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JP4103312B2 - Power supply - Google Patents
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JP4103312B2 - Power supply - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のインバータ・コンバータ回路を用いた電源装置は、交流電源を整流した整流出力を電解コンデンサにより平滑して、インバータ・コンバータ回路を介して負荷に電力を供給していた。このときに、インバータ・コンバータ回路に用いている半導体素子、コイル等構成部品の最大ピーク電流、最大ピーク電圧の制限及び突入電流の抑制等を行って、構成部品の最大定格の最適化を行い、部品の小型化及びコストの低減を図ってきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の、交流電源を整流した整流出力をインバータ・コンバータ回路を介して負荷に電力を供給する電源装置は、整流出力を平滑するために電解コンデンサを用いているために、電源装置の力率が悪く、入力電流に高調波成分が多く含まれるという問題があった。
【０００４】
前記問題を解決するために、平滑用のコンデンサとして電解コンデンサを用いない方法があるが、平滑していない整流出力をインバータ・コンバータ回路を介して負荷に電力供給すると、負荷には交流電源の周期に同期したピークを有する波形の電圧、電流、または電力がかかるため、構成部品の選定時には、出力のピークに合わせて選定しなければならず、部品の大型化、コストの上昇につながっていた。
【０００５】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、低コストで、損失が少なく、高い力率を有し、高調波対策を行い、制御性に優れた電源装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する第１の整流手段と、高周波でスイッチングすることで前記第１の整流手段の整流出力を高周波電力に変換するスイッチング素子と、前記高周波電力を供給される第１のインダクタと、前記第１のインダクタと磁気結合している第２のインダクタと、前記第２のインダクタに誘起される電圧を整流する第２の整流手段と、前記第２の整流手段の整流出力を平滑するチョークコイルと、前記チョークコイルの出力端側に接続される負荷とで構成されるインバータ・コンバータ回路からなり、前記負荷に供給される出力情報を検知するための出力情報検知手段と、前記出力情報検知手段の出力情報と所定の目標出力量とに基づいて前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるよう前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して前記負荷に供給される出力のピークを抑制するスイッチング制御手段と、交流電源を整流する第３の整流手段、第３の整流手段の出力端間に接続されたコンデンサ、第３の整流手段の出力値の最低値未満の値と最大値を超える値とに切替えられるしきい値と第３の整流手段の出力値とを比較する比較器で構成された交流電源の電圧及び位相の検出手段とを備え、前記スイッチング制御手段は、負荷に供給する出力が大きい場合は前記スイッチング動作を周波数制御し、負荷に供給する出力が小さい場合は前記スイッチング動作をＰＷＭ制御し、比較器の出力に応じて、スイッチング素子のスイッチング動作の連続停止、もしくは連続動作を行うことを特徴とし、第１の整流手段の全波整流電圧を電解コンデンサで平滑しないことにより、力率の向上及び入力電流に含まれる高調波ノイズ成分の削減を行うことができ、電解コンデンサが回路の中に入っていないので電源装置の寿命を長くすることができる。また、負荷に供給される出力に生じるピーク電力を抑制することで、ダイオード、コンデンサ、チョークコイル等の第２の整流手段及びその周辺回路に用いる部品を選定するときに、電圧、電流の最大定格の低い部品を選定することができ、部品を小型化、低コスト化することができる。さらに、スイッチング素子のスイッチング動作を周波数制御とＰＷＭ制御とを組合せて制御することで幅広い制御を行うことができる。したがって、低コストで、損失が少なく、高い力率を有し、高調波対策を行い、制御性に優れた電源装置を提供することができる。さらに、第１の整流手段の全波整流出力の周期にスイッチング素子のスイッチングを同期させると、スイッチング素子のスイッチング停止時に全波整流出力がほぼ一定となって同期がとれなくなる場合があるが、交流電源の周期にスイッチングを同期させることにより、出力量の大小に関係なく安定した交流電源の電圧及び位相の検出を行うことができ、整流ブリッジのような第３の整流手段を設けることにより、交流電源の電圧及び位相の検出を安価に行うことができ、簡単な回路構成により、交流電源に同期してスイッチング素子のスイッチングの開始と停止とを行うことができ、さらには第３の整流手段の出力端間にコンデンサを接続することにより、交流電源の電圧信号を０Ｖより大きくして、簡単な回路構成にしてスイッチング動作の連続停止、連続動作を行うことができる。
【０００７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、負荷は、定電圧負荷であることを特徴とし、定電圧負荷はリプル電流の影響を受けにくく、出力側の整流回路を小型化、低コスト化することができる。
【０００８】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、負荷は、二次電池であることを特徴とし、二次電池はリプル電流の影響を受けにくく、出力側の整流回路を小型化、低コスト化することができる。
【０００９】
請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを生成することを特徴とし、負荷に供給される出力のピークを抑制し、且つ出力を調整することができる。
【００１０】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、目標出力量は、電流値であることを特徴とし、制御回路を安価にすることができる。
【００１１】
請求項６の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、目標出力量は、電圧値であることを特徴とし、制御回路を安価にすることができる。
【００１２】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを生成することを特徴とし、交流電源に同期させてスイッチングさせて、出力量を安定させることができる。
【００１３】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点を挟む前後の区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とし、低電力を負荷に供給することができる。特に、負荷が電池であり充電するときには、出力に電池電圧以上の電圧を発生させなければ充電できない。このため、第１の整流手段の全波整流電圧をスイッチング素子が直接スイッチングして電池を充電するためには、第２のインダクタの第１のインダクタに対する巻数比を上げて、第１の整流手段の全波整流電圧が低いときでも充電できるようにする必要がある。このとき、非常に低い電流を電池に充電させたい場合、第１の整流手段の全波整流電圧が高いときにもスイッチング素子をスイッチングさせると、出力側には電池電圧に対して高すぎる電圧が発生し、この出力電圧と電池電圧との差が大きすぎて負荷である電池に大電流が流れて正確な制御ができなくなる。このため、交流電源の周期を検知し、そのゼロクロス地点近傍のみをスイッチングさせることにより、低電力を正確に取り出すことができる。
【００１４】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点の近傍から前記スイッチング素子のスイッチングを開始させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを停止させることを繰り返すことを特徴とし、交流電源のゼロクロス地点近傍からスイッチング素子のスイッチングを開始させて、部品点数の少ない回路で低電力を負荷に供給することができる。
【００１５】
請求項１０の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点の近傍で前記スイッチング素子のスイッチングを停止させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを開始させることを繰り返すことを特徴とし、交流電源のゼロクロス地点近傍からスイッチング素子のスイッチングを停止させて、部品点数の少ない回路で低電力を負荷に供給することができる。
【００１６】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、交流電源の電圧の最大絶対値地点を挟み、且つゼロクロス地点を含まない区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とし、高調波電流を少なくして、且つ低電力を負荷に供給することができる。
【００１７】
請求項１２の発明は、請求項７乃至１１いずれかの発明において、スイッチング制御手段は交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作を所定の回数繰り返し行うことと、前記スイッチング素子をスイッチング停止させる動作を所定の回数行うこととを交互に繰り返すことを特徴とし、交流電源に同期させて、低電力を負荷に供給できる。例えばあるゼロクロス地点から次のゼロクロス地点までの期間、スイッチング素子をスイッチングさせるあるいは停止させることで出力を調整することにより、部品点数が少ない回路で低電力を負荷に供給することができる。ここで、負荷に流れる電流があるゼロクロス地点から次のゼロクロス地点まで平均１０Ａとすると、１回目のゼロクロス地点から２回目のゼロクロス地点までスイッチング素子にスイッチングをさせて前記電流を負荷に流し、２回目のゼロクロス地点から３回目のゼロクロス地点までスイッチング素子のスイッチングを停止させ、３回目のゼロクロス地点から５回目のゼロクロス地点までスイッチング素子にスイッチングをさせて前記電流を負荷に流し、５回目のゼロクロス地点から６回目のゼロクロス地点までスイッチング素子のスイッチングを停止させる動作を繰り返すことにより、６Ａの平均電流を出力することができる。また、１回目のゼロクロス地点から２回目のゼロクロス地点までの期間のうちある期間のみスイッチングさせて、前記制御を行うこともできる。
【００１８】
請求項１３の発明は、請求項１２の発明において、スイッチング制御手段は交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作を繰り返し行う回数と、前記スイッチング素子をスイッチング停止させる動作を行う回数とを可変して、前記負荷に供給される出力量を制御することを特徴とし、負荷に供給される出力量を調整することができる。
【００１９】
請求項１４の発明は、請求項７乃至１３いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを可変して、前記負荷に供給される出力量を制御することを特徴とし、負荷に供給される出力量を調整することができる。
【００２０】
請求項１５の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、交流電源の周期に同期させて、前記スイッチング素子を交流電源の電圧の第１のゼロクロス地点近傍から所定のゼロクロス地点の数後の第２のゼロクロス地点近傍までスイッチングさせ、前記第２のゼロクロス地点から所定のゼロクロス地点の数後の第３のゼロクロス地点近傍までスイッチング停止させる動作を繰り返すことを特徴とし、交流電源に同期させてゼロクロス地点近傍からスイッチング素子のスイッチングを行うあるいは停止させることで出力を調整して、部品点数が少ない回路で低電力を負荷に供給することができる。
【００２１】
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、スイッチング制御手段は、前記各所定のゼロクロス地点の数を可変して、前記負荷に供給される出力量を制御することを特徴とし、負荷に供給する出力量を安定した低出力量に調整することができる。
【００２２】
請求項１７の発明は、請求項７乃至１６いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング停止状態からスイッチング開始させるときは、ソフトスタート制御を行うことを特徴とし、スイッチング開始時の瞬間的に大きな出力を抑制して負荷へのダメージを低減させることができる。特に、負荷が電池であって充電するときには、出力に電池電圧以上の電圧を発生させなければ充電できない。このため、第１の整流手段の出力である全波整流電圧をスイッチング素子が直接スイッチングして電池を充電するためには、第２のインダクタの第１のインダクタに対する巻数比を上げて、第１の整流手段の全波整流電圧が低いときでも充電できるようにする必要がある。しかしそうすると、この電池に充電電流を流していないときに、ソフトスタートを用いずにスイッチング素子のスイッチングを開始して、負荷に低電流を流そうとしても瞬間的に大きな電流が流れてしまう。この瞬間的に大きな電流をソフトスタートを用いることによって抑制しようとするものである。
【００２３】
請求項１８の発明は、請求項１乃至１６いずれかの発明において、出力情報検知手段の出力情報をスイッチング制御手段にフィードバックし、スイッチング制御手段は、前記フィードバックされた出力情報と所定の目標出力量とに基づいて前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるよう前記スイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とし、正確な出力量を負荷に供給することができる。
【００２４】
請求項１９の発明は、請求項１８の発明において、負荷の状況を検知する負荷状況検知手段を備え、前記負荷状況検知手段の検知状況により目標出力量を可変することを特徴とし、負荷の状況を検知して制御することで、負荷にダメージを与えることを無くすことができる。
【００２５】
請求項２０の発明は、請求項１乃至１９いずれかの発明において、前記負荷に供給される出力量が所定の目標出力量になるように、前記しきい値は、出力情報検知手段の出力情報に応じて変更されることを特徴とし、出力情報検知手段の出力情報をフィードバックすることで低コストの回路構成で、低出力を負荷に供給することができる。
【００２６】
請求項２１の発明は、請求項１乃至２０いずれかの発明において、前記比較器は、ヒステリシス特性を有することを特徴とし、ノイズに強く安定した出力を得ることができる。
【００２７】
請求項２２の発明は、請求項２１の発明において、前記負荷に供給される出力量が所定の目標出力量になるように、前記比較器の有するヒステリシス特性は、出力情報検知手段の出力情報に応じてヒステリシス幅を可変できることを特徴とし、ノイズに強く安定した低出力を負荷に供給することができる。
【００２８】
請求項２３の発明は、請求項１乃至２２いずれかの発明において、前記負荷に供給される出力量を所定の目標出力量にするために出力情報検知手段の出力情報をサンプリングで読み取るときは、交流電源の２倍の周期に同期しない周期でサンプリングすることを特徴とし、正確且つ安定した出力を得ることができる。
【００２９】
請求項２４の発明は、請求項１乃至２３いずれかの発明において、前記第１のインダクタに並列にコンデンサが接続されて、共振型のインバータ回路を構成することを特徴とし、インバータの回路方式を共振型とすることにより損失の少ない低ノイズの電源装置にすることができる。なお、スイッチング素子２石を交互にオン・オフさせるハーフブリッジ方式またはプッシュプル方式では、一般的にデッドタイム一定の周波数制御が用いられるが、負荷の大小により共振周波数が合わなくなりスイッチング損失が大きくなるが、本発明では負荷が大きいときの共振周波数に合わせておけば、負荷が小さいときにおいても低損失を維持することができる。
【００３０】
請求項２５の発明は、請求項１乃至２４いずれかの発明において、前記第１のインダクタと第２のインダクタとは、着脱可能、且つ互いに非接触であることを特徴とし、負荷を簡単に着脱でき、水まわりやほこりの多いところでも使用できる。
【００３１】
請求項２６の発明は、請求項１の発明において、スイッチング制御回路は、前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるように前記周波数制御およびＰＷＭ制御を行って前記負荷に供給される出力のピークを抑制する制御と、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作とスイッチング停止させる動作とを行う制御とを所定の目標出力量に応じて切替える機能を備えることを特徴とし、目標出力量に応じて制御方法を自動的に切替えることにより、部品点数が少なく、安価で、高調波電流が少なく、且つ広い制御性を有することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００３３】
（参考例１）
図１は、本参考例１の回路構成を示す。本参考例１は、交流電源ＡＣと、交流電源ＡＣの出力を全波整流する第１の整流手段を構成する整流ブリッジＢ１と、整流ブリッジＢ１の出力端間に接続されるセラミックコンデンサＣ１と、整流ブリッジＢ１の正出力に接続される第１のインダクタを構成するインダクタＬ１、Ｌ２と、インダクタＬ１、Ｌ２に各ドレインを接続され整流ブリッジＢ１の負出力に各ソースを接続されるスイッチング素子であるＦＥＴＱ１、Ｑ２と、インダクタＬ１、Ｌ２の直列回路に並列に接続されてインダクタＬ１、Ｌ２とで共振回路を構成する共振コンデンサＣ２と、インダクタＬ１、Ｌ２とでトランスを構成しインダクタＬ１、Ｌ２と磁気結合している第２のインダクタを構成するインダクタＬ３、Ｌ４の直列回路と、インダクタＬ３に一端を接続されるダイオードＤ１及びインダクタＬ４に一端を接続されダイオードＤ１とで第２の整流手段を構成するダイオードＤ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２の各他端の接続中点に接続される平滑用チョークコイルＬ５と、チョークコイルＬ５の出力端とインダクタＬ３、Ｌ４の接続中点との間に接続される平滑用コンデンサＣ４と、平滑用コンデンサＣ４に並列に接続される負荷４と、負荷４に供給される電流、電圧または電力の出力情報を検知する出力情報検知手段を構成する出力検知回路３と、交流電源ＡＣの電圧及び位相の検出手段を含み交流電源ＡＣの周期に同期した同期情報を出力する入力電源同期検出回路６と、出力検知回路３の出力情報に基づいてＦＥＴ制御回路１ａにＦＥＴＱ１、Ｑ２を周波数制御させる周波数制御回路１ｂと、出力検知回路３の出力情報と入力電源同期検出回路６の同期情報とに基づいてＦＥＴ制御回路１ａにＦＥＴＱ１、Ｑ２をＰＷＭ制御させるＰＷＭ制御回路１ｃと、周波数制御回路１ｂとＰＷＭ制御回路１ｃとによってＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作を制御するＦＥＴ制御回路１ａとからなる。ここで、ＦＥＴ制御回路１ａと周波数制御回路１ｂとＰＷＭ制御回路１ｃとでＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作を制御して負荷４に供給される出力のピークを抑制するスイッチング制御手段を構成する。
【００３４】
交流電源ＡＣの出力を第１の整流手段を構成する整流ブリッジＢ１により全波整流された全波整流電圧ＶＣ１は、整流ブリッジＢ１の出力端に接続されたセラミックコンデンサＣ１に入力される。しかし、十分な静電容量を得ることのできる電解コンデンサとは異なり、静電容量の小さいセラミックコンデンサＣ１では整流ブリッジＢ１の全波整流電圧ＶＣ１は十分に平滑されず、波形は全波整流波形となる。しかし、電解コンデンサで平滑した場合と比べて高い力率を得ることができ、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分を低減させることができる。また比較的寿命の短い電解コンデンサを用いていないので、電源装置の寿命を長くすることができる。整流ブリッジＢ１から出力された全波整流電圧ＶＣ１は、インダクタＬ１、Ｌ２と共振コンデンサＣ２とＦＥＴＱ１、Ｑ２とから構成される共振型インバータ回路に入力され、ＦＥＴＱ１、Ｑ２を高周波で交互にオン・オフさせることによりインダクタＬ１、Ｌ２に高周波電流を供給し、インダクタＬ３、Ｌ４の両端に電圧を誘起させ、ダイオードＤ１、Ｄ２で全波整流され、平滑用チョークコイルＬ５と平滑用コンデンサＣ４により平滑され、負荷４に出力が供給される。
【００３５】
本参考例１では、負荷４への出力を制御する制御系は２つの制御系からなり、出力検知回路３と周波数制御回路１ｂとＦＥＴ制御回路１ａとからなるフィードバックループは負荷４に供給する出力が大きい時に用いる高出力用の第１制御系を構成し、出力検知回路３とＰＷＭ制御回路１ｃとＦＥＴ制御回路１ａとからなるフィードバックループと入力電源同期検出回路６とは負荷４に供給する出力が小さい時に用いる低出力用の第２制御系を構成する。
【００３６】
負荷４に高出力を供給する時は、全波整流電圧ＶＣ１に対して、ＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を一定にしてスイッチング動作を行わせると、全波整流電圧ＶＣ１は周期的に大きさが変わるので、負荷４に供給される出力も周期的に大きさが変わり、インダクタＬ３、Ｌ４、ダイオードＤ１、Ｄ２、平滑用チョークコイルＬ５、平滑用コンデンサＣ４の各部品の選定時には出力のピークに合わせて選定しなければならず、部品の大型化、コストの上昇につながっていた。そこで、本参考例１の高出力用の第１制御系では、負荷４に供給される出力が大きいとき、即ち整流ブリッジＢ１から出力された全波整流電圧ＶＣ１が大きい時は、周波数制御回路１ｂはＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を上げるようにＦＥＴ制御回路１ａを制御することで、ＦＥＴ制御回路１ａは負荷４に供給する出力を下げる方向に制御し、負荷４に供給される出力が小さいとき、即ち整流ブリッジＢ１から出力された全波整流電圧ＶＣ１が小さい時は、周波数制御回路１ｂはＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を下げるようにＦＥＴ制御回路１ａを制御することで、ＦＥＴ制御回路１ａは負荷４に供給する出力を上げる方向に制御して、負荷４に供給する出力のピークを抑制している。このように負荷４に供給する出力のピークを抑制することで、部品の小型化、コストの低減を行うことができる。なお、このとき低出力用の第２制御系は動作させないようにしておく。
【００３７】
負荷４に低出力を供給する時は、ＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数が高くなりすぎるためノイズ及び制御性の問題が生じる。そこで、本参考例１の低出力用の第２制御系では、高出力用の第１制御系には一定に制御させておき、ＰＷＭ制御回路１ｃは、入力電源同期検出回路６によって検出した交流電源ＡＣの周期に同期させた所定の時間幅だけＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作を停止させて出力を調整し、負荷４に低出力を供給する。
【００３８】
（参考例２）
図２は、本参考例２の回路構成を示す。前記参考例１の回路構成を示す図１と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。図３（ａ）は、整流ブリッジＢ１の全波整流電圧ＶＣ１の波形を示す。この全波整流電圧ＶＣ１で、ＦＥＴＱ１、Ｑ２が同時にオンすることのないように一定の周波数で交互にオン・オフスイッチングをしたときの入力電流Ｉｉｎの波形と入力電圧Ｖｉｎの波形とは図３（ｂ）に示される。このとき、負荷４に供給される出力の波形は図３（ｃ）に示されるようにピークを有しているために、部品をこの出力のピークに合わせて選定しなければならず、部品の大型化、コストの上昇につながっていた。
【００３９】
