JP4310293B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、異なる材質の金属製調理器具に対して、高効率、低ノイズで加熱できる誘導加熱装置に関する。

誘導加熱装置では２個の半導体スイッチング素子で上下アームを構成するハーフブリッジインバータを用いる方法が一般的であるが、近年では特許文献１に示すように、あらゆる材質の金属に対応するために、材質によりハーフブリッジインバータとフルブリッジインバータに切替える回路を用いている。

特開平５−２５１１７２号公報（図１、図２と、（００１４）段落の記載。）

しかしながら、非磁性調理器具と磁性調理器具を同一の加熱コイルで加熱した場合、非磁性調理器具と磁性調理器具では加熱コイルに流れる電流が大きく違っているため、半導体スイッチング素子の遮断電流値が大きく変化し、スイッチング損失が増大する。また、ハーフブリッジで動作させた場合、一方の下アームスイッチング素子が常時オン状態となり、損失が増大する。また、スイッチング素子の両端にスナバコンデンサを接続し、スイッチング損失の低減方法では、スナバコンデンサの容量を磁性調理器具で特性を満足する設計にすると、非磁性調理器具では損失、ノイズの特性が悪くなり、逆に非磁性調理器具に合わせて設計すると磁性調理器具での損失、ノイズの特性が悪くなる。

本発明は、異なる材質の調理器具に対し所望の電力を効率良く供給することができるインバータ方式の誘導加熱装置を提供することを目的とする。

本発明の誘導加熱装置は、直流電圧を供給する直流電源と、該直流電源の正負極端子間に接続される第１の上下アームと、前記直流電源の正負極端子間に接続される第２の上下アームと、前記第１の上下アームと前記第２の上下アームを含み、前記直流電源から供給される直流電圧を変換して交流電圧を出力するインバータと、該インバータから供給される交流電圧を用いて被加熱物を誘導加熱する共振負荷回路と、を具備する誘導加熱装置であって、前記第１の上下アームは、第１のパワー半導体スイッチング素子と、該第１のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第１のダイオードと、前記第１のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第１のスナバコンデンサと、で構成された第１の上アームと、第２のパワー半導体スイッチング素子と、該第２のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第２のダイオードと、前記第２のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第２のスナバコンデンサと、で構成された第１の下アームと、前記第１の上アームと前記第１の下アームの間に設けられた第１の出力端子と、で構成されており、前記第２の上下アームは、第３のパワー半導体スイッチング素子と、該第３のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第３のダイオードと、前記第３のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第３のスナバコンデンサと、で構成された第２の上アームと、第４のパワー半導体スイッチング素子と、該第４のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第４のダイオードと、前記第４のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第４のスナバコンデンサと、で構成された第２の下アームと、前記第２の上アームと前記第２の下アームの間に設けられた第２の出力端子と、で構成されており、前記共振負荷回路は、前記第１の出力端子と前記直流電源の負極端子の間に加熱コイルと第１の共振コンデンサと第１のスイッチとを直列に接続し、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子の間に前記加熱コイルと第２のスイッチと第２の共振コンデンサとを直列に接続し、前記第１の出力端子と前記直流電源の負極端子の間に第５のスナバコンデンサと前記第１のスイッチとを直列に接続した共振負荷回路であり、鉄を誘導加熱するときには、前記第１のスイッチをオフすると同時に前記第２のスイッチをオンすることで、前記第２の上下アームおよび前記第２の共振コンデンサを接続し、前記インバータをフルブリッジ形にするとともに、共振コンデンサの合成容量およびスナバコンデンサの合成容量を同時に切替え、アルミまたは銅を誘導加熱するときには、前記第１のスイッチをオンすると同時に前記第２のスイッチをオフすることで、前記第２の上下アームおよび前記第２の共振コンデンサを切り離し、前記インバータをハーフブリッジ形にするとともに、共振コンデンサの合成容量およびスナバコンデンサの合成容量を同時に切替える。

