JP4098740B2

JP4098740B2 - 信号識別方法および信号識別装置

Info

Publication number: JP4098740B2
Application number: JP2004089028A
Authority: JP
Inventors: 茂義河原井; 健悟菊池
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2004-03-25
Filing date: 2004-03-25
Publication date: 2008-06-11
Anticipated expiration: 2024-03-25
Also published as: JP2005274403A

Description

本発明は、減衰正弦波信号の識別を簡単な構成で行うための技術に関する。

例えば、センサ等の出力信号を処理する各種装置、例えば振動や衝撃等を検出する装置では、指数関数で減衰する正弦波（以下減衰正弦波という）と他の波形の信号とを識別することが必要となる場合がある。

減衰正弦波は、周波数が一定の正弦波を指数関数で変調したものであり、その特徴となる値はその一定周波数と減衰係数である。

一般的に入力信号が一定周波数ｆの正弦波であるか否かを識別する方法として、その周波数を通過中心周波数とする狭帯域の帯域通過フィルタに識別対象の信号を入力し、そのフィルタに出力があれば、入力信号を周波数ｆの正弦波信号と判定することができる。

したがって、そのフィルタの出力信号を包絡線検波し、検波波形が指数関数であるか否かを調べることで、入力信号が減衰正弦波であるか否かを把握できる。

しかしながら、前記したように、入力信号が正弦波であるか否かの判定を狭帯域の帯域通過フィルタを用いて行う方法では、識別対象の周波数が多数ある場合にその周波数毎にフィルタを設ける必要があり、構成が複雑化する。また、入力する信号自体の波形が正弦波でなく、多数の周波数成分が含まれていて、その周波数成分の一つが周波数ｆに等しい場合でも、フィルタから正弦波が出力されてしまう。

これを防ぐために、上記帯域通過フィルタと、所望の周波数成分だけを大きく減衰させ、他の周波数成分を通過させる帯域除去フィルタとを併用し、被測定信号を２つのフィルタに入力したとき、帯域通過フィルタの方だけに信号出力があれば正弦波と判定する構成も考えられるが、この場合には、周波数毎に２つのフィルタが必要で、これを周波数分用意する構成となり、さらに構成が複雑化する。

また、フィルタの出力信号の包絡線を検波し、その検波信号が指数関数になっているか否かを判定する処理も煩雑となる。

本発明は、上記問題を解決し、簡単な構成で減衰正弦波の識別を行うための技術を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１の信号識別方法は、
被測定信号の所定時間毎の瞬時振幅値をサンプル値として取得する段階と、
前記取得されたサンプル値列に対し、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する段階と、
時系列に隣り合う３組の各特徴値について、前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とを算出する段階とを含み、
前記前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とが等しいか否かを判定することにより、前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別している。

また、本発明の請求項２の信号識別方法は、
被測定信号の所定時間毎の瞬時振幅値をサンプル値として取得する段階と、
前記取得されたサンプル値列に対し、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する段階と、
時系列に隣り合う２組の各特徴値の比を算出する段階とを含み、
前記時系列に隣り合う２組毎に得られる特徴値の比が等しいか否かを判定することにより、前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別している。

また、本発明の請求項３の信号識別方法は、
被測定信号の所定時間毎の瞬時振幅値をサンプル値として取得する段階と、
前記取得されたサンプル値列に対し、時系列に連続する５つのサンプル値Ｘ(k) 、Ｘ(k-1)
、Ｘ(k-2) 、Ｘ(k-3) 、Ｘ(k-4) の組毎に、次式
Ｘ(k)＝[Ｘ(k-1)^２−Ｐ]／Ｘ(k-2)
ただし、
Ｐ＝[Ｘ(k-2)^２−Ｘ(k-1)・Ｘ(k-3)]^２／[Ｘ(k-3)^２−Ｘ(k-2)・Ｘ(k-4)]
が成立するか否かを判定する段階とを含み、
前記式の成立が連続するか否かを判定することにより、前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別している。