そこで本参考例２ではまず、負荷４に供給している出力量がある目標出力量になるように、出力フィードバック回路２は、出力検知回路３で検知した出力情報に基づいて、スイッチング制御回路１がＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチングを制御するための制御情報をスイッチング制御回路１に伝達する。即ち、出力量が目標出力量を超えると、出力フィードバック回路２はスイッチング制御回路１のスイッチング周波数を上げるようにする制御信号をスイッチング制御回路１に出力し、スイッチング制御回路１はＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を上げて、出力電流を抑制して、出力量を抑制する。逆に出力量が目標出力量未満のときは、出力フィードバック回路２はスイッチング制御回路１のスイッチング周波数を下げるようにする制御信号をスイッチング制御回路１に出力し、スイッチング制御回路１はＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を下げて、出力電流を増加させて、出力量を可能な限り目標出力量に近づけるようにする。このようにスイッチング制御回路１が周波数制御を行うと、負荷４に供給される出力は、図４（ａ）に示されるように出力のピークを抑制することができる。また、入力電流Ｉｉｎの波形と入力電圧Ｖｉｎの波形とは図４（ｂ）に示されるようになり、入力電流Ｉｉｎもピークを抑制された波形となる。またコンデンサＣ１がセラミックコンデンサであるので、コンデンサＣ１を電解コンデンサとした場合に比べて入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとの力率は高く、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波電流は少なくなっている。
【００４０】
なお、本参考例２では、スイッチング制御手段１がＦＥＴＱ１、Ｑ２を周波数制御しているが、出力量が目標出力量を超えると、出力フィードバック回路２はスイッチング制御回路１のスイッチング周波数を一定にして、スイッチング時のオン幅を小さくする制御信号をスイッチング制御回路１に出力し、スイッチング制御回路１はＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング時のオン幅を小さくして、出力電流を抑制して、出力量を抑制し、逆に出力量が目標出力量未満のときは、出力フィードバック回路２はスイッチング制御回路１のスイッチング周波数一定で、スイッチング時のオン幅を大きくする制御信号をスイッチング制御回路１に出力し、スイッチング制御回路１はＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング時のオン幅を大きくして、出力電流を増加させて、出力量を可能な限り目標出力量に近づけるようにするＰＷＭ制御を行っても前記周波数制御と同様の効果を得ることができる。
【００４１】
また、負荷４に供給する出力が大きい場合はスイッチング制御手段１は周波数制御を行い、負荷４に供給する出力が小さい場合はＰＷＭ制御を行うことにより広範囲の出力制御を行うことができる。
【００４２】
なお本参考例２では、インダクタＬ１、Ｌ２に並列に共振コンデンサＣ２、Ｃ３が各々接続されており、前記参考例１と同様に共振回路を構成している。
【００４３】
（参考例３）
本参考例３は、図５に示すように、前記参考例２を示す図２の負荷４を定電圧負荷４（ａ）としたもので、それ以外の構成は前記参考例２と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００４４】
（参考例４）
本参考例４は、図６に示すように、前記参考例２を示す図２の負荷４を二次電池４（ｂ）としたもので、それ以外の構成は前記参考例２と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００４５】
（参考例５）
本参考例５は、図７に示すように、前記参考例２を示す図２の出力検知回路３を負荷４の両端電圧Ｖ２を検知する出力電圧検知回路３ａとしたもので、それ以外の構成は前記参考例２と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本参考例５では、検知する出力情報として負荷４の両端電圧Ｖ２の値を用いて、前記参考例２と同様の制御を行って同様の効果を得ることができる。
【００４６】
（参考例６）
本参考例６は、図８に示すように、前記参考例２を示す図２の出力検知回路３を、負荷４を流れる出力電流Ｉ２を検知する出力電流検知回路３ｂとしたもので、それ以外の構成は前記参考例２と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本参考例６では、検知する出力情報として負荷４を流れる出力電流Ｉ２の値を用いて、前記参考例２と同様の制御を行って同様の効果を得ることができる。
【００４７】
（参考例７）
本参考例７は、図９に示すように、前記参考例２を示す図２にシステム制御回路５を付加したものであり、それ以外の構成は前記参考例２と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。前記参考例２の制御方法を保った状態でシステム制御回路５は、出力電流検知回路３ｂが検知した負荷４を流れる出力電流Ｉ２の値に応じて、ＦＥＴＱ１、Ｑ２を所定の一定時間スイッチングさせ、また所定の一定時間スイッチングを停止させるようにスイッチング制御回路１に信号を送信することを繰り返すことにより、出力電流Ｉ２の一定の出力量を負荷４に供給することができる。
【００４８】
このときの出力電流Ｉ２の波形は、図１０に示すように、スイッチング期間中は図４（ａ）と同様の波形が出力され、スイッチング停止期間中には、出力電流Ｉ２は出力されない。このスイッチング期間とスイッチング停止期間との各時間を可変して、出力電流Ｉ２の所定の出力量を得ることができる。
【００４９】
（参考例８）
本参考例８は図１１に示すように、前記参考例７を示す図９に交流電源ＡＣの電圧及び位相の検出手段を含み交流電源ＡＣの周期に同期した同期情報を出力する入力電源同期検出回路６を付加したものであり、それ以外の構成は前記参考例７と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００５０】
本参考例８では、前記参考例２の制御方法を保った状態で、入力電源同期検出回路６が交流電源ＡＣの電圧と位相とに応じた同期情報をシステム制御回路５に出力することで、システム制御回路５は交流電源ＡＣの周期に同期させた所定の時間幅だけＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作を停止させて、負荷４に供給する出力量を制御することができる。
【００５１】
例えば、システム制御回路５が交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス地点を挟む一定時間ｔのみＦＥＴＱ１、Ｑ２がスイッチングを行うようスイッチング制御回路１を制御した場合は、図１２に示すような全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形を得ることができる。
【００５２】
システム制御回路５が交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス地点の近傍から前記スイッチング素子のスイッチングを開始させて一定時間ｔのみスイッチングを行わせ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを停止させることを繰り返すようにスイッチング制御回路１を制御した場合は、図１３（ａ）に示すような全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形を得ることができる。
【００５３】
システム制御回路５が交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス地点の近傍で前記スイッチング素子のスイッチングを停止させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを開始させて一定時間ｔのみスイッチングを行わせることを繰り返すようにスイッチング制御回路１を制御した場合は、図１３（ｂ）に示すような全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形を得ることができる。
【００５４】
また、システム制御回路５が交流電源ＡＣの電圧の最大絶対値地点を挟み、且つ電圧のゼロクロス地点を含まない一定時間ｔの区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせるようにスイッチング制御回路１を制御した場合は、図１３（ｃ）に示すような全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形を得ることができ、ゼロクロス地点付近でスイッチングしないので高調波電流を低減させることができる。
【００５５】
図１２において入力電源同期検出回路６から得た同期情報によりシステム制御回路５が交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス地点を挟む一定時間ｔのみＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせるようにスイッチング制御回路１を制御しているが、このスイッチング動作を交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス地点毎に行うのではなく、例えばゼロクロス地点の１回毎に行うことにより図１４に示すような全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形を得ることができ、前記図１２に示す出力電流Ｉ２の出力量の約２分の１の出力量を得ることができる。また、このスイッチング動作をゼロクロス地点の３回に１回行うことにより図１５に示すような全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形を得ることができ、前記図１２に示す出力電流Ｉ２の出力量の約３分の１の出力量を得ることができる。このように交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス地点毎にスイッチング動作をさせる割合を変更することによって、出力電流Ｉ２の出力量を制御することができる。
【００５６】
次に、図１６（ａ）に示す全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形のようスイッチング時間ｔを小さくすれば出力電流Ｉ２の出力量を小さくすることができ、図１６（ｂ）に示す全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形のようスイッチングさせる時間ｔを大きくすれば出力電流Ｉ２の出力量を大きくすることができる。このようにスイッチングさせる時間ｔを変更することによっても、出力電流Ｉ２の出力量を制御することができる。
【００５７】
また、入力電源同期検出回路６から得た情報によりシステム制御回路５が、交流電源ＡＣの周期に同期させて、ＦＥＴ素子Ｑ１、Ｑ２を交流電源ＡＣの電圧の第１のゼロクロス地点近傍から所定のゼロクロス地点の数後の第２ゼロクロス近傍までスイッチングさせ、前記第２のゼロクロス地点から所定のゼロクロス地点の数後の第３のゼロクロス地点近傍までスイッチング停止させる動作を繰り返すようスイッチング制御回路１を制御する場合、前記ゼロクロス地点の各所定の数を変更することで、出力電流Ｉ２の出力量を制御することができる。例えば図１７に示す全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形のように、交流電源ＡＣの周期に同期させて、ＦＥＴＱ１、Ｑ２を交流電源ＡＣの電圧の第１のゼロクロス地点Ｚ１近傍から次のゼロクロス地点である第２ゼロクロス地点Ｚ２近傍までスイッチングさせ、第２のゼロクロス地点Ｚ２から次のゼロクロス地点である第３のゼロクロス地点Ｚ３近傍までスイッチング停止させる動作を繰り返すと、図４（ａ）に示すスイッチングを停止させない出力電流Ｉ２の約２分の１の出力量になる。また、図１８に示す全波整流電圧ＶＣ１の波形に対する出力電流Ｉ２の波形のように、ＦＥＴ素子Ｑ１、Ｑ２を交流電源ＡＣの電圧の第１のゼロクロス地点近傍Ｚ４から次のゼロクロス地点である第２ゼロクロスＺ５近傍までスイッチングさせ、第２のゼロクロス地点Ｚ５からゼロクロス地点２つ後の第３のゼロクロス地点Ｚ６近傍までスイッチング停止させる動作を繰り返すと、図４（ａ）に示すスイッチングを停止させない出力電流Ｉ２の約３分の１の出力量になる。
【００５８】
なお、本参考例８においてスイッチングの停止状態からスイッチングを開始する際には、スイッチング制御回路１はスイッチング周波数を上げた状態からスイッチングを始めるソフトスタート制御を行い、スイッチング開始時の過渡現象により流れる過渡電流を抑えることができ、本回路及び負荷４に悪影響を与えないことができる。ソフトスタート制御を行わないときと、ソフトスタートを行ったときとの各出力電流Ｉ２の波形を図１９（ａ）、（ｂ）に示す。図１９（ｂ）に示すソフトスタート制御を行ったときの出力電流Ｉ２の過渡電流は、図１９（ａ）に示すソフトスタート制御を行わなかったときの出力電流Ｉ２の過渡電流よりも抑えられている。
【００５９】
（参考例９）
本参考例９は、図２０に示すように、前記参考例８を示す図１１に負荷４の温度及び電圧を検出する負荷情報検出回路７を付加したものであり、それ以外の構成は前記参考例８と同様であり同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本参考例９において、出力フィードバック回路２が、出力電流検知回路３ｂによって検知した出力電流Ｉ２の負荷４に対する平均出力電流量をシステム制御回路５に常に送信することにより、システム制御回路５は常に平均出力電流量を知ることができる。この平均出力電流量が、システム制御回路５が有している目標出力量に満たない場合は、システム制御回路５は出力フィードバック回路２に目標出力量に満たないことを伝達し、出力フィードバック回路２はスイッチング制御回路１へ出力電流Ｉ２の最大値を大きくするためにＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を低くするフィードバック信号１００を送信する。逆に平均出力電流量が、システム制御回路５が有している目標出力量を超えている場合は、システム制御回路５は出力フィードバック回路２に目標出力量を超えていることを伝達し、出力フィードバック回路２はスイッチング制御回路１へ出力電流Ｉ２の最大値を小さくするためにＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を高くするフィードバック信号１００を送信する。また、平均出力電流量がシステム制御回路５が有する目標出力量と同値の場合はそのままの状態を維持するために出力フィードバック回路２がスイッチング制御回路１に送信するフィードバック信号１００に変更を与えない。このようなフィードバック制御を行うことで出力電流Ｉ２の平均出力電流量を目標出力量にすることができ、図２１は、出力電流Ｉ２の平均出力電流量が目標出力量になるよう制御されていくときの出力電流Ｉ２の波形を示す。
【００６０】
しかし、前記の制御方法では負荷４に供給する出力を低出力にする低出力制御の場合、ＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数が高くなりすぎるため、ノイズ及び制御性の問題が生じる。したがって低出力制御の場合は、フィードバック信号１００のフィードバック量をある一定値に固定した状態で、入力電源同期検出回路６から得た同期情報によりシステム制御回路５が交流電源ＡＣのゼロクロス地点を挟む所定の時間のみＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせるようにスイッチング制御回路１を制御する。そして、平均出力電流量がシステム制御回路５が有する目標出力量に満たない場合は、システム制御回路５はＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせる所定の時間を微小時間だけ増やすようにスイッチング制御回路１へフィードバック信号１０１を送信する。それでも平均出力電流量が目標出力量に満たない場合は同様の動作を行う。逆に平均出力電流量がシステム制御回路５が有する目標出力量を超えている場合は、システム制御回路５はＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせる所定の時間を微小時間だけ減らすようにスイッチング制御回路１へフィードバック信号１０１を送信する。それでも平均出力電流量が目標出力量を超えている場合は同様の動作を行う。また、平均出力電流量がシステム制御回路５が有する目標出力量と同値の場合は、そのままの状態を維持するためにシステム制御回路５はＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせる所定の時間を変更しないフィードバック信号１０１をスイッチング制御回路１に送信する。このようなフィードバック制御を行うことにより、低出力制御時の出力電流Ｉ２の平均出力電流量を目標出力量にすることができる。
【００６１】
なお、負荷情報検出回路７から、負荷４の温度及び電圧の情報をシステム制御回路５が得ることにより、システム制御回路５が有する目標出力量を変更した場合においても本参考例９の制御方法により平均出力電流量を目標出力量にすることができる。
【００６２】
（参考例１０）
本参考例１０は、図２２に示すように交流電源ＡＣの電圧及び位相の検出手段を含み交流電源ＡＣの周期に同期した同期情報を出力する入力電源同期検出回路６を、交流電源ＡＣの電圧及び位相の検出手段であり交流電源ＡＣを整流する第３の整流手段である整流ブリッジＢ３と、整流ブリッジＢ３の出力端に接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路と、反転入力端子を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続中点に接続し、非反転入力端子を定電圧源Ｅに接続したコンパレータ２０とから構成し、コンパレータ２０の出力をスイッチング制御回路１に接続している。スイッチング制御回路１は、コンパレータ２０の出力がＨｉｇｈの期間のみ、ＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせるよう制御する。このときのコンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１と、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２と、コンパレータ２０の出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を図２３に示し、本参考例１０ではコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を適切に選ぶことによりＦＥＴＱ１、Ｑ２がスイッチングしている期間を調整して、低出力を負荷４に供給することができる。
【００６３】
（実施形態１）
本実施形態１は、図２４に示すように前記参考例１０を示す図２２の整流ブロックＢ３の出力端間にコンデンサＣ５を接続することで、整流ブロックＢ３の出力電圧を平滑して、コンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１の最小値を０Ｖより大きくしたもので、電圧Ｓ１の最小値より小さい定電圧源Ｅ１の出力電圧（コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２）の生成を容易にしている。ここで図２５（ａ）に示すように、定電圧源Ｅ１の出力電圧（コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２）を電圧Ｓ１の最大値より大きい値とすることで、コンパレータ２０の出力Ｓ３はＨｉｇｈに保たれ、このＨｉｇｈ状態の出力Ｓ３を入力されている間スイッチング制御回路１はＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせて、出力電流Ｉ２を負荷４に供給する。次に図２５（ｂ）に示すように、定電圧源Ｅ１の出力電圧（コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２）を電圧Ｓ１の最小値より小さい値とすることで、コンパレータ２０の出力Ｓ３はＬｏｗに保たれ、このＬｏｗ状態の出力Ｓ３を入力されている間スイッチング制御回路１はＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチングを停止させて、出力電流Ｉ２の負荷４への供給を停止する。このように本実施形態１では、ＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチングの連続動作、及び連続停止を行うことができる。
【００６４】
（実施形態２）
本実施形態２の回路構成を図２６に示す。前記実施形態１を示す図２４の具体回路例であり、図２４と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態２では、出力電流検知回路３ｂは、負荷である二次電池４ｂに直列に接続された抵抗Ｒ０で構成され、出力フィードバック回路２は、一端を抵抗Ｒ０に接続された抵抗Ｒ２９と、抵抗Ｒ２９の他端を反転入力端子に接続されたオペアンプ２２と、オペアンプ２２の出力と反転入力端子間に接続された抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１１との並列回路と、接続中点をオペアンプ２２の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ４、Ｒ５の直列回路と、抵抗Ｒ５に並列に接続されたコンデンサＣ１０と、オペアンプ２２の出力を非反転入力端子に接続されたオペアンプ２３と、オペアンプ２３の反転入力端子に接続された抵抗Ｒ８とトランジスタＴ１との直列回路と、トランジスタＴ１のベースに一端を接続された抵抗Ｒ１２と、抵抗Ｒ１２の他端に接続された電解コンデンサＣ１８と、オペアンプ２３の出力に接続された抵抗Ｒ９、Ｒ１０の直列回路と抵抗Ｒ１１とツェナダイオードＺＤ３とダイオードＤ３との直列回路とから構成される。システム制御回路５は、マイコン２４と、マイコン２４の入力端子に接続されたコンデンサＣ１２と一端をオペアンプ２２の出力に接続され他端をマイコン２４の前記入力端子に接続された抵抗Ｒ７と、マイコン２４の出力端子に接続された抵抗Ｒ１３、Ｒ１４と、マイコン２４の別の出力端子に一端を接続された抵抗Ｒ１５、Ｒ１７と、抵抗Ｒ１７の他端にベースを接続されたトランジスタＴ２と、トランジスタＴ２のベースに接続された電解コンデンサＣ１３と、トランジスタＴ２のコレクタに接続された抵抗Ｒ１６と、トランジスタＴ２のエミッタにフォトダイオードを接続されたフォトカプラＦＣ２と、出力フィードバック回路２のダイオードＤ３にフォトダイオードを接続されたフォトカプラＦＣ１とから構成される。スイッチング制御回路１は、スイッチングレギュレータＩＣ２１と、スイッチングレギュレータＩＣ２１と定電圧Ｖｃｃとに接続されたコンデンサＣ１４と、スイッチングレギュレータＩＣ２１の内部回路とで発振器を構成する抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１５との並列回路及び抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１７との並列回路と、フォトカプラＦＣ１のトランジスタのコレクタとスイッチングレギュレータＩＣ２１の入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１９と、スイッチングレギュレータＩＣ２１に接続された抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ１６と、スイッチングレギュレータＩＣ２１の出力端子に接続されたＦＥＴＱ１、Ｑ２の各ゲート抵抗である抵抗Ｒ２２、Ｒ２３とから構成される。入力電源同期検出回路６は、交流電源ＡＣを整流する第３の整流手段である整流ブリッジＢ３と、整流ブリッジＢ３の出力端間に接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路、コンデンサＣ５及び抵抗Ｒ２８と、反転入力端子を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続中点に接続され、非反転入力端子を抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５との接続中点に接続され、出力をプルアップ抵抗Ｒ２７とスイッチングレギュレータＩＣ２１の入力に接続されたコンパレータ２０と、抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５との接続中点に一端を接続され他端をフォトカプラＦＣ２のトランジスタのコレクタに接続された抵抗Ｒ２６とから構成される。
【００６５】
