JP4201928B2 - 電磁弁の制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁弁の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本願出願人は、特願平１０−３０７９７９号において、図１に示すように、コイル１ａとコイル１ａに挿通されたプランジャ１ｂとにより構成され、半導体スイッチング素子２を介してデューティー制御される電磁ソレノイド１と、電磁ソレノイド１に並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオード８とを有し、斜板式可変容量圧縮機の吐出室とクランク室とを連通する連通路を開閉する電磁弁Ａの制御回路であって、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路９と、電流電圧変換回路９の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタ１０と、ローパスフィルタ１０の出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧６が非反転入力側に入力される誤差増幅器１１と、三角波発振器４と、三角波発振器４の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器１１の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器５と、ＰＷＭ比較器５の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路７とを有する制御回路を提案した。
【０００３】
図１の制御回路によれば、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の時間平均値である平均電流に比例する直流電圧が誤差増幅器１１の反転入力側に入力される。誤差増幅器１１は、反転入力側に入力される直流電圧と非反転入力側に入力される外部入力可変電圧６とを比較し、比較値に応じた直流電圧を出力する。誤差増幅器１１の出力電圧は、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流が一定であれば外部入力可変電圧６の増減に対応して増減し、外部入力可変電圧６が一定であれば電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流の増減に対応して減増する。
三角波発振器４の所定周波数ｆの三角波出力電圧がＰＷＭ比較器５の反転入力側に入力され、誤差増幅器１１の出力電圧がＰＷＭ比較器５の非反転入力側に入力される。ＰＷＭ比較器５は、三角波入力電圧と直流入力電圧とを比較し、比較値に応じたＯＮパルス幅の周波数ｆの方形波電圧を出力する。直流入力電圧が大きくなる程、方形波出力電圧のＯＮパルス幅は大きくなる。ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧は半導体スイッチング素子制御回路７を介して半導体スイッチング素子２に出力される。
【０００４】
半導体スイッチング素子２はＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧によりＯＮ／ＯＦＦされ、周波数ｆの方形波パルス電流が電磁弁Ａへ流入する。ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅が広くなる程半導体スイッチング素子２のＯＮ状態の幅が広くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルス幅が広くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が大きくなり、平均電流が大きくなる。ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅が狭くなる程半導体スイッチング素子２のＯＮ状態の幅が狭くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルス幅が狭くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が小さくなり、平均電流が小さくなる。
保護ダイオード８は、半導体スイッチング素子２のＯＦＦ時に過大電圧が半導体スイッチング素子２に負荷されるのを防止し、半導体スイッチング素子２の損傷を防止する。
【０００５】
上記説明から分かるように、図１の制御回路においては、外部入力可変電圧６を制御することにより、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比を制御して平均電流を制御し、電磁ソレノイド１のプランジャの移動量を制御して電磁弁Ａの開度を制御し、吐出室内からクランク室へ導入される高圧ガスの流量を制御し、クランク室内のガス圧と吸入室内のガス圧との差圧を制御し、斜板の傾斜角を制御し、これらの結果、圧縮機の吐出容量を制御する。図１の制御回路においては、方形波パルス電流のデューティー比と平均電流との相関に基づいて、外部入力可変電圧６を制御する。
【０００６】
直流電源３の電圧が増減すると、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルスの電流値が増減する。他方、直流電源３の電圧が増減すると、誤差増幅器１１の出力電圧が減増し、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅が減増し、半導体スイッチング素子２のＯＮ状態の幅が減増し、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルス幅が減増し、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が減増する。従って、外部入力可変電圧６が一定であれば、直流電源３の電圧が増減しても、直流電源３の電圧の増減によって惹起される電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルスの電流値の増減と、直流電源３の電圧の増減による電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比の減増とが相殺して、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流は一定に保たれる。