また、本発明の請求項４の信号識別装置は、
被測定信号を所定周期でサンプリングして、デジタルのサンプル値列を出力するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたサンプル値列のうち、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する第１の演算部（２２）と、
時系列に隣り合う３組の各特徴値について、前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とを算出する第２の演算部（２６）と、
前記第２の演算部によって得られた前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とが等しいか否かを判定する判定手段（３０）とを有し、
前記判定部の判定結果に基づいて前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別することを特徴としている。

また、本発明の請求項５の信号識別装置は、
被測定信号を所定周期でサンプリングして、デジタルのサンプル値列を出力するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたサンプル値列のうち、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する第１の演算部（２２）と、
時系列に隣り合う２組の各特徴値の比を算出する第２の演算部（２６）と、
前記第２の演算部によって時系列に隣り合う２組毎に得られる特徴値の比が等しいか否かを判定する判定手段（３０）とを有し、
前記判定部の判定結果に基づいて前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別することを特徴としている。

また、本発明の請求項６の信号識別装置は、
被測定信号を所定周期でサンプリングして、デジタルのサンプル値列を出力するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたサンプル値列のうち、時系列に連続する５つのサンプル値Ｘ(k)
、Ｘ(k-1) 、Ｘ(k-2) 、Ｘ(k-3) 、Ｘ(k-4) の組毎に、その最新のサンプル値を除く４つのサンプル値について、次式、
[Ｘ(k-1)^２−Ｐ]／Ｘ(k-2)
ただし、
Ｐ＝[Ｘ(k-2)^２−Ｘ(k-1)・Ｘ(k-3)]^２／[Ｘ(k-3)^２−Ｘ(k-2)・Ｘ(k-4)]
の演算を行う演算部（３１）と、
前記演算部による演算結果が、その組の最新のサンプル値に等しいか否かを判定する判定部（３７）とを有し、
前記判定部の判定結果に基づいて前記被測定信号が正弦波か否かを識別することを特徴としている。

このように、本発明の信号識別方法および装置では、被測定信号のサンプリングで得られた時系列に連続する３つのサンプル値についての特徴値を求め、その特徴値に対して所定演算結果の同一性を判定して被測定信号が減衰正弦波か否かを識別しているため、任意の周波数で任意の減衰係数の減衰正弦波を簡単な構成で識別することができる。

また、被測定信号のサンプリングで得られた時系列に連続する５つのサンプル値のうち最新のサンプル値を除く４つについて所定演算で得られた値と最新のサンプル値との同一性を判定して被測定信号が減衰正弦波か否かを識別しているため、任意の周波数、減衰係数の減衰正弦波を簡単な構成で識別することができる。

以下、図面に基づいて本発明の信号識別装置の実施形態を説明するが、始めに本発明の減衰正弦波を識別するための信号識別方法の原理について説明する。

周波数ｆ、初期振幅Ａ、初期位相θ、減衰係数ｄの減衰正弦波信号ｘ(t)
は、以下の式で表される。

ｘ(t) ＝Ａｄ^ｔ sin（２πｆｔ＋θ）……（１）

また、図１に示しているように、減衰正弦波信号ｘ(t) を周期Ｔでサンプリングして得られるサンプル値列Ｘ(n)
は、以下の式で表される(ｎ＝０、１、２、……)。

Ｘ(n) ＝Ａｄ^ｎＴ sin（２πｆｎＴ＋θ）……（２）

上記式（２）で、ｎ＝ｋ−２、ｋ−１、ｋとする時系列に連続する３点のサンプル値Ｘ(k-2) 、Ｘ(k-1) 、Ｘ(k) は、以下のように表される。

Ｘ(k-2) ＝Ａｄ^{（ｋ−２）Ｔ}
sin［２πｆ（ｋ−２）Ｔ＋θ］
Ｘ(k-1) ＝Ａｄ^{（ｋ−1）Ｔ}
sin［２πｆ（ｋ−１）Ｔ＋θ］
Ｘ(k) ＝Ａｄ^ｋＴ sin（２πｆｋＴ＋θ）

