JP4193066B2 - 無線用フィルタ回路およびノイズ低減方法 - Google Patents

Description

本発明は無線用ローパスフィルタ回路およびノイズ低減方法に関し、特に半導体で製造される無線用フィルタ回路および該無線用フィルタ回路を用いたノイズ低減方法に関する。

近年、携帯用電子機器、家電機器等、パーソナルコンピュータ周辺機器において、装置間の情報伝達の手段として無線システムが使われている。また、これら電子機器に使用される無線システムは小型軽量化、低価格化のために半導体集積回路で製造されている。一般に無線システムでは、特定の周波数成分を分離するために、急峻なカットオフ周波数を持つフィルタが必要になる。しかしながら半導体集積回路で使われる素子は、製造ばらつきが大きいため、急峻なカットオフ周波数を持つフィルタ回路を実現することが困難であった。そこで、トランスコンダクタンスアンプ（以下ＯＴＡ：Operational Transconductance Amplifierと呼ぶ）と容量で構成されたＧｍ−Ｃフィルタが使われている。

半導体集積回路で製造される無線システムおよび無線システムで使われているＧｍ−Ｃフィルタとして、例えば図６および図７に示される特許文献１（米国特許第６４００２１８Ｂ１号明細書）に開示された構成が知られている。

図６に示される構成では、アンテナ１０４から入力されたＲＦ信号は低ノイズアンプ１０６で増幅され、ローカル発信器１０１とミキサ１０８、１０９によってＩ／Ｑのベースバンド信号に分離される。Ｉ／Ｑ分離されたベースバンド信号はＧｍ−Ｃフィルタ１１２、１１３によって所望のベースバンド信号がフィルタリングされる。このとき、Ｇｍ−Ｃフィルタ１１２、１１３に入力される信号は振幅制限回路１１０、１１１によってＧｍ−Ｃフィルタ１１２、１１３で必要帯域内の信号が飽和しないように振幅が制限されている。

Ｇｍ−Ｃフィルタ１１２、１１３は、ＯＴＡ２０３〜２０５によって図７（ａ）のように構成され、その等価回路は図７（ｂ）のようにあらわされる。

図７において、図７（ａ）における容量２０６と図７（ｂ）における容量２１０が同じ容量であり、図７（ａ）における容量２０８と図７（ｂ）における容量２１１が同じ容量である。図７（ａ）におけるＯＴＡ２０１〜２０４と容量２０７で構成された回路が図７（ｂ）における可変インダクタンス２１２および可変インダクタンス２１３と等価である。また、図７（ａ）におけるＯＴＡ２０５の出力を反転入力端子に接続した構成が図７（ｂ）における可変抵抗２１４と等価である。

次に、Ｇｍ−Ｃフィルタの基本原理について図８を用いて説明する。図８はＯＴＡと容量を使った１次のローパスフィルタを構成している。ＯＴＡ３０１とＯＴＡ３０２は相互コンダクタンスを制御するための外部からのＧ_m制御信号３０３、Ｇ_m制御信号３０４によって相互コンダクタンスＧ_m1、Ｇ_m2がそれぞれ制御される。このとき入力と出力の関係は、（ＯＴＡのＧ_m）＞＞（１／ＯＴＡの出力抵抗）、Ｃ_L＞＞（ＯＴＡの出力および入力容量）とすると、Ｖ_out／Ｖ_in＝Ｇ_m2／（ｓＣ_L＋Ｇ_m1）と表される。ここでｓはラプラスの演算子である。また、この関係より、カットオフ周波数ω_Pは、Ｇ_m1／Ｃ_Lと表される。

一般に半導体集積回路で製造された容量Ｃ_Lは製造ばらつきや、温度変動などによって変化する。この変動に対し、例えば図示していないレプリカ回路から供給されるＧ_m制御信号３０４によってＯＴＡ３０１の相互コンダクタンスＧ_m1を制御することで、容量Ｃ_Lが変化してもカットオフ周波数ω_pを一定に保つことができる。この原理に基づき、ＯＴＡと容量を組み合わせることにより、例えば図７（ａ）のようにＯＴＡと容量を組み合わせて図７（ｂ）と同様の機能を有する高次のフィルタを実現することができる。