本発明によれば、異なる材質の調理器具に対し所望の電力を効率良く供給することができるインバータ方式の誘導加熱装置を提供できる。

以下本発明の詳細を、図面を用いながら説明する。

図１は本実施例の誘導加熱装置の回路構成図である。図１で、電源回路１０１の正電極側のｐ点と、負電極側のｏ点との間には、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０２とＩＧＢＴ１０３とが直列に接続された上下アーム１０と、ＩＧＢＴ１１４とＩＧＢＴ１１５が直列接続された上下アーム２０とが接続されている。ＩＧＢＴ１０２、１０３およびＩＧＢＴ１１４、１１５には、それぞれダイオード１０４、１０５およびダイオード１１６、１１７が逆方向に並列接続されており、また、各ＩＧＢＴのそれぞれに、スナバコンデンサ１０６、１０７およびスナバコンデンサ１１８、１１９が並列に接続されている。スナバコンデンサ１０６、１０７およびスナバコンデンサ１１８、１１９は、ＩＧＢＴ１０２、ＩＧＢＴ１０３、ＩＧＢＴ１１４、ＩＧＢＴ１１５のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ１０６、１０７およびスナバコンデンサ１１８、１１９の容量は、ＩＧＢＴ１０２、１０３およびＩＧＢＴ１１４、１１５のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失が抑制される。

ＩＧＢＴ１０２、１０３の接続点、即ち上下アーム１０の出力点ｄ点と電源回路１０１の負電極側のｏ点との間には、加熱コイル１０８と第１の共振コンデンサ１１０および第１のスイッチ１１１が接続されている。前記加熱コイル１０８と第１の共振コンデンサ１１０の接続点をｃ点とし、ＩＧＢＴ１１４とＩＧＢＴ１１５の接続点、即ち上下アーム２０の出力端子をａ点とすると、ａ点とｃ点間には第２の共振コンデンサ１１３と第２のスイッチ１１２とが直列接続されている。このように加熱コイル１０８と第１、２の共振コンデンサを含む共振負荷回路３０は、上下アーム１０、２０の出力端子間に挟まれた構成となっている。

図１に示す本実施例では、被加熱物の材質に応じて駆動する上下アーム１０、２０を選択することにより、共振コンデンサの容量も切替える。

図２に加熱コイル１０８の巻数と等価抵抗との関係を示す。加熱コイル１０８に流す電流が同じ状態でコイルの巻数を増やすと磁束が増えるため、加熱コイル１０８側からみた被加熱物の等価抵抗は増加する。前述したように等価抵抗は被加熱物の材質によって大きく異なり、材質が鉄製の被加熱物は図２中の（１）のグラフで示す特性になり、非磁性ステンレス製の被加熱物では図２中の（２）のグラフで示す特性、銅又はアルミ製の被加熱物では図２中の（３）のグラフに示す特性になる。

従って、等価抵抗の低い銅やアルミ製の被加熱物の場合には、加熱コイル１０８のターン数を増大する必要がある。ここで、加熱コイル１０８を５０ターンとした場合、被加熱物が図２の（３）のグラフに示すような低抵抗の場合には、等価抵抗が１Ωであるが、被加熱物が図２の（１）のグラフに示すような高抵抗の場合には、図２では記載を省略しているが、４Ωまで増える。従って、本実施例では、図２の（１）のグラフに示すような高抵抗の被加熱物では上下アーム１０、２０を駆動するフルブリッジ形とし、一方、図２の（２）のグラフに示すような低抵抗の被加熱物ではフルブリッジ形では電力が入りすぎるため、上下アーム１０あるいは上下アーム２０のみを駆動するハーフブリッジ形とする。

図１の回路で鉄製の被加熱物を加熱する場合には、上下アーム１０と上下アーム２０のＩＧＢＴを交互にオンオフする。このときＩＧＢＴ１０２とＩＧＢＴ１１５が同期し、またＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１１４が同期して動作し、スイッチ１１１はオフ、スイッチ１１２はオン状態となってフルブリッジ形で動作する。

まず、図３に示すタイミングチャートを用いて、鉄製の被加熱物を加熱する動作モードを説明する。ここで図１のｄ点の電位をＶｄとし、ＩＧＢＴ１０２およびダイオード１０４に流れる電流をＩｃ₁₀₂、ＩＧＢＴ１０３およびダイオード１０５に流れる電流をＩｃ₁₀₃とする。ＩＧＢＴ１１４とＩＧＢＴ１１５は既に説明したように同期して駆動されるため、ＩＧＢＴ１１５およびダイオード１１７にもＩｃ₁₀₂ と同様の電流が流れ、ＩＧＢＴ１１４およびダイオード１１６にも同様にＩｃ₁₀₃が流れることとなる。なお、図３で加熱コイル１０８に流れる電流をＩＬ₁₀₈とし、図１のｄ点からｃ点の方向を正と定義する。