ここで、
２πｆ（ｋ−１）Ｔ＋θ＝Ｂ，２πｆＴ＝Ｃ
とおくと、上記３つのサンプ値Ｘ(k-2) 、Ｘ(k-1) 、Ｘ(k)
は、以下のように表される。

Ｘ(k-2) ＝Ａｄ^{（ｋ−２）Ｔ}
sin（Ｂ−Ｃ）
Ｘ(k-1) ＝Ａｄ^{（ｋ−1）Ｔ}
sin Ｂ
Ｘ(k) ＝Ａｄ^ｋＴ sin（Ｂ＋Ｃ）

上記３つの連続するサンプル値の組について、中間のサンプル値の自乗と、前後のサンプル値の積との差Ｅは、次のように表される。

Ｅ(k) ＝Ｘ(k-1)^２−Ｘ(k)・Ｘ(k-2)
＝Ａ^２ｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}｛sin^２Ｂ−sin（Ｂ＋Ｃ）・sin（Ｂ−Ｃ）｝
＝Ａ^２ｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}｛sin^２Ｂ
−（sin Ｂ cos Ｃ＋cos Ｂ sin Ｃ）（sin
Ｂ cos Ｃ−cos Ｂ sin Ｃ）｝
＝Ａ^２ｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}｛sin^２Ｂ−（sin^２Ｂ cos^２Ｃ−cos^２
Ｂ sin^２Ｃ）｝
＝Ａ^２ｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}｛（１−cos^２Ｃ）sin^２Ｂ＋cos^２Ｂ sin^２
Ｃ｝
＝Ａ^２ｄ^{２（ｋ−1）Ｔ} sin^２Ｃ …………（３）

ここで、Ａ^２およびsin^２
Ｃは定数であるから、差Ｅは、減衰項ｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}に依存して変化する値となり、減衰正弦波の減衰特徴を表している（以下、この差Ｅを特徴値という）。

したがって、Ａ^２ sin^２
Ｃ＝Ｄ（定数）とすれば、図１に示しているように、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎の特徴値Ｅは以下のように表される。

Ｅ(k)＝Ｄｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}
Ｅ(k-1)＝Ｄｄ^{２（ｋ−２）Ｔ}
Ｅ(k-2)＝Ｄｄ^{２（ｋ−３）Ｔ}
Ｅ(k-3)＝Ｄｄ^{２（ｋ−４）Ｔ}
…………
…………（４）

そして、上記各組の特徴値のうち、時系列に連続する３つの組の特徴値Ｅ(k)、Ｅ(k-1)、Ｅ(k-2)について、その中間の組の特徴値Ｅ(k-1)の自乗と、前後の組の特徴値Ｅ(k)、(k-2)の積は、それぞれ、
Ｅ(k-1)^２＝Ｄ^２
ｄ^{４（ｋ−２）Ｔ}
Ｅ(k)・(k-2)＝Ｄｄ^{２（ｋ−1）Ｔ}Ｄ
ｄ^{２（ｋ−３）Ｔ}
＝Ｄ^２ｄ^{４（ｋ−２）Ｔ}
となり、両者は等しい。これは時系列に連続する別の３つの組の特徴値についても言える。

したがって、時系列に連続する３つの組の特徴値Ｅ(k)、Ｅ(k-1)、Ｅ(k-2)について、次の式（５ａ）または（５ｂ）が成立すれば、入力信号が減衰正弦波であると判定することができる。

Ｅ(k-1)^２＝Ｅ(k)・Ｅ(k-2) …………（５ａ）
Ｅ(k-1)^２−Ｅ(k)・Ｅ(k-2)＝０ …………（５ｂ）

なお、この判定は、式（５ａ）の右辺と左辺の値を計算して両者を比較する方法と、式（５ｂ）の左辺を計算し、その計算結果がゼロか否かを調べる方法とがある。

一方、前記３組の特徴値のうち、時系列に連続する２組毎の特徴値の比は、次式（６ａ）または（６ｂ）で表される。

Ｅ(k)／Ｅ(k-1)＝Ｅ(k-1)／Ｅ(k-2)＝ｄ^２Ｔ …………（６ａ）
Ｅ(k-1)／Ｅ(k)＝Ｅ(k-2)／Ｅ(k-1)＝ｄ^−２Ｔ …………（６ａ）

上記式（６ａ）、（６ｂ）は別の連続する２組の特徴値についても同様に成立する。

したがって、時系列に連続する２組の特徴値の比が等しければ、入力信号が減衰正弦波であると判定することができる。また、上記特徴値の比は減衰係数ｄを２Ｔ乗した値と等しく、サンプリング周期Ｔは既知であるから、上記特徴値の比の計算結果から減衰係数ｄを求めることができる。