従って、図１の制御回路においては、直流電源３の電圧が不安定であっても、外部入力可変電圧６を制御することにより、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流を安定して制御することができ、ひいては電磁弁Ａの作動を安定して制御することができ、圧縮機の吐出容量を安定して制御することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、図１で矢印で示すように、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ電流が流入する。電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流の存在により、電磁ソレノイド１へ流入する電流は非方形波パルス電流となる。従って、方形波パルス電流のデューティー比と平均電流との相関に基づいて外部入力可変電圧６を制御する図１の制御回路では、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することはできるが、電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することはできず、電磁弁Ａの作動を正確に制御することはできず、ひいては圧縮機の吐出容量を正確に制御することはできない。
【０００８】
本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができ、当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる制御回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明においては、半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加する電圧付加手段を備え、電圧付加手段は、電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線上に配設されたダイオードと、ダイオードの下流側で電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線から分岐して配設されたコンデンサと、コンデンサの下流側で電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線から分岐して配設された抵抗とを有しており、コンデンサと抵抗とはアースされており、電磁ソレノイドの抵抗値を R 1 とし、電磁ソレノイドのコイルのインダクタンスを L 1 とし、電圧付加手段の抵抗の抵抗値を R ２ とし、電圧付加手段のコンデンサの容量値を C ２ とした時に、 R 1 /
L 1 = 1/( R ２ C ２ ) が成立するように、電圧付加手段の抵抗の抵抗値 R ２ と、電圧付加手段のコンデンサの容量値 C ２ とが設定されていることを特徴とする制御回路を提供する。
【００１０】
本発明に係る制御回路においては、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加し、付加後の非方形波パルス電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００１１】
本発明においては、半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流の比で、ローパスフィルタの出力電圧を増幅する電圧増幅手段を備え、電圧増幅手段は、ローパスフィルタと誤差増幅器との間に配設された増幅回路と、半導体スイッチング素子駆動回路と半導体スイッチング素子とを接続する配線から分岐して配設されたデューティー比検出回路と、デューティー比検出回路に接続された増幅比決定回路とを有し、増幅比決定回路に増幅回路が接続されており、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比をデューティー比検出回路が検出し、予め計測された電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比とＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比との相関と検出したＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比とを用いて増幅比決定回路が電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比を決定し、決定した比で増幅回路がローパスフィルタの出力電圧を増幅することを特徴とする制御回路を提供する。
【００１２】
本発明に係る制御回路においては、ローパスフィルタの出力電圧を、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流の比で増幅し、増幅後の電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って、当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る電磁弁の制御回路を図２、３に基づいて説明する。
図２から分かるように、本実施例に係る制御回路においては、電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０との間に、電圧付加回路１２が配設されている。電圧付加回路１２は、電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０とを接続する配線上に配設されたダイオード１２ａと、ダイオード１２ａの下流側で電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０とを接続する配線から分岐して配設されたコンデンサ１２ｂと、コンデンサ１２ｂの下流側で電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０とを接続する配線から分岐して配設された抵抗１２ｃとを有している。コンデンサ１２ｂと抵抗１２ｃとはアースされている。上記を除き本実施例に係る制御回路の構成は図１の制御回路の構成と同一である。
【００１４】
本実施例に係る制御回路においては、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、電圧付加回路１２のコンデンサ１２ｂから抵抗１２ｃを介して電荷が放出され電圧E(t)′が発生する。電圧E(t)′は、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧である。
【００１５】
電圧E(t)′が、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧となるための条件を以下に考察する。
図３（ａ）に示すように、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ電流I(t)が流れる。この時、電磁ソレノイド１に加わる電圧E(t)と保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流れる電流I(t)との関係は、
I(t) = (R1/L1)∫[E(t)/R1 - I(t)]dt・・・・・▲１▼
で表される。ここで、R1は電磁ソレノイド１の抵抗値であり、L1は電磁ソレノイド１のコイル１ａのインダクタンス値である。