（モード１）
ＩＧＢＴ１０２およびＩＧＢＴ１１５がターンオンし加熱コイル１０８の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ₁₀₈の極性が負から正に変わり、電源回路１０１からＩＧＢＴ１０２、加熱コイル１０８、スイッチ１１２、共振コンデンサ１１３、ＩＧＢＴ１１５の経路で共振電流ＩＬ₁₀₈が流れる。

（モード２）
次にＩＧＢＴ１０２およびＩＧＢＴ１１５がターンオフすると、共振電流ＩＬ₁₀₈はスナバコンデンサ１０６、加熱コイル１０８、スイッチ１１２、共振コンデンサ１１３、スナバコンデンサ１１９、電源回路１０１の経路と、スナバコンデンサ１０６、加熱コイル１０８、スイッチ１１２、共振コンデンサ１１３、スナバコンデンサ１１８の経路と、スナバコンデンサ１０７、加熱コイル１０８、スイッチ１１２、共振コンデンサ１１３、スナバコンデンサ１１９の経路と、加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０、スナバコンデンサ１０９の経路に流れる。

このときＩＧＢＴ１０２およびＩＧＢＴ１１５に印加される電圧はスナバコンデンサ１０６、１０７、１１８、１１９の容量、直列接続された共振コンデンサ１１０とスナバコンデンサ１０９の合成容量（共振コンデンサ１１０はスナバコンデンサ１０９に比べ容量が１／３程度と小さいため、ほぼ共振コンデンサ１１０の容量によって決まる。）と、ＩＧＢＴ１０２およびＩＧＢＴ１１５の遮断電流で決まるｄｖ／ｄｔの傾きで上昇する。従って、電流と電圧の重なり部分がなくなりＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）ターンオフが実現する。その後、ダイオード１０５およびダイオード１１６に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ₁₀₈は加熱コイル１０８、スイッチ１１２、共振コンデンサ１１３、ダイオード１１６、電源回路１０１、ダイオード１０５の経路で流れ続ける。

（モード３）
次にＩＧＢＴ１０３およびＩＧＢＴ１１４がターンオンし加熱コイル１０８の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬ₁₀₈の極性が正から負へ反転し、ＩＧＢＴ１１４、共振コンデンサ１１３、スイッチ１１２、加熱コイル１０８、ＩＧＢＴ１０３、電源回路１０１の経路に流れる。このときＩＧＢＴ１０３およびＩＧＢＴ１１４は、ダイオード１０５およびダイオード１１６に電流が流れている期間中にゲート電圧をオンにしておくため、スイッチング損失の発生しないＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）ターンオンが実現する。

（モード４）
次にＩＧＢＴ１０３およびＩＧＢＴ１１４をターンオフすると、共振電流ＩＬ₁₀₈ は電源回路１０１、スナバコンデンサ１１８、共振コンデンサ１１３、スイッチ１１２、加熱コイル１０８、スナバコンデンサ１０７の経路と、スナバコンデンサ１１８、共振コンデンサ１１３、スイッチ１１２、加熱コイル１０８、スナバコンデンサ１０６の経路と、スナバコンデンサ１１９、共振コンデンサ１１３、スイッチ１１２、加熱コイル１０８、スナバコンデンサ１０６の経路と、加熱コイル１０８、スナバコンデンサ１０９、共振コンデンサ１１０の経路に流れる。

このときＩＧＢＴ１０３およびＩＧＢＴ１１４に印加される電圧はスナバコンデンサ１０６、１０７、１１８、１１９の容量、直列接続された共振コンデンサ１１０と、スナバコンデンサ１０９の合成容量（共振コンデンサ１１０はスナバコンデンサ１０９に比べ容量が１／３程度と小さいため、ほぼ共振コンデンサ１１０の容量によって決まる。）と、ＩＧＢＴ１０３およびＩＧＢＴ１１４の遮断電流で決まるｄｖ／ｄｔの傾きで上昇する。従って、電流と電圧の重なり部分がなくなりＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）ターンオフが実現する。その後、ダイオード１０４およびダイオード１１７に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ₁₀₈は加熱コイル１０８、ダイオード１０４、電源回路１０１、ダイオード１１７、共振コンデンサ１１３、スイッチ１１２の経路に流れる。

