tanh の項を下記の数１３に示される如くの、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) とオフセット電圧Ｖｋとの関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝とする。
【００５８】
【数１３】
Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝＝ tanh｛（Ｖ１(t) −Ｖｋ）／２・ＶT ｝
−tanh｛（Ｖ１(t) ＋Ｖｋ）／２・ＶT ｝
【００５９】
関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝は、例えば、図２に示される如く、オフセット電圧ＶｋがＶT の４倍以上の場合、第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) の負から正への変化に伴って、０と−２との間を２回遷移する。そして、第１の信号Ｓ１は周波数ω１を有した正弦波信号であるので、関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝は、図３において実線により示される如くに、周波数ω１の２倍の周波数をもって変化する。
【００６０】
例えば、第１の信号Ｓ１の振幅ｖ１が、オフセット電圧Ｖｋの√２倍（ｖ１＝√２・Ｖｋ）に選定され、オフセット電圧ＶｋがＶT の２倍より十分に大であるようにされると、数１３によってあらわされる関数Ｆ｛Ｖ１(t) ，Ｖｋ｝は、０と−２との間の値を繰り返しとることになる。そして、第２の信号Ｓ２は周波数ω２を有した正弦波信号であるので、数１２によってあらわされる差動出力電流Ｉｃd(t)は、下記の数１４に示されるフーリエ級数をもってあらわされる。
【００６１】
【数１４】
上記数１４において、ｎ＝１とされるとき、差動出力電流Ｉｃd(t)が、第１の信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数を有する信号と第２の信号Ｓ２との乗算出力信号として、下記の数１５に示される如くに得られ、第２の信号Ｓ２が帯域信号である場合には、そのベースバンド信号が乗算出力信号として得られる。
【００６３】
【数１５】
Ｉｃd(t)＝８／π・ｇｍ・ｖ２・cos(２・ω１・ｔ) ・cos(ω２・ｔ)
＝４／π・ｇｍ・ｖ２
・〔 cos｛ (２・ω１＋ω２）・ｔ｝
＋ cos｛ (２・ω１−ω２）・ｔ｝〕
−２・ｇｍ・ｖ２・cos(ω２・ｔ)
【００６４】
上述の如くの図１に示される例は、開放スタブ及び短絡スタブのいずれも用いていず、差動対を成す複数のトランジスタ３１〜３８，直流電圧源４１及び４２，電流源部４５及び４６等を含んで構成されているので、その全体の集積回路化に好適である。また、オフセット電圧Ｖｋがダイオードの順方向電圧とは無関係に設定され、ダイオードの順方向電圧に依存しないので、ダイオードの順方向電圧の温度変化により周波数変換利得が低下してしまうという問題は生じない。
【００６５】
【実施例】
図４は、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例についての具体構成例を示す。この図４に示される具体構成例は、図１に示される例における直流電圧源４１及び４２が、２組の差動対を成すトランジスタを含む回路によって構成されたものに相当する。直流電圧源４１及び４２に対応する部分以外の部分は、図１に示される例と同様であり、それらについては、図１と共通の符号を付して示し、重複説明は省略する。
【００６６】
図４に示される具体構成例にあっては、エミッタが共通接続されて差動対を形成するＮＰＮ形のトランジスタ５１及び５２，共通接続されたトランジスタ５１及び５２の夫々のエミッタに接続された電流源５３、及び、トランジスタ５１及び５２の夫々のコレクタに接続された抵抗素子５４，５５及び５６を含んで形成される電圧発生部５７と、エミッタが共通接続されて差動対を形成するＮＰＮ形のトランジスタ６１及び６２，共通接続されたトランジスタ６１及び６２の夫々のエミッタに接続された電流源６３、及び、トランジスタ６１及び６２の夫々のコレクタに接続された抵抗素子６４，６５，６６及び６７を含んで形成される電圧発生部５８とが設けられている。そして、トランジスタ５１及び５２の各々のベース間、及び、トランジスタ６１及び６２の各々のベース間の夫々に、第１の信号Ｓ１を発する信号源４０が共通に接続されている。
【００６７】
トランジスタ５１，５２，６１及び６２の各々は、実質的に同等の特性を有したものとされ、また、電流源５３及び６３の夫々は共に実質的な定電流Ｉｏを発生する。抵抗素子５４，５５、６４及び６５の各々は、実質的に同一の抵抗値Ｒｃを有しており、また、抵抗素子５６及び６６の各々も、実質的に同一の抵抗値Ｒｏを有している。さらに、抵抗素子６７は、抵抗値Ｒｋを有している。なお、図４に示されるＶｃｃは、電源電圧である。
【００６８】
このようなもとで、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間、及び、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間には、それらに対して共通に、トランジスタ５２のコレクタとトランジスタ６１のコレクタとの間に得られる電圧が供給される。また、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間には、それらに対して共通に、トランジスタ５１のコレクタとトランジスタ６２のコレクタとの間に得られる電圧が供給される。
【００６９】
トランジスタ５２のコレクタとトランジスタ６１のコレクタとの間に得られる電圧は、信号源４０から発せられる第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に基づく電圧Ｖ１’(t) からオフセット電圧Ｖｋ’が減じられて得られる電圧であり、トランジスタ５１のコレクタとトランジスタ６２のコレクタとの間に得られる電圧は、信号源４０から発せられる第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に基づく電圧Ｖ１’(t) にオフセット電圧Ｖｋ’が加えられて得られる電圧である。ここで、電圧Ｖ１’(t) は、電圧Ｖ１(t) に比例した電圧であって、下記の数１６によってあらわされ、また、オフセット電圧Ｖｋ’は、下記の数１７によってあらわされる。
【００７０】
【数１６】
Ｖ１’(t) ＝Ｖ１(t) ・（Ｒｃ・Ｉｏ）／（２・ＶT ）
【００７１】
【数１７】
Ｖｋ’＝Ｒｋ・Ｉｏ
【００７２】
このように、図４に示される具体構成例にあっては、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間、及び、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間には、それらに対して共通に、数１６によってあらわされる電圧Ｖ１’(t) から数１７によってあらわされるオフセット電圧Ｖｋ’が減じられて得られる電圧が供給され、また、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間には、それらに対して共通に、数１６によってあらわされる電圧Ｖ１’(t) に数１７によってあらわされるオフセット電圧Ｖｋ’が加えられて得られる電圧が供給される。
【００７３】