次に、相互コンダクタンスＧ_mが制御できる従来のＯＴＡについて説明する。

相互コンダクタンスＧ_mが制御されるＯＴＡとして、例えば、非特許文献１（ブラン・ナウタ著、「アナログ シーモス フィルターズ フォア ヴェリー ハイ フレクエンシー」、クルーアー アカデミック パブリッシャーズ出版、１９９３年、８７〜８８頁（Bran Nauta, "Analog CMOS Filters for Very High Frequencies”, Kluwer Academic Publishers, 1993, pp. 87-88））に紹介されているデジェネレイテッド差動型のＯＴＡや、特許文献２（特開２００１−２９２０５１号公報）に記載されているＯＴＡが知られている。

図９（ａ）と図９（ｂ）にその構成を示す。はじめに図９（ａ）の動作について説明する。電流源４０４、４０５、４０６、４０７は同じ電流値をそれぞれ流している。また、入力トランジスタ４０１、４０２のソースに接続された可変抵抗素子４０３の抵抗成分は外部から与えられる相互コンダクタンス制御信号４０８に応じて抵抗値が変化する。

入力トランジスタ４０１、４０２の相互コンダクタンスが十分大きい時、可変抵抗素子４０３の抵抗成分をＲとすると、出力に、ΔＶ／Ｒ／２の電流が現れる。ここでΔＶは入力に与えられた電圧信号の差動成分の電圧を現している。従って、制御信号４０８で可変抵抗素子４０３の抵抗値を制御することによって、任意の相互コンダクタンスＧ_mを実現することができる。

次に、図９（ｂ）に示す回路の動作について説明する。ＯＴＡ４１１は、少なくとも２つ以上のＯＴＡが並列に接続された下位のＯＴＡ４１２から構成されている。ＯＴＡ４１２は、外部からの制御信号４１３によって相互コンダクタンスＧ_mを正／負に切り替え、または動作／非動作に切り替えが可能になっている。ＯＴＡ４１２を正／負または動作／非動作に切り替えることによって、並列接続された出力で出力電流が加減算され、結果としてＯＴＡ４１１の相互コンダクタンスＧ_mが可変となる。

無線システムでは、他の無線システムからの信号の影響などによって、図１０（ａ）に示すように、必要としている信号帯域の外に大きな振幅の信号Ｐ_bが現れることがある。このような信号がフィルタに入力される場合、図７（ｂ）のようにフィルタが受動素子だけで構成されていれば信号Ｐ_bによる悪影響はない。しかし、これに対してフィルタが図７（ａ）のようなＧｍ−Ｃフィルタで構成された場合、Ｇｍ−Ｃフィルタを構成しているＯＴＡの一部が電源電圧の制限によって信号が飽和したり、歪みを発生したりしてしまうという問題がある。この問題は、特に高次のフィルタの場合に急峻なカットオフ特性を得るために回路内部で比較的大振幅が必要になる時により顕著になる。

そこで、この信号Ｐ_bによる悪影響を改善する方法として、例えば、非特許文献２（ティーハヌッシュ著、「アナログベースバンドアイシー フォア デュアル モード ダイレクト コンバージョン レシーバー」、イーエスエスサーク９６ プロシーディング、１９９６年９月、２４４〜２４６頁（T. Hanusch, "Analog Baseband-IC for Dual Mode Direct Conversion Receiver", ESSCIRC96, proceeding, Sept. 1996, pp. 244-246））に開示されている。この方法について図１１を参照して説明する。

図１１に示す構成は、フィルタ周辺の回路ブロックを示している。この例では、図１０（ａ）に示したような帯域外に現れる大きな振幅の信号Ｐ_bを除去するために、半導体チップの外に受動素子で構成された１次のローパスフィルタ６０１が挿入されている。１次ローパスフィルタ６０１から出力された信号はゲインコントロールアンプ６０２で増幅され、必要帯域の信号を取り出すための高次のフィルタ６０３に入力される。ここで、フィルタ６０３の前段にゲインコントロールアンプ６０２が、フィルタ６０５の前段にゲインコントロールアンプ６０４が配置されているのは以下の理由による。