また、上記した方法は、時系列に連続する３つのサンプル値から得られた特徴値Ｅを用いて減衰正弦波の判定を行うものであるが、サンプル値そのものを用いて信号の判定を行う方法もある。

即ち、前記式（５）に対し、時系列に連続する５つのサンプル値Ｘ(k)、Ｘ(k-1)、Ｘ(k-2)、Ｘ(k-3)、Ｘ(k-4)を代入し、最新のサンプル値Ｘ(k)について解くと、以下の関係が得られる。

Ｘ(k)＝[Ｘ(k-1)^２−Ｐ]／Ｘ(k-2)
ただし、
Ｐ＝[Ｘ(k-2)^２−Ｘ(k-1)・Ｘ(k-3)]^２／[Ｘ(k-3)^２−Ｘ(k-2)・Ｘ(k-4)]
…………（７）

したがって、時系列に連続する５つのサンプル値のうち、最新のサンプル値を除く４つのサンプル値を用いて上式（７）の右辺を計算し、その計算結果が最新のサンプル値と等しければ、減衰正弦信号であると判定できる。

なお、サンプリング定理を満たすための周期Ｔの最大値は、信号ｘ(t)
の周期１／ｆの１／２であるが、この場合、信号の正のピーク値と負のピーク値とを交互にサンプリングしたり、０を連続してサンプリングして、減衰正弦波形を特徴付ける振幅値がサンプリングされない場合が生じる。

したがって、上記各式で減衰正弦波を判定する場合の条件は、サンプリングの周期Ｔが信号ｘ(t) の周期１／ｆの１／２より小さいことが必要となる。

また、上記式（６）、（７）は、分母０で演算不能となるが、その場合には、演算結果を無視して、次の組の演算結果による判定を行えばよい。

図２は、上記原理に基づく信号識別装置２０の構成を示している。
図２において、Ａ／Ｄ変換器２１は、被測定信号ｘ(t) を周期Ｔのクロック信号Ｃｋに同期してサンプリングし、被測定信号ｘ(t)
の時間Ｔ毎の瞬時振幅値を示すデジタルのサンプル値列Ｘ(n) に変換して第１の演算部２２に出力する。

第１の演算部２２は、サンプル値列Ｘ(n) を、クロック信号Ｃｋに同期してラッチ回路２３、２４に順次シフトしながら記憶し、その記憶値を入力値とともに計算回路２５に出力する。

計算回路２５は、サンプル値列Ｘ(n) のうちの最新の３つのサンプル値Ｘ(k)
、Ｘ(k-1) 、Ｘ(k-2)を受けて、前記式（３）の演算、即ち、
Ｅ(k) ＝Ｘ(k-1)^２−Ｘ(k)・Ｘ(k-2)
を行い、その演算結果Ｅ(k) をその組の特徴値として第２の演算部２６に出力する。

第２の演算部２６は、第１の演算部２２から順次出力される特徴値Ｅ(k)
を、クロック信号Ｃｋに同期してラッチ回路２７、２８に順次シフトしながら記憶し、その記憶値を入力値とともに計算回路２９に出力する。

計算回路２９は、入力値およびラッチ回路２７、２８の出力を受けて、例えば前記式（５ａ）の両辺の演算、
Ｙ＝Ｅ(k-1)^２
Ｚ＝Ｅ(k)・Ｅ(k-2)
を行い、その演算結果Ｙ、Ｚを判定部３０に出力する。