従って、図４に示される具体構成例にあっても、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ３１及び３２の各々のベース間、及び、第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ３５及び３６の各々のベース間には、実質的に、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給されるとともに、第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ３３及び３４の各々のベース間、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタ３７及び３８の各々のベース間には、実質的に、信号源４０が発する第１の信号Ｓ１の電圧Ｖ１(t) に所定のオフセット電圧が加えられて得られる電圧が供給されることになる。それゆえ、図４に示される具体構成例に備えられた、第１〜第４の差動対を形成する第１〜第８のトランジスタ３１〜３８、及び、電流源部４５及び４６を含んで構成される部分も、図１に示される例の場合と同様な動作を行う。
【００７４】
なお、図４に示される具体構成例が、実際に使用されるに際しては、図１に示される例についての説明において述べられたことからして、電圧Ｖ１’(t) の振幅がオフセット電圧Ｖｋ’の√２倍に選定され、かつ、オフセット電圧Ｖｋ’が、例えば、ＶT の４倍以上とされることが望ましい。
【００７５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかな如く、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路にあっては、第１の信号が所定のオフセット電圧を伴って供給されるとともに第２の信号が供給されて、一対の出力端子に、第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と第２の信号との乗算出力信号が得られることになり、その際、第１の信号が、第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタ，第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ、及び、第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタを夫々流れる電流を変調する事態は生じないことになり、第１〜第４の作動対において自己検波による干渉が生じるという問題はない。
【００７６】
そして、本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路は、開放スタブ及び短絡スタブのいずれも備える必要がないので、その全体の集積回路化に好適であるとともに、所定のオフセット電圧はダイオードの順方向電圧とは無関係に設定されて、ダイオードの順方向電圧に依存しないので、ダイオードの順方向電圧の温度変化により周波数変換利得が低下してしまうという問題を回避できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例を示す回路接続図である。
【図２】図１に示される例の動作説明に供される特性図である。
【図３】図１に示される例の動作説明に供される特性図である。
【図４】本願の特許請求の範囲における請求項１から請求項４までのいずれかに記載された発明に係る高調波ミキサー回路の一例についての具体構成例を示す回路接続図である。
【図５】従来提案されている高調波ミキサー回路を示す回路接続図である。
【図６】図５に示される高調波ミキサー回路の説明に供される等価回路接続図である。
【図７】図５に示される高調波ミキサー回路の動作説明に供される特性図である。
【図８】図５に示される高調波ミキサー回路の動作説明に供される特性図である。
【符号の説明】
３１，３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８，５１，５２，６１，６２トランジスタ ４０，４４ 信号源 ４１，４２ 直流電源 ４５，４６ 電流源部 ４７Ａ，４７Ｂ 出力端子 ５３，６３ 電流源５４，５５，５６，６４，６５，６６，６７ 抵抗素子 ５７，５８電圧発生部
Claims (4)
- エミッタが共通接続されて第１の差動対を形成する第１及び第２のトランジスタ，エミッタが共通接続されて第２の差動対を形成する第３及び第４のトランジスタ，エミッタが共通接続されて第３の差動対を形成する第５及び第６のトランジスタ、及び、エミッタが共通接続されて第４の差動対を形成する第７及び第８のトランジスタが設けられたもとで、
上記第１及び第５のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第１の共通接続点と上記第２及び第６のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第２の共通接続点との間に、第１の信号の電圧から所定のオフセット電圧が減じられて得られる電圧が供給され、
上記第３及び第７のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第３の共通接続点と上記第４及び第８のトランジスタの夫々のベースが共通接続されて形成される第４の共通接続点との間に、上記第１の信号の電圧に所定のオフセット電圧が加えられて得られる電圧が供給され、
上記第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び上記第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタが、各々が第２の信号によって変調されて得られる一対の差動電流である、上記第２の信号の電圧が大である程大とされる第１の電流と上記第２の信号の電圧が大である程小とされる第２の電流とを、夫々生じさせる第１及び第２の電流端子の一方及び他方に夫々接続されるとともに、
上記第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び上記第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタが、各々が上記第２の信号によって変調されて得られる一対の差動電流である、上記第２の信号の電圧が大である程小とされる第３の電流と上記第２の信号の電圧が大である程大とされる第４の電流とを、夫々生じさせる第３及び第４の電流端子の一方及び他方に夫々接続されて、
上記第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタが上記第１の電流端子に接続されるとき、上記第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタが上記第３の電流端子に接続され、上記第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタが上記第２の電流端子に接続されるとき、上記第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタが上記第４の電流端子に接続される状態とされ、
上記第１，第４，第６及び第７のトランジスタの夫々のコレクタが共通接続されて形成される第５の共通接続点、及び、上記第２，第３，第５及び第８のトランジスタの夫々のコレクタが共通接続されて形成される第６の共通接続点が、上記第１の信号の周波数の２倍の周波数を有した信号と上記第２の信号との乗算出力信号が得られる出力端子とされることを特徴とする高調波ミキサー回路。 - 上記第１及び第２のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び上記第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタが、上記第１及び第２の電流端子を有した電流源部に接続されるとともに、上記第５及び第６のトランジスタの共通接続されたエミッタ及び上記第７及び第８のトランジスタの共通接続されたエミッタが、上記第３及び第４の電流端子を有した電流源部に接続されることを特徴とする請求項１記載の高調波ミキサー回路。