一般に半導体集積回路で製造されたフィルタ、例えばＧｍ−Ｃフィルタは、図７に示したように多くの部品から構成されるため、回路を構成する半導体素子が発生するノイズ量が大きく、ＮＦが劣化することが知られている。ＮＦは入力の信号／ノイズ比に対する出力の信号／ノイズ比の割合を表したもので、ＮＦが大きいほどシステムで発生するノイズ量が多いことを表すパラメータである。ＮＦを改善する方法は、回路を構成する素子が発生するノイズを低減する方法と、システムに入る信号を前段で増幅する方法が知られている。

回路を構成する素子が発生するノイズを低減する方法は、周波数帯域や消費電流などの仕様によって限界がある。もう一方のシステムに入る信号を前段で増幅する方法は、ＮＦ改善の有効な方法で、図１１の例のようにノイズを発生するフィルタの前段に増幅回路を配置してノイズが付加される前に信号を増幅している。
米国特許第６４００２１８Ｂ１号 特開２００１−２９２０５１号公報 ティーハヌッシュ著、「アナログベースバンドアイシー フォア デュアル モード ダイレクト コンバージョン レシーバー」、イーエスエスサーク９６ プロシーディング、１９９６年９月、２４４〜２４６頁 ブラン・ナウタ著、「アナログ シーモス フィルターズ フォア ヴェリー ハイ フレクエンシー」、クルーアー アカデミック パブリッシャーズ出版、１９９３年、８７〜８８頁

背景技術の問題点の第１は以下の通りである。

図１１において、ゲインコントロール回路を含むフィルタの前段に、１次のローパスフィルタ６０１が挿入されている。この目的は、隣接チャネルの影響や他の無線システムからの信号の影響によって混入する帯域外の不要信号Ｐ_bによる信号歪みを低減するためである。しかし、図１０（ｂ）に示すように帯域外の不要信号が１次のローパスフィルタ６０１によって減衰しても必要な帯域内に含まれる信号電力よりも大きい場合、次段のゲインコントロールアンプ６０２で減衰した信号Ｐ_b ^`によって信号が飽和し、信号歪みを引き起こすという問題がある。この問題を解決するためには、ローパスフィルタ６０１が挿入されていても、ゲインコントロールアンプ６０２が飽和しないように信号の大きさを検出してゲインコントロールアンプ６０２の利得を制御する回路が必要になる。この結果、本構成は回路面積、消費電力の増大につながる。

さらに、図１１のようにゲインコントロール回路を含むフィルタの前段に１次のローパスフィルタを入れると、その分だけノイズが増加する。無線システムでは、入力段に近いほどノイズに対する影響が大きく現れるため、図１１のような構成によって発生するノイズの影響は無線システムにおいては無視することができないほど大きい。

本発明は上述したような従来の技術が有する問題点に鑑みてなされたものであって、フィルタのＮＦを改善しつつ、他の無線システムからの信号の影響によって発生する、必要信号帯域外信号の影響を低減するフィルタ回路を形成することを目的とする。

本発明のフィルタ回路は、第１の制御信号に応じて相互コンダクタンスが変化する少なくとも１つ以上の第１のトランスコンダクタンスアンプと第1の容量とから構成されるフィルタ部と、
前記第１の制御信号により相互コンダクタンスが制御される第２のトランスコンダクタンスアンプと、
前記第１の制御信号により相互コンダクタンスが制御されるとともに、第２の制御信号により前記第１の制御信号による相互コンダクタンスが実数倍に制御される第３のトランスコンダクタンスアンプと、
前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力および前記フィルタ部の入力に接続される第２の容量と、を有し、
前記第３のトランスコンダクタンスアンプが少なくとも２つ以上の入出力が並列接続された第４のトランスコンダクタンスアンプから構成され、前記第４のトランスコンダクタンスアンプは第１の制御信号により相互コンダクタンスが制御され、第２の制御信号により活性／不活性に制御される。

具体的な構成として、第４のトランスコンダクタンスアンプは、ソースにつながる抵抗が第１の制御信号により変化する少なくとも１つ以上のＰチャネルトランジスタ対と、該Ｐチャネルトランジスタ対と電源との間に設けられて第２の制御信号によりオン／オフするスイッチと、を有することとしてもよい。