以上のような動作を繰り返すことにより電源回路１０１を電源として、加熱コイル１０８と第１の共振コンデンサ１１３に高周波電流を供給することができ、被加熱物は加熱コイル１０８から発生する磁束によって誘導加熱される。

次にアルミ・銅などの非磁性金属製の被加熱物を加熱する動作モードを説明する。本動作モードでは、上下アーム１０のＩＧＢＴを交互にオンオフし、上下アーム２０はオフ状態、スイッチ１１１はオン、スイッチ１１２はオフ状態とする。以下、図４のタイミングチャートを用いて動作モードを説明する。

（モード１）
ＩＧＢＴ１０２がターンオンし加熱コイル１０８の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ₁₀₈ の極性が負から正に変わり、電源回路１０１からＩＧＢＴ１０２、加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０、スイッチ１１１の経路で共振電流ＩＬ₁₀₈ が流れる。

（モード２）
次にＩＧＢＴ１０２がターンオフすると、共振電流ＩＬ₁₀₈ はスナバコンデンサ１０６、加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０、スイッチ１１１、電源回路１０１の経路と、スナバコンデンサ１０７、加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０、スイッチ１１１の経路と、スナバコンデンサ１０９、加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０の経路に流れる。このときＩＧＢＴ１０２に印加される電圧はスナバコンデンサ１０６、スナバコンデンサ１０７とスナバコンデンサ１０９の合成容量と、ＩＧＢＴ１０２の遮断電流で決まるｄｖ／ｄｔの傾きで上昇する。この合成容量はスナバコンデンサ１０７とスナバコンデンサ１０９の並列接続の値となり大きな容量になる。アルミ・銅などの非磁性体では、鉄などの磁性体に比べ著しく抵抗値が小さいので、大きな遮断電流が流れる。本実施例では、スナバコンデンサ容量を切替えたので電流と電圧の重なり部分が小さくなり、ＺＶＳターンオフが実現する。その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると、共振電流ＩＬ₁₀₈ は加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０、ダイオード１０５の経路で流れ続ける。

（モード３）
次にＩＧＢＴ１０３がターンオンし加熱コイル１０８の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬ₁₀₈ の極性が正から負へ反転し、ＩＧＢＴ１０３、スイッチ１１１、共振コンデンサ１１０、加熱コイル１０８の経路で流れる。このときＩＧＢＴ１０３は、ダイオード１０５に電流が流れている期間中にゲート電圧をオンにしておくために、スイッチング損失が発生しないＺＣＳ、ＺＶＳターンオンになっている。

（モード４）
次にＩＧＢＴ１０３がターンオフすると、共振電流ＩＬ₁₀₈はスナバコンデンサ１０７、スイッチ１１１、共振コンデンサ１１０、加熱コイル１０８の経路と、スナバコンデンサ１０９、共振コンデンサ１１０、加熱コイル１０８の経路と、スナバコンデンサ１０６、電源回路１０１、スイッチ１１１、共振コンデンサ１１０、加熱コイル１０８の経路に流れる。このときＩＧＢＴ１０３に印加される電圧は、スナバコンデンサ１０６、１０７、１０９の容量と、ＩＧＢＴ１０３の遮断電流で決まるｄｖ／ｄｔの傾きで上昇する。このときの容量はスナバコンデンサ１０７とスナバコンデンサ１０９が並列接続した大きな容量となる。アルミ・銅などの非磁性体では、鉄などの磁性体にくらべ著しく抵抗値が小さいために、大きな遮断電流が流れる。従って、スナバコンデンサ容量を切替えて電流と電圧の重なり部分を小さくし、ＺＶＳターンオフを実現する。その後、ダイオード１０４に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ₁₀₈が加熱コイル１０８、共振コンデンサ１１０、ダイオード１０４の経路で流れ続ける。

以上のように本実施例では、被加熱物の材質に合わせて、インバータの動作を切替えることで所望の電力を投入することができる。また、被加熱物の材質に合わせてスナバコンデンサ容量を切替えて低損失、低ノイズを実現できる。さらに磁性、非磁性被加熱物の切替スイッチがスナバコンデンサ切替スイッチで済むために回路が小型化できる。