また、別の計算例として、計算回路２９は、前記式（６ａ）（式（６ｂ）でもよい）の両辺の演算、
Ｙ＝Ｅ(k)／Ｅ(k-1)
Ｚ＝Ｅ(k-1)／Ｅ(k-2)
を行い、その演算結果Ｙ、Ｚを判定部３０に出力する。

なお、計算回路２９が前記式（６ａ）または（６ｂ）の両辺の計算を行う場合、分母となる特徴値が０のとき演算不能となるので、これを表す情報を判定部３０に出力する。

判定部３０は、第２の演算部２６から出力される値Ｙ、Ｚを比較し、両者が等しいとき、入力信号ｘ(t) が減衰正弦波であることを示す例えば１（ハイレベル）の識別信号Ｈを出力し、等しくない場合には、入力信号ｘ(t) が減衰正弦波でないことを示す例えば０（ローレベル）の識別信号Ｈを出力する。

また、判定部３０は、第２の演算部２６から分母となる特徴値がゼロであることを示す情報を受けたとき、その演算結果Ｙ、Ｚを無視して、次の演算結果Ｙ、Ｚに対する判定を行う。

なお、ここでは第２の演算部２６が比較対象の２つの値Ｙ、Ｚを計算して判定部３０に出力しているが、両者の差Ｒ＝Ｙ−Ｚ（またはＺ−Ｙ）を計算してその計算結果Ｒを判定部３０に出力し、判定部３０で計算結果Ｒがゼロか否かを判定してもよい。

また、この判定形態は用途に応じて行えばよく、ノイズや演算に含まれる誤差を考えない理想的条件では、演算結果Ｙ、Ｚが等しい状態が一度でも途切れれば、減衰正弦波でないと判定することができるが、実際の信号や回路には、ノイズや演算に含まれる誤差があり、これらの誤差分を考慮して、例えば、演算結果Ｙ、Ｚの比較の際に、許容誤差範囲を設け、その範囲内で両者の比較を行えばよい。

また、判定部３０から減衰正弦波であることを示す識別信号が出力されているとき、式（６ａ）の演算で右辺（または左辺）の計算結果Ｙ（またはＺ）と、既知のサンプリング周期Ｔとから、入力している減衰正弦波の減衰係数ｄを次の演算で求めことができる。

ｄ＝Ｙ^１／２Ｔ

また、計算は省略するが、入力している減衰正弦波の周波数ｆを次の計算により求めることも可能である。

ｆ＝（１／２πＴ） cos^−１Ｑ
ただし、
Ｑ＝[Ｅ(k-1) Ｘ(k)＋Ｅ(k) Ｘ(k-2)]／｛２［Ｅ(k)
Ｅ(k-1)］^１／２Ｘ(k-1)｝

図３に示した信号識別装置２０′は、前記式（７）を用いて減衰正弦波の識別を行うものである。

この信号識別装置２０′では、Ａ／Ｄ変換器２１から出力されるサンプル値を、演算部３１の４つのラッチ回路３２〜３５に順次シフトしながら記憶し、それらの記憶値に対して計算回路３６が前記式（７）の右辺の計算を行い、その計算結果ＹとＡ／Ｄ変換器２１の最新の出力値とを判定部３７に入力し、両者が一致するか否かの判定を行い、その判定結果により減衰正弦波の識別を行う。

この構成の場合でも、式（７）の分母となるサンプル値が０になると演算不能となるので、計算回路３６がその情報を判定部３７に出力する。判定部３７は、分母ゼロを示す情報を受けたときの演算結果ＹとＡ／Ｄ変換器２１の出力値とを無視し、次のタイミングの演算結果ＹとＡ／Ｄ変換器２１の出力値とで判定を行う。

上記いずれの構成の信号識別装置２０、２０′であっても、判定のための演算は簡単な四則計算のみで済み、しかも連続する５つのサンプル値を取得すれば減衰正弦波の識別が可能であり、簡単な構成で、任意の周波数と減衰係数の減衰正弦波の識別をほぼリアルタイムに行うことができる。