また、第４のトランスコンダクタンスアンプは、ソースにつながる抵抗が第１の制御信号により変化する少なくとも１つ以上のＮチャネルトランジスタ対と、該Ｎチャネルトランジスタ対と電源との間に設けられて第２の制御信号によりオン／オフするスイッチと、を有することとしてもよい。

さらに、第２のトランスコンダクタンスアンプの出力は反転して該第２のトランスコンダクタンスアンプの入力に接続されていることとしてもよい。

本発明によれば、フィルタのＮＦを改善しつつ、他の無線システムからの信号の影響によって発生する、必要信号帯域外信号の影響を低減するフィルタ回路を形成することができる。

次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態を示すフィルタ回路の構成を示すブロック図である。本実施形態は、利得可変アンプ部（ＶＧＡ）７０７とＧｍ−Ｃフィルタ７０３から構成されている。

Ｇｍ−Ｃフィルタ７０３は、少なくとも１つ以上のＯＴＡ７０４、７０６と容量７０５から構成され、ＯＴＡ７０４は７０６と同じ制御信号７１１により相互コンダクタンスが制御される。

利得可変アンプ部７０７は、ＯＴＡ７０４、７０６と同じ制御信号７１１により相互コンダクタンスが制御されるＯＴＡ７０２と、ＯＴＡ７０２、７０４、７０６と独立に、制御信号７１０により相互コンダクタンスが制御されるＯＴＡ７０１と、容量Ｃ_Lから構成されている。

ＯＴＡ７０１の出力は、出力端子が反転入力端子に接続されたＯＴＡ７０２と容量Ｃ_LとＧｍ−Ｃフィルタ７０３の入力に接続されている。また、ＯＴＡ７０２、７０４、７０６は相互コンダクタンス制御線７１１から与えられる信号によって同時に相互コンダクタンスＧ_m1が制御されている。また、ＯＴＡ７０１の相互コンダクタンスＧ_m2は、相互コンダクタンス制御線７１１とは独立の相互コンダクタンス制御線７１０によって制御されている。ここで、Ｇｍ−Ｃフィルタ７０３の詳細な構成は、特に限定しないが、たとえば、図７（ａ）に示したようなＧｍ−Ｃフィルタが考えられる。

はじめに相互コンダクタンス制御線７１１から与えられる制御信号の働きについて説明する。図８に示した１次のＧｍ−Ｃフィルタの例では（ＯＴＡのＧ_m）＞＞（１／ＯＴＡの出力抵抗）、Ｃ_L＞＞（ＯＴＡの出力および入力容量）とすると、
Ａ_v＝Ｖ_out／Ｖ_in＝Ｇ_m2／（ｓＣ_L＋Ｇ_m1） （１）
と表される。また、この関係より、カットオフ周波数ω_pは、
ω_p＝Ｇ_m1／Ｃ_L （２）
と表される。従って半導体の製造ばらつきや温度変動による容量Ｃ_Lの変化に対して、Ｇ_m1／Ｃ_Lが常に一定の割合になるようにＧ_m1を制御することによって安定したカットオフ周波数を得ることができる。この原理は高次のＧｍ−Ｃフィルタを構成した場合にも適応される。Ｇｍ−Ｃフィルタを構成するＯＴＡや容量Ｃ_Lの相対的なばらつきが少ないことを利用して、Ｇｍ−Ｃフィルタを構成するＯＴＡ全ての相互コンダクタンスを同じ信号線で制御することで急峻なカットオフ特性を安定に実現することが可能になっている。一般的にこの制御は、Ｇｍ−Ｃフィルタを構成しているＯＴＡと同じＯＴＡで構成されたレプリカ回路から自動的に制御されている。従って、相互コンダクタンス制御線７１１から与えられる制御信号によって、Ｇｍ−Ｃフィルタ７０３はプロセスばらつきや、温度変動の影響を受けることなく、常に一定のカットオフ周波数になる。

