JP4305275B2 - Ｐｗｍ変調における過変調防止回路 - Google Patents

Description

本発明は、デジタルオーディオアンプやモータードライバなどで使用されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器に有用な過変調防止回路に関する。

例えば、デジタルオーディオアンプに使用されているＰＷＭ変調器は、等価的に図５に示されるＰＷＭ変調器１のような回路構成となっており、変調波である（アナログ）オーディオ信号２のレベルＶ_Ａと、搬送波である三角波（所謂ノコギリ波を含む。）３のレベルＶ_Ｂとを比較器Ｃｏｍｐ３にて比較演算し、ＰＷＭ変調されたＰＷＭ出力信号４（レベルＶ_Ｃ）を出力する。

図６及び図７は、上記ＰＷＭ変調器１の搬送波である三角波３（例えば±１．０Ｖ振幅の４００ＫＨｚの三角波）のレベルＶ_Ｂと、変調波である緩やかな曲線の（アナログ）オーディオ信号２のレベルＶ_Ａと、ＰＷＭ出力信号４のレベルＶ_Ｃとを対比した波形図である。

上記従来のパルス変調器１において、図６から判るように三角波３の最大振幅よりオーディオ信号２の最大振幅が常に小さい場合は問題なく変調されるが、図７に示されるようにオーディオ信号２の振幅が三角波３の最大振幅より大きくなったような場合には、所謂過変調モード（変調度１００％超え）となり、ＰＷＭ出力信号４のレベルＶ_Ｃが高電圧側又は低電圧側に張り付いてパルスが無くなる期間が発生する。

デジタルオーディオアンプなどにおいて、ＰＷＭ変調器に前記過変調モードが生じると、出力段のパワーＭＯＳＦＥＴの発熱およびローパスフィルタのコイルの発熱につながる。

また、図７に示されるように三角波（ノコギリ波を含む）３の最大振幅とオーディオ信号２の比較演算時の振幅がほぼ同じ大きさの場合、丸で囲んだ部分に示されるように変調パルスが極めて細くなって正常な短形波状に出力されない崩れたパルス波形（所謂ひげパルス）になる場合があるが、このように変調パルスの波形が崩れるとオーディオ特性（歪率など）の悪化が生じるので問題となる。

さらに、上記崩れたパルス波形（ひげパルス）は、出力段での応答時間によっては、パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチングに出力されずに前述の過変調モードとなる場合が有り得る。

而して、現行のＰＷＭ変調器におけるＰＷＭ変調の最大変調度は、上記過変調モードとなるのを回避するために、常に変調度９０％以下に収まるように（三角波３の最大振幅より超えないように）リミッターを設けて前記比較器Ｃｏｍｐ３に入力される変調波であるオーディオ信号２の振幅制限を施す手段が講じられていることが多い。

なお、一般のオーディオ機器における過変調防止回路として、下記［特許文献１］には、ビデオテープレコーダ等のＦＭ記録系等に設置されて記録すべきオーディオ信号の過変調を防止する過変調防止回路の発明が記載されている。これは、オーディオ信号を増幅するとともに、オーディオ信号の検波出力によってキャパシタを充電し、その充電電圧に応じて前記オーディオ信号に対数圧縮特性を付与するノイズリダクション回路と、このノイズリダクション回路を通過した前記オーディオ信号のレベルを検出し、このレベルに応じて前記キャパシタを急速に充電させる急速充電回路とを備えた構成となっている。

また、下記［特許文献２］には、ＦＭ記録・再生方式のＶＴＲの音声信号の信号振幅を制限するリミッタ回路の発明が開示されている。これはＦＭ記録・再生方式のＶＴＲの音声信号記録時の振幅制限に対し、再生時に振幅拡張を行い、信号振幅を必要に応じて伸縮させ、記録、再生モードに無関係に実質的にダイナミックレンジを改善する目的で創案されたものであり、リミッタ回路は複数の入力信号の中から選択された入力信号に応じて増幅器に対する帰還回路の信号経路を選択し、その信号経路の選択によってその帰還回路に対して電圧リミッタを付加するというものである。

特開平２−４４５７０号公報

特開昭６２−２３２２０６号公報

デジタルオーディオアンプやモータドライバとしては、ＰＷＭ変調器における最大変調度は性能、効率の面からすれば、過変調モードにならないことを前提として可及的に１００％に近い高い数値が望ましいが、前述のように、ノイズ等の外因で過変調モードになるのを防止するには或る程度許容される最大変調度を抑えなくてはならず、高くても９０％程度にしか設定できない状況にあった。

仮に、ＰＷＭ変調器における最大変調度が安定して確実に定まるようにして、従来よりも高い１００％に近い数値に設定することができれば高性能のデジタルオーディオアンプやモータドライバが実現できるであろう。

この点、上記公知文献における過変調防止回路やリミッタ回路の技術は、ＦＭ変調に関するものであってＰＷＭ変調に係るものではなく、ＰＷＭ変調における過変調防止のための技術的な応用可能性の示唆は皆無である。

結局、現時点ではＰＷＭ変調における過変調防止手段として、前述のオーディオ信号２などの変調波に対するＰＷＭ変調前の振幅制限による手法が汎用技術としてあるのみであり、最大変調度は高くとも９０％程度に留まっている。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、デジタルオーディオアンプやモータードライバなどに用いられているＰＷＭ変調における過変調モードの発生及びひげパルスの発生を防止するとともに、最大変調度を任意の値、例えば９０％を超える１００％に可及的に近い値に安定して設定可能にする過変調防止回路を提供することを目的とする。

本発明は、
（１）ＰＷＭ変調器１における搬送波である三角波３のレベルＶ_Ｂと、ＰＷＭ変調器１における変調波２の高電圧側の許容される最大変調度に対応する高電圧側電圧レベルＶ_Ｈとを、第１の比較器Ｃｏｍｐ１にて比較して前記三角波３と同期する高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄを出力し、前記三角波３のレベルＶ_Ｂと、前記変調波２の低電圧側の許容される最大変調度に対応する低電圧側電圧レベルＶ_Ｌとを、第２の比較器Ｃｏｍｐ２にて比較して前記三角波３と同期する低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅを出力する最大変調度パルス信号生成手段１２と、
ＰＷＭ変調器１によるＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４と、前記高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄとを入力して、それらの論理積のパルス信号Ｖ_Ｆを出力する論理積回路１３と、前記論理積回路１３の出力信号Ｖ_Ｆと、前記低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅとを入力して、それらの論理和のパルス信号Ｖ_ＧをＰＷＭ出力信号１４として出力する論理和回路１５と、からなる最大変調度パルス信号注入手段１２と、を備えることを特徴とするＰＷＭ変調における過変調防止回路２０を提供することにより、上記課題を解決する。

本発明に係るＰＷＭ変調における過変調防止回路は、上記のように構成されているため、
（１）極めて簡単な回路構成でありながら、ＰＷＭ変調における過変調モードを完全に防止することが可能となる。
（２）ＰＷＭ変調器を用いたデジタルオーディオアンプやモータドライバーなどの出力段ドライバの発熱防止に加えて、出力デバイスの長寿命化をも図ることができる。
（３）注入するパルス信号のパルス幅を任意の値に確実に設定することができるので、最大変調度を自由に設定することが可能である。例えば、最大変調度を９５％という１００％に近い数値に設定することができる。
（４）許容される最大変調度に対応する高電圧側電圧レベルと低電圧側電圧レベルを可変として制御することで、ＰＷＭ変調器の最大変調度を自由に設定することが可能である。
（５）最大変調度が安定化することで、ひげパルスの発生が防止できる。

本発明に係るＰＷＭ変調における過変調防止回路の最良の実施の形態について図面に基づいて説明する。

図１は本発明に係る過変調防止回路の概要を説明するための概念図である。図２は本発明に係る過変調防止回路の最大変調度パルス信号生成手段を説明するための図である。図３は従来のＰＷＭ変調器の等価的な回路図に付加された本発明に係る過変調防止回路の全体回路図である。図４は本発明に係る過変調防止回路の各ノードでの信号波形のタイミングチャート（シミュレーション）である。

本発明の着想は、振幅制限のない変調波が入力される従来のＰＷＭ変調器１のＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４に対して、何らかの手段で過変調モードの部分にのみ周期的かつ所望のタイミングでパルス信号を注入すれば、ＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４が過変調モードになったとしても前記パルス信号が注入されたＰＷＭ出力信号は確実に過変調モードが解消されるという点にある。

図１における本発明の過変調防止回路２０は、上記着想を実現するものであり、従来のＰＷＭ変調器１における変調波２の高電圧側及び低電圧側の許容される最大変調度（例えば９５％）のＰＷＭ出力信号にそれぞれ対応する高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄ及び低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_ＥをＰＷＭ変調に用いる搬送波３と同期して生成する最大変調度パルス信号生成手段１１と、前記高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄと前記低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_ＥとをＰＷＭ変調器１によるＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４の高電圧側及び低電圧側における過変調の部分にのみそれぞれ注入する最大変調度パルス信号注入手段１２と、を備える構成となっている。

ここに、上記最大変調度パルス信号生成手段１１は、例えば図２に示されるように、従来のＰＷＭ変調器１における搬送波である三角波３のレベルＶ_Ｂと、ＰＷＭ変調器１における変調波であるオーディオ信号２の高電圧側の許容される最大変調度（例えば９５％）に対応する高電圧側電圧レベルＶ_Ｈとを、第１の比較器Ｃｏｍｐ１にて比較して前記三角波３と同期する高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄを出力するとともに、前記三角波３のレベルＶ_Ｂと、前記変調波であるオーディオ信号２の低電圧側の許容される最大変調度（例えば９５％）に対応する低電圧側電圧レベルＶ_Ｌとを、第２の比較器Ｃｏｍｐ２にて比較して前記三角波３と同期する低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅを出力する構成となっている。

而して、上記高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄ及び上記低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅの各パルス幅は許容される最大変調度になっている状態が続く最小幅のパルスで構成されていることになる。

図３には、振幅制限のない変調波（オーディオ信号）２が入力される前記従来の等価的なＰＷＭ変調器１のＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４（レベルＶ_Ｃ）に対して、前記最大変調度パルス信号生成手段１１と、ＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４に対する具体的な最大変調度パルス信号注入手段１２（論理積回路と論理和回路で構成されている。）からなる本発明の過変調防止回路２０を付加した構成の全体回路が示されている。

図３の最大変調度パルス信号注入手段１２は、ＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号４（レベルＶ_Ｃ）と、前記最大変調度パルス信号生成手段１１における第１の比較器Ｃｏｍｐ１の出力する高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄとを、入力してそれらの論理積のパルス信号Ｖ_Ｆを出力する論理積回路１３と、前記論理積回路１３の出力信号Ｖ_Ｆと、前記最大変調度パルス信号生成手段１１における第２の比較器Ｃｏｍｐ２の出力する低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅと、を入力してそれらの論理和のパルス信号Ｖ_ＧをＰＷＭ出力信号１４として出力する論理和回路１５と、からなる極めてシンプルな回路構成となっている。

図４に示される上記回路構成の各ノードでの電圧タイミングチャート（シミュレーション）から判るように、従来のＰＷＭ出力信号４（レベルＶ_Ｃ）には、過変調モードが存在するが、前記最大変調度パルス注入手段１２のパルス信号Ｖ_Ｇ（過変調を防止したＰＷＭ出力信号１４）は注入された高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄ及び低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅにより過変調モードが無くなっている。なお、過変調でない部分では、高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄ及び低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅは本来のＰＷＭ出力信号にマスクされて回路論理的に注入されてないように見える。

また、従来発生していたひげパルスは同じタイミングで注入された高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄ或いは低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅに重畳されて消されている。

以上から明らかなように、本発明の過変調防止回路２０を付加したＰＷＭ変調器では、前記最大変調度パルス信号生成手段１１における高電圧側電圧レベルＶ_Ｈと低電圧側電圧レベルＶ_Ｌを任意に設定することで、ＰＷＭ変調の最大変調度を自由に且つ安定確実に設定することが可能になる。

例えば、ＰＷＭ変調器の搬送波としての三角波３のレベルＶ_Ｂが±１．０Ｖ振幅の４００ＫＨｚの場合に、最大変調度を９５％に設定したい場合、三角波３のレベルＶ_Ｂは周期２．５μｓで、その２．５％の６２．５ｎｓが前記高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄと低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅのパルス幅となる。したがって、前記高電圧側電圧レベルＶ_Ｈと低電圧側電圧レベルＶ_Ｌをこれに合わせて一定（約±０．９７５Ｖ）に設定すればよい。勿論、許容される最大変調度は９５％に限らず１００％に可及的に近い値に設定することも可能である。

視点を変えて、図３中の過変調防止回路２０において、Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌの電圧を外部制御回路（マイコン等）で可変にコントロールすることで、注入する高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄと低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅのパルス幅を状況に応じて自由に変化させることができ、ＰＷＭ変調器の最大変調度を簡単且つ精度良くコントロールできることが判る。

なお、図３中の過変調防止回路２０の最大変調度パルス信号注入手段１２の論理積回路１３と論理和回路１５の組み合わせは最もシンプルなものであるが、勿論、他の論理回路の構成でも実現可能である。

また、前記最大変調度パルス信号生成手段１１では、搬送波である三角波３から高電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｄと低電圧側最大変調度パルス信号Ｖ_Ｅを生成しているが、他の手段として、ＰＷＭ変調器１における三角波３を生成する基となっている図示されない矩形パルス信号から生成することもできる。

さらに、従来のＰＷＭ変調器の変調後のＰＷＭ出力信号に最大変調度のパルス信号を注入するという本発明の過変調防止回路の着想は、ＰＤＭ（パルス持続変調）にも応用することができる。

本発明に係る過変調防止回路の概要を説明するための概念図である。 本発明に係る過変調防止回路の最大変調度パルス信号生成手段を説明するための図である。 従来のＰＷＭ変調器の等価的な回路図に付加された本発明に係る過変調防止回路の全体回路図である。 本発明に係る過変調防止回路の各ノードでの信号波形のタイミングチャート（シミュレーション）である。 従来のＰＷＭ変調器を等価的に示した回路図である。 従来のＰＷＭ変調器の搬送波である三角波のレベルＶ_Ｂと、変調波である（アナログ）オーディオ信号のレベルＶ_Ａと、ＰＷＭ出力信号のレベルＶ_Ｃを対比した波形図である。 従来のＰＷＭ変調器の過変調モードとなる場合の三角波のレベルＶ_Ｂと、オーディオ信号のレベルＶ_Ａと、ＰＷＭ出力信号のレベルＶ_Ｃを対比した波形図である。

符号の説明

２ 最小幅パルス信号生成手段
３ 最小幅パルス注入手段
４ 論理積回路
５ 論理和回路
２０ 過変調防止回路
Ｃｏｍｐ１ 第１の比較器
Ｃｏｍｐ２ 第２の比較器
Ｃｏｍｐ３ 比較器
Ｐ１ 上側の最小幅パルス
Ｐ２ 下側の最小幅パルス
Ｖ_Ａ （アナログ）オーディオ信号
Ｖ_Ｂ 搬送波である三角波（所謂ノコギリ波を含む。）
Ｖ_Ｃ ＰＷＭ出力信号
Ｖ_Ｄ 上側最小幅パルス信号
Ｖ_Ｅ 下側最小幅パルス信号
Ｖ_Ｈ 最大レベル電圧
Ｖ_Ｌ 最小レベル電圧
Ｖ_Ｆ 論理積回路の出力信号
Ｖ_Ｇ 論理和のパルス信号（過変調なしＰＷＭ出力信号）

Claims (1)

1. ＰＷＭ変調器における搬送波である三角波のレベルと、ＰＷＭ変調器における変調波の高電圧側の許容される最大変調度に対応する高電圧側電圧レベルとを、第１の比較器にて比較して前記三角波と同期する高電圧側最大変調度パルス信号を出力し、前記三角波のレベルと、前記変調波の低電圧側の許容される最大変調度に対応する低電圧側電圧レベルとを、第２の比較器にて比較して前記三角波と同期する低電圧側最大変調度パルス信号を出力する最大変調度パルス信号生成手段と、
   ＰＷＭ変調器によるＰＷＭ変調後のＰＷＭ出力信号と、前記高電圧側最大変調度パルス信号とを入力して、それらの論理積のパルス信号を出力する論理積回路と、前記論理積回路の出力信号と、前記低電圧側最大変調度パルス信号とを入力して、それらの論理和のパルス信号をＰＷＭ出力信号として出力する論理和回路と、からなる最大変調度パルス信号注入手段と、
   を備えることを特徴とするＰＷＭ変調における過変調防止回路。

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