- 上記第１の信号の周波数の２倍の周波数と上記第２の信号の搬送波周波数とが等しくされることを特徴とする請求項１または２記載の高調波ミキサー回路。
- 上記第１のトランジスタから上記第８のトランジスタまでの８個のトランジスタが、各々のエミッタ領域面積が等しいものとされることを特徴とする請求項１または２記載の高調波ミキサー回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17336097A JP4019451B2 (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 高調波ミキサー回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17336097A JP4019451B2 (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 高調波ミキサー回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127053A JPH1127053A (ja) | 1999-01-29 |
| JP4019451B2 true JP4019451B2 (ja) | 2007-12-12 |
Family
ID=15958971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17336097A Expired - Fee Related JP4019451B2 (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 高調波ミキサー回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4019451B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1679788A1 (en) * | 2003-10-30 | 2006-07-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pulse modulation circuit |
-
1997
- 1997-06-30 JP JP17336097A patent/JP4019451B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1127053A (ja) | 1999-01-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0557032A2 (en) | Class D amplifier | |
| US7415256B2 (en) | Received signal strength measurement circuit, received signal strength detection circuit and wireless receiver | |
| US2904758A (en) | Circuit arrangement for converting impedances | |
| US11139731B2 (en) | Output adjustment circuit for power converters, corresponding device, and method | |
| KR19980025182A (ko) | 왜곡이 낮고 변동이 큰 중간 주파수 제공 회로 | |
| JP4019451B2 (ja) | 高調波ミキサー回路 | |
| US4342006A (en) | Amplifier circuit for supplying load with output signal current proportional to input signal voltage | |
| US4134076A (en) | Pulse width modulated signal amplifier | |
| JP3111460B2 (ja) | 電圧／絶対値電流コンバータ回路 | |
| JPS58171105A (ja) | 振幅変調器 | |
| JPS6315766B2 (ja) | ||
| US3558925A (en) | Low ripple double demodulator subject to integration | |
| Tanimoto et al. | Noise analysis of bipolar harmonic mixer | |
| JPH11271367A (ja) | 電界強度検出回路 | |
| SU1688376A1 (ru) | Демодул тор амплитудно-модулированного сигнала | |
| JPS6219085B2 (ja) | ||
| JPS5842965B2 (ja) | リミッタ回路 | |
| JP2674096B2 (ja) | 乗算回路 | |
| SU1480094A1 (ru) | Выходной каскад операционного усилител | |
| JP2655443B2 (ja) | 周波数逓倍回路 | |
| EP0859460A1 (en) | Mixer circuit with wide dynamic range | |
| JPS634726A (ja) | 光伝送装置 | |
| JPH11205401A (ja) | 直交変調器 | |
| JPH0438591Y2 (ja) | ||
| JPH0470102A (ja) | Ｆｍ復調回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050728 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060411 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060606 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061128 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070111 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070807 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070813 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070904 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070917 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101005 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101005 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |