JP4120426B2

JP4120426B2 - Transceiver

Info

Publication number: JP4120426B2
Application number: JP2003055540A
Authority: JP
Inventors: 嘉茂吉川; 良雄堀池
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-03-03
Filing date: 2003-03-03
Publication date: 2008-07-16
Anticipated expiration: 2023-03-03
Also published as: JP2004266609A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてコードレス電話や、テレメータ・テレコントロール用途やデータ伝送用途などの小電力無線機、あるいは携帯電話といった電波を用いた無線通信機器の送受信機に関し、特に回路の大半を半導体集積回路に集積した構成の送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の送受信機について図面を参照しながら説明する。ローカルリークを小さくするための工夫として、回路基板を多層化し、各層の回路配置を改良するものがあった（特許文献１参照）。
【０００３】
一般的な送受信機とそのローカルリークについて説明する。図６は送受信機の一例を示す構成図である。
【０００４】
図６において、１局部発振器、４は送信アンプ、５はミキサ、６は受信アンプ、７はアンテナスイッチ、８は復調回路、９はアンテナ、１０１はバッファアンプである。
【０００５】
図６に示す送受信機について、まず受信時の動作を説明する。アンテナ９に入力した高周波信号はアンテナスイッチ７を経由して受信アンプ６に入力される。ここでアンテナスイッチ７は受信アンプ６側に接続が切り替えられている。前記受信アンプ６で増幅された高周波信号はミキサ５に入力される。更にミキサ５には局部発振器１で生成された局部信号をバッファアンプ１０１で増幅した信号が入力されている。そしてミキサ５で受信した高周波信号が周波数変換されて中間周波数信号またはベースバンド信号として出力され、復調回路８で復調操作が行われる。これにより受信データを得ることができる。
【０００６】
次に送信時の動作を説明する。送信する周波数に設定された局部発振器１の出力が、バッファアンプ１０１を介して送信アンプ４に入力される。送信アンプ４で所定の出力レベルに増幅された高周波信号は、アンテナスイッチ７を経由してアンテナ９より空間に放射される。ここでアンテナスイッチ７は送信アンプ４側に接続が切り替えられている。
【０００７】
上記のように、局部発振器１の信号がミキサ５や送信アンプ４に入力されることにより受信機および送信機として動作している。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１―２４５４５号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の送受信機では受信動作時に局部発振器１の信号がアンテナ９に漏れ出すいわゆるローカルリーク現象が発生し、他の無線機に妨害を与える不要輻射となっていた。これは局部発振器１からアンテナ９までの高周波的なアイソレーションが不足しているときに生じる問題である。そして、特に送受信機の回路の大部分を半導体集積回路に集積した構成においては、回路内で大きなアイソレーションを得ることが困難であるため、上記のローカルリーク現象が問題となっていた。
【００１０】
例えば日本の特定小電力無線バンド（４２０ＭＨｚ帯）を使用する場合、受信時の不要輻射は−５４ｄＢｍ以下とすることが定められている。
【００１１】
この不要輻射を低減することが送受信回路の半導体集積化の実現における課題となっていた。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために本発明の送受信機は、局部発振器の出力バッファアンプの利得可変手段を備え、利得可変手段により受信動作時の出力バッファアンプの利得を送信動作時より小さくする送受信機である。
【００１３】
そして、受信時にバッファアンプの利得を低下させ受信時の局部信号のレベルを小さくするため、不要輻射のレベルを下げることができる。また、送信時にはバッファアンプの利得を受信時より上げることにより、所定の送信出力を得ることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明は、局部発振器の出力バッファアンプの利得可変手段を備え、前記利得可変手段は、出力バッファアンプの出力端子と送信アンプの入力端子との間に挿入された高周波スイッチと、前記送信アンプの入力端子とグランド間に挿入されたインダクタまたはコンデンサとから成り、前記利得可変手段は、送信動作時には前記高周波スイッチをオンし受信動作時には前記高周波スイッチをオフして、受信動作時の前記出力バッファアンプの利得を送信動作時より小さくする送受信機である。そして、送信アンプへの入力経路を切断する形で高周波スイッチを配置しているため、送信アンプの経路を経由するローカルリークを低減することができる。
【００１５】
また、請求項２記載の発明は、局部発振器の出力バッファアンプの利得可変手段を備え、前記利得可変手段は、出力バッファアンプの出力端子と送信アンプの入力端子との間に挿入されたインダクタまたはコンデンサと、前記送信アンプの入力端子とグランド間に挿入された高周波スイッチとから成り、前記利得可変手段は、送信動作時には前記高周波スイッチをオフし受信動作時には前記高周波スイッチをオンして、受信動作時の前記出力バッファアンプの利得を送信動作時より小さくする送受信機である。そして、受信時に高周波スイッチをオンとして送信アンプへの信号ラインを接地するため、送信アンプの経路を経由するローカルリークを低減することができる。
【００１９】
【実施例】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【００２０】
（実施例１）
図１は、本発明による実施例の送受信機の構成図である。図１を用いて本実施例の送受信機について説明する。
【００２１】
図１において、１は局部発振器、２はバッファアンプ、３は利得可変手段、４は送信アンプ、５はミキサ、６は受信アンプ、７はアンテナスイッチ。８は復調回路、９はアンテナである。
【００２２】
図１に示す送受信機について、まず受信時の動作を説明する。アンテナ９に入力した高周波信号はアンテナスイッチ７を経由して受信アンプ６に入力される。この時、アンテナスイッチ７は受信アンプ６側に接続が切り替えられている。前記受信アンプ６で増幅された高周波信号はミキサ５に入力される。ここで、局部発振器１の出力をバッファアンプ２で増幅した信号がミキサ５に入力されることにより前記高周波信号が周波数変換されて中間周波数信号またはベースバンド信号として出力される。前記中間周波数信号またはベースバンド信号を復調回路８に入力し復調操作が行われることにより受信データを得ることができる。
【００２３】
次に送信時の動作を説明する。送信する周波数に設定された局部発振器１の出力が、バッファアンプ２を介して送信アンプ４に入力される。送信アンプ４で所定の出力レベルに増幅された高周波信号は、アンテナスイッチ７を経由してアンテナ９より空間に放射される。この時、アンテナスイッチ７は送信アンプ４側に接続が切り替えられている。
【００２４】
上記のように、局部発振器１の信号がミキサ５や送信アンプ４に入力されることにより受信機および送信機として動作している。
【００２５】
そして本実施例の送受信機では、利得可変手段３を設けている。利得可変手段３はバッファアンプ２の利得を可変するものである。すなわち、受信動作時には、前記利得可変手段３はバッファアンプ２の利得が低くなるように制御する。また送信動作時には前記バッファアンプ２の利得が高くなるように制御する。受信時にバッファアンプ２の利得を下げることによりバッファアンプ２から出力される局部発振器１の信号レベルを下げることにより、アンテナ９から放射される不要輻射を抑えている。ここで、受信時にミキサ５に入力するべき局部発振信号のレベルは、送信時に送信アンプ４に入力するべき局部発振信号のレベルより小さい。本実施例では、受信時に必要なミキサ５への入力レベルは−２０ｄＢｍ、送信時に必要な送信アンプ４への入力レベルは−１０ｄＢｍである。そこで、送信時は利得可変手段３によりバッファアンプ２の利得を上げて送信アンプ４への入力レベルを大きくしているが、受信時はバッファアンプ２の利得を下げてミキサ５への入力レベルを小さくしている。本実施例では、利得可変幅は１０ｄＢとなっている。これにより、バッファアンプの利得可変を行わない場合に比べて、受信時のローカルリークを約１０ｄＢ低減することができる。もちろん、これは一例であって本発明はこの数値に束縛されるものではない。
【００２６】
上記のような動作により、所定の送信出力を得ながら、受信時の不要輻射を抑えている。
【００２７】
（実施例２）
図２は、本発明による実施例２の送受信機の構成図である。図２を用いて本実施例の送受信機について説明する。
【００２８】
図２において、１０はトランジスタ、１１は可変インダクタ、１２はコンデンサである。また図２において、図１と同じ構成要素に同一の番号を付けて示した。
【００２９】
本発明の特徴は、利得可変手段の構成にある。すなわち、局部発振器１に接続されるバッファアンプとしてトランジスタ１０が用いられており、前記トランジスタ１０の出力負荷として可変インダクタ１１とコンデンサ１２が設けられている。トランジスタ１０はベース端子が交流的に接地され、エミッタ端子に局部発振器１の信号が入力される。そしてコレクタ端子に前記可変インダクタ１１とコンデンサ１２からなる負荷インピーダンスが接続される。可変インダクタ１１とコンデンサ１２は並列に接続されており、並列共振周波数で大きなインピーダンスとして働く。また、並列共振周波数から離れた周波数ではインピーダンスが相対的に小さくなる。
【００３０】
そこで、送信時には可変インダクタ１１を可変することにより並列共振周波数が局部発振器１の周波数に近くなるように設定し、受信時には並列共振周波数が局部発振器１の周波数から離れた周波数になるように設定することにより、バッファアンプすなわちトランジスタ１０の利得を可変することができる。尚、可変インダクタンス１１はインダクタンス値が１０〜２０％変化する様に設定すれば、共振周波数が５〜１０％変化するため、これによりバッファアンプの利得を１０ｄＢ程度のオーダーで可変することが可能である。
【００３１】
以上のような構成では、可変インダクタンス１１を可変するだけでバッファアンプの利得を可変することができため、回路規模を小さくすることができる。
【００３２】
尚、本実施例では可変インダクタを用いたが、インダクタは固定として可変コンデンサを用いて共振周波数の可変を行う構成をとることもできる。この場合、可変コンデンサは半導体素子である可変容量ダイオードとして容易に入手でき、制御も印加電圧を可変するだけであるので、構成が容易である。
【００３３】
（実施例３）
図３は、本発明による実施例３の送受信機の構成図である。図３を用いて本実施例の送受信機について説明する。
【００３４】
図３において、１３はインダクタ、１４はインダクタ、１５は高周波スイッチである。また図３において、図１および図２と同じ構成要素に同一の番号を付けて示した。
【００３５】
本発明の特徴は、利得可変手段の構成にある。すなわちインダクタンスの可変を実施例２のような可変インダクタではなく高周波スイッチ１５とインダクタ１４から成る利得可変手段３により行っている。バッファアンプとして機能するトランジスタ１０の負荷インピーダンスとしてインダクタ１３およびコンデンサ１２が接続されている。バッファアンプの出力はミキサ５と送信アンプ４に入力されるが、バッファアンプと送信アンプ４の入力端子の間に直列に高周波スイッチ１５が接続されている。また送信アンプの入力端子にインダクタ１４が接続されており、前記インダクタ１４の他端は高周波的にグランドに接続されている。
【００３６】
送信時には、高周波スイッチ１５をオンとする。この時、トランジスタ１０の負荷インピーダンスはコンデンサ１２とインダクタ１３およびインダクタ１４の並列接続した値になる。つまり、インダクタンス１３の値に比べて、インダクタンス１３とインダクタンス１４の並列接続時の方が値が小さくなっている。具体的には、インダクタンス１３が１０ｎＨであるのに対して、インダクタンス１４は１００ｎＨとなっており、これにより１０ｎＨと約９ｎＨに切り替えることができる。もちろん、これは一例であって本発明はこの数値に束縛されるものではない。
【００３７】
そしてインダクタンス１３とインダクタンス１４の並列接続時にコンデンサ１２との並列共振周波数が局部発振器１の周波数になるように設定している。これにより、送信アンプには局部発振器１の信号が大きなレベルで入力される。
【００３８】
一方、受信時には、高周波スイッチ１５をオフとする。これによりトランジスタ１０の負荷からインダクタンス１４が切り離されるために、負荷の並列共振周波数が局部発振器１の周波数から外れた周波数になる。これにより、ミキサ５に入力される局部発振器１の信号レベルを下げることができる。そして、局部発振器１からミキサ５、受信アンプ６を経由してアンテナ９へ漏れるローカルリークを抑えることができる。
【００３９】
また、高周波スイッチ１５により、送信アンプへ入力される局部発振器１の信号レベルも大きく下がるため、送信アンプ４を経由したローカルリークも抑えることができる。
【００４０】
尚、本実施例ではインダクタ１４を用いたが、インダクタ１４の代わりにコンデンサを用いて共振周波数の可変を行う構成としてもよい。
【００４１】
また、高周波スイッチ１５として、半導体素子から成る高周波スイッチング用のダイオード、ＰＩＮダイオードまたはＦＥＴスイッチなどを用いることができる。
【００４２】
（実施例４）
図４は、本発明による実施例４の送受信機の構成図である。図４を用いて本実施例の送受信機について説明する。
【００４３】
図４において、図３と同じ構成要素に同一の番号を付けて示した。
【００４４】
本発明の特徴は、利得可変手段３の構成にある。利得可変手段３として高周波スイッチ１５とインダクタ１４を用いているのは実施例３と同様であるが、配置および高周波スイッチの制御の方法が異なっている。すなわち、トランジスタ１０から成るバッファンプと送信アンプ４の入力端子の間に直列にインダクタ１４が接続されている。また送信アンプ４の入力端子に高周波スイッチ１５が接続されており、前記高周波スイッチ１５の他端は高周波的にグランドに接続されている。
【００４５】
送信時には、高周波スイッチ１５をオフとする。この時、トランジスタ１０の負荷インピーダンスはコンデンサ１２とインダクタ１３およびインダクタ１４のインピーダンスを合成した値になる。ここでインダクタンス１４はトランジスタ１０側と送信アンプ４の入力端子のインピーダンス整合をとるための整合回路の一部として働くと同時に負荷の共振インピーダンスが大きくなる様に設定されているので、トランジスタ１０の利得が大きくなっている。そして、送信アンプ４に大きなレベルで局部発振器１の信号が入力される。
【００４６】
一方、受信時には、高周波スイッチ１５をオンとする。これによりインダクタ１４の一端が高周波的に接地された構成となり、インダクタ１３とインダクタ１４とコンデンサ１２を並列接続したインピーダンスがトランジスタ１０の負荷となる。この時、前記負荷の共振周波数は、局部発振器１の出力周波数から離れた値となり、トランジスタ１０の利得が低下する。そして、ミキサ５に入力される局部発振器１の信号レベルは小さくなるため、ミキサから受信アンプを経由してアンテナ９へ漏れるローカルリークを抑えることができる。
【００４７】
また、高周波スイッチ１５がオンとなり、送信アンプの入力端子を接地することに、送信アンプ４を経由したローカルリークを抑えている。
【００４８】
尚、本実施例ではインダクタ１４を用いたが、インダクタ１４の代わりにコンデンサを用いて共振周波数の可変を行う構成としてもよい。
【００４９】
（実施例５）
図５は、本発明による実施例５の送受信機の構成図である。図５を用いて本実施例の送受信機について説明する。
【００５０】
図５において、１６は抵抗である。また、図３と同じ構成要素に同一の番号を付けて示した。
【００５１】
本発明の特徴は、利得可変手段の構成にある。利得可変手段として高周波スイッチ１５と抵抗１６を用いている。バッファアンプとして働くトランジスタ１０の負荷であるインダクタ１３およびコンデンサ１２と並列になるように抵抗１６と高周波スイッチ１５が互いに直列に接続して配置されている。図５では送信アンプ４の入力端子に抵抗１６の一端が接続され、抵抗１６の他端に接続された高周波スイッチ１５の他端が高周波的に接地されている。図５において前記抵抗１６と前記負荷の間にコンデンサが挿入されているが、これは直流成分をカットするためのものであり、交流的には抵抗３と前記負荷が並列に接続されている。負荷は電源に接続されているが、電源は交流的に接地されているからである。
【００５２】
そして送信時には、高周波スイッチ１５をオフとする。これにより抵抗１６が交流的に切り離されるため、インダクタンス１３およびコンデンサ１２からなるバッファアンプの負荷の損失が小さくなり、バッファアンプすなわちトランジスタ１０の出力レベルが大きくなる。
【００５３】
一方、受信時には、高周波スイッチ１５をオンとする。これにより抵抗１６が前記負荷に並列に接続されて負荷の損失成分が大きくなる。これはインダクタ１３とコンデンサ１２の並列共振回路のＱ値が抵抗１６の存在により低下するからである。そしてバッファンプの出力レベルが低下する。
【００５４】
このようにして、送信時の送信出力を確保しながら、受信時のローカルリークを抑えることができる。
【００５５】
尚、本実施例では抵抗１６を高周波スイッチ１５によりグランドに接続したが、電源に接続しても良い。同様に、コンデンサ１２の一端を電源ではなくグランドに接続した構成をとることもできる。つまり交流的にインダクタ１３およびコンデンサ１２および抵抗１６が並列に接続されていれば同様の効果を得ることができる。
【００５６】
また、コンデンサ１２およびインダクタ１３はトランジスタなどの能動素子やプリント基板の寄生容量あるいはインダクタンスで代用しても良い。同様に抵抗１６を他の素子の抵抗成分で代用する構成をとることができる。
【００５７】
尚、抵抗１６の値は概ね５０〜３００Ω程度を用いることができる。もちろん、これは一例であって本発明はこの数値に束縛されるものではない。
【００５８】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように本発明の送受信機によれば、局部発振器の出力バッファアンプの利得可変手段を備え、利得可変手段により受信動作時の出力バッファアンプの利得を送信動作時より小さくする送受信機であり、送信時の送信出力を確保しながら、受信時のローカルリークを抑えることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１における送受信機の構成図
【図２】本発明の実施例２における送受信機の構成図
【図３】本発明の実施例３における送受信機の構成図
【図４】本発明の実施例４における送受信機の構成図
【図５】本発明の実施例５における送受信機の構成図
【図６】従来の送受信機の構成図
【符号の説明】
１局部発振器
２バッファアンプ
３利得可変手段
４送信アンプ
５ミキサ
６受信アンプ
７アンテナスイッチ
８復調回路
９アンテナ
１０トランジスタ
１１可変インダクタ
１２コンデンサ
１３インダクタ
１４インダクタ
１５高周波スイッチ
１６抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention mainly relates to a transmitter / receiver of a wireless communication device using radio waves such as a cordless telephone, a telemeter / telecontrol control application, a data transmission application, or a mobile phone, and particularly a semiconductor integrated circuit. The present invention relates to a transceiver having an integrated configuration.
[0002]
[Prior art]
A conventional transceiver will be described with reference to the drawings. As a device for reducing the local leak, there has been a circuit board that is multilayered to improve the circuit arrangement of each layer (see Patent Document 1).
[0003]
A general transceiver and its local leak will be described. FIG. 6 is a block diagram showing an example of a transceiver.
[0004]
In FIG. 6, 1 is a local oscillator, 4 is a transmission amplifier, 5 is a mixer, 6 is a reception amplifier, 7 is an antenna switch, 8 is a demodulation circuit, 9 is an antenna, and 101 is a buffer amplifier.
[0005]
Regarding the transceiver shown in FIG. 6, the operation during reception will be described first. The high frequency signal input to the antenna 9 is input to the reception amplifier 6 via the antenna switch 7. Here, the antenna switch 7 is switched to the receiving amplifier 6 side. The high frequency signal amplified by the receiving amplifier 6 is input to the mixer 5. Further, a signal obtained by amplifying the local signal generated by the local oscillator 1 by the buffer amplifier 101 is input to the mixer 5. The high frequency signal received by the mixer 5 is frequency-converted and output as an intermediate frequency signal or a baseband signal, and the demodulation circuit 8 performs a demodulation operation. Thereby, received data can be obtained.
[0006]
Next, the operation during transmission will be described. The output of the local oscillator 1 set to the frequency to be transmitted is input to the transmission amplifier 4 via the buffer amplifier 101. The high frequency signal amplified to a predetermined output level by the transmission amplifier 4 is radiated from the antenna 9 to the space via the antenna switch 7. Here, the connection of the antenna switch 7 is switched to the transmission amplifier 4 side.
[0007]
As described above, when the signal of the local oscillator 1 is input to the mixer 5 and the transmission amplifier 4, it operates as a receiver and a transmitter.
[0008]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-24545
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above conventional transmitter / receiver, a so-called local leak phenomenon occurs in which the signal of the local oscillator 1 leaks to the antenna 9 during the receiving operation, and unnecessary radiation that interferes with other radio devices. This is a problem that occurs when high-frequency isolation from the local oscillator 1 to the antenna 9 is insufficient. In particular, in a configuration in which most of the transceiver circuit is integrated in a semiconductor integrated circuit, it is difficult to obtain large isolation in the circuit, and thus the above-described local leak phenomenon has been a problem.
[0010]
For example, when using a Japanese specific low-power radio band (420 MHz band), it is stipulated that unnecessary radiation at the time of reception is −54 dBm or less.
[0011]
Reducing this unnecessary radiation has been a problem in realizing semiconductor integration of a transmission / reception circuit.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described conventional problems, a transceiver according to the present invention includes a gain varying means for an output buffer amplifier of a local oscillator, and the gain varying means reduces the gain of the output buffer amplifier at the time of reception operation compared to at the time of transmission operation. Machine.
[0013]
Since the gain of the buffer amplifier is reduced at the time of reception to reduce the level of the local signal at the time of reception, the level of unnecessary radiation can be reduced. Further, a predetermined transmission output can be obtained by increasing the gain of the buffer amplifier at the time of transmission from that at the time of reception.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The invention according to claim 1 includes a gain varying means of an output buffer amplifier of a local oscillator, wherein the gain varying means is a high frequency switch inserted between the output terminal of the output buffer amplifier and the input terminal of the transmission amplifier, It comprises an inductor or a capacitor inserted between the input terminal of the transmission amplifier and the ground, and the gain variable means turns on the high-frequency switch at the time of transmission operation and turns off the high-frequency switch at the time of reception operation. It is a transceiver that makes the gain of the output buffer amplifier smaller than that during transmission operation . Since the high-frequency switch is arranged so as to cut off the input path to the transmission amplifier, it is possible to reduce local leakage via the transmission amplifier path.
[0015]
The invention according to claim 2 further includes a gain variable means for the output buffer amplifier of the local oscillator, wherein the gain variable means is an inductor inserted between the output terminal of the output buffer amplifier and the input terminal of the transmission amplifier. The gain variable means comprises a capacitor and a high-frequency switch inserted between the input terminal of the transmission amplifier and the ground, and the gain variable means turns off the high-frequency switch during a transmission operation and turns on the high-frequency switch during a reception operation. The transmitter / receiver makes the gain of the output buffer amplifier smaller than that at the time of transmission operation . Since the signal line to the transmission amplifier is grounded by turning on the high-frequency switch at the time of reception, it is possible to reduce local leak via the path of the transmission amplifier.
[0019]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0020]
(Example 1)
FIG. 1 is a block diagram of a transceiver according to an embodiment of the present invention. The transceiver according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0021]
In FIG. 1, 1 is a local oscillator, 2 is a buffer amplifier, 3 is a gain variable means, 4 is a transmission amplifier, 5 is a mixer, 6 is a reception amplifier, and 7 is an antenna switch. 8 is a demodulation circuit, and 9 is an antenna.
[0022]
With respect to the transceiver shown in FIG. The high frequency signal input to the antenna 9 is input to the reception amplifier 6 via the antenna switch 7. At this time, the connection of the antenna switch 7 is switched to the reception amplifier 6 side. The high frequency signal amplified by the receiving amplifier 6 is input to the mixer 5. Here, a signal obtained by amplifying the output of the local oscillator 1 by the buffer amplifier 2 is input to the mixer 5, whereby the high-frequency signal is frequency-converted and output as an intermediate frequency signal or a baseband signal. Received data can be obtained by inputting the intermediate frequency signal or the baseband signal to the demodulation circuit 8 and performing a demodulation operation.
[0023]
Next, the operation during transmission will be described. The output of the local oscillator 1 set to the frequency to be transmitted is input to the transmission amplifier 4 via the buffer amplifier 2. The high frequency signal amplified to a predetermined output level by the transmission amplifier 4 is radiated from the antenna 9 to the space via the antenna switch 7. At this time, the connection of the antenna switch 7 is switched to the transmission amplifier 4 side.
[0024]
As described above, when the signal of the local oscillator 1 is input to the mixer 5 and the transmission amplifier 4, it operates as a receiver and a transmitter.
[0025]
In the transceiver of the present embodiment, the gain variable means 3 is provided. The gain varying means 3 varies the gain of the buffer amplifier 2. That is, during the reception operation, the gain varying means 3 controls so that the gain of the buffer amplifier 2 is lowered. Further, during the transmission operation, the gain of the buffer amplifier 2 is controlled to be high. By reducing the gain of the buffer amplifier 2 during reception, the signal level of the local oscillator 1 output from the buffer amplifier 2 is reduced, thereby suppressing unnecessary radiation radiated from the antenna 9. Here, the level of the local oscillation signal to be input to the mixer 5 at the time of reception is lower than the level of the local oscillation signal to be input to the transmission amplifier 4 at the time of transmission. In this embodiment, the input level to the mixer 5 required at the time of reception is −20 dBm, and the input level to the transmission amplifier 4 required at the time of transmission is −10 dBm. Therefore, at the time of transmission, the gain variable means 3 increases the gain of the buffer amplifier 2 to increase the input level to the transmission amplifier 4. However, at the time of reception, the gain of the buffer amplifier 2 is decreased to reduce the input level to the mixer 5. It is small. In this embodiment, the variable gain width is 10 dB. As a result, the local leak at the time of reception can be reduced by about 10 dB compared to the case where the gain of the buffer amplifier is not varied. Of course, this is an example, and the present invention is not limited to this value.
[0026]
By the operation as described above, unnecessary radiation at the time of reception is suppressed while obtaining a predetermined transmission output.
[0027]
(Example 2)
FIG. 2 is a configuration diagram of a transceiver according to the second embodiment of the present invention. The transceiver according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0028]
In FIG. 2, 10 is a transistor, 11 is a variable inductor, and 12 is a capacitor. In FIG. 2, the same components as those in FIG.
[0029]
A feature of the present invention is the configuration of the gain variable means. That is, a transistor 10 is used as a buffer amplifier connected to the local oscillator 1, and a variable inductor 11 and a capacitor 12 are provided as an output load of the transistor 10. The base terminal of the transistor 10 is AC-grounded, and the signal of the local oscillator 1 is input to the emitter terminal. A load impedance consisting of the variable inductor 11 and the capacitor 12 is connected to the collector terminal. The variable inductor 11 and the capacitor 12 are connected in parallel and act as a large impedance at the parallel resonance frequency. Further, the impedance becomes relatively small at a frequency away from the parallel resonance frequency.
[0030]
Therefore, by changing the variable inductor 11 at the time of transmission, the parallel resonance frequency is set to be close to the frequency of the local oscillator 1, and at the time of reception, the parallel resonance frequency is set to be a frequency away from the frequency of the local oscillator 1. As a result, the gain of the buffer amplifier, that is, the transistor 10 can be varied. If the variable inductance 11 is set so that the inductance value changes by 10 to 20%, the resonance frequency changes by 5 to 10%. Accordingly, the gain of the buffer amplifier can be changed on the order of about 10 dB. is there.
[0031]
In the configuration as described above, the gain of the buffer amplifier can be varied only by varying the variable inductance 11, and therefore the circuit scale can be reduced.
[0032]
In the present embodiment, a variable inductor is used. However, the inductor may be fixed and a variable capacitor may be used to vary the resonance frequency. In this case, the variable capacitor can be easily obtained as a variable capacitance diode, which is a semiconductor element, and the control is only required to vary the applied voltage, so that the configuration is easy.
[0033]
(Example 3)
FIG. 3 is a configuration diagram of a transceiver according to the third embodiment of the present invention. The transceiver according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0034]
In FIG. 3, 13 is an inductor, 14 is an inductor, and 15 is a high-frequency switch. In FIG. 3, the same components as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals.
[0035]
A feature of the present invention is the configuration of the gain variable means. That is, the inductance is changed by the variable gain means 3 including the high frequency switch 15 and the inductor 14 instead of the variable inductor as in the second embodiment. An inductor 13 and a capacitor 12 are connected as a load impedance of the transistor 10 functioning as a buffer amplifier. The output of the buffer amplifier is input to the mixer 5 and the transmission amplifier 4, and a high frequency switch 15 is connected in series between the input terminals of the buffer amplifier and the transmission amplifier 4. An inductor 14 is connected to the input terminal of the transmission amplifier, and the other end of the inductor 14 is connected to the ground in high frequency.
[0036]
At the time of transmission, the high frequency switch 15 is turned on. At this time, the load impedance of the transistor 10 is a value in which the capacitor 12, the inductor 13, and the inductor 14 are connected in parallel. That is, the value when the inductance 13 and the inductance 14 are connected in parallel is smaller than the value of the inductance 13. Specifically, while the inductance 13 is 10 nH, the inductance 14 is 100 nH, and can be switched between 10 nH and about 9 nH. Of course, this is an example, and the present invention is not limited to this value.
[0037]
The parallel resonance frequency with the capacitor 12 is set to the frequency of the local oscillator 1 when the inductance 13 and the inductance 14 are connected in parallel. As a result, the signal from the local oscillator 1 is input to the transmission amplifier at a large level.
[0038]
On the other hand, at the time of reception, the high frequency switch 15 is turned off. As a result, the inductance 14 is disconnected from the load of the transistor 10, so that the parallel resonance frequency of the load deviates from the frequency of the local oscillator 1. Thereby, the signal level of the local oscillator 1 input to the mixer 5 can be lowered. Then, it is possible to suppress a local leak that leaks from the local oscillator 1 to the antenna 9 via the mixer 5 and the reception amplifier 6.
[0039]
Moreover, since the signal level of the local oscillator 1 input to the transmission amplifier is greatly lowered by the high frequency switch 15, local leak via the transmission amplifier 4 can also be suppressed.
[0040]
In this embodiment, the inductor 14 is used. However, instead of the inductor 14, a capacitor may be used to vary the resonance frequency.
[0041]
As the high-frequency switch 15, a high-frequency switching diode made of a semiconductor element, a PIN diode, an FET switch, or the like can be used.
[0042]
Example 4
FIG. 4 is a configuration diagram of a transceiver according to the fourth embodiment of the present invention. The transceiver according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0043]
In FIG. 4, the same components as those in FIG.
[0044]
A feature of the present invention resides in the configuration of the variable gain means 3. The high-frequency switch 15 and the inductor 14 are used as the gain variable means 3 as in the third embodiment, but the arrangement and the method of controlling the high-frequency switch are different. That is, the inductor 14 is connected in series between the buffer amplifier composed of the transistor 10 and the input terminal of the transmission amplifier 4. A high frequency switch 15 is connected to the input terminal of the transmission amplifier 4, and the other end of the high frequency switch 15 is connected to the ground in terms of high frequency.
[0045]
At the time of transmission, the high frequency switch 15 is turned off. At this time, the load impedance of the transistor 10 is a value obtained by combining the impedances of the capacitor 12, the inductor 13, and the inductor 14. Here, the inductance 14 is set so that the resonant impedance of the load becomes large at the same time as it functions as a part of a matching circuit for impedance matching between the transistor 10 side and the input terminal of the transmission amplifier 4. Is getting bigger. Then, the signal from the local oscillator 1 is input to the transmission amplifier 4 at a large level.
[0046]
On the other hand, at the time of reception, the high frequency switch 15 is turned on. As a result, one end of the inductor 14 is grounded at a high frequency, and the impedance of the inductor 13, the inductor 14, and the capacitor 12 connected in parallel becomes the load of the transistor 10. At this time, the resonance frequency of the load becomes a value away from the output frequency of the local oscillator 1, and the gain of the transistor 10 decreases. And since the signal level of the local oscillator 1 input to the mixer 5 becomes small, local leak that leaks from the mixer to the antenna 9 via the receiving amplifier can be suppressed.
[0047]
Further, the high frequency switch 15 is turned on and the input terminal of the transmission amplifier is grounded, so that local leaks via the transmission amplifier 4 are suppressed.
[0048]
In this embodiment, the inductor 14 is used. However, instead of the inductor 14, a capacitor may be used to vary the resonance frequency.
[0049]
(Example 5)
FIG. 5 is a configuration diagram of a transceiver according to the fifth embodiment of the present invention. The transceiver according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0050]
In FIG. 5, 16 is a resistor. Also, the same components as those in FIG.
[0051]
A feature of the present invention is the configuration of the gain variable means. A high frequency switch 15 and a resistor 16 are used as the gain variable means. A resistor 16 and a high-frequency switch 15 are arranged in series with each other so as to be in parallel with an inductor 13 and a capacitor 12 which are loads of the transistor 10 serving as a buffer amplifier. In FIG. 5, one end of the resistor 16 is connected to the input terminal of the transmission amplifier 4, and the other end of the high-frequency switch 15 connected to the other end of the resistor 16 is grounded in terms of high frequency. In FIG. 5, a capacitor is inserted between the resistor 16 and the load. This is for cutting a DC component, and in terms of AC, the resistor 3 and the load are connected in parallel. This is because the load is connected to the power supply, but the power supply is grounded in an alternating manner.
[0052]
At the time of transmission, the high frequency switch 15 is turned off. As a result, the resistor 16 is disconnected in an AC manner, so that the load loss of the buffer amplifier composed of the inductance 13 and the capacitor 12 is reduced, and the output level of the buffer amplifier, that is, the transistor 10 is increased.
[0053]
On the other hand, at the time of reception, the high frequency switch 15 is turned on. As a result, the resistor 16 is connected in parallel to the load, and the loss component of the load increases. This is because the Q value of the parallel resonance circuit of the inductor 13 and the capacitor 12 is lowered due to the presence of the resistor 16. And the output level of the buffer is lowered.
[0054]
In this way, local leak at the time of reception can be suppressed while ensuring a transmission output at the time of transmission.
[0055]
In this embodiment, the resistor 16 is connected to the ground by the high frequency switch 15, but may be connected to a power source. Similarly, it is possible to adopt a configuration in which one end of the capacitor 12 is connected to the ground instead of the power source. That is, the same effect can be obtained if the inductor 13, the capacitor 12 and the resistor 16 are connected in parallel in an alternating manner.
[0056]
Further, the capacitor 12 and the inductor 13 may be replaced by an active element such as a transistor or a parasitic capacitance or inductance of a printed board. Similarly, the resistor 16 can be replaced with the resistance component of another element.
[0057]
The value of the resistor 16 can be about 50 to 300Ω. Of course, this is an example, and the present invention is not limited to this value.
[0058]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the transceiver of the present invention, the gain variable means of the output buffer amplifier of the local oscillator is provided, and the gain of the output buffer amplifier at the time of reception operation is made smaller than that at the time of transmission operation by the gain variable means. This is a transceiver, and there is an effect that local leak at the time of reception can be suppressed while securing a transmission output at the time of transmission.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a transceiver according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram of a transmitter / receiver according to a second embodiment of the present invention. 4] Configuration diagram of transceiver in embodiment 4 of the present invention [Fig. 5] Configuration diagram of transmitter / receiver in embodiment 5 of the present invention [Fig. 6] Configuration diagram of conventional transceiver [Description of reference numerals]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Local oscillator 2 Buffer amplifier 3 Gain variable means 4 Transmission amplifier 5 Mixer 6 Reception amplifier 7 Antenna switch 8 Demodulation circuit 9 Antenna 10 Transistor 11 Variable inductor 12 Capacitor 13 Inductor 14 Inductor 15 High frequency switch 16 Resistance

Claims

The gain variable means of the output buffer amplifier of the local oscillator is provided,
The gain variable means comprises a high frequency switch inserted between the output terminal of the output buffer amplifier and the input terminal of the transmission amplifier, and an inductor or capacitor inserted between the input terminal of the transmission amplifier and the ground,
The gain variable means is a transceiver that turns on the high-frequency switch during a transmission operation and turns off the high-frequency switch during a reception operation so that the gain of the output buffer amplifier during the reception operation is smaller than that during the transmission operation .

The gain variable means of the output buffer amplifier of the local oscillator is provided,
The gain variable means comprises an inductor or a capacitor inserted between the output terminal of the output buffer amplifier and the input terminal of the transmission amplifier, and a high frequency switch inserted between the input terminal of the transmission amplifier and the ground,
The gain variable means is a transceiver that turns off the high-frequency switch during a transmission operation and turns on the high-frequency switch during a reception operation so that the gain of the output buffer amplifier during the reception operation is smaller than that during the transmission operation .