本発明の信号識別方法を説明するための信号波形図本発明の信号識別装置の実施形態の構成を示す図本発明の信号識別装置の他の実施形態の構成を示す図

符号の説明

２０、２０′……信号識別装置、２１……Ａ／Ｄ変換器、２２……第１の演算部、２３、２４……ラッチ回路、２５……計算回路、２６……第２の演算部、２７、２８……ラッチ回路、２９……計算回路、３０……判定部、３１……演算部、３２〜３５……ラッチ回路、３６……計算回路、３７……判定部

Claims

被測定信号の所定時間毎の瞬時振幅値をサンプル値として取得する段階と、
前記取得されたサンプル値列に対し、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する段階と、
時系列に隣り合う３組の各特徴値について、前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とを算出する段階とを含み、
前記前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とが等しいか否かを判定することにより、前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別する信号識別方法。
被測定信号の所定時間毎の瞬時振幅値をサンプル値として取得する段階と、
前記取得されたサンプル値列に対し、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する段階と、
時系列に隣り合う２組の各特徴値の比を算出する段階とを含み、
前記時系列に隣り合う２組毎に得られる特徴値の比が等しいか否かを判定することにより、前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別する信号識別方法。
被測定信号の所定時間毎の瞬時振幅値をサンプル値として取得する段階と、
前記取得されたサンプル値列に対し、時系列に連続する５つのサンプル値Ｘ(k) 、Ｘ(k-1)
、Ｘ(k-2) 、Ｘ(k-3) 、Ｘ(k-4) の組毎に、次式
Ｘ(k)＝[Ｘ(k-1)^２−Ｐ]／Ｘ(k-2)
ただし、
Ｐ＝[Ｘ(k-2)^２−Ｘ(k-1)・Ｘ(k-3)]^２／[Ｘ(k-3)^２−Ｘ(k-2)・Ｘ(k-4)]
が成立するか否かを判定する段階とを含み、
前記式の成立が連続するか否かを判定することにより、前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別する信号識別方法。
被測定信号を所定周期でサンプリングして、デジタルのサンプル値列を出力するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたサンプル値列のうち、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する第１の演算部（２２）と、
時系列に隣り合う３組の各特徴値について、前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とを算出する第２の演算部（２６）と、
前記第２の演算部によって得られた前後の組の特徴値の積と、中間の組の特徴値の自乗とが等しいか否かを判定する判定手段（３０）とを有し、
前記判定部の判定結果に基づいて前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別することを特徴とする信号識別装置。
被測定信号を所定周期でサンプリングして、デジタルのサンプル値列を出力するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたサンプル値列のうち、時系列に連続する３つのサンプル値の組毎に、前後のサンプル値の積と、中間のサンプル値の自乗との差を特徴値として算出する第１の演算部（２２）と、
時系列に隣り合う２組の各特徴値の比を算出する第２の演算部（２６）と、
前記第２の演算部によって時系列に隣り合う２組毎に得られる特徴値の比が等しいか否かを判定する判定手段（３０）とを有し、
前記判定部の判定結果に基づいて前記被測定信号が減衰正弦波か否かを識別することを特徴とする信号識別装置。
被測定信号を所定周期でサンプリングして、デジタルのサンプル値列を出力するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたサンプル値列のうち、時系列に連続する５つのサンプル値Ｘ(k)
、Ｘ(k-1) 、Ｘ(k-2) 、Ｘ(k-3) 、Ｘ(k-4) の組毎に、その最新のサンプル値を除く４つのサンプル値について、次式、
[Ｘ(k-1)^２−Ｐ]／Ｘ(k-2)
ただし、
Ｐ＝[Ｘ(k-2)^２−Ｘ(k-1)・Ｘ(k-3)]^２／[Ｘ(k-3)^２−Ｘ(k-2)・Ｘ(k-4)]
の演算を行う演算部（３１）と、
前記演算部による演算結果が、その組の最新のサンプル値に等しいか否かを判定する判定部（３７）とを有し、
前記判定部の判定結果に基づいて前記被測定信号が正弦波か否かを識別することを特徴とする信号識別装置。