図５は本実施例の誘導加熱装置の回路構成図である。図５で、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある。図５は、上下アーム１０および２０に夫々電源回路１０１、５０１を設けたことが図１と相違する。

電源回路１０１の正電極側をｐ点と負電極側をｏ点との間には、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０２とＩＧＢＴ１０３が直列に接続された上下アーム１０が接続されている。一方、ＩＧＢＴ１１４とＩＧＢＴ１１５が直列接続されてた上下アーム２０には、別の電源回路５０１が同様に接続されている。ＩＧＢＴ１０２、１０３およびＩＧＢＴ１１４、１１５にはそれぞれダイオード１０４、１０５およびダイオード１１６、１１７が逆方向に並列接続されており、また、各ＩＧＢＴのそれぞれにスナバコンデンサ１０６、１０７およびスナバコンデンサ１１８、１１９が並列に接続されている。スナバコンデンサ１０６、１０７およびスナバコンデンサ１１８、１１９は、ＩＧＢＴ１０２、ＩＧＢＴ１０３、ＩＧＢＴ１１４、ＩＧＢＴ１１５のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ１０６、１０７およびスナバコンデンサ１１８、１１９の容量は、ＩＧＢＴ１０２、１０３およびＩＧＢＴ１１４、１１５のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失が抑制される。ＩＧＢＴ１０２、１０３の接続点、即ち上下アーム１０の出力点であるｄ点とｏ点との間には、加熱コイル１０８と第１の共振コンデンサ１１０および第１のスイッチ１１１が接続されている。加熱コイル１０８と第１の共振コンデンサ１１０の接続点をｃ点とし、ＩＧＢＴ１１４とＩＧＢＴ１１５の接続点、即ち上下アーム２０の出力端子をａ点とすると、ａ点とｃ点との間には第２の共振コンデンサ１１３と第２のスイッチ１１２とが直列接続されている。このように加熱コイル１０８と第１、２の共振コンデンサ１１０、１１３とを備えた共振負荷回路３０は、上下アーム１０、２０の出力端子間に挟まれた構成となっている。なお、本実施例の回路動作は実施例１と同様である。

本実施例では、図５に示すような回路構成にしたので、上下アーム１０および２０に夫々任意の電源電圧を印加することができるため、被加熱物に応じて所望の電力を入力することが容易になり、被加熱物が変わってもきめ細かな電力制御ができる。

図６は本実施例の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図６では、商用交流電源６０３がダイオード整流回路６０４に印加され全波整流された後、インダクタ６０５及びコンデンサ６０６で平滑され直流電圧に変換される。電源回路６０１は、コンデンサ６０６の容量が小さく完全に平滑していないので、商用交流電源６０３の入力電流を正弦波に近づけ高調波を低減している。本実施例では、図７に示すように、直流電圧は０から商用交流電源６０３の電圧ピーク値まで変動するので、鉄製の被加熱物を加熱する際には、上下アーム６１７を駆動すると共振負荷回路６１８の図に示していない加熱コイルには、０からピークまで変動する共振電流が流れる。一方、銅又はアルミ製の被加熱物を加熱する際、前述のような０からピークまで変動する高周波電流で誘導加熱を行うと商用周波数に起因したうなり音が被加熱物から発生する。従って、銅又はアルミ製の被加熱物を加熱する場合には、このうなり音を防ぐために、図８に示すように直流電圧を平滑し、共振電流の変動を抑制する。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では入力電流に多くの高調波を含むため不十分であり、電圧平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要になる。

本実施例では、図６に示すように、インダクタ６０８とＩＧＢＴ６０９とダイオード６１０とコンデンサ６１１を備えた昇圧チョッパ回路６０７を電源回路６０１の後に配置した。昇圧チョッパ回路６０７は、ＩＧＢＴ６０９のオン期間に商用交流電源電圧をインダクタ６０８に印加してエネルギーを蓄積し、オフ期間にダイオード６１０を介してコンデンサ６１１にエネルギーを放出する。

従って、商用交流電源６０３の入力電流が正弦波になるようにＩＧＢＴ６０９のオン期間をコントロールするので高