図３（ｂ）に示すように、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、コンデンサ１２ｂから抵抗１２ｃへ電流I(t)′が流れる。この時、コンデンサ１２ｂの電位E(t)′と抵抗１２ｃの下流側の電位E(t)″との関係は、
E(t)′ = (1/(R2C2)) ∫[ E(t)″- E(t)′]dt ・・・・・▲２▼
で表される。ここで、R2は抵抗１２ｃの抵抗値であり、C2はコンデンサ１２ｂの容量値である。
【００１６】
▲１▼、▲２▼より、
R1/L1 = 1/(R2C2) ・・・・・▲３▼
E(t)/R1 = AE(t)″・・・・・▲４▼
が成立すれば、
I(t) = AE(t)′・・・・・・▲５▼
となることが分かる。ここで、A は任意の定数である。
ここで、E(t)≒０であり、抵抗１２ｃはアースされておりE(t)″＝０なので、▲４▼は成立する。従って、▲３▼が成立するように、電圧付加回路１２のコンデンサ１２ｂの容量値C2と、抵抗１２ｃの抵抗値R2を設定すれば、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流れる電流I(t)に比例する電圧E(t)′を、電圧付加回路１２に発生させることができる。
【００１７】
他方、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮ時には、電磁ソレノイド１ヘ流れる電流i(t)と電流電圧変換回路９の出力電圧ε(t) との間の関係は、
i(t) = aε(t) ・・・・・・▲６▼
となる。
直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流がＯＦＦになった瞬間には、i(t) = I(t)であり、ε(t) = E(t)′なので、 a = Aである。 aは電流電圧変換回路９固有の変換定数なので、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流れる電流I(t)が電流電圧変換回路９固有の変換定数 aと等しい変換定数A で電圧E(t)′に変換されることになる。
以上より、▲３▼が成立するように、電圧付加回路１２のコンデンサ１２ｂの容量値C2と、抵抗１２ｃの抵抗値R2を設定すれば、電圧付加回路１２は、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧を発生させることが分かる。
【００１８】
本実施例に係る制御装置によれば、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路９の出力である方形波パルス電圧に付加し、付加後の非方形波パルス電圧と外部入力可変電圧６とに基づいて、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧６を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。
より詳細に説明すると、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧が、電流電圧変換回路９の出力である方形波パルス電圧に付加されることにより、ローパスフィルタ１０の出力電圧は前記付加電圧分だけ増加する。この結果、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比は、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記付加電圧分だけ減少し、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比も、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記付加電圧分だけ減少する。直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が、外部入力可変電圧６が予定した値よりも減少することによって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の減少が、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流によって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の増加と相殺する。この結果、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流は、外部入力可変電圧６が予定した値となる。
従って、実施例に係る制御回路においては、外部入力可変電圧６を制御して電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁Ａの作動を正確に制御することができる。従って、電磁弁Ａを例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００１９】
本発明の第２実施例に係る電磁弁の制御回路を図４、５に基づいて説明する。
図４から分かるように、本実施例に係る制御回路においては、ローパスフィルタ１０と誤差増幅器１１との間に、増幅回路１３が配設されている。半導体スイッチング素子駆動回路７と半導体スイッチング素子２とを接続する配線から分岐してデューティー比検出回路１４が配設され、デューティー比検出回路１４に増幅比決定回路１５が接続されている。増幅比決定回路１５に増幅回路１３が接続されている。上記を除き、本実施例に係る制御回路の構成は図１の制御回路の構成と同一である。
直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流I1と、電磁ソレノイド１を流れる非方形波パルス電流の平均電流I2との間には、図５に示すように、
I2/I1 = ｆ( ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比) ・・・▲７▼
なる関係がある。
関数ｆは、電磁弁Ａの特性に依存する関数であり、電磁弁Ａの特性が確定していれば、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比を種々に代えてI2/I1 を計測することにより求めることができる。本願発明者は、電磁弁Ａの特性が確定していれば、関数ｆはＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比のみの関数であり、直流電源３の電圧の変化により影響を受けないことを実験により確認している。
【００２０】
本実施例に係る制御回路においては、デューティー比検出回路１４がＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比を検出し、計測により予め設定した関数ｆと、デューティー比検出回路１４が検出したＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティーとに基づいて、増幅比決定回路１５がI2/I1 を決定する。増幅回路１３は、ローパスフィルター１０の出力電圧をI2/I1 倍に増幅する。