出力電流Ｉ２は抵抗Ｒ０の両端電圧として検知され、オペアンプ２２を介して抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１２との積分回路により平均された出力を平均出力電流量としてマイコン２４と非反転増幅器を構成するオペアンプ２３とに出力する。したがってマイコン２４は常に平均出力電流量を検知することができる。マイコン２４は平均出力電流量と目標出力量とを比較して、平均出力電流量が目標出力量に満たないときは、マイコン２４はトランジスタＴ２をオフさせてフォトカプラＦＣ２をオフさせる。そうして抵抗Ｒ２６をグランドから切り離すことでコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２は、定電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５とで分圧した値となる。平均出力電流量が目標出力量を超えているときは、マイコン２４はトランジスタＴ２をオンさせてフォトカプラＦＣ２をオンさせる。そうして抵抗Ｒ２６を、フォトカプラＦＣ２を介してグランドに接続することでコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２は、定電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５、Ｒ２６の並列回路とで分圧した値となり、平均出力電流量が目標出力量に満たないときのコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２は、平均出力電流量が目標出力量を超えているときのコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２よりも高くなる。図２７（ａ）に平均出力電流量が目標出力量に満たないときのコンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１と、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２と、コンパレータ２０の出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を示し、出力電流量を増加させるために、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を高くし、コンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈになっている時間を長くして、出力電流Ｉ２が出力される時間を長くしている。図２７（ｂ）に平均出力電流量が目標出力量を超えているときのコンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１と、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２と、コンパレータ２０の出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を示し、出力電流量を減少させるために、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を低くし、コンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈになっている時間を短くして、出力電流Ｉ２が出力される時間を短くしている。
【００６６】
また、オペアンプ２２から平均出力電流量を入力されたオペアンプ２３を含む非反転増幅回路は、マイコン２４からの信号によってトランジスタＴ１がオン・オフすることで増幅率を切替えられ、トランジスタＴ１をオンさせると非反転増幅回路の増幅率が大きくなりフォトカプラＦＣ１がオンして、フォトカプラＦＣ１を介して信号を入力されたスイッチングレギュレータＩＣ２１はスイッチング周波数を高くして出力電流Ｉ２を減少させる。マイコン２４がトランジスタＴ１をオフさせると非反転増幅回路の増幅率が小さくなりフォトカプラＦＣ１がオフして、フォトカプラＦＣ１を介して信号を入力されなくなったスイッチングレギュレータＩＣ２１はスイッチング周波数を低くして出力電流Ｉ２を増加させる。本実施形態２においては、フォトカプラＦＣ１を介して一定量のフィードバックをかけるように固定された状態で、フォトカプラＦＣ２を介してコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を切替えてコンパレータ２０の出力Ｓ３を制御することによってスイッチングレギュレータＩＣ２１がＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作時間とスイッチング停止時間とを制御して出力電流Ｉ２の平均出力電流量を制御している。
【００６７】
なお本実施形態２においては、交流電源ＡＣに直列にヒューズＦ１とインダクタＬ６ａ、Ｌ６ｂが接続され、ヒューズＦ１を介して交流電源ＡＣに並列にバリスタＨ１、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ６が接続され、インダクタＬ６ａ、Ｌ６ｂを介して交流電源ＡＣに並列にコンデンサＣ７が接続され、コンデンサＣ７の両端が整流ブリッジＢ１の入力に接続される。また、ダイオードＤ１、Ｄ２に並列にコンデンサＣ８、Ｃ９が各々接続されており、インダクタＬ３、Ｌ４とで共振回路を構成している。そして、ＦＥＴＱ１、Ｑ２の各ゲート−ソース間にはツェナダイオードＺＤ１、ＺＤ２が接続され各ゲートの過電圧保護を図っている。
【００６８】
（実施形態３）
本実施形態３の回路構成を図２８に示す。前記実施形態２を示す図２６と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態３では、入力電源同期検出回路６のコンパレータ２０の非反転入力端子と出力との間に抵抗Ｒ３１を接続し、コンパレータ２０の非反転入力端子と抵抗Ｒ２４、Ｒ２５の接続中点との間に抵抗Ｒ３０を接続してコンパレータ２０にヒステリシス特性を持たせたことにより、ノイズに強い安定した出力を得ることができる。
【００６９】
図２９（ａ）に平均出力電流量が目標出力量に満たないときのコンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１と、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２と、コンパレータ２０の出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を示し、前記実施形態２同様に、出力電流量を増加させるために、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を高くし、コンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈになっている時間を長くして、出力電流Ｉ２が出力される時間を長くしている。図２９（ｂ）に平均出力電流量が目標出力量を超えているときのコンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１と、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２と、コンパレータ２０の出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を示し、出力電流量を減少させるために、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を低くし、コンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈになっている時間を短くして、出力電流Ｉ２が出力される時間を短くしている。本実施形態３では、コンパレータ２０の動作はヒステリシス幅を有しているのでノイズに強い安定した比較動作を行うことができ、出力を安定させることができる。
【００７０】
（実施形態４）
本実施形態４の回路構成を図３０に示す。前記実施形態３を示す図２８と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態４では、ヒステリシス付コンパレータ２０ａを用い、ヒステリシス幅はマイコン２４がトランジスタＴ２とフォトカプラＦＣ２とを介してヒステリシス付コンパレータ２０ａに信号を入力することでヒステリシス幅を変更することができる。図３１（ａ）に平均出力電流量が目標出力量に満たないときのヒステリシス付コンパレータ２０ａの反転入力端子の電圧Ｓ１と、ヒステリシス付コンパレータ２０ａのしきい値電圧Ｓ２と、ヒステリシス付コンパレータ２０ａの出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を示し、出力電流量を増加させるために、マイコン２４がヒステリシス付コンパレータ２０ａに対して信号を出力してヒステリシス幅を大きくすることで、コンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈになっている時間を長くして、出力電流Ｉ２が出力される時間を長くしている。図３１（ｂ）に平均出力電流量が目標出力量を超えているときのコンパレータ２０の反転入力端子の電圧Ｓ１と、コンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２と、コンパレータ２０の出力Ｓ３と、出力電流Ｉ２との各波形を示し、出力電流量を減少させるために、マイコン２４がヒステリシス付コンパレータ２０ａに対して信号を出力してヒステリシス幅を小さくすることで、コンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈになっている時間を短くして、出力電流Ｉ２が出力される時間を短くしている。
【００７１】
ここで、システム制御回路５のマイコン２４がオペアンプ２２から出力される平均出力電流量を示す信号を入力されて、所定のサンプリング間隔で前記平均出力電流量を示す信号のサンプリングを数回行い、その平均値を平均電流量とする場合に、所定のサンプリング間隔が交流電源ＡＣの周波数の２倍に近い値であると、出力電流Ｉ２が交流電源ＡＣと同期した波形であるため、マイコン２４が算出する平均電流量に大きな誤差を生じてしまう。例えば図３２に示すように、マイコン２４に入力される平均出力電流量を示す信号である電圧ＶＣＲの波形は交流電源ＡＣの周期と同じ周期を有し、交流電源ＡＣの周波数が５０Ｈｚのとき、マイコン２４が１０ｍｓｅｃのサンプリング間隔ｔｓ１でサンプリングを行った場合、平均出力電流量を示す電圧ＶＣＲの周期とサンプリング間隔ｔｓ１とは同期しているため、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ７とで平均出力電流量を示す電圧ＶＣＲを平滑しきれないときはマイコン２４で算出した平均電流量は実際の値と大きく変わってしまう。これを防ぐためにマイコン２４のサンプリング間隔を交流電源ＡＣの周期に同期しない例えば図３２のサンプリング間隔ｔｓ２にする必要がある。
【００７２】
（実施形態５）
本実施形態５の回路構成を図３３に示す。前記参考例１を示す図１と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態５では、第１のインダクタを構成するインダクタＬ１、Ｌ２と、第２のインダクタを構成するインダクタＬ３、Ｌ４とは、図３４に示すように着脱可能なトランス構造であり、インダクタＬ１、Ｌ２、インダクタＬ３、Ｌ４ともに外部とは絶縁物１０ａ、１０ｂにより絶縁された構造となっている。また、出力検知回路３で検知した出力情報は、非接触情報伝送回路８ａ、８ｂを介して周波数制御回路１ｂ、ＰＷＭ制御回路１ｃに送信される。ここで非接触情報伝送回路８ａと８ｂとはインダクタを用いており、互いに磁気結合によって信号の送受信を行うため、非接触で情報の伝送を行うことができる。したがって、負荷４を含む２次側の回路を取り換えることで容易に負荷４を取り換えることができる。また、インダクタＬ１、Ｌ２、インダクタＬ３、Ｌ４ともに外部とは絶縁された構造となっているので水まわり及びほこりの多い場所での使用に適している。
【００７３】
（実施形態６）
本実施形態６の回路構成を図３５に示す。前記実施形態３を示す図２８と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態６では、比較器２０の出力を分周し、分周した信号をスイッチングレギュレータＩＣ２１に出力する分周制御回路９を備え、マイコン２４はフォトカプラＦＣ３、ＦＣ４を介して分周制御回路９の入力端子Ｘ１、Ｘ２に信号を入力することで分周制御回路９の分周動作を制御している。マイコン２４は、負荷である二次電池４ｂへの充電電流である出力電流Ｉ２が大電流の場合、中電流の場合、小電流の場合の各場合に応じてその制御方法を変えている。
【００７４】
まず、大電流の出力電流Ｉ２が必要な場合は、マイコン２４はフォトカプラＦＣ３、ＦＣ４を介して分周制御回路９の入力端子Ｘ１、Ｘ２共にＬｏｗ信号を入力する。すると分周制御回路９はスイッチングレギュレータＩＣ２１への出力信号をＨｉｇｈに固定し、スイッチングレギュレータＩＣ２１はフォトカプラＦＣ１を介して入力される信号に応じて、ＦＥＴＱ１、Ｑ２を連続してスイッチングさせる。
【００７５】
このときのスイッチングレギュレータＩＣ２１の動作について説明する。出力電流Ｉ２は抵抗Ｒ０の両端電圧として検知され、オペアンプ２２を介して抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１２との積分回路で平均された平均出力電流量を、マイコン２４と非反転増幅器を構成するオペアンプ２３とに出力する。したがってマイコン２４は常に平均出力電流量を検知することができる。オペアンプ２２から平均出力電流量を入力されたオペアンプ２３を含む非反転増幅回路は、平均出力電流量と目標出力量とを比較したマイコン２４からの信号によってトランジスタＴ１がオン・オフすることで増幅率を切替えられる。平均出力電流量が目標出力量を超えているときは、マイコン２４がトランジスタＴ１をオンさせることで非反転増幅回路の増幅率が大きくなりフォトカプラＦＣ１がオンして、フォトカプラＦＣ１を介して信号を入力されたスイッチングレギュレータＩＣ２１はスイッチング周波数を高くして出力電流Ｉ２を減少させる。平均出力電流量が目標出力量に満たないときは、マイコン２４がトランジスタＴ１をオフさせることで非反転増幅回路の増幅率が小さくなりフォトカプラＦＣ１がオフして、スイッチングレギュレータＩＣ２１はスイッチング周波数を低くして出力電流Ｉ２を増加させる。このときの出力電流Ｉ２を図３６（ｂ）に、コンパレータ２０の非反転入力端子の電圧Ｓ１を図３６（ａ）に示す。
【００７６】
次に、低電流の出力電流Ｉ２が必要な場合は、マイコン２４はフォトカプラＦＣ３、ＦＣ４を介して分周制御回路９の入力端子Ｘ１にＨｉｇｈ信号、Ｘ２にＬｏｗ信号を入力する。すると分周制御回路９は、コンパレータ２０から入力された信号をそのままスイッチングレギュレータＩＣ２１へ出力し、スイッチングレギュレータＩＣ２１は分周制御回路９から入力された信号がＨｉｇｈのときのみＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせる。
【００７７】
このときのスイッチングレギュレータＩＣ２１の動作について説明する。出力電流Ｉ２は抵抗Ｒ０の両端電圧として検知され、オペアンプ２２を介して抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１２との積分回路で平均された平均出力電流量を、マイコン２４と非反転増幅器を構成するオペアンプ２３とに出力する。したがってマイコン２４は常に平均出力電流量を検知することができる。マイコン２４は平均出力電流量と目標出力量とを比較して、平均出力電流量が目標出力量に満たないときは、マイコン２４はトランジスタＴ２をオフさせてフォトカプラＦＣ２をオフさせる。そうして抵抗Ｒ２６をグランドから切り離すことでコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２は、定電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５とで分圧した値となる。平均出力電流量が目標出力量を超えているときは、マイコン２４はトランジスタＴ２をオンさせてフォトカプラＦＣ２をオンさせる。そうして抵抗Ｒ２６を、フォトカプラＦＣ２を介してグランドに接続することでコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２は、定電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５、Ｒ２６の並列回路とで分圧した値となり、平均出力電流量が目標出力量に満たないときのコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２は、平均出力電流量が目標出力量を超えているときのコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２よりも高くなり、平均出力電流量が目標出力量に満たないときにコンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈである時間は、平均出力電流量が目標出力量を超えているときにコンパレータ２０の出力Ｓ３がＨｉｇｈである時間よりも長くなり、平均出力電流量が目標出力量に満たないときには出力電流量を増加させ、平均出力電流量が目標出力量を超えているときは出力電流量を減少させる。このように低電流の出力電流Ｉ２が必要な場合は、フォトカプラＦＣ１を介して一定量のフィードバックをかけるように固定された状態で、フォトカプラＦＣ２を介してコンパレータ２０のしきい値電圧Ｓ２を切替えてコンパレータ２０の出力Ｓ３を制御することによってスイッチングレギュレータＩＣ２１がＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作時間とスイッチング停止時間とを制御して出力電流Ｉ２の平均出力電流量を制御している。このときの出力電流Ｉ２を図３６（ｄ）に示す。
【００７８】
そして、中電流の出力電流Ｉ２が必要な場合は、マイコン２４はフォトカプラＦＣ３、ＦＣ４を介して分周制御回路９の入力端子Ｘ１にＬｏｗ信号、Ｘ２にＨｉｇｈ信号を入力する。すると分周制御回路９は、コンパレータ２０から入力された信号を２分の１に分周した信号をスイッチングレギュレータＩＣ２１へ出力し、スイッチングレギュレータＩＣ２１は分周制御回路９から入力された信号がＨｉｇｈのときのみＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせる。
【００７９】
このときのスイッチングレギュレータＩＣ２１は前記出力電流Ｉ２が大電流の場合と同様に、フォトカプラＦＣ１を介して入力された信号に応じてＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を制御する。このときの出力電流Ｉ２を図３６（ｃ）に示す。
【００８０】
本実施形態６は、時間によって自動的に目標出力量が変更される場合、及び負荷である二次電池４ｂからの負荷情報により目標出力量が変更される場合（負荷情報検出回路は図示なし）にマイコン２４の指示によって自動的に前記３パターンの制御方法のうち目標出力量を達成できるいずれかの制御方法で制御される。
【００８１】
また、マイコン２４がフォトカプラＦＣ３、ＦＣ４を介して分周制御回路９の入力端子Ｘ１、Ｘ２共にＨｉｇｈ信号を入力すると、分周制御回路９はスイッチングレギュレータＩＣ２１への出力信号をＬｏｗに固定し、スイッチングレギュレータＩＣ２１はＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作を停止させて出力電流Ｉ２は出力しなくなる。このときの出力電流Ｉ２を図３６（ｅ）に示す。
【００８２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する第１の整流手段と、高周波でスイッチングすることで前記第１の整流手段の整流出力を高周波電力に変換するスイッチング素子と、前記高周波電力を供給される第１のインダクタと、前記第１のインダクタと磁気結合している第２のインダクタと、前記第２のインダクタに誘起される電圧を整流する第２の整流手段と、前記第２の整流手段の整流出力を平滑するチョークコイルと、前記チョークコイルの出力端側に接続される負荷とで構成されるインバータ・コンバータ回路からなり、前記負荷に供給される出力情報を検知するための出力情報検知手段と、前記出力情報検知手段の出力情報と所定の目標出力量とに基づいて前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるよう前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して前記負荷に供給される出力のピークを抑制するスイッチング制御手段と、交流電源を整流する第３の整流手段、第３の整流手段の出力端間に接続されたコンデンサ、第３の整流手段の出力値の最低値未満の値と最大値を超える値とに切替えられるしきい値と第３の整流手段の出力値とを比較する比較器で構成された交流電源の電圧及び位相の検出手段とを備え、前記スイッチング制御手段は、負荷に供給する出力が大きい場合は前記スイッチング動作を周波数制御し、負荷に供給する出力が小さい場合は前記スイッチング動作をＰＷＭ制御し、比較器の出力に応じて、スイッチング素子のスイッチング動作の連続停止、もしくは連続動作を行うので、第１の整流手段の全波整流電圧を電解コンデンサで平滑しないことにより、力率の向上及び入力電流に含まれる高調波ノイズ成分の削減を行うことができ、電解コンデンサが回路の中に入っていないので電源装置の寿命を長くすることができる。また、負荷に供給される出力に生じるピーク電力を抑制することで、ダイオード、コンデンサ、チョークコイル等の第２の整流手段及びその周辺回路に用いる部品を選定するときに、電圧、電流の最大定格の低い部品を選定することができ、部品を小型化、低コスト化することができる。さらに、スイッチング素子のスイッチング動作を周波数制御とＰＷＭ制御とを組合せて制御することで幅広い制御を行うことができる。したがって、低コストで、損失が少なく、高い力率を有し、高調波対策を行い、制御性に優れた電源装置を提供することができるという効果がある。さらに、第１の整流手段の全波整流出力の周期にスイッチング素子のスイッチングを同期させると、スイッチング素子のスイッチング停止時に全波整流出力がほぼ一定となって同期がとれなくなる場合があるが、交流電源の周期にスイッチングを同期させることにより、出力量の大小に関係なく安定した交流電源の電圧及び位相の検出を行うことができ、整流ブリッジのような第３の整流手段を設けることにより、交流電源の電圧及び位相の検出を安価に行うことができ、簡単な回路構成により、交流電源に同期して スイッチング素子のスイッチングの開始と停止とを行うことができ、さらには第３の整流手段の出力端間にコンデンサを接続することにより、交流電源の電圧信号を０Ｖより大きくして、簡単な回路構成にしてスイッチング動作の連続停止、連続動作を行うことができる。
【００８３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、負荷は、定電圧負荷であるので、定電圧負荷はリプル電流の影響を受けにくく、出力側の整流回路を小型化、低コスト化することができるという効果がある。
【００８４】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、負荷は、二次電池であるので、二次電池はリプル電流の影響を受けにくく、出力側の整流回路を小型化、低コスト化することができるという効果がある。
【００８５】
請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを生成するので、負荷に供給される出力のピークを抑制し、且つ出力を調整することができるという効果がある。
【００８６】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、目標出力量は、電流値であるので、制御回路を安価にすることができるという効果がある。
【００８７】
請求項６の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、目標出力量は、電圧値であるので、制御回路を安価にすることができるという効果がある。
【００８８】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを生成するので、交流電源に同期させてスイッチングさせて、出力量を安定させることができるという効果がある。
【００８９】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点を挟む前後の区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせるので、低電力を負荷に供給することができるという効果がある。特に、負荷が電池であり充電するときには、出力に電池電圧以上の電圧を発生させなければ充電できない。このため、第１の整流手段の全波整流電圧をスイッチング素子が直接スイッチングして電池を充電するためには、第２のインダクタの第１のインダクタに対する巻数比を上げて、第１の整流手段の全波整流電圧が低いときでも充電できるようにする必要がある。このとき、非常に低い電流を電池に充電させたい場合、第１の整流手段の全波整流電圧が高いときにもスイッチング素子をスイッチングさせると、出力側には電池電圧に対して高すぎる電圧が発生し、この出力電圧と電池電圧との差が大きすぎて負荷である電池に大電流が流れて正確な制御ができなくなる。このため、交流電源の周期を検知し、そのゼロクロス地点近傍のみをスイッチングさせることにより、低電力を正確に取り出すことができる。
【００９０】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点の近傍から前記スイッチング素子のスイッチングを開始させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを停止させることを繰り返すので、交流電源のゼロクロス地点近傍からスイッチング素子のスイッチングを開始させて、部品点数の少ない回路で低電力を負荷に供給することができるという効果がある。