次に、図１の利得可変アンプ部（ＶＧＡ）７０７の動作について説明する。ＶＧＡ７０７は図１に示すとおり、図８に示した１次のローパスフィルタと同様の構成である。従って利得Ａ_vとカットオフ周波数ω_qは（１）、（２）式のように表される。Ｇｍ−Ｃフィルタ７０３に与えられている相互コンダクタンス制御信号７１１によってＯＴＡ７０２の相互コンダクタンスが制御されるため、Ｇｍ−Ｃフィルタの原理に従って、任意のカットオフ周波数を安定に得ることが出来る。また、（１）式に示すように、ＯＴＡ７０１の相互コンダクタンスＧ_m2を任意に設定することにより、任意の利得を得ることが出来る。

ここで、図２に示すように、必要帯域外の不要な信号Ｐ_bの周波数をω_q、カットオフ周波数をω_p、利得をＡ_vとすると、
ω_q／ω_p＞Ａ_v （３）
の関係になるように（２）式のＣ_L、Ｇ_m1、Ｇ_m2を選ぶことができる。（３）の条件の時、帯域外の不要な信号を増幅することなく必要帯域内の信号だけを増幅することが可能となる。従って、図２に示した必要な信号８０２がＶＧＡ特性８０１に示した特性になるように、あらかじめ想定される帯域外の不要な信号周波数で利得が０になるカットオフ周波数が得られる容量Ｃ_L、相互コンダクタンスＧ_m1を設定し、動作時には相互コンダクタンス制御信号７１０によって相互コンダクタンスＧ_m2を制御することで信号の大きさに応じて利得が制御されるＶＧＡとして機能する。

さらに、信号が小さい時、ＶＧＡの利得を大きく設定することによって、ＮＦを改善することが可能となる。なお、図１では説明の簡単化のためにＧｍ−Ｃフィルタ７０３で使われているＯＴＡ７０４、７０６と、ＶＧＡ７０７で使われているＯＴＡ７０２は同じ相互コンダクタンス（Ｇ_m1）で表したが、これらは必ずしも同じ相互コンダクタンスである必要はなく、同じ相互コンダクタンス制御信号７１１によって相互コンダクタンスが制御されていればよい。

以上のように本発明によると、帯域外の不要な信号成分を増幅することなく必要帯域内の信号を増幅することによってＧｍ−ＣフィルタのＮＦを改善することが可能となる。
（第２の実施の形態）
図３は本発明の第２の実施の形態を示すフィルタ回路の構成である。図３に示すように、少なくとも１つ以上のＯＴＡ９０４、９０６と容量９０５から構成されるＧｍ−Ｃフィルタ９０３と、ＯＴＡ９０４、９０６と同じ制御信号で相互コンダクタンスが制御されるＯＴＡ９０２と、ＯＴＡ９０２、９０４、９０６と同じ制御信号で相互コンダクタンスが制御され、かつ相互コンダクタンスがＯＴＡ９０２の相互コンダクタンス（Ｇ_m1）の正の実数の相互コンダクタンス（Ｇ_m2＝ｋＧ_m1）になるように制御可能なＯＴＡ９０１と、容量Ｃ_Lから構成され、ＯＴＡ９０１の出力は、出力端子が反転入力端子に接続されたＯＴＡ９０２とＣ_LとＧｍ−Ｃフィルタの入力に接続されている。また、ＯＴＡ９０１、９０２、９０４、９０６は相互コンダクタンス制御線９１１から与えられる信号によって相互コンダクタンスが制御されている。また、ＯＴＡ９０１の相互コンダクタンスＧ_m2は、相互コンダクタンス制御線９１１とは独立の相互コンダクタンス制御線９１０によって制御されている。

次に、本実施形態の動作について説明する。まず、Ｇｍ−Ｃフィルタ９０３の動作とその制御方法については第１の実施の形態と同様である。

次に、ＶＧＡ９０７の動作について説明する。ＯＴＡ９０２の相互コンダクタンスをＧ_m1とすると、ＯＴＡ９０１の相互コンダクタンスＧ_m2は相互コンダクタンス制御信号９１０、９１１によって正の実数（ｋ）倍に設定されるため、次のように表される。
Ｇ_m2＝ｋＧ_m1 （４）
（４）式より、ＶＧＡ９０７の利得Ａ_v ^'と、カットオフ周波数ω_p ^'は次のように表される。
Ａ_v ^'＝Ｖ_out／Ｖ_in＝Ｇ_m2／（ｓＣ_L＋Ｇ_m1）＝ｋＧ_m1／（ｓＣ_L＋Ｇ_m1） （５）
ω_p ^'＝Ｇ_m1／Ｃ_L （６）
前述したように、相互コンダクタンスＧ_m1は容量Ｃ_Lの製造ばらつきや変動によってＧ_m1／Ｃ_Lが一定になるように相互コンダクタンス制御信号９１１によって自動的に制御される。これにより、相互コンダクタンスＧ_m1は容量Ｃ_Lの変動に応じて自動的に変動してしまうが本実施形態による構成では、（５）式をみてわかるようにＧ_m1が変動してもＶＧＡ９０７の利得はｋ倍になる。

以上のように、本実施形態によると、相互コンダクタンスＧ_m1の値に依存することなくＶＧＡ９０７の利得を制御することが可能となり、制御が容易になる。

次に、ＯＴＡ９０１の相互コンダクタンスＧ_m2を相互コンダクタンス制御信号９１０、９１１によって、ｋＧ_m1を得るための一例を説明する。図４は図３のＶＧＡ９０７の構成を詳細に示すブロック図である。

図４において、１００６が図３のＯＴＡ９０１の下位の構成を示している。図４のように、ＯＴＡ１００１、１００３、１００４は入出力が並列接続されており、必要に応じて並列接続されるＯＴＡの数は増やすことができる。また、ＯＴＡ１００１、１００２、１００３、１００４、は相互コンダクタンス制御信号１００７によって相互コンダクタンスが制御される。さらに、ＯＴＡ１００３、１００４は相互コンダクタンス制御信号１００７とは別の相互コンダクタンス制御信号１００５によって、ＯＴＡ１００６の下位のＯＴＡ１００３、１００４を活性または不活性に制御することができる。

上記の構成により、ＯＴＡ１００６全体の相互コンダクタンスはＧ_m1〜ｎＧ_m1の間で制御できる。なお、この例では、ＯＴＡ１００６の下位のＯＴＡは全て相互コンダクタンスが等しい場合について説明したが、たとえばＯＴＡを構成するトランジスタサイズを変えてＧ_m1／２の相互コンダクタンスを有するＯＴＡを用いることにより、前記係数ｎは実数にすることも可能である。

次に、前記ＯＴＡ１００３、１００４のように、相互コンダクタンス制御信号１００７によって相互コンダクタンスが制御され、かつ、相互コンダクタンス制御信号１００５によってＯＴＡとしての動作を活性または不活性に切り替え可能な構成の一例について図５（ａ）、（ｂ）を用いて説明する。

図５（ａ）の構成は、図９（ａ）における電流源４０４、４０５と同様の電流源１１０３と電源との間にスイッチ１１０２を挿入している。一般的に電源側に接続された電流源はＰ−ｃｈトランジスタで構成されるため、Ｐ−ｃｈトランジスタと電源の間にスイッチを入れることで本構成が実現できる。

図５（ａ）に示す構成において、スイッチ１１０２がＯＮの時は図９（ａ）に示した従来例と同様に、相互コンダクタンス制御信号１１０１によって相互コンダクタンスを任意に設定することができる。また、スイッチ１１０２をＯＮからＯＦＦへ切り替えることにより、ＯＴＡの機能を不活性にすることができる。

図５（ｂ）の構成は、図９（ａ）における電流源４０６、４０７と同様の電流源１１０６電源の間にスイッチ１１０４を挿入している。一般的にグランド側に接続された電流源はＮ−ｃｈトランジスタで構成されるため、Ｎ−ｃｈトランジスタと電源の間にスイッチを入れることで本構成が実現できる。図５（ｂ）の構成において、スイッチ１１０４がＯＮの時は図９（ａ）に示した従来例と同様に、相互コンダクタンス制御信号１１０５によって相互コンダクタンスを任意に設定することができる。また、スイッチ１１０４をＯＮからＯＦＦへ切り替えることにより、ＯＴＡの機能を不活性にすることができる。

また、本構成により、図４の相互コンダクタンス制御信号１００５、図３の相互コンダクタンス制御信号９１０はデジタルの信号で制御することができ、外部からのノイズの影響などに強い制御を行うことが可能となる。

本発明の第１の実施の形態のＧｍ−Ｃフィルタの構成を示す回路図である。 本発明による作用を説明するための無線システムにおける信号の周波数特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態のＧｍ−Ｃフィルタの構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態のＶＧＡの構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態のＯＴＡの構成を示す回路図である。 従来技術における半導体集積回路で製造される無線システムの事例を示すブロック図である。 従来技術におけるＯＴＡを使ったＧｍ−Ｃフィルタの事例を示す図とその等価回路図である。 Ｇｍ−Ｃフィルタの基本動作を説明するための、従来の１次ローパスフィルタ回路を示す回路図である。 従来技術によるＯＴＡの構成の事例を示す図である。 従来技術の課題を説明するための無線システムにおける信号の周波数特性を示す図である。 従来技術における必要帯域外に現れる不要な信号を除去するための構成を示す図である。

符号の説明

１０４ アンテナ
１０６ 低ノイズアンプ
１０８ ミキサ
１１０ 振幅制限回路
１１２ Ｇｍ−Ｃフィルタ
２０１〜２０５ ＯＴＡ
２１２ 可変インダクタンス
２１４ 可変抵抗
３０１〜３０２ ＯＴＡ
４０１，４０２ 入力段トランジスタ
４０３ 可変抵抗素子
４０４〜４０７ 電流源
４０８ 制御信号
４１１ ＯＴＡ
４１２ 下位のＯＴＡ
４１３ 制御信号
７０１，７０２，７０４，７０６ ＯＴＡ
７０３ Ｇｍ−Ｃフィルタ
７０７ 利得可変アンプ部（ＶＧＡ）
７１１，７１０ 相互コンダクタンス制御線
８０１ ＶＧＡの特性
８０２ 必要な信号
９０１，９０２，９０４，９０６ ＯＴＡ
９０３ Ｇｍ−Ｃフィルタ
９０７ ＶＧＡ９１０
９１１ 相互コンダクタンス制御信号線
１００６，１００２ ＯＴＡ
１００１，１００３，１００４ 下位のＯＴＡ
１００５，１００７ 相互コンダクタンス制御線
１１０１ 相互コンダクタンス制御線
１００２ スイッチ
１１０４ スイッチ

Claims (4)

1. 第１の制御信号に応じて相互コンダクタンスが変化する少なくとも１つ以上の第１のトランスコンダクタンスアンプと第1の容量とから構成されるフィルタ部と、
   前記第１の制御信号により相互コンダクタンスが制御される第２のトランスコンダクタンスアンプと、
   前記第１の制御信号により相互コンダクタンスが制御されるとともに、第２の制御信号により前記第１の制御信号による相互コンダクタンスが実数倍に制御される第３のトランスコンダクタンスアンプと、
   前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力および前記フィルタ部の入力に接続される第２の容量と、を有し、
   前記第３のトランスコンダクタンスアンプが少なくとも２つ以上の入出力が並列接続された第４のトランスコンダクタンスアンプから構成され、前記第４のトランスコンダクタンスアンプは第１の制御信号により相互コンダクタンスが制御され、第２の制御信号により活性／不活性に制御されることを特徴とするフィルタ回路。
2. 請求項１記載のフィルタ回路において、
   前記第４のトランスコンダクタンスアンプは、ソースにつながる抵抗が第１の制御信号により変化する少なくとも１つ以上のＰチャネルトランジスタ対と、該Ｐチャネルトランジスタ対と電源との間に設けられて第２の制御信号によりオン／オフするスイッチと、を有することを特徴とするフィルタ回路。
3. 請求項１記載のフィルタ回路において、
   前記第４のトランスコンダクタンスアンプは、ソースにつながる抵抗が第１の制御信号により変化する少なくとも１つ以上のＮチャネルトランジスタ対と、該Ｎチャネルトランジスタ対と電源との間に設けられて第２の制御信号によりオン／オフするスイッチと、を有することを特徴とするフィルタ回路。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のフィルタ回路において、
   第２のトランスコンダクタンスアンプの出力は反転して該第２のトランスコンダクタンスアンプの入力に接続されていることを特徴とするフィルタ回路。

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