本実施例に係る制御回路においては、ローパスフィルタ１０の出力電圧を、電磁ソレノイド１を流れる非方形波パルス電流の平均電流I2と、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流I1の比I2/I1 で増幅し、増幅後の電圧と外部入力可変電圧６とに基づいて、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧６を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。
より詳細に説明すると、ローパスフィルタ１０の出力電圧がI2/I1 の比で増幅されるので、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比は、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記増幅分だけ減少し、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比も、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記増幅だけ減少する。直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が、外部入力可変電圧６が予定した値よりも減少することによって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の減少が、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流によって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の増加と相殺する。この結果、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流は、外部入力可変電圧６が予定した値となる。
従って、実施例に係る制御回路においては、外部入力可変電圧６を制御して電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁Ａの作動を正確に制御することができる。従って、電磁弁Ａを例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００２１】
【発明の効果】
以上説明したごとく、本発明に係る制御回路においては、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加し、付加後の非方形波パルス電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００２２】
本発明に係る制御回路においては、ローパスフィルタの出力電圧を、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流の比で増幅し、増幅後の電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の電磁弁の制御回路の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例に係る電磁弁の制御回路の回路図である。
【図３】本発明の第１実施例に係る電磁弁の制御回路において、電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に電磁弁の電磁ソレノイドに流れる電流と、電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に制御回路の電圧付加回路に発生する電圧との関係を説明する図である。（ａ）は電磁弁の電磁ソレノイドに流れる電流を説明する図であり、（ｂ）は制御回路の電圧付加回路に発生する電圧を説明する図である。
【図４】本発明の第２実施例に係る電磁弁の制御回路の回路図である。
【図５】直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流I1と、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流I2との間の関係を示す図である。
【符号の説明】
１ 電磁ソレノイド
１ａ コイル
１ｂ プランジャー
２ 半導体スイッチング素子
３ 直流電源
４ 三角波発信回路
５ ＰＷＭ比較器
６ 外部入力可変電圧
７ 半導体スイッチング素子駆動回路
８ 半導体スイッチング素子保護ダイオード
９ 電流電圧変換回路
１０ ローパスフィルタ
１１ 誤差増幅器
１２ 電圧付加回路
１２ａ ダイオード
１２ｂ コンデンサ
１２ｃ 抵抗
１３ 増幅回路
１４ デューティー比検出回路
１５ 増幅比決定回路
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁弁の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本願出願人は、特願平１０−３０７９７９号において、図１に示すように、コイル１ａとコイル１ａに挿通されたプランジャ１ｂとにより構成され、半導体スイッチング素子２を介してデューティー制御される電磁ソレノイド１と、電磁ソレノイド１に並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオード８とを有し、斜板式可変容量圧縮機の吐出室とクランク室とを連通する連通路を開閉する電磁弁Ａの制御回路であって、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路９と、電流電圧変換回路９の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタ１０と、ローパスフィルタ１０の出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧６が非反転入力側に入力される誤差増幅器１１と、三角波発振器４と、三角波発振器４の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器１１の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器５と、ＰＷＭ比較器５の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路７とを有する制御回路を提案した。
【０００３】
図１の制御回路によれば、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の時間平均値である平均電流に比例する直流電圧が誤差増幅器１１の反転入力側に入力される。誤差増幅器１１は、反転入力側に入力される直流電圧と非反転入力側に入力される外部入力可変電圧６とを比較し、比較値に応じた直流電圧を出力する。誤差増幅器１１の出力電圧は、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流が一定であれば外部入力可変電圧６の増減に対応して増減し、外部入力可変電圧６が一定であれば電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流の増減に対応して減増する。
三角波発振器４の所定周波数ｆの三角波出力電圧がＰＷＭ比較器５の反転入力側に入力され、誤差増幅器１１の出力電圧がＰＷＭ比較器５の非反転入力側に入力される。ＰＷＭ比較器５は、三角波入力電圧と直流入力電圧とを比較し、比較値に応じたＯＮパルス幅の周波数ｆの方形波電圧を出力する。直流入力電圧が大きくなる程、方形波出力電圧のＯＮパルス幅は大きくなる。ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧は半導体スイッチング素子制御回路７を介して半導体スイッチング素子２に出力される。
【０００４】
半導体スイッチング素子２はＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧によりＯＮ／ＯＦＦされ、周波数ｆの方形波パルス電流が電磁弁Ａへ流入する。ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅が広くなる程半導体スイッチング素子２のＯＮ状態の幅が広くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルス幅が広くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が大きくなり、平均電流が大きくなる。ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅が狭くなる程半導体スイッチング素子２のＯＮ状態の幅が狭くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルス幅が狭くなり、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が小さくなり、平均電流が小さくなる。
保護ダイオード８は、半導体スイッチング素子２のＯＦＦ時に過大電圧が半導体スイッチング素子２に負荷されるのを防止し、半導体スイッチング素子２の損傷を防止する。
【０００５】
上記説明から分かるように、図１の制御回路においては、外部入力可変電圧６を制御することにより、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比を制御して平均電流を制御し、電磁ソレノイド１のプランジャの移動量を制御して電磁弁Ａの開度を制御し、吐出室内からクランク室へ導入される高圧ガスの流量を制御し、クランク室内のガス圧と吸入室内のガス圧との差圧を制御し、斜板の傾斜角を制御し、これらの結果、圧縮機の吐出容量を制御する。図１の制御回路においては、方形波パルス電流のデューティー比と平均電流との相関に基づいて、外部入力可変電圧６を制御する。
【０００６】
直流電源３の電圧が増減すると、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルスの電流値が増減する。他方、直流電源３の電圧が増減すると、誤差増幅器１１の出力電圧が減増し、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅が減増し、半導体スイッチング素子２のＯＮ状態の幅が減増し、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルス幅が減増し、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が減増する。従って、外部入力可変電圧６が一定であれば、直流電源３の電圧が増減しても、直流電源３の電圧の増減によって惹起される電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮパルスの電流値の増減と、直流電源３の電圧の増減による電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比の減増とが相殺して、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流は一定に保たれる。
従って、図１の制御回路においては、直流電源３の電圧が不安定であっても、外部入力可変電圧６を制御することにより、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流を安定して制御することができ、ひいては電磁弁Ａの作動を安定して制御することができ、圧縮機の吐出容量を安定して制御することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、図１で矢印で示すように、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ電流が流入する。電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流の存在により、電磁ソレノイド１へ流入する電流は非方形波パルス電流となる。従って、方形波パルス電流のデューティー比と平均電流との相関に基づいて外部入力可変電圧６を制御する図１の制御回路では、電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することはできるが、電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することはできず、電磁弁Ａの作動を正確に制御することはできず、ひいては圧縮機の吐出容量を正確に制御することはできない。
【０００８】
本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができ、当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる制御回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明においては、半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加する電圧付加手段を備え、電圧付加手段は、電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線上に配設されたダイオードと、ダイオードの下流側で電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線から分岐して配設されたコンデンサと、コンデンサの下流側で電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線から分岐して配設された抵抗とを有しており、コンデンサと抵抗とはアースされており、電磁ソレノイドの抵抗値を R 1 とし、電磁ソレノイドのコイルのインダクタンスを L 1 とし、電圧付加手段の抵抗の抵抗値を R ２ とし、電圧付加手段のコンデンサの容量値を C ２ とした時に、 R 1 /
L 1 = 1/( R ２ C ２ ) が成立するように、電圧付加手段の抵抗の抵抗値 R ２ と、電圧付加手段のコンデンサの容量値 C ２ とが設定されていることを特徴とする制御回路を提供する。
【００１０】