【００９１】
請求項１０の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点の近傍で前記スイッチング素子のスイッチングを停止させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを開始させることを繰り返すので、交流電源のゼロクロス地点近傍からスイッチング素子のスイッチングを停止させて、部品点数の少ない回路で低電力を負荷に供給することができるという効果がある。
【００９２】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、交流電源の電圧の最大絶対値地点を挟み、且つゼロクロス地点を含まない区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせるので、高調波電流を少なくして、且つ低電力を負荷に供給することができるという効果がある。
【００９３】
請求項１２の発明は、請求項７乃至１１いずれかの発明において、スイッチング制御手段は交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作を所定の回数繰り返し行うことと、前記スイッチング素子をスイッチング停止させる動作を所定の回数行うこととを交互に繰り返すので、交流電源に同期させて、低電力を負荷に供給できるという効果がある。例えばあるゼロクロス地点から次のゼロクロス地点までの期間、スイッチング素子をスイッチングさせるあるいは停止させることで出力を調整することにより、部品点数が少ない回路で低電力を負荷に供給することができる。ここで、負荷に流れる電流があるゼロクロス地点から次のゼロクロス地点まで平均１０Ａとすると、１回目のゼロクロス地点から２回目のゼロクロス地点までスイッチング素子にスイッチングをさせて前記電流を負荷に流し、２回目のゼロクロス地点から３回目のゼロクロス地点までスイッチング素子のスイッチングを停止させ、３回目のゼロクロス地点から５回目のゼロクロス地点までスイッチング素子にスイッチングをさせて前記電流を負荷に流し、５回目のゼロクロス地点から６回目のゼロクロス地点までスイッチング素子のスイッチングを停止させる動作を繰り返すことにより、６Ａの平均電流を出力することができる。また、１回目のゼロクロス地点から２回目のゼロクロス地点までの期間のうちある期間のみスイッチングさせて、前記制御を行うこともできる。
【００９４】
請求項１３の発明は、請求項１２の発明において、スイッチング制御手段は交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作を繰り返し行う回数と、前記スイッチング素子をスイッチング停止させる動作を行う回数とを可変して、前記負荷に供給される出力量を制御するので、負荷に供給される出力量を調整することができるという効果がある。
【００９５】
請求項１４の発明は、請求項７乃至１３いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを可変して、前記負荷に供給される出力量を制御するので、負荷に供給される出力量を調整することができるという効果がある。
【００９６】
請求項１５の発明は、請求項７の発明において、スイッチング制御手段は、交流電源の周期に同期させて、前記スイッチング素子を交流電源の電圧の第１のゼロクロス地点近傍から所定のゼロクロス地点の数後の第２のゼロクロス地点近傍までスイッチングさせ、前記第２のゼロクロス地点から所定のゼロクロス地点の数後の第３のゼロクロス地点近傍までスイッチング停止させる動作を繰り返すので、交流電源に同期させてゼロクロス地点近傍からスイッチング素子のスイッチングを行うあるいは停止させることで出力を調整して、部品点数が少ない回路で低電力を負荷に供給することができるという効果がある。
【００９７】
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、スイッチング制御手段は、前記各所定のゼロクロス地点の数を可変して、前記負荷に供給される出力量を制御するので、負荷に供給する出力量を安定した低出力量に調整することができるという効果がある。
【００９８】
請求項１７の発明は、請求項７乃至１６いずれかの発明において、スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング停止状態からスイッチング開始させるときは、ソフトスタート制御を行うので、スイッチング開始時の瞬間的に大きな出力を抑制して負荷へのダメージを低減させることができるという効果がある。特に、負荷が電池であって充電するときには、出力に電池電圧以上の電圧を発生させなければ充電できない。このため、第１の整流手段の出力である全波整流電圧をスイッチング素子が直接スイッチングして電池を充電するためには、第２のインダクタの第１のインダクタに対する巻数比を上げて、第１の整流手段の全波整流電圧が低いときでも充電できるようにする必要がある。しかしそうすると、この電池に充電電流を流していないときに、ソフトスタートを用いずにスイッチング素子のスイッチングを開始して、負荷に低電流を流そうとしても瞬間的に大きな電流が流れてしまう。この瞬間的に大きな電流をソフトスタートを用いることによって抑制しようとするものである。
【００９９】
請求項１８の発明は、請求項１乃至１６いずれかの発明において、出力情報検知手段の出力情報をスイッチング制御手段にフィードバックし、スイッチング制御手段は、前記フィードバックされた出力情報と所定の目標出力量とに基づいて前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるよう前記スイッチング素子のスイッチングを制御するので、正確な出力量を負荷に供給することができるという効果がある。
【０１００】
請求項１９の発明は、請求項１８の発明において、負荷の状況を検知する負荷状況検知手段を備え、前記負荷状況検知手段の検知状況により目標出力量を可変するので、負荷の状況を検知して制御することで、負荷にダメージを与えることを無くすことができるという効果がある。
【０１０１】
請求項２０の発明は、請求項１乃至１９いずれかの発明において、前記負荷に供給される出力量が所定の目標出力量になるように、前記しきい値は、出力情報検知手段の出力情報に応じて変更されるので、出力情報検知手段の出力情報をフィードバックすることで低コストの回路構成で、低出力を負荷に供給することができるという効果がある。
【０１０２】
請求項２１の発明は、請求項１乃至２０いずれかの発明において、前記比較器は、ヒステリシス特性を有するので、ノイズに強く安定した出力を得ることができるという効果がある。
【０１０３】
請求項２２の発明は、請求項２１の発明において、前記負荷に供給される出力量が所定の目標出力量になるように、前記比較器の有するヒステリシス特性は、出力情報検知手段の出力情報に応じてヒステリシス幅を可変できるので、ノイズに強く安定した低出力を負荷に供給することができるという効果がある。
【０１０４】
請求項２３の発明は、請求項１乃至２２いずれかの発明において、前記負荷に供給される出力量を所定の目標出力量にするために出力情報検知手段の出力情報をサンプリングで読み取るときは、交流電源の２倍の周期に同期しない周期でサンプリングするので、正確且つ安定した出力を得ることができるという効果がある。
【０１０５】
請求項２４の発明は、請求項１乃至２３いずれかの発明において、前記第１のインダクタに並列にコンデンサが接続されて、共振型のインバータ回路を構成するので、インバータの回路方式を共振型とすることにより損失の少ない低ノイズの電源装置にすることができるという効果がある。なお、スイッチング素子２石を交互にオン・オフさせるハーフブリッジ方式またはプッシュプル方式では、一般的にデッドタイム一定の周波数制御が用いられるが、負荷の大小により共振周波数が合わなくなりスイッチング損失が大きくなるが、本発明では負荷が大きいときの共振周波数に合わせておけば、負荷が小さいときにおいても低損失を維持することができる。
【０１０６】
請求項２５の発明は、請求項１乃至２４いずれかの発明において、前記第１のインダクタと第２のインダクタとは、着脱可能、且つ互いに非接触であるので、負荷を簡単に着脱でき、水まわりやほこりの多いところでも使用できるという効果がある。
【０１０７】
請求項２６の発明は、請求項１の発明において、スイッチング制御回路は、前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるように前記周波数制御およびＰＷＭ制御を行って前記負荷に供給される出力のピークを抑制する制御と、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作とスイッチング停止させる動作とを行う制御とを所定の目標出力量に応じて切替える機能を備えるので、目標出力量に応じて制御方法を自動的に切替えることにより、部品点数が少なく、安価で、高調波電流が少なく、且つ広い制御性を有することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の参考例１の回路構成を示す図である。
【図２】 本発明の参考例２の回路構成を示す図である。
【図３】 本発明の参考例２の動作を説明する図である。
【図４】 本発明の参考例２の動作を説明する図である。
【図５】 本発明の参考例３の回路構成を示す図である。
【図６】 本発明の参考例４の回路構成を示す図である。
【図７】 本発明の参考例５の回路構成を示す図である。
【図８】 本発明の参考例６の回路構成を示す図である。
【図９】 本発明の参考例７の回路構成を示す図である。
【図１０】 本発明の参考例７の動作を説明する図である。
【図１１】 本発明の参考例８の回路構成を示す図である。
【図１２】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１３】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１４】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１５】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１６】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１７】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１８】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図１９】 本発明の参考例８の動作を説明する図である。
【図２０】 本発明の参考例９の回路構成を示す図である。
【図２１】 本発明の参考例９の動作を説明する図である。
【図２２】 本発明の参考例１０の回路構成を示す図である。
【図２３】 本発明の参考例１０の動作を説明する図である。
【図２４】 本発明の実施形態１の回路構成を示す図である。
【図２５】 本発明の実施形態１の動作を説明する図である。
【図２６】 本発明の実施形態２の回路構成を示す図である。
【図２７】 本発明の実施形態２の動作を説明する図である。
【図２８】 本発明の実施形態３の回路構成を示す図である。
【図２９】 本発明の実施形態３の動作を説明する図である。
【図３０】 本発明の実施形態４の回路構成を示す図である。
【図３１】 本発明の実施形態４の動作を説明する図である。
【図３２】 本発明の実施形態４の動作を説明する図である。
【図３３】 本発明の実施形態５の回路構成を示す図である。
【図３４】 本発明の実施形態５の第１のインダクタと第２のインダクタとを示す図である。
【図３５】 本発明の実施形態６の回路構成を示す図である。
【図３６】 本発明の実施形態６の動作を説明する図である。
【符号の説明】
ＡＣ 交流電源
Ｂ１ 整流ブリッジ
Ｂ２ 整流ブリッジ
Ｑ１ ＦＥＴ
Ｑ２ ＦＥＴ
Ｌ１ インダクタ
Ｌ２ インダクタ
Ｌ３ インダクタ
Ｌ４ インダクタ
Ｌ５ チョークコイル
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
１ａ ＦＥＴ制御回路
１ｂ 周波数制御回路
１ｃ ＰＷＭ制御回路
３ 出力検知回路
４ 負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a power supply device.
[0002]
[Prior art]
  In a conventional power supply device using an inverter / converter circuit, a rectified output obtained by rectifying an AC power supply is smoothed by an electrolytic capacitor, and power is supplied to a load via the inverter / converter circuit. At this time, the maximum peak current of the component parts such as semiconductor elements and coils used in the inverter / converter circuit, the maximum peak voltage is limited and the inrush current is suppressed, and the maximum rating of the component parts is optimized. We have attempted to reduce the size and cost of parts.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
  A conventional power supply device that supplies power to a load through a rectified output rectified from an AC power source via an inverter / converter circuit uses an electrolytic capacitor to smooth the rectified output. Unfortunately, there was a problem that the input current contained many harmonic components.
[0004]
  In order to solve the above problem, there is a method in which an electrolytic capacitor is not used as a smoothing capacitor. However, when a non-smoothed rectified output is supplied to a load via an inverter / converter circuit, the load is supplied with a period of AC power supply Since a voltage, current, or power having a waveform having a peak synchronized with the frequency is applied, when selecting a component, it must be selected according to the peak of the output, leading to an increase in the size of the component and an increase in cost.
[0005]
  The present invention has been made in view of the above-described reasons, and an object thereof is to provide a power supply device that is low in cost, has little loss, has a high power factor, takes measures against harmonics, and has excellent controllability. There is.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
  The invention according to claim 1 is supplied with a first rectifying means for rectifying an AC power supply, a switching element for converting the rectified output of the first rectifying means into high-frequency power by switching at high frequency, and the high-frequency power. A first inductor, a second inductor magnetically coupled to the first inductor, a second rectifier that rectifies a voltage induced in the second inductor, and the second rectifier Output information detection for detecting output information supplied to the load, comprising an inverter / converter circuit comprising a choke coil for smoothing the rectified output of the output and a load connected to the output end of the choke coil And the switching element so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount based on the output information of the output information detection unit and the predetermined target output amount. And suppressing switching control means a peak of an output which controls the switching operation is supplied to said load, A third rectifier that rectifies the AC power supply, a capacitor connected between the output terminals of the third rectifier, and a value that is less than the minimum value and a value that exceeds the maximum value of the third rectifier. A means for detecting the voltage and phase of an AC power source comprising a comparator for comparing the threshold value to be output with the output value of the third rectifying means;The switching control means frequency-controls the switching operation when the output supplied to the load is large, and PWM controls the switching operation when the output supplied to the load is small.Depending on the output of the comparator, the switching operation of the switching element is continuously stopped or continuously performed.By not smoothing the full-wave rectified voltage of the first rectifying means with the electrolytic capacitor, the power factor can be improved and the harmonic noise component included in the input current can be reduced. The life of the power supply device can be extended because it is not in the box. In addition, by suppressing the peak power generated in the output supplied to the load, the maximum rating of voltage and current is selected when selecting the parts used for the second rectifier such as a diode, capacitor, choke coil and its peripheral circuit. Can be selected, and the size and cost of the parts can be reduced. Furthermore, a wide range of control can be performed by controlling the switching operation of the switching element in combination with frequency control and PWM control. Therefore, it is possible to provide a power supply device that is low in cost, has low loss, has a high power factor, takes measures against harmonics, and has excellent controllability.Furthermore, if the switching of the switching element is synchronized with the period of the full-wave rectified output of the first rectifying means, the full-wave rectified output may become almost constant when the switching of the switching element is stopped. By synchronizing the switching with the cycle of the power supply, it is possible to detect the voltage and phase of the stable AC power supply regardless of the amount of output, and by providing a third rectifier such as a rectifier bridge, the AC The voltage and phase of the power supply can be detected at low cost, and the switching of the switching element can be started and stopped in synchronization with the AC power supply with a simple circuit configuration. By connecting a capacitor between the output terminals, the voltage signal of the AC power supply is made larger than 0V, and a simple circuit configuration is made for switching operation. Continuous stopping, it is possible to perform continuous operation.