本発明に係る制御回路においては、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加し、付加後の非方形波パルス電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００１１】
本発明においては、半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流の比で、ローパスフィルタの出力電圧を増幅する電圧増幅手段を備え、電圧増幅手段は、ローパスフィルタと誤差増幅器との間に配設された増幅回路と、半導体スイッチング素子駆動回路と半導体スイッチング素子とを接続する配線から分岐して配設されたデューティー比検出回路と、デューティー比検出回路に接続された増幅比決定回路とを有し、増幅比決定回路に増幅回路が接続されており、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比をデューティー比検出回路が検出し、予め計測された電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比とＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比との相関と検出したＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比とを用いて増幅比決定回路が電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比を決定し、決定した比で増幅回路がローパスフィルタの出力電圧を増幅することを特徴とする制御回路を提供する。
【００１２】
本発明に係る制御回路においては、ローパスフィルタの出力電圧を、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流の比で増幅し、増幅後の電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って、当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る電磁弁の制御回路を図２、３に基づいて説明する。
図２から分かるように、本実施例に係る制御回路においては、電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０との間に、電圧付加回路１２が配設されている。電圧付加回路１２は、電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０とを接続する配線上に配設されたダイオード１２ａと、ダイオード１２ａの下流側で電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０とを接続する配線から分岐して配設されたコンデンサ１２ｂと、コンデンサ１２ｂの下流側で電流電圧変換回路９とローパスフィルター１０とを接続する配線から分岐して配設された抵抗１２ｃとを有している。コンデンサ１２ｂと抵抗１２ｃとはアースされている。上記を除き本実施例に係る制御回路の構成は図１の制御回路の構成と同一である。
【００１４】
本実施例に係る制御回路においては、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、電圧付加回路１２のコンデンサ１２ｂから抵抗１２ｃを介して電荷が放出され電圧E(t)′が発生する。電圧E(t)′は、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧である。
【００１５】
電圧E(t)′が、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧となるための条件を以下に考察する。
図３（ａ）に示すように、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ電流I(t)が流れる。この時、電磁ソレノイド１に加わる電圧E(t)と保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流れる電流I(t)との関係は、
I(t) = (R1/L1)∫[E(t)/R1 - I(t)]dt・・・・・▲１▼
で表される。ここで、R1は電磁ソレノイド１の抵抗値であり、L1は電磁ソレノイド１のコイル１ａのインダクタンス値である。
図３（ｂ）に示すように、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、コンデンサ１２ｂから抵抗１２ｃへ電流I(t)′が流れる。この時、コンデンサ１２ｂの電位E(t)′と抵抗１２ｃの下流側の電位E(t)″との関係は、
E(t)′ = (1/(R2C2)) ∫[ E(t)″- E(t)′]dt ・・・・・▲２▼
で表される。ここで、R2は抵抗１２ｃの抵抗値であり、C2はコンデンサ１２ｂの容量値である。
【００１６】
▲１▼、▲２▼より、
R1/L1 = 1/(R2C2) ・・・・・▲３▼
E(t)/R1 = AE(t)″・・・・・▲４▼
が成立すれば、
I(t) = AE(t)′・・・・・・▲５▼
となることが分かる。ここで、A は任意の定数である。
ここで、E(t)≒０であり、抵抗１２ｃはアースされておりE(t)″＝０なので、▲４▼は成立する。従って、▲３▼が成立するように、電圧付加回路１２のコンデンサ１２ｂの容量値C2と、抵抗１２ｃの抵抗値R2を設定すれば、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流れる電流I(t)に比例する電圧E(t)′を、電圧付加回路１２に発生させることができる。
【００１７】
他方、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＮ時には、電磁ソレノイド１ヘ流れる電流i(t)と電流電圧変換回路９の出力電圧ε(t) との間の関係は、
i(t) = aε(t) ・・・・・・▲６▼
となる。
直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流がＯＦＦになった瞬間には、i(t) = I(t)であり、ε(t) = E(t)′なので、 a = Aである。 aは電流電圧変換回路９固有の変換定数なので、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流れる電流I(t)が電流電圧変換回路９固有の変換定数 aと等しい変換定数A で電圧E(t)′に変換されることになる。
以上より、▲３▼が成立するように、電圧付加回路１２のコンデンサ１２ｂの容量値C2と、抵抗１２ｃの抵抗値R2を設定すれば、電圧付加回路１２は、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に、保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧を発生させることが分かる。
【００１８】
本実施例に係る制御装置によれば、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路９の出力である方形波パルス電圧に付加し、付加後の非方形波パルス電圧と外部入力可変電圧６とに基づいて、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧６を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。
より詳細に説明すると、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流を電流電圧変換回路９で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路９の出力電圧に等しい電圧が、電流電圧変換回路９の出力である方形波パルス電圧に付加されることにより、ローパスフィルタ１０の出力電圧は前記付加電圧分だけ増加する。この結果、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比は、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記付加電圧分だけ減少し、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比も、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記付加電圧分だけ減少する。直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が、外部入力可変電圧６が予定した値よりも減少することによって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の減少が、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流によって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の増加と相殺する。この結果、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流は、外部入力可変電圧６が予定した値となる。
従って、実施例に係る制御回路においては、外部入力可変電圧６を制御して電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁Ａの作動を正確に制御することができる。従って、電磁弁Ａを例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００１９】
本発明の第２実施例に係る電磁弁の制御回路を図４、５に基づいて説明する。
図４から分かるように、本実施例に係る制御回路においては、ローパスフィルタ１０と誤差増幅器１１との間に、増幅回路１３が配設されている。半導体スイッチング素子駆動回路７と半導体スイッチング素子２とを接続する配線から分岐してデューティー比検出回路１４が配設され、デューティー比検出回路１４に増幅比決定回路１５が接続されている。増幅比決定回路１５に増幅回路１３が接続されている。上記を除き、本実施例に係る制御回路の構成は図１の制御回路の構成と同一である。
直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流I1と、電磁ソレノイド１を流れる非方形波パルス電流の平均電流I2との間には、図５に示すように、
I2/I1 = ｆ( ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比) ・・・▲７▼
なる関係がある。
関数ｆは、電磁弁Ａの特性に依存する関数であり、電磁弁Ａの特性が確定していれば、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比を種々に代えてI2/I1 を計測することにより求めることができる。本願発明者は、電磁弁Ａの特性が確定していれば、関数ｆはＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比のみの関数であり、直流電源３の電圧の変化により影響を受けないことを実験により確認している。
【００２０】
本実施例に係る制御回路においては、デューティー比検出回路１４がＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比を検出し、計測により予め設定した関数ｆと、デューティー比検出回路１４が検出したＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティーとに基づいて、増幅比決定回路１５がI2/I1 を決定する。増幅回路１３は、ローパスフィルター１０の出力電圧をI2/I1 倍に増幅する。
本実施例に係る制御回路においては、ローパスフィルタ１０の出力電圧を、電磁ソレノイド１を流れる非方形波パルス電流の平均電流I2と、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流の平均電流I1の比I2/I1 で増幅し、増幅後の電圧と外部入力可変電圧６とに基づいて、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧６を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。
より詳細に説明すると、ローパスフィルタ１０の出力電圧がI2/I1 の比で増幅されるので、ＰＷＭ比較器５の方形波出力電圧のデューティー比は、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記増幅分だけ減少し、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比も、外部入力可変電圧６が予定した値よりも前記増幅だけ減少する。直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のデューティー比が、外部入力可変電圧６が予定した値よりも減少することによって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の減少が、直流電源３から電磁弁Ａへ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオード８を介して電磁ソレノイド１へ流入する電流によって惹起された、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流の増加と相殺する。この結果、電磁ソレノイド１を流れるパルス電流の平均電流は、外部入力可変電圧６が予定した値となる。
従って、実施例に係る制御回路においては、外部入力可変電圧６を制御して電磁ソレノイド１へ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁Ａの作動を正確に制御することができる。従って、電磁弁Ａを例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００２１】
【発明の効果】
以上説明したごとく、本発明に係る制御回路においては、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加し、付加後の非方形波パルス電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【００２２】
本発明に係る制御回路においては、ローパスフィルタの出力電圧を、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流の比で増幅し、増幅後の電圧と外部入力可変電圧とに基づいて、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のＯＮパルス幅を制御するので、外部入力可変電圧を制御することにより目指した方形波パルス電流の平均電流に、電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を一致させることができる。従って、本発明に係る制御回路においては、外部入力可変電圧を制御して電磁ソレノイドへ流入する非方形波パルス電流の平均電流を正確に制御することができ、ひいては電磁弁の作動を正確に制御することができる。従って当該電磁弁を例えば可変容量圧縮機の容量制御弁として用いた場合に、圧縮機の吐出容量を正確に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の電磁弁の制御回路の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例に係る電磁弁の制御回路の回路図である。
【図３】本発明の第１実施例に係る電磁弁の制御回路において、電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に電磁弁の電磁ソレノイドに流れる電流と、電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に制御回路の電圧付加回路に発生する電圧との関係を説明する図である。（ａ）は電磁弁の電磁ソレノイドに流れる電流を説明する図であり、（ｂ）は制御回路の電圧付加回路に発生する電圧を説明する図である。
【図４】本発明の第２実施例に係る電磁弁の制御回路の回路図である。
【図５】直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の平均電流I1と、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の平均電流I2との間の関係を示す図である。
【符号の説明】
１ 電磁ソレノイド
１ａ コイル
１ｂ プランジャー
２ 半導体スイッチング素子
３ 直流電源
４ 三角波発信回路
５ ＰＷＭ比較器
６ 外部入力可変電圧
７ 半導体スイッチング素子駆動回路
８ 半導体スイッチング素子保護ダイオード
９ 電流電圧変換回路
１０ ローパスフィルタ
１１ 誤差増幅器
１２ 電圧付加回路
１２ａ ダイオード
１２ｂ コンデンサ
１２ｃ 抵抗
１３ 増幅回路
１４ デューティー比検出回路
１５ 増幅比決定回路
Claims (2)
- 半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流のＯＦＦ時に保護ダイオードを介して電磁ソレノイドへ流入する電流を電流電圧変換回路で電圧に変換した場合の電流電圧変換回路の出力電圧に等しい電圧を、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧に付加する電圧付加手段を備え、電圧付加手段は、電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線上に配設されたダイオードと、ダイオードの下流側で電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線から分岐して配設されたコンデンサと、コンデンサの下流側で電流電圧変換回路とローパスフィルタとを接続する配線から分岐して配設された抵抗とを有しており、コンデンサと抵抗とはアースされており、電磁ソレノイドの抵抗値を R 1 とし、電磁ソレノイドのコイルのインダクタンスを L 1 とし、電圧付加手段の抵抗の抵抗値を R ２ とし、電圧付加手段のコンデンサの容量値を C ２ とした時に、 R 1 /
L 1 = 1/( R ２ C ２ ) が成立するように、電圧付加手段の抵抗の抵抗値 R ２ と、電圧付加手段のコンデンサの容量値 C ２ とが設定されていることを特徴とする制御回路。 - 半導体スイッチング素子を介してデューティー制御される電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに並列に配設された半導体スイッチング素子保護ダイオードとを有する電磁弁の制御回路であって、直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流を方形波パルス電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力である方形波パルス電圧を直流電圧に変換するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力電圧が反転入力側に入力され外部入力可変電圧が非反転入力側に入力される誤差増幅器と、三角波発振器と、三角波発振器の出力電圧が反転入力側に入力され誤差増幅器の出力電圧が非反転入力側に入力されるＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器の出力である方形波パルス電圧が入力される半導体スイッチング素子駆動回路とを有する制御回路において、電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比で、ローパスフィルタの出力電圧を増幅する電圧増幅手段を備え、電圧増幅手段は、ローパスフィルタと誤差増幅器との間に配設された増幅回路と、半導体スイッチング素子駆動回路と半導体スイッチング素子とを接続する配線から分岐して配設されたデューティー比検出回路と、デューティー比検出回路に接続された増幅比決定回路とを有し、増幅比決定回路に増幅回路が接続されており、ＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比をデューティー比検出回路が検出し、予め計測された電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比とＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比との相関と検出したＰＷＭ比較器の方形波出力電圧のデューティー比とを用いて増幅比決定回路が電磁ソレノイドを流れる非方形波パルス電流の時間平均値と直流電源から電磁弁へ流入する方形波パルス電流の時間平均値の比を決定し、決定した比で増幅回路がローパスフィルタの出力電圧を増幅することを特徴とする制御回路。
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