[0007]
  The invention of claim 2 is characterized in that, in the invention of claim 1, the load is a constant voltage load, the constant voltage load is hardly affected by the ripple current, and the output side rectifier circuit is reduced in size and cost. Can be
[0008]
  According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the load is a secondary battery, the secondary battery is not easily affected by the ripple current, and the output side rectifier circuit is reduced in size and cost. Can be
[0009]
  According to a fourth aspect of the present invention, in any one of the first to third aspects, the switching control means generates a time for switching the switching element and a time for stopping the switching, and the output supplied to the load Can be suppressed and the output can be adjusted.
[0010]
  According to a fifth aspect of the present invention, in any one of the first to fourth aspects, the target output amount is a current value, and the control circuit can be made inexpensive.
[0011]
  According to a sixth aspect of the present invention, in any one of the first to fourth aspects, the target output amount is a voltage value, and the control circuit can be made inexpensive.
[0012]
  According to a seventh aspect of the present invention, in any one of the first to sixth aspects, the switching control means generates a time for switching the switching element and a time for stopping the switching in synchronization with a cycle of the AC power supply. As a feature, the output can be stabilized by switching in synchronization with the AC power supply.
[0013]
  According to an eighth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the present invention, the switching control means is configured so that the switching is performed only in a section before and after the zero crossing point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load becomes a low output. The device is characterized by switching, and low power can be supplied to the load. In particular, when the load is a battery and charging is performed, charging cannot be performed unless a voltage higher than the battery voltage is generated at the output. Therefore, in order to charge the battery by directly switching the full-wave rectified voltage of the first rectifying means by the switching element, the first rectifying means is increased by increasing the turns ratio of the second inductor to the first inductor. It is necessary to be able to charge even when the full-wave rectified voltage is low. At this time, when it is desired to charge the battery with a very low current, if the switching element is switched even when the full-wave rectified voltage of the first rectifying means is high, a voltage that is too high with respect to the battery voltage is generated on the output side. The difference between the output voltage and the battery voltage is so large that a large current flows through the battery as a load, and accurate control cannot be performed. For this reason, low electric power can be taken out correctly by detecting the period of AC power supply and switching only the vicinity of the zero crossing point.
[0014]
  According to a ninth aspect of the invention, in the seventh aspect of the invention, the switching control means switches the switching element from the vicinity of the zero crossing point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load becomes a low output. Start and stop the switching until the next zero cross point, and start switching of the switching element from the vicinity of the zero cross point of the AC power supply to supply low power to the load with a circuit with a small number of parts can do.
[0015]
  According to a tenth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the present invention, the switching control means switches the switching element in the vicinity of the zero cross point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load is a low output. Stopping and starting the switching until the next zero-cross point is repeated, switching of the switching element is stopped from the vicinity of the zero-cross point of the AC power supply, and low power is supplied to the load with a circuit with a small number of parts can do.
[0016]
  The invention according to claim 11 is the invention according to claim 7, wherein the switching control means switches the switching element only in a section sandwiching the maximum absolute value point of the voltage of the AC power supply and not including the zero crossing point. The harmonic current can be reduced and low power can be supplied to the load.
[0017]
  According to a twelfth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the seventh to eleventh aspects, the switching control means repeatedly performs an operation of switching the switching element a predetermined number of times in synchronization with a cycle of an AC power source, and the switching element. It is characterized by alternately repeating the operation of stopping the switching for a predetermined number of times, and low power can be supplied to the load in synchronization with the AC power supply. For example, by adjusting the output by switching or stopping the switching element during a period from one zero cross point to the next zero cross point, low power can be supplied to the load with a circuit having a small number of parts. Here, assuming that the current flowing through the load is 10 A on average from one zero crossing point to the next zero crossing point, the switching element is switched from the first zero crossing point to the second zero crossing point, and the current flows through the load. The switching of the switching element is stopped from the zero crossing point of the third to the third zero crossing point, the switching element is switched from the third zero crossing point to the fifth zero crossing point, and the current is supplied to the load, from the fifth zero crossing point. By repeating the operation of stopping the switching of the switching element until the sixth zero-cross point, an average current of 6 A can be output. Further, the control can be performed by switching only for a certain period in the period from the first zero cross point to the second zero cross point.
[0018]
  According to a thirteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect of the invention, the switching control means performs the number of times of repeatedly performing the operation of switching the switching element and the operation of stopping the switching element in synchronization with the cycle of the AC power supply. The number of times can be varied to control the amount of output supplied to the load, and the amount of output supplied to the load can be adjusted.
[0019]
  According to a fourteenth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the seventh to thirteenth aspects, the switching control means varies a time for switching the switching element and a time for stopping the switching, and sets an output amount supplied to the load. It is characterized by control, and the amount of output supplied to the load can be adjusted.
[0020]
  According to a fifteenth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the invention, the switching control means synchronizes with the period of the AC power supply, and sets the switching element from the vicinity of the first zero cross point of the voltage of the AC power supply to a predetermined number of zero cross points. It is characterized by repeating the operation of switching to the vicinity of the subsequent second zero crossing point and stopping the switching from the second zero crossing point to the vicinity of the third zero crossing point after a predetermined number of zero crossing points. Thus, by switching or stopping the switching element from the vicinity of the zero cross point, the output can be adjusted, and low power can be supplied to the load with a circuit having a small number of parts.
[0021]
  A sixteenth aspect of the invention is characterized in that, in the fifteenth aspect of the invention, the switching control means controls the output amount supplied to the load by varying the number of the predetermined zero-cross points. The output amount to be supplied can be adjusted to a stable low output amount.
[0022]
  According to a seventeenth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the seventh to sixteenth aspects, the switching control means performs soft start control when starting the switching from the switching stop state, and at the time of starting the switching. It is possible to reduce the damage to the load by suppressing a large output instantaneously. In particular, when the load is a battery and charging is performed, charging cannot be performed unless a voltage higher than the battery voltage is generated at the output. For this reason, in order for the switching element to directly switch the full-wave rectified voltage, which is the output of the first rectifying means, to charge the battery, the turn ratio of the second inductor to the first inductor is increased, and the first It is necessary to enable charging even when the full-wave rectified voltage of the rectifying means is low. However, when a charging current is not supplied to the battery, a large current flows instantaneously even if a low current is supplied to the load by starting switching of the switching element without using the soft start. This momentary large current is to be suppressed by using soft start.
[0023]
  According to an eighteenth aspect of the present invention, in any one of the first to sixteenth aspects, the output information of the output information detecting means is fed back to the switching control means, and the switching control means is configured to provide the output information fed back and a predetermined target output amount. Based on the above, switching of the switching element is controlled so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount, and an accurate output amount can be supplied to the load.
[0024]
  The invention of claim 19 is the invention of claim 18, further comprising load status detection means for detecting a load status, wherein the target output amount is varied according to the detection status of the load status detection means. By detecting and controlling this, it is possible to eliminate damage to the load.
[0025]
  The invention of claim 20 is the invention of any one of claims 1 to 19,The threshold value is changed according to the output information of the output information detection unit so that the output amount supplied to the load becomes a predetermined target output amount, and the output information of the output information detection unit The low output can be supplied to the load with a low-cost circuit configuration.
[0026]
  The invention of claim 21 is the invention of any one of claims 1 to 20,The comparator has a hysteresis characteristic, and can obtain a stable output strong against noise.
[0027]
  The invention of claim 22 is the invention of claim 21,The hysteresis characteristic of the comparator is characterized in that the hysteresis width can be varied according to the output information of the output information detection means so that the output amount supplied to the load becomes a predetermined target output amount, and is resistant to noise. A stable low output can be supplied to the load.
[0028]
  The invention of claim 23 is the invention of any one of claims 1 to 22,When reading the output information of the output information detection means by sampling in order to set the output amount supplied to the load to a predetermined target output amount, sampling is performed at a cycle that is not synchronized with a cycle twice that of the AC power supply. An accurate and stable output can be obtained.
[0029]
  The invention of claim 24 is the invention of any one of claims 1 to 23,A capacitor is connected in parallel to the first inductor to constitute a resonant inverter circuit, and a low-noise power supply device with low loss can be obtained by adopting a resonant inverter circuit system. it can. In the half-bridge method or push-pull method in which the two switching elements are alternately turned on and off, frequency control with a constant dead time is generally used. However, the resonance frequency does not match and the switching loss increases due to the size of the load. However, in the present invention, low loss can be maintained even when the load is small if the resonance frequency is matched with that when the load is large.
[0030]
  The invention of claim 25 is the invention of any one of claims 1 to 24,The first inductor and the second inductor are detachable and non-contact with each other. The load can be easily attached and detached, and can be used even in a place where there is a lot of water or dust.
[0031]
  The invention of claim 26 providesIn the first aspect of the present invention, the switching control circuit performs the frequency control and the PWM control so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount, and suppresses the peak of the output supplied to the load. A function of switching between control and control for switching the switching element and control for stopping switching according to a predetermined target output amount, and a control method is automatically set according to the target output amount By switching, the number of parts is small, the cost is low, the harmonic current is small, and a wide controllability can be obtained.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0033]
    (Reference example 1)
  Figure 1 shows the bookReference example 1The circuit configuration of is shown. BookReference example 1Of the AC power supply AC, the rectification bridge B1 constituting the first rectification means for full-wave rectifying the output of the AC power supply AC, the ceramic capacitor C1 connected between the output terminals of the rectification bridge B1, and the rectification bridge B1 Inductors L1 and L2 constituting a first inductor connected to the positive output, and FETs Q1 and Q2 which are switching elements connected to the inductors L1 and L2 and connected to the negative output of the rectifier bridge B1 The resonance capacitor C2 connected in parallel to the series circuit of the inductors L1 and L2 and constituting the resonance circuit with the inductors L1 and L2, and the inductors L1 and L2 constitute a transformer, and are magnetically coupled to the inductors L1 and L2. A series circuit of inductors L3 and L4 constituting the second inductor, and a diode having one end connected to the inductor L3 A diode D2 having one end connected to the diode D1 and the inductor L4 and constituting the second rectifier means with the diode D1, a smoothing choke coil L5 connected to a connection midpoint between the other ends of the diodes D1 and D2, and a choke A smoothing capacitor C4 connected between the output terminal of the coil L5 and the connection midpoint of the inductors L3 and L4, a load 4 connected in parallel to the smoothing capacitor C4, and current and voltage supplied to the load 4 Alternatively, an input power supply synchronization detection that includes output detection circuit 3 that constitutes output information detection means for detecting power output information, and means for detecting the voltage and phase of AC power supply AC and outputs synchronization information synchronized with the cycle of AC power supply AC A circuit 6, a frequency control circuit 1b for causing the FET control circuit 1a to control the frequency of the FETs Q1 and Q2 based on output information of the output detection circuit 3, and an output detection circuit Of the FETs Q1 and Q2 by the PWM control circuit 1c that causes the FET control circuit 1a to perform PWM control of the FETs Q1 and Q2 based on the output information of the power supply and the synchronization information of the input power supply synchronization detection circuit 6, and the frequency control circuit 1b and the PWM control circuit 1c. It comprises an FET control circuit 1a for controlling the switching operation. Here, the FET control circuit 1a, the frequency control circuit 1b, and the PWM control circuit 1c constitute switching control means for controlling the switching operation of the FETs Q1 and Q2 to suppress the peak of the output supplied to the load 4.
[0034]
  The full-wave rectified voltage VC1 obtained by full-wave rectifying the output of the AC power supply AC by the rectifying bridge B1 constituting the first rectifying means is input to the ceramic capacitor C1 connected to the output terminal of the rectifying bridge B1. However, unlike an electrolytic capacitor capable of obtaining a sufficient capacitance, the full-wave rectified voltage VC1 of the rectifying bridge B1 is not sufficiently smoothed by the ceramic capacitor C1 having a small capacitance, and the waveform is a full-wave rectified waveform. Become. However, it is possible to obtain a higher power factor than when smoothed by an electrolytic capacitor, and to reduce harmonic components contained in the input current Iin. In addition, since the electrolytic capacitor having a relatively short life is not used, the life of the power supply device can be extended. The full-wave rectified voltage VC1 output from the rectifier bridge B1 is input to a resonant inverter circuit including inductors L1 and L2, a resonant capacitor C2, and FETs Q1 and Q2, and the FETs Q1 and Q2 are alternately turned on and off at a high frequency. To supply a high frequency current to the inductors L1 and L2, induce a voltage across the inductors L3 and L4, full-wave rectify by the diodes D1 and D2, and smooth by the smoothing choke coil L5 and the smoothing capacitor C4. An output is supplied to the load 4.
[0035]
  BookReference example 1The control system for controlling the output to the load 4 is composed of two control systems, and the feedback loop composed of the output detection circuit 3, the frequency control circuit 1b, and the FET control circuit 1a is used when the output supplied to the load 4 is large. A feedback loop composed of the output detection circuit 3, the PWM control circuit 1c, and the FET control circuit 1a and the input power supply synchronization detection circuit 6 are used when the output supplied to the load 4 is small. A second control system for low output is configured.
[0036]
  When supplying a high output to the load 4, if the switching operation is performed with the switching frequency of the FETs Q1 and Q2 being constant for the full-wave rectified voltage VC1, the magnitude of the full-wave rectified voltage VC1 changes periodically. Therefore, the output supplied to the load 4 also changes periodically, and when selecting each of the inductors L3 and L4, the diodes D1 and D2, the smoothing choke coil L5, and the smoothing capacitor C4, it matches the output peak. It had to be selected, leading to larger parts and higher costs. So bookReference example 1In the first high-power control system, when the output supplied to the load 4 is large, that is, when the full-wave rectified voltage VC1 output from the rectifying bridge B1 is large, the frequency control circuit 1b switches the FETs Q1 and Q2. By controlling the FET control circuit 1a so as to increase the frequency, the FET control circuit 1a controls the output supplied to the load 4 to decrease, and when the output supplied to the load 4 is small, that is, output from the rectifier bridge B1. When the full-wave rectified voltage VC1 is small, the frequency control circuit 1b controls the FET control circuit 1a so as to lower the switching frequency of the FETs Q1 and Q2, and the FET control circuit 1a increases the output supplied to the load 4. The peak of the output supplied to the load 4 is suppressed by controlling in the direction. By suppressing the peak of the output supplied to the load 4 in this way, it is possible to reduce the size of the component and reduce the cost. At this time, the second control system for low output is not operated.
[0037]
  When a low output is supplied to the load 4, the switching frequency of the FETs Q1 and Q2 becomes too high, causing problems of noise and controllability. So bookReference example 1In the second control system for low output, the first control system for high output is controlled to be constant, and the PWM control circuit 1c is synchronized with the cycle of the AC power supply AC detected by the input power supply synchronization detection circuit 6. The switching operation of the FETs Q1 and Q2 is stopped for the predetermined time width thus adjusted to adjust the output, and a low output is supplied to the load 4.
[0038]
    (Reference example 2)
  Figure 2 shows the bookReference example 2The circuit configuration of is shown. SaidReference example 1The same components as those in FIG. 1 showing the circuit configuration of FIG. FIG. 3A shows the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 of the rectifying bridge B1. With this full-wave rectified voltage VC1, the waveform of the input current Iin and the waveform of the input voltage Vin when the on-off switching is alternately performed at a constant frequency so that the FETs Q1 and Q2 are not simultaneously turned on are shown in FIG. As shown in b). At this time, since the waveform of the output supplied to the load 4 has a peak as shown in FIG. 3C, the component must be selected in accordance with the peak of the output. This led to an increase in size and cost.
[0039]
  BookReference example 2First, based on the output information detected by the output detection circuit 3, the output control circuit 1 controls the FETs Q1 and Q2 so that the output amount supplied to the load 4 becomes a certain target output amount. Control information for controlling switching is transmitted to the switching control circuit 1. That is, when the output amount exceeds the target output amount, the output feedback circuit 2 outputs a control signal for increasing the switching frequency of the switching control circuit 1 to the switching control circuit 1, and the switching control circuit 1 switches the FETs Q1 and Q2. Increase the frequency to suppress the output current and suppress the output amount. On the other hand, when the output amount is less than the target output amount, the output feedback circuit 2 outputs a control signal for lowering the switching frequency of the switching control circuit 1 to the switching control circuit 1, and the switching control circuit 1 detects the FETs Q1 and Q2. The switching frequency is lowered to increase the output current so that the output amount is as close to the target output amount as possible. When the switching control circuit 1 performs frequency control in this way, the output supplied to the load 4 can suppress the peak of the output as shown in FIG. Further, the waveform of the input current Iin and the waveform of the input voltage Vin are as shown in FIG. 4B, and the input current Iin also has a waveform in which the peak is suppressed. Further, since the capacitor C1 is a ceramic capacitor, the power factor of the input voltage Vin and the input current Iin is higher than that in the case where the capacitor C1 is an electrolytic capacitor, and the harmonic current contained in the input current Iin is reduced.
[0040]
  BookReference example 2Then, the switching control means 1 controls the frequency of the FETs Q1 and Q2. However, when the output amount exceeds the target output amount, the output feedback circuit 2 makes the switching frequency of the switching control circuit 1 constant, and the ON width at the time of switching. Is output to the switching control circuit 1, and the switching control circuit 1 reduces the ON width at the time of switching of the FETs Q1 and Q2, suppresses the output current, suppresses the output amount, and conversely outputs the output amount. Is less than the target output amount, the output feedback circuit 2 outputs to the switching control circuit 1 a control signal with a constant switching frequency of the switching control circuit 1 and increases the ON width at the time of switching. Increase the output current by increasing the ON width during Q2 switching and increasing the output current. Even if the PWM control to closer to the target output amount as possible can be obtained the same effects as those of the frequency control.
[0041]
  When the output supplied to the load 4 is large, the switching control means 1 performs frequency control, and when the output supplied to the load 4 is small, PWM control is performed to perform a wide range of output control.
[0042]
  BookReference example 2Then, resonant capacitors C2 and C3 are connected in parallel to the inductors L1 and L2, respectively.Reference example 1A resonance circuit is configured in the same manner as in FIG.
[0043]
    (Reference example 3)
  BookReference example 3As shown in FIG.Reference example 2The load 4 shown in FIG. 2 is a constant voltage load 4 (a).Reference example 2The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0044]
    (Reference example 4)
  BookReference example 4As shown in FIG.Reference example 22 is a secondary battery 4 (b), and the other configuration is the above-described configuration.Reference example 2The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0045]
    (Reference Example 5)
  BookReference Example 5As shown in FIG.Reference example 2The output detection circuit 3 shown in FIG. 2 is an output voltage detection circuit 3a that detects the voltage V2 across the load 4, and the other configurations are the same as those described above.Reference example 2The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. BookReference Example 5Then, using the value of the voltage V2 across the load 4 as output information to be detected,Reference example 2The same control can be performed to obtain the same effect.
[0046]
    (Reference Example 6)
  BookReference Example 6As shown in FIG.Reference example 22 is an output current detection circuit 3b for detecting an output current I2 flowing through the load 4, and the other configurations are the same as those described above.Reference example 2The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. BookReference Example 6Then, using the value of the output current I2 flowing through the load 4 as output information to be detected,Reference example 2The same control can be performed to obtain the same effect.
[0047]
    (Reference Example 7)
  BookReference Example 7As shown in FIG.Reference example 2The system control circuit 5 is added to FIG.Reference example 2The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. SaidReference example 2In a state where the control method is maintained, the system control circuit 5 switches the FETs Q1 and Q2 for a predetermined constant time according to the value of the output current I2 flowing through the load 4 detected by the output current detection circuit 3b, and also performs a predetermined constant time. By repeating the transmission of a signal to the switching control circuit 1 so as to stop the time switching, a constant output amount of the output current I2 can be supplied to the load 4.
[0048]
  As shown in FIG. 10, the waveform of the output current I2 at this time is the same as that shown in FIG. 4A during the switching period, and the output current I2 is not output during the switching stop period. A predetermined output amount of the output current I2 can be obtained by varying each time of the switching period and the switching stop period.
[0049]
    (Reference Example 8)
  BookReference Example 8As shown in FIG.Reference Example 79 includes an input power supply synchronization detection circuit 6 that includes voltage and phase detection means for the AC power supply AC and outputs synchronization information synchronized with the cycle of the AC power supply AC.Reference Example 7The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0050]
  BookReference Example 8Then, saidReference example 2In this state, the input power supply synchronization detection circuit 6 outputs synchronization information corresponding to the voltage and phase of the AC power supply AC to the system control circuit 5, so that the system control circuit 5 can detect the cycle of the AC power supply AC. It is possible to control the amount of output supplied to the load 4 by stopping the switching operation of the FETs Q1 and Q2 for a predetermined time width synchronized with.
[0051]
  For example, when the system control circuit 5 controls the switching control circuit 1 so that the FETs Q1 and Q2 perform switching only for a certain time t across the zero crossing point of the voltage of the AC power supply AC, the full-wave rectified voltage VC1 as shown in FIG. The waveform of the output current I2 with respect to the waveform of can be obtained.
[0052]
  The system control circuit 5 starts the switching of the switching element from the vicinity of the zero crossing point of the voltage of the AC power supply AC, performs the switching only for a predetermined time t, and repeatedly stops the switching until the next zero crossing point. When the switching control circuit 1 is controlled, a waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 as shown in FIG. 13A can be obtained.
[0053]
  The system control circuit 5 repeatedly stops the switching of the switching element in the vicinity of the zero crossing point of the voltage of the AC power supply AC, starts the switching until the next zero crossing point, and performs the switching only for a predetermined time t. When the switching control circuit 1 is controlled, the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 as shown in FIG. 13B can be obtained.
[0054]
  Further, the system control circuit 5 controls the switching control circuit 1 so as to switch the switching element only in a section of a predetermined time t that includes the maximum absolute value point of the voltage of the AC power supply AC and does not include the zero crossing point of the voltage. In this case, the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 as shown in FIG. 13C can be obtained, and the harmonic current can be reduced because switching is not performed near the zero-cross point.
[0055]
  In FIG. 12, the system control circuit 5 controls the switching control circuit 1 so that the FETs Q1 and Q2 are switched only for a certain time t sandwiching the zero crossing point of the voltage of the AC power supply AC by the synchronization information obtained from the input power supply synchronization detection circuit 6. However, this switching operation is not performed for each zero-cross point of the voltage of the AC power supply AC, but for example, by performing it once for each zero-cross point, the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 as shown in FIG. Thus, an output amount that is about one-half of the output amount of the output current I2 shown in FIG. 12 can be obtained. Further, by performing this switching operation once every three times at the zero cross point, the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 as shown in FIG. 15 can be obtained, and the output current I2 shown in FIG. An output amount that is about one third of the output amount can be obtained. Thus, the output amount of the output current I2 can be controlled by changing the ratio at which the switching operation is performed for each zero-cross point of the voltage of the AC power supply AC.
[0056]
  Next, if the switching time t is reduced as in the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 shown in FIG. 16A, the output amount of the output current I2 can be reduced, and FIG. If the switching time t is increased as shown in the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 shown in FIG. The output amount of the output current I2 can also be controlled by changing the switching time t in this way.
[0057]
  In addition, the system control circuit 5 synchronizes with the period of the AC power supply AC based on the information obtained from the input power supply synchronization detection circuit 6 so that the FET elements Q1 and Q2 are predetermined from the vicinity of the first zero cross point of the voltage of the AC power supply AC. The switching control circuit 1 is controlled to repeat the operation of switching to the vicinity of the second zero cross after the number of zero cross points and stopping the switching from the second zero cross point to the vicinity of the third zero cross point after the predetermined number of zero cross points. In this case, the output amount of the output current I2 can be controlled by changing each predetermined number of the zero cross points. For example, as in the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 shown in FIG. 17, the FETs Q1 and Q2 are moved from the vicinity of the first zero cross point Z1 of the voltage of the AC power supply AC in synchronization with the cycle of the AC power supply AC. When the operation of switching to the vicinity of the second zero-crossing point Z2 that is the next zero-crossing point and stopping the switching from the second zero-crossing point Z2 to the vicinity of the third zero-crossing point Z3 that is the next zero-crossing point is repeated, FIG. The output amount is about one half of the output current I2 that does not stop the switching shown in FIG. Further, as in the waveform of the output current I2 with respect to the waveform of the full-wave rectified voltage VC1 shown in FIG. 18, the FET elements Q1 and Q2 are the first zero crossing points from the vicinity of the first zero crossing point Z4 of the voltage of the AC power supply AC. When the operation of switching to the vicinity of the second zero crossing Z5 and stopping the switching from the second zero crossing point Z5 to the vicinity of the third zero crossing point Z6 after the second zero crossing point is repeated, the output current that does not stop the switching shown in FIG. The output amount is about one third of I2.
[0058]
  BookReference Example 8When switching is started from a switching stop state, the switching control circuit 1 performs soft start control that starts switching from a state in which the switching frequency is increased, and can suppress a transient current that flows due to a transient phenomenon at the start of switching. This circuit and the load 4 can be prevented from being adversely affected. FIGS. 19A and 19B show the waveforms of the output currents I2 when the soft start control is not performed and when the soft start is performed. The transient current of the output current I2 when the soft start control shown in FIG. 19B is performed is suppressed more than the transient current of the output current I2 when the soft start control shown in FIG. 19A is not performed. Yes.
[0059]
    (Reference Example 9)
  BookReference Example 9As shown in FIG.Reference Example 811 to which a load information detection circuit 7 for detecting the temperature and voltage of the load 4 is added, and other configurations are the same as those described above.Reference Example 8The same elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. BookReference Example 9The output feedback circuit 2 always transmits the average output current amount of the output current I2 detected by the output current detection circuit 3b to the load 4 to the system control circuit 5, so that the system control circuit 5 always calculates the average output current amount. I can know. When the average output current amount is less than the target output amount possessed by the system control circuit 5, the system control circuit 5 notifies the output feedback circuit 2 that the target output amount is not reached, and the output feedback circuit 2 Transmits a feedback signal 100 that lowers the switching frequency of the FETs Q1 and Q2 to the switching control circuit 1 in order to increase the maximum value of the output current I2. Conversely, when the average output current amount exceeds the target output amount that the system control circuit 5 has, the system control circuit 5 notifies the output feedback circuit 2 that the target output amount is exceeded, and outputs The feedback circuit 2 transmits to the switching control circuit 1 a feedback signal 100 that increases the switching frequency of the FETs Q1 and Q2 in order to reduce the maximum value of the output current I2. Further, when the average output current amount is equal to the target output amount that the system control circuit 5 has, the feedback signal 100 transmitted from the output feedback circuit 2 to the switching control circuit 1 is not changed in order to maintain the state as it is. By performing such feedback control, the average output current amount of the output current I2 can be made the target output amount, and FIG. 21 is controlled so that the average output current amount of the output current I2 becomes the target output amount. The waveform of the output current I2 is shown.
[0060]
  However, in the above control method, in the case of low output control in which the output supplied to the load 4 is low, the switching frequency of the FETs Q1 and Q2 becomes too high, which causes noise and control problems. Therefore, in the case of low output control, the system control circuit 5 holds the zero crossing point of the AC power supply AC with the synchronization information obtained from the input power supply synchronization detection circuit 6 while the feedback amount of the feedback signal 100 is fixed to a certain value. The switching control circuit 1 is controlled so that the FETs Q1 and Q2 are switched only during the period of time. If the average output current amount is less than the target output amount that the system control circuit 5 has, the system control circuit 5 provides a feedback signal to the switching control circuit 1 so as to increase the predetermined time for switching the FETs Q1 and Q2 by a minute time. 101 is transmitted. If the average output current amount is still less than the target output amount, the same operation is performed. Conversely, when the average output current amount exceeds the target output amount of the system control circuit 5, the system control circuit 5 feeds back to the switching control circuit 1 so as to reduce the predetermined time for switching the FETs Q1 and Q2 by a minute time. Signal 101 is transmitted. If the average output current amount still exceeds the target output amount, the same operation is performed. When the average output current amount is equal to the target output amount of the system control circuit 5, the system control circuit 5 does not change the predetermined time for switching the FETs Q1 and Q2 in order to maintain the state as it is. Is transmitted to the switching control circuit 1. By performing such feedback control, the average output current amount of the output current I2 during the low output control can be set to the target output amount.
[0061]
  Even when the system control circuit 5 obtains the temperature and voltage information of the load 4 from the load information detection circuit 7, the target output amount of the system control circuit 5 is changed.Reference Example 9With this control method, the average output current amount can be made the target output amount.
[0062]
    (Reference Example 10)
  BookReference Example 1022 includes an input power supply synchronization detection circuit 6 that includes voltage and phase detection means for the AC power supply AC and outputs synchronization information synchronized with the cycle of the AC power supply AC, as shown in FIG. A rectifier bridge B3 as a third rectifier for rectifying the AC power supply AC, a series circuit of resistors R1 and R2 connected to the output terminal of the rectifier bridge B3, and an inverting input terminal as a resistor R1 and a resistor R2. And a comparator 20 having a non-inverting input terminal connected to the constant voltage source E, and the output of the comparator 20 is connected to the switching control circuit 1. The switching control circuit 1 controls the FETs Q1 and Q2 to switch only during a period when the output of the comparator 20 is High. The waveforms of the voltage S1 at the inverting input terminal of the comparator 20, the threshold voltage S2 of the comparator 20, the output S3 of the comparator 20, and the output current I2 are shown in FIG.Reference Example 10Then, by appropriately selecting the threshold voltage S2 of the comparator 20, the period during which the FETs Q1 and Q2 are switched can be adjusted to supply a low output to the load 4.
[0063]
    (Embodiment 1)
  BookEmbodiment 1As shown in FIG.Reference Example 10Figure showing22By connecting the capacitor C5 between the output terminals of the rectifying block B3, the output voltage of the rectifying block B3 is smoothed, and the minimum value of the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator 20 is made larger than 0V. The output voltage of the constant voltage source E1 (threshold voltage S2 of the comparator 20) that is smaller than the minimum value is easily generated. Here, as shown in FIG. 25A, by setting the output voltage of the constant voltage source E1 (threshold voltage S2 of the comparator 20) to a value larger than the maximum value of the voltage S1, the output S3 of the comparator 20 becomes High. The switching control circuit 1 switches the FETs Q1 and Q2 and supplies the output current I2 to the load 4 while the output S3 in the high state is input. Next, as shown in FIG. 25B, by setting the output voltage of the constant voltage source E1 (threshold voltage S2 of the comparator 20) to a value smaller than the minimum value of the voltage S1, the output S3 of the comparator 20 becomes Low. The switching control circuit 1 stops switching of the FETs Q1 and Q2 and stops supplying the output current I2 to the load 4 while the low-level output S3 is input. Book like thisEmbodiment 1Then, it is possible to perform continuous operation and continuous stop of the switching of the FETs Q1 and Q2.
[0064]
    (Embodiment 2)
  BookEmbodiment 2The circuit configuration is shown in FIG. SaidEmbodiment 124 is a specific circuit example of FIG. 24, and the same elements as those of FIG. BookEmbodiment 2The output current detection circuit 3b is configured by a resistor R0 connected in series to a secondary battery 4b that is a load. The output feedback circuit 2 includes a resistor R29 having one end connected to the resistor R0, and a resistor R29. The operational amplifier 22 whose end is connected to the inverting input terminal, the parallel circuit of the resistor R6 and the capacitor C11 connected between the output of the operational amplifier 22 and the inverting input terminal, and the midpoint of connection are connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 22. Connected to the resistor R5, the capacitor C10 connected in parallel to the resistor R5, the operational amplifier 23 connected to the non-inverting input terminal of the output of the operational amplifier 22, and the inverting input terminal of the operational amplifier 23 A series circuit of a resistor R8 and a transistor T1, a resistor R12 having one end connected to the base of the transistor T1, and a second end connected to the other end of the resistor R12 A solution capacitor C18, composed of a series circuit of the series circuit and the resistor R11 and the Zener diode ZD3 and a diode D3 of connected resistors R9, R10 to the output of the operational amplifier 23. The system control circuit 5 includes a microcomputer 24, a capacitor C12 connected to the input terminal of the microcomputer 24, a resistor R7 having one end connected to the output of the operational amplifier 22 and the other end connected to the input terminal of the microcomputer 24, and the microcomputer 24. Resistors R13 and R14 connected to the output terminal, resistors R15 and R17 having one end connected to another output terminal of the microcomputer 24, a transistor T2 having a base connected to the other end of the resistor R17, and a transistor T2 An electrolytic capacitor C13 connected to the base, a resistor R16 connected to the collector of the transistor T2, a photocoupler FC2 having a photodiode connected to the emitter of the transistor T2, and a photodiode connected to the diode D3 of the output feedback circuit 2 Photocoupler FC1. The switching control circuit 1 includes a switching regulator IC 21, a capacitor C 14 connected to the switching regulator IC 21 and a constant voltage Vcc, and a parallel circuit and a resistor R 18 and a capacitor C 15 that constitute an oscillator with an internal circuit of the switching regulator IC 21. A parallel circuit of R21 and capacitor C17, a resistor R19 connected between the collector of the transistor of the photocoupler FC1 and the input terminal of the switching regulator IC21, a resistor R20 connected to the switching regulator IC21, a capacitor C16, and switching It is comprised from resistance R22, R23 which is each gate resistance of FETQ1, Q2 connected to the output terminal of regulator IC21. The input power supply synchronization detection circuit 6 includes a rectifier bridge B3 which is a third rectifier for rectifying the AC power supply AC, and a series circuit of resistors R1 and R2 connected between the output terminals of the rectifier bridge B3, a capacitor C5 and a resistor R28. The inverting input terminal is connected to the connection midpoint between the resistors R1 and R2, the non-inverting input terminal is connected to the connection midpoint between the resistors R24 and R25, and the output of the pull-up resistor R27 and the switching regulator IC21. The comparator 20 is connected to the input, and the resistor R26 has one end connected to the midpoint of connection between the resistors R24 and R25 and the other end connected to the collector of the transistor of the photocoupler FC2.
[0065]
  The output current I2 is detected as a voltage across the resistor R0, and the output averaged by the integrating circuit of the resistor R7 and the capacitor C12 via the operational amplifier 22 is used as an average output current amount. Output to. Therefore, the microcomputer 24 can always detect the average output current amount. The microcomputer 24 compares the average output current amount with the target output amount. When the average output current amount is less than the target output amount, the microcomputer 24 turns off the transistor T2 and turns off the photocoupler FC2. Thus, by separating the resistor R26 from the ground, the threshold voltage S2 of the comparator 20 becomes a value obtained by dividing the constant voltage Vcc by the resistor R24 and the resistor R25. When the average output current amount exceeds the target output amount, the microcomputer 24 turns on the transistor T2 and turns on the photocoupler FC2. By connecting the resistor R26 to the ground via the photocoupler FC2, the threshold voltage S2 of the comparator 20 becomes a value obtained by dividing the constant voltage Vcc by the resistor R24 and the parallel circuit of the resistors R25 and R26. The threshold voltage S2 of the comparator 20 when the average output current amount is less than the target output amount is higher than the threshold voltage S2 of the comparator 20 when the average output current amount exceeds the target output amount. . FIG. 27A shows the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator 20, the threshold voltage S2 of the comparator 20, the output S3 of the comparator 20, and the output current I2 when the average output current amount is less than the target output amount. In order to increase the amount of output current, the threshold voltage S2 of the comparator 20 is increased, the time during which the output S3 of the comparator 20 is High is lengthened, and the output current I2 is output. The time that is played is lengthened. FIG. 27B shows the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator 20, the threshold voltage S2 of the comparator 20, the output S3 of the comparator 20, and the output current when the average output current amount exceeds the target output amount. In order to decrease the output current amount, the threshold voltage S2 of the comparator 20 is lowered, the time during which the output S3 of the comparator 20 is High is shortened, and the output current I2 is The output time is shortened.
[0066]
  Further, when the non-inverting amplifier circuit including the operational amplifier 23 to which the average output current amount is input from the operational amplifier 22 is switched on and off by the signal from the microcomputer 24, the amplification factor is switched, and the transistor T1 is turned on. The amplification factor of the non-inverting amplifier circuit is increased, the photocoupler FC1 is turned on, and the switching regulator IC 21 to which a signal is input via the photocoupler FC1 increases the switching frequency and decreases the output current I2. When the microcomputer 24 turns off the transistor T1, the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit is reduced, the photocoupler FC1 is turned off, and the switching regulator IC21 that is no longer input with a signal via the photocoupler FC1 lowers the switching frequency and outputs it. The current I2 is increased. BookEmbodiment 2, By switching the threshold voltage S2 of the comparator 20 and controlling the output S3 of the comparator 20 via the photocoupler FC2 while being fixed so as to apply a certain amount of feedback via the photocoupler FC1. The switching regulator IC 21 controls the switching operation time and switching stop time of the FETs Q1 and Q2 to control the average output current amount of the output current I2.
[0067]
  BookEmbodiment 2, A fuse F1 and inductors L6a and L6b are connected in series to the AC power supply AC, and a varistor H1, a resistor R3 and a capacitor C6 are connected in parallel to the AC power supply AC via the fuse F1, and via the inductors L6a and L6b. A capacitor C7 is connected in parallel to the AC power supply AC, and both ends of the capacitor C7 are connected to the input of the rectifier bridge B1. Capacitors C8 and C9 are respectively connected in parallel to the diodes D1 and D2, and the inductors L3 and L4 constitute a resonance circuit. Zener diodes ZD1 and ZD2 are connected between the gates and sources of the FETs Q1 and Q2, respectively, to protect the overvoltage of each gate.
[0068]
    (Embodiment 3)
  BookEmbodiment 3The circuit configuration is shown in FIG. SaidEmbodiment 226 that are the same as those shown in FIG. BookEmbodiment 3Then, the resistor R31 is connected between the non-inverting input terminal of the comparator 20 of the input power supply synchronization detection circuit 6 and the output, and the resistor R30 is connected between the non-inverting input terminal of the comparator 20 and the connection middle point of the resistors R24 and R25. Since the comparator 20 has hysteresis characteristics, a stable output resistant to noise can be obtained.
[0069]
  FIG. 29A shows the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator 20, the threshold voltage S2 of the comparator 20, the output S3 of the comparator 20, and the output current I2 when the average output current amount is less than the target output amount. And show each waveformEmbodiment 2Similarly, in order to increase the output current amount, the threshold voltage S2 of the comparator 20 is increased, the time during which the output S3 of the comparator 20 is High is lengthened, and the time during which the output current I2 is output is increased. It is long. FIG. 29B shows the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator 20, the threshold voltage S2 of the comparator 20, the output S3 of the comparator 20, and the output current when the average output current amount exceeds the target output amount. In order to decrease the output current amount, the threshold voltage S2 of the comparator 20 is lowered, the time during which the output S3 of the comparator 20 is High is shortened, and the output current I2 is The output time is shortened. BookEmbodiment 3Then, since the operation of the comparator 20 has a hysteresis width, a stable comparison operation resistant to noise can be performed, and the output can be stabilized.
[0070]
    (Embodiment 4)
  BookEmbodiment 4The circuit configuration is shown in FIG. SaidEmbodiment 3The same reference numerals are given to the same elements as those shown in FIG. BookEmbodiment 4Then, using the comparator with hysteresis 20a, the hysteresis width can be changed by the microcomputer 24 inputting a signal to the comparator with hysteresis 20a via the transistor T2 and the photocoupler FC2. FIG. 31A shows the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator with hysteresis 20a when the average output current amount is less than the target output amount, the threshold voltage S2 of the comparator with hysteresis 20a, and the output of the comparator with hysteresis 20a. Each waveform of S3 and output current I2 is shown, and in order to increase the amount of output current, the microcomputer 24 outputs a signal to the comparator with hysteresis 20a to increase the hysteresis width, so that the output S3 of the comparator 20 is increased. Is set to be high, and the output current I2 is output for a long time. FIG. 31B shows the voltage S1 of the inverting input terminal of the comparator 20, the threshold voltage S2 of the comparator 20, the output S3 of the comparator 20, and the output current when the average output current amount exceeds the target output amount. In order to reduce the amount of output current, the microcomputer 24 outputs a signal to the comparator with hysteresis 20a to reduce the hysteresis width so that the output width S3 of the comparator 20 becomes High. The time during which the output current I2 is output is shortened by shortening the time during which the output current I2 is output.
[0071]
  Here, the microcomputer 24 of the system control circuit 5 receives the signal indicating the average output current amount output from the operational amplifier 22, performs sampling of the signal indicating the average output current amount several times at a predetermined sampling interval, When the average value is the average current amount, if the predetermined sampling interval is a value close to twice the frequency of the AC power source AC, the output current I2 is a waveform synchronized with the AC power source AC, so the microcomputer 24 calculates it. A large error occurs in the average current amount. For example, as shown in FIG. 32, the waveform of the voltage VCR, which is a signal indicating the average output current amount input to the microcomputer 24, has the same cycle as the cycle of the AC power supply AC, and when the frequency of the AC power supply AC is 50 Hz, When the microcomputer 24 performs sampling at a sampling interval ts1 of 10 msec, the period of the voltage VCR indicating the average output current amount and the sampling interval ts1 are synchronized with each other. Therefore, the capacitor C12 and the resistor R7 indicate the average output current amount. When the voltage VCR cannot be smoothed, the average amount of current calculated by the microcomputer 24 is greatly changed from the actual value. In order to prevent this, it is necessary to set the sampling interval of the microcomputer 24 to, for example, the sampling interval ts2 in FIG.
[0072]
    (Embodiment 5)
  BookEmbodiment 5The circuit configuration of this is shown in FIG. SaidReference example 1The same elements as those shown in FIG. BookEmbodiment 5Then, the inductors L1 and L2 constituting the first inductor and the inductors L3 and L4 constituting the second inductor are detachable transformer structures as shown in FIG. 34, and the inductors L1 and L2 and the inductor L3 are detachable. , L4 are insulated from the outside by insulators 10a and 10b. The output information detected by the output detection circuit 3 is transmitted to the frequency control circuit 1b and the PWM control circuit 1c via the non-contact information transmission circuits 8a and 8b. Here, the non-contact information transmission circuits 8a and 8b use inductors and transmit and receive signals by magnetic coupling with each other, so that information can be transmitted in a non-contact manner. Therefore, the load 4 can be easily replaced by replacing the secondary circuit including the load 4. In addition, since the inductors L1 and L2 and the inductors L3 and L4 have a structure insulated from the outside, they are suitable for use in places where there is a lot of water and dust.
[0073]
    (Embodiment 6)
  BookEmbodiment 6The circuit configuration is shown in FIG. SaidEmbodiment 3The same reference numerals are given to the same elements as those shown in FIG. BookEmbodiment 6The frequency division control circuit 9 divides the output of the comparator 20 and outputs the frequency-divided signal to the switching regulator IC 21, and the microcomputer 24 inputs the frequency division control circuit 9 via the photocouplers FC 3 and FC 4. The frequency dividing operation of the frequency division control circuit 9 is controlled by inputting signals to X1 and X2. The microcomputer 24 changes its control method depending on the case where the output current I2 which is the charging current to the secondary battery 4b which is a load is a large current, a middle current, or a small current.
[0074]
  First, when a large output current I2 is required, the microcomputer 24 inputs a Low signal to the input terminals X1 and X2 of the frequency division control circuit 9 via the photocouplers FC3 and FC4. Then, the frequency division control circuit 9 fixes the output signal to the switching regulator IC 21 to High, and the switching regulator IC 21 continuously switches the FETs Q1 and Q2 according to the signal input via the photocoupler FC1.
[0075]
  The operation of the switching regulator IC 21 at this time will be described. The output current I2 is detected as a voltage across the resistor R0, and the average output current amount averaged by the integrating circuit of the resistor R7 and the capacitor C12 via the operational amplifier 22 is sent to the microcomputer 24 and the operational amplifier 23 constituting the non-inverting amplifier. Output. Therefore, the microcomputer 24 can always detect the average output current amount. The non-inverting amplifier circuit including the operational amplifier 23 to which the average output current amount is input from the operational amplifier 22 is turned on and off by the transistor T1 that is turned on / off by a signal from the microcomputer 24 that compares the average output current amount with the target output amount. Can be switched. When the average output current amount exceeds the target output amount, the microcomputer 24 turns on the transistor T1 to increase the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit, so that the photocoupler FC1 is turned on and a signal is transmitted via the photocoupler FC1. , The switching regulator IC 21 increases the switching frequency and decreases the output current I2. When the average output current amount is less than the target output amount, the microcomputer 24 turns off the transistor T1, thereby reducing the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit, turning off the photocoupler FC1, and the switching regulator IC21 lowering the switching frequency. As a result, the output current I2 is increased. The output current I2 at this time is shown in FIG. 36 (b), and the voltage S1 at the non-inverting input terminal of the comparator 20 is shown in FIG. 36 (a).
[0076]
  Next, when a low output current I2 is required, the microcomputer 24 inputs a high signal and a low signal to X2 to the input terminal X1 of the frequency division control circuit 9 via the photocouplers FC3 and FC4. Then, the frequency division control circuit 9 outputs the signal input from the comparator 20 to the switching regulator IC 21 as it is, and the switching regulator IC 21 switches the FETs Q1 and Q2 only when the signal input from the frequency division control circuit 9 is High.
[0077]
  The operation of the switching regulator IC 21 at this time will be described. The output current I2 is detected as a voltage across the resistor R0, and the average output current amount averaged by the integrating circuit of the resistor R7 and the capacitor C12 via the operational amplifier 22 is sent to the microcomputer 24 and the operational amplifier 23 constituting the non-inverting amplifier. Output. Therefore, the microcomputer 24 can always detect the average output current amount. The microcomputer 24 compares the average output current amount with the target output amount. When the average output current amount is less than the target output amount, the microcomputer 24 turns off the transistor T2 and turns off the photocoupler FC2. Thus, by separating the resistor R26 from the ground, the threshold voltage S2 of the comparator 20 becomes a value obtained by dividing the constant voltage Vcc by the resistor R24 and the resistor R25. When the average output current amount exceeds the target output amount, the microcomputer 24 turns on the transistor T2 and turns on the photocoupler FC2. By connecting the resistor R26 to the ground via the photocoupler FC2, the threshold voltage S2 of the comparator 20 becomes a value obtained by dividing the constant voltage Vcc by the resistor R24 and the parallel circuit of the resistors R25 and R26. The threshold voltage S2 of the comparator 20 when the average output current amount is less than the target output amount is higher than the threshold voltage S2 of the comparator 20 when the average output current amount exceeds the target output amount. The time when the output S3 of the comparator 20 is High when the average output current amount is less than the target output amount is the time when the output S3 of the comparator 20 is High when the average output current amount exceeds the target output amount. When the average output current amount is less than the target output amount, the output current amount is increased, and when the average output current amount exceeds the target output amount Reducing the output current. When a low output current I2 is required in this way, the threshold voltage S2 of the comparator 20 is set via the photocoupler FC2 in a state where a fixed amount of feedback is applied via the photocoupler FC1. By switching and controlling the output S3 of the comparator 20, the switching regulator IC 21 controls the switching operation time and switching stop time of the FETs Q1 and Q2 to control the average output current amount of the output current I2. The output current I2 at this time is shown in FIG.
[0078]
  When the medium output current I2 is required, the microcomputer 24 inputs a Low signal to the input terminal X1 of the frequency division control circuit 9 and a High signal to X2 via the photocouplers FC3 and FC4. Then, the frequency division control circuit 9 outputs a signal obtained by dividing the signal input from the comparator 20 by half to the switching regulator IC 21, and the switching regulator IC 21 outputs the signal input from the frequency division control circuit 9 being High. Only when the FETs Q1 and Q2 are switched.
[0079]
  At this time, the switching regulator IC21 controls the switching frequency of the FETs Q1 and Q2 in accordance with the signal input through the photocoupler FC1, as in the case where the output current I2 is a large current. The output current I2 at this time is shown in FIG.
[0080]
  BookEmbodiment 6Of the microcomputer 24 when the target output amount is automatically changed according to time and when the target output amount is changed by the load information from the secondary battery 4b as a load (load information detection circuit is not shown). The control is automatically performed by any one of the three patterns of control methods that can achieve the target output amount in response to an instruction.
[0081]
  Further, when the microcomputer 24 inputs a High signal to the input terminals X1 and X2 of the frequency division control circuit 9 via the photocouplers FC3 and FC4, the frequency division control circuit 9 fixes the output signal to the switching regulator IC 21 to Low, The switching regulator IC 21 stops the switching operation of the FETs Q1 and Q2, and the output current I2 is not output. The output current I2 at this time is shown in FIG.
[0082]
【The invention's effect】
  The invention according to claim 1 is supplied with a first rectifying means for rectifying an AC power supply, a switching element for converting the rectified output of the first rectifying means into high-frequency power by switching at high frequency, and the high-frequency power. A first inductor, a second inductor magnetically coupled to the first inductor, a second rectifier that rectifies a voltage induced in the second inductor, and the second rectifier Output information detection for detecting output information supplied to the load, comprising an inverter / converter circuit comprising a choke coil for smoothing the rectified output of the output and a load connected to the output end of the choke coil And the switching element so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount based on the output information of the output information detection unit and the predetermined target output amount. And suppressing switching control means a peak of an output which controls the switching operation is supplied to said load, A third rectifier that rectifies the AC power supply, a capacitor connected between the output terminals of the third rectifier, and a value that is less than the minimum value and a value that exceeds the maximum value of the third rectifier. A means for detecting the voltage and phase of an AC power source comprising a comparator for comparing the threshold value to be output with the output value of the third rectifying means;The switching control means frequency-controls the switching operation when the output supplied to the load is large, and PWM controls the switching operation when the output supplied to the load is small.Depending on the output of the comparator, the switching operation of the switching element is continuously stopped or continuously performed.Therefore, by not smoothing the full-wave rectified voltage of the first rectifying means with the electrolytic capacitor, it is possible to improve the power factor and reduce the harmonic noise component included in the input current, and the electrolytic capacitor is included in the circuit. Since it is not included, the life of the power supply device can be extended. In addition, by suppressing the peak power generated in the output supplied to the load, the maximum rating of voltage and current is selected when selecting the parts used for the second rectifier such as a diode, capacitor, choke coil and its peripheral circuit. Can be selected, and the size and cost of the parts can be reduced. Furthermore, a wide range of control can be performed by controlling the switching operation of the switching element in combination with frequency control and PWM control. Therefore, there is an effect that it is possible to provide a power supply device that is low in cost, has a small loss, has a high power factor, takes measures against harmonics, and has excellent controllability.Furthermore, if the switching of the switching element is synchronized with the period of the full-wave rectified output of the first rectifying means, the full-wave rectified output may become almost constant when the switching of the switching element is stopped. By synchronizing the switching with the cycle of the power supply, it is possible to detect the voltage and phase of the stable AC power supply regardless of the amount of output, and by providing a third rectifier such as a rectifier bridge, the AC The power supply voltage and phase can be detected at low cost, and with a simple circuit configuration, synchronized with the AC power supply. The switching of the switching element can be started and stopped. Further, by connecting a capacitor between the output terminals of the third rectifying means, the voltage signal of the AC power supply can be made larger than 0 V, and a simple circuit configuration Thus, the continuous stop and continuous operation of the switching operation can be performed.
[0083]
  Since the load is a constant voltage load in the invention of the first aspect, the constant voltage load is not easily affected by the ripple current, and the output side rectifier circuit is reduced in size and cost. There is an effect that can be.
[0084]
  According to a third aspect of the invention, in the first aspect of the invention, since the load is a secondary battery, the secondary battery is not easily affected by the ripple current, and the output side rectifier circuit is reduced in size and cost. There is an effect that can be.
[0085]
  According to a fourth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the first to third aspects, since the switching control means generates a time for switching the switching element and a time for stopping the switching, the peak of the output supplied to the load is obtained. There is an effect that the output can be suppressed and the output can be adjusted.
[0086]
  The invention of claim 5 has an effect that the control circuit can be made inexpensive because the target output amount is a current value in any of the inventions of claims 1 to 4.
[0087]
  According to a sixth aspect of the present invention, since the target output amount is a voltage value in any one of the first to fourth aspects, there is an effect that the control circuit can be made inexpensive.
[0088]
  The invention of claim 7 is the invention according to any one of claims 1 to 6, wherein the switching control means generates a time for switching the switching element and a time for stopping the switching in synchronization with the cycle of the AC power supply. There is an effect that the output amount can be stabilized by switching in synchronization with the AC power source.
[0089]
  According to an eighth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the present invention, the switching control means is configured so that the switching is performed only in a section before and after the zero crossing point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load becomes a low output. Since the element is switched, there is an effect that low power can be supplied to the load. In particular, when the load is a battery and charging is performed, charging cannot be performed unless a voltage higher than the battery voltage is generated at the output. Therefore, in order to charge the battery by directly switching the full-wave rectified voltage of the first rectifying means by the switching element, the first rectifying means is increased by increasing the turns ratio of the second inductor to the first inductor. It is necessary to be able to charge even when the full-wave rectified voltage is low. At this time, when it is desired to charge the battery with a very low current, if the switching element is switched even when the full-wave rectified voltage of the first rectifying means is high, a voltage that is too high with respect to the battery voltage is generated on the output side. The difference between the output voltage and the battery voltage is so large that a large current flows through the battery as a load, and accurate control cannot be performed. For this reason, low electric power can be taken out correctly by detecting the period of AC power supply and switching only the vicinity of the zero crossing point.
[0090]
  According to a ninth aspect of the invention, in the seventh aspect of the invention, the switching control means switches the switching element from the vicinity of the zero crossing point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load becomes a low output. Since starting and stopping the switching until the next zero crossing point is repeated, switching of the switching element is started from the vicinity of the zero crossing point of the AC power supply, and low power can be supplied to the load with a circuit having a small number of parts. There is an effect that can be done.
[0091]
  According to a tenth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the present invention, the switching control means switches the switching element in the vicinity of the zero cross point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load is a low output. Since the switching is repeated until the next zero crossing point is stopped, switching of the switching element is stopped from the vicinity of the zero crossing point of the AC power supply, and low power can be supplied to the load with a circuit having a small number of parts. There is an effect that can be done.
[0092]
  According to an eleventh aspect of the present invention, in the seventh aspect of the invention, the switching control means switches the switching element only in a section sandwiching the maximum absolute value point of the voltage of the AC power supply and not including the zero crossing point. There is an effect that current can be reduced and low power can be supplied to the load.
[0093]
  According to a twelfth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the seventh to eleventh aspects, the switching control means repeatedly performs an operation of switching the switching element a predetermined number of times in synchronization with a cycle of an AC power source, and the switching element. Since the operation of stopping the switching is alternately repeated a predetermined number of times, there is an effect that low power can be supplied to the load in synchronization with the AC power supply. For example, by adjusting the output by switching or stopping the switching element during a period from one zero cross point to the next zero cross point, low power can be supplied to the load with a circuit having a small number of parts. Here, assuming that the current flowing through the load is 10 A on average from one zero crossing point to the next zero crossing point, the switching element is switched from the first zero crossing point to the second zero crossing point, and the current flows through the load. The switching of the switching element is stopped from the zero crossing point of the third to the third zero crossing point, the switching element is switched from the third zero crossing point to the fifth zero crossing point, and the current is supplied to the load, from the fifth zero crossing point. By repeating the operation of stopping the switching of the switching element until the sixth zero-cross point, an average current of 6 A can be output. Further, the control can be performed by switching only for a certain period in the period from the first zero cross point to the second zero cross point.
[0094]
  According to a thirteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect of the invention, the switching control means performs the number of times of repeatedly performing the operation of switching the switching element and the operation of stopping the switching element in synchronization with the cycle of the AC power supply. Since the number of times is varied and the amount of output supplied to the load is controlled, the amount of output supplied to the load can be adjusted.
[0095]
  According to a fourteenth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the seventh to thirteenth aspects, the switching control means varies a time for switching the switching element and a time for stopping the switching, and sets an output amount supplied to the load. Since the control is performed, the output amount supplied to the load can be adjusted.
[0096]
  According to a fifteenth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the invention, the switching control means synchronizes with the period of the AC power supply, and sets the switching element from the vicinity of the first zero cross point of the voltage of the AC power supply to a predetermined number of zero cross points. The operation of switching to the vicinity of the subsequent second zero cross point and repeating the operation of stopping the switching from the second zero cross point to the vicinity of the third zero cross point after the predetermined number of zero cross points is repeated, so that the zero cross point is synchronized with the AC power supply. There is an effect that the output can be adjusted by switching or stopping the switching element from the vicinity, and low power can be supplied to the load with a circuit having a small number of parts.
[0097]
  According to a sixteenth aspect of the invention, in the fifteenth aspect of the invention, the switching control means varies the number of the predetermined zero-cross points to control the output amount supplied to the load. There is an effect that the power can be adjusted to a stable low output amount.
[0098]
  According to a seventeenth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the seventh to sixteenth aspects, the switching control means performs a soft start control when starting the switching from the switching stop state. In addition, the large output can be suppressed and the damage to the load can be reduced. In particular, when the load is a battery and charging is performed, charging cannot be performed unless a voltage higher than the battery voltage is generated at the output. For this reason, in order for the switching element to directly switch the full-wave rectified voltage, which is the output of the first rectifying means, to charge the battery, the turn ratio of the second inductor to the first inductor is increased, and the first It is necessary to enable charging even when the full-wave rectified voltage of the rectifying means is low. However, when a charging current is not supplied to the battery, a large current flows instantaneously even if a low current is supplied to the load by starting switching of the switching element without using the soft start. This momentary large current is to be suppressed by using soft start.
[0099]
  According to an eighteenth aspect of the present invention, in any one of the first to sixteenth aspects, the output information of the output information detecting means is fed back to the switching control means, and the switching control means is configured to provide the output information fed back and a predetermined target output amount. Since the switching of the switching element is controlled so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount based on the above, there is an effect that an accurate output amount can be supplied to the load.
[0100]
  According to a nineteenth aspect of the invention, in the eighteenth aspect of the invention, there is provided a load condition detecting means for detecting a load condition, and the target output amount is varied depending on the detection condition of the load condition detecting means. This control has the effect of eliminating damage to the load.
[0101]
  The invention of claim 20 is the invention of any one of claims 1 to 19,Since the threshold value is changed according to the output information of the output information detection unit so that the output amount supplied to the load becomes a predetermined target output amount, the output information of the output information detection unit is fed back. Thus, there is an effect that a low output can be supplied to the load with a low-cost circuit configuration.
[0102]
  The invention of claim 21 is the invention of any one of claims 1 to 20,Since the comparator has a hysteresis characteristic, there is an effect that a stable output that is strong against noise can be obtained.
[0103]
  The invention of claim 22 is the invention of claim 21,Since the hysteresis characteristic of the comparator can vary the hysteresis width according to the output information of the output information detection means so that the output amount supplied to the load becomes a predetermined target output amount, it is highly stable against noise. There is an effect that a low output can be supplied to the load.
[0104]
  The invention of claim 23 is the invention of any one of claims 1 to 22,When reading the output information of the output information detection means by sampling in order to set the output amount supplied to the load to a predetermined target output amount, it is sampled at a cycle that is not synchronized with the cycle twice that of the AC power supply, There is an effect that a stable output can be obtained.
[0105]
  The invention of claim 24 is the invention of any one of claims 1 to 23,Since a capacitor is connected in parallel to the first inductor to constitute a resonant inverter circuit, an effect that a low-noise power supply device with low loss can be obtained by using a resonant inverter circuit system. There is. In the half-bridge method or push-pull method in which the two switching elements are alternately turned on and off, frequency control with a constant dead time is generally used. However, the resonance frequency does not match and the switching loss increases due to the size of the load. However, in the present invention, low loss can be maintained even when the load is small if the resonance frequency is matched with that when the load is large.
[0106]
  The invention of claim 25 is the invention of any one of claims 1 to 24,Since the first inductor and the second inductor are detachable and non-contact with each other, there is an effect that the load can be easily detached and used even in the vicinity of water or in a dusty place.
[0107]
  The invention of claim 26 providesIn the first aspect of the present invention, the switching control circuit performs the frequency control and the PWM control so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount, and suppresses the peak of the output supplied to the load. Since it has a function of switching the control and the control for switching the switching element and the control for stopping the switching according to a predetermined target output amount, the control method is automatically switched according to the target output amount. There are effects that the number of parts is small, the cost is low, the harmonic current is small, and the controllability is wide.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 of the present inventionReference example 1FIG.
FIG. 2 of the present inventionReference example 2FIG.
FIG. 3 of the present inventionReference example 2It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 4 of the present inventionReference example 2It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 5 shows the present invention.Reference example 3FIG.
FIG. 6 of the present inventionReference example 4FIG.
[Fig. 7] of the present invention.Reference Example 5FIG.
[Fig. 8] of the present inventionReference Example 6FIG.
FIG. 9 shows the present invention.Reference Example 7FIG.
FIG. 10 shows the present invention.Reference Example 7It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 11 shows the present invention.Reference Example 8FIG.
FIG. 12 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 13 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 14 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 15 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 16 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 17 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 18 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 19 shows the present invention.Reference Example 8It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 20 shows the present invention.Reference Example 9FIG.
FIG. 21 shows the present invention.Reference Example 9It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 22 shows the present invention.Reference Example 10FIG.
FIG. 23 shows the present invention.Reference Example 10It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 24 shows the present invention.Embodiment 1FIG.
FIG. 25 shows the present invention.Embodiment 1It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 26 of the present inventionEmbodiment 2FIG.
Fig. 27 of the present inventionEmbodiment 2It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 28 shows the present invention.Embodiment 3FIG.
FIG. 29 shows the present invention.Embodiment 3It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 30 shows the present invention.Embodiment 4FIG.
FIG. 31 of the present inventionEmbodiment 4It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 32 shows the present invention.Embodiment 4It is a figure explaining operation | movement of.
FIG. 33 of the present inventionEmbodiment 5FIG.
FIG. 34 shows the present invention.Embodiment 5It is a figure which shows the 1st inductor of this, and a 2nd inductor.
FIG. 35 shows the present invention.Embodiment 6FIG.
FIG. 36 shows the present invention.Embodiment 6It is a figure explaining operation | movement of.
[Explanation of symbols]
  AC AC power supply
  B1 Rectifier bridge
  B2 Rectifier bridge
  Q1 FET
  Q2 FET
  L1 inductor
  L2 inductor
  L3 inductor
  L4 inductor
  L5 choke coil
  D1 diode
  D2 diode
  1a FET control circuit
  1b Frequency control circuit
  1c PWM control circuit
  3 Output detection circuit
  4 Load

Claims (26)

交流電源を整流する第１の整流手段と、高周波でスイッチングすることで前記第１の整流手段の整流出力を高周波電力に変換するスイッチング素子と、前記高周波電力を供給される第１のインダクタと、前記第１のインダクタと磁気結合している第２のインダクタと、前記第２のインダクタに誘起される電圧を整流する第２の整流手段と、前記第２の整流手段の整流出力を平滑するチョークコイルと、前記チョークコイルの出力端側に接続される負荷とで構成されるインバータ・コンバータ回路からなり、前記負荷に供給される出力情報を検知するための出力情報検知手段と、前記出力情報検知手段の出力情報と所定の目標出力量とに基づいて前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるよう前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して前記負荷に供給される出力のピークを抑制するスイッチング制御手段と、交流電源を整流する第３の整流手段、第３の整流手段の出力端間に接続されたコンデンサ、第３の整流手段の出力値の最低値未満の値と最大値を超える値とに切替えられるしきい値と第３の整流手段の出力値とを比較する比較器で構成された交流電源の電圧及び位相の検出手段とを備え、前記スイッチング制御手段は、負荷に供給する出力が大きい場合は前記スイッチング動作を周波数制御し、負荷に供給する出力が小さい場合は前記スイッチング動作をＰＷＭ制御し、比較器の出力に応じて、スイッチング素子のスイッチング動作の連続停止、もしくは連続動作を行うことを特徴とする電源装置。A first rectifying means for rectifying an AC power supply, a switching element for converting the rectified output of the first rectifying means to high-frequency power by switching at high frequency, a first inductor supplied with the high-frequency power, A second inductor magnetically coupled to the first inductor; a second rectifying means for rectifying a voltage induced in the second inductor; and a choke for smoothing a rectified output of the second rectifying means. An inverter / converter circuit comprising a coil and a load connected to the output end side of the choke coil; output information detection means for detecting output information supplied to the load; and the output information detection Switching operation of the switching element so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount based on the output information of the means and a predetermined target output amount. And suppressing switching control means a peak of an output that is controlled to supply to said load, a third rectifying means for rectifying an AC power source, a third rectifying means capacitor connected between output ends of the third The voltage and phase of the AC power supply constituted by a comparator for comparing the threshold value switched between a value less than the minimum value of the output value of the rectifying means and a value exceeding the maximum value and the output value of the third rectifying means. Detecting means , wherein the switching control means performs frequency control of the switching operation when the output supplied to the load is large, and performs PWM control of the switching operation when the output supplied to the load is small , and outputs the comparator According to the power supply device , the switching operation of the switching element is continuously stopped or continuously performed . 負荷は、定電圧負荷であることを特徴とする請求項１記載の電源装置。  The power supply apparatus according to claim 1, wherein the load is a constant voltage load. 負荷は、二次電池であることを特徴とする請求項１記載の電源装置。  The power supply apparatus according to claim 1, wherein the load is a secondary battery. スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを生成することを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の電源装置。  4. The power supply apparatus according to claim 1, wherein the switching control unit generates a time for switching the switching element and a time for stopping the switching. 目標出力量は、電流値であることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の電源装置。  The power supply apparatus according to claim 1, wherein the target output amount is a current value. 目標出力量は、電圧値であることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の電源装置。  The power supply apparatus according to claim 1, wherein the target output amount is a voltage value. スイッチング制御手段は、交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを生成することを特徴とする請求項１乃至６いずれか記載の電源装置。  7. The power supply device according to claim 1, wherein the switching control unit generates a time for switching the switching element and a time for stopping the switching in synchronization with a cycle of the AC power supply. スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点を挟む前後の区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とする請求項７記載の電源装置。  The switching control means switches the switching element only in a section before and after sandwiching a zero cross point of the voltage of the AC power supply so that an output supplied to the load becomes a low output. Power supply. スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点の近傍から前記スイッチング素子のスイッチングを開始させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを停止させることを繰り返すことを特徴とする請求項７記載の電源装置。  The switching control means starts the switching of the switching element from the vicinity of the zero cross point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load becomes a low output, and stops the switching by the next zero cross point. 8. The power supply device according to claim 7, wherein the power supply device is repeated. スイッチング制御手段は、前記負荷に供給される出力が低出力となるように、交流電源の電圧のゼロクロス地点の近傍で前記スイッチング素子のスイッチングを停止させ、次のゼロクロス地点までに前記スイッチングを開始させることを繰り返すことを特徴とする請求項７記載の電源装置。  The switching control means stops the switching of the switching element in the vicinity of the zero cross point of the voltage of the AC power supply so that the output supplied to the load becomes a low output, and starts the switching by the next zero cross point. 8. The power supply device according to claim 7, wherein the power supply device is repeated. スイッチング制御手段は、交流電源の電圧の最大絶対値地点を挟み、且つゼロクロス地点を含まない区間のみ、前記スイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とする請求項７記載の電源装置。  8. The power supply device according to claim 7, wherein the switching control means switches the switching element only in a section sandwiching the maximum absolute value point of the voltage of the AC power supply and not including the zero cross point. スイッチング制御手段は交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作を所定の回数繰り返し行うことと、前記スイッチング素子をスイッチング停止させる動作を所定の回数行うこととを交互に繰り返すことを特徴とする請求項７乃至１１いずれか記載の電源装置。  The switching control means repeats the operation of switching the switching element a predetermined number of times in synchronization with the cycle of the AC power supply and alternately repeats the operation of stopping the switching element a predetermined number of times. The power supply device according to claim 7, wherein the power supply device is a power supply device. スイッチング制御手段は交流電源の周期に同期して、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作を繰り返し行う回数と、前記スイッチング素子をスイッチング停止させる動作を行う回数とを可変して、前記負荷に供給される出力量を制御することを特徴とする請求項１２記載の電源装置。  The switching control means varies the number of times of repeatedly performing the operation of switching the switching element and the number of times of performing the operation of stopping the switching element in synchronization with the cycle of the AC power supply, and supplies the output to the load. The power supply device according to claim 12, wherein the power is controlled. スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる時間とスイッチング停止させる時間とを可変して、前記負荷に供給される出力量を制御することを特徴とする請求項７乃至１３いずれか記載の電源装置。  The power supply apparatus according to any one of claims 7 to 13, wherein the switching control means varies a time for switching the switching element and a time for stopping the switching to control an output amount supplied to the load. . スイッチング制御手段は、交流電源の周期に同期させて、前記スイッチング素子を交流電源の電圧の第１のゼロクロス地点近傍から所定のゼロクロス地点の数後の第２のゼロクロス地点近傍までスイッチングさせ、前記第２のゼロクロス地点から所定のゼロクロス地点の数後の第３のゼロクロス地点近傍までスイッチング停止させる動作を繰り返すことを特徴とする請求項７記載の電源装置。  The switching control means is configured to switch the switching element from the vicinity of the first zero cross point of the voltage of the AC power source to the vicinity of the second zero cross point after a predetermined number of zero cross points in synchronization with the cycle of the AC power source. 8. The power supply device according to claim 7, wherein an operation of stopping switching is repeated from the second zero cross point to the vicinity of the third zero cross point after a predetermined number of zero cross points. スイッチング制御手段は、前記各所定のゼロクロス地点の数を可変して、前記負荷に供給される出力量を制御することを特徴とする請求項１５記載の電源装置。  16. The power supply apparatus according to claim 15, wherein the switching control means controls the output amount supplied to the load by varying the number of the predetermined zero cross points. スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング停止状態からスイッチング開始させるときは、ソフトスタート制御を行うことを特徴とする請求項７乃至１６いずれか記載の電源装置。  The power supply apparatus according to any one of claims 7 to 16, wherein the switching control means performs soft start control when the switching element starts switching from the switching stop state. 出力情報検知手段の出力情報をスイッチング制御手段にフィードバックし、スイッチング制御手段は、前記フィードバックされた出力情報と所定の目標出力量とに基づいて前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるよう前記スイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする請求項１乃至１６いずれか記載の電源装置。  The output information of the output information detecting means is fed back to the switching control means, and the switching control means converts the output amount supplied to the load to the target output amount based on the fed back output information and a predetermined target output amount. The power supply apparatus according to claim 1, wherein switching of the switching element is controlled to be 負荷の状況を検知する負荷状況検知手段を備え、前記負荷状況検知手段の検知状況により目標出力量を可変することを特徴とする請求項１８記載の電源装置。  19. The power supply apparatus according to claim 18, further comprising a load status detection unit that detects a load status, wherein the target output amount is varied according to the detection status of the load status detection unit. 前記負荷に供給される出力量が所定の目標出力量になるように、前記しきい値は、出力情報検知手段の出力情報に応じて変更されることを特徴とする請求項１乃至１９いずれか記載の電源装置。20. The threshold value is changed in accordance with output information from an output information detection unit so that an output amount supplied to the load becomes a predetermined target output amount. The power supply described. 前記比較器は、ヒステリシス特性を有することを特徴とする請求項１乃至２０いずれか記載の電源装置。The power supply device according to claim 1, wherein the comparator has a hysteresis characteristic. 前記負荷に供給される出力量が所定の目標出力量になるように、前記比較器の有するヒステリシス特性は、出力情報検知手段の出力情報に応じてヒステリシス幅を可変できることを特徴とする請求項２１記載の電源装置。The hysteresis width of the comparator can be varied according to the output information of the output information detection means so that the output amount supplied to the load becomes a predetermined target output amount. The power supply described. 前記負荷に供給される出力量を所定の目標出力量にするために出力情報検知手段の出力情報をサンプリングで読み取るときは、交流電源の２倍の周期に同期しない周期でサンプリングすることを特徴とする請求項１乃至２２いずれか記載の電源装置。When the output information of the output information detection means is read by sampling in order to set the output amount supplied to the load to a predetermined target output amount, the sampling is performed at a cycle that is not synchronized with a cycle twice that of the AC power supply. The power supply device according to any one of claims 1 to 22. 前記第１のインダクタに並列にコンデンサが接続されて、共振型のインバータ回路を構成することを特徴とする請求項１乃至２３いずれか記載の電源装置。The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 23, wherein a capacitor is connected in parallel to the first inductor to constitute a resonance type inverter circuit. 前記第１のインダクタと第２のインダクタとは、着脱可能、且つ互いに非接触であることを特徴とする請求項１乃至２４いずれか記載の電源装置。The power supply device according to any one of claims 1 to 24, wherein the first inductor and the second inductor are detachable and non-contact with each other. スイッチング制御回路は、前記負荷に供給される出力量が前記目標出力量になるように前記周波数制御およびＰＷＭ制御を行って前記負荷に供給される出力のピークを抑制する制御と、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作とスイッチング停止させる動作とを行う制御とを所定の目標出力量に応じて切替える機能を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。The switching control circuit performs the frequency control and the PWM control so that the output amount supplied to the load becomes the target output amount, and suppresses the peak of the output supplied to the load; and the switching element The power supply apparatus according to claim 1, further comprising a function of switching between the switching operation and the control for stopping the switching according to a predetermined target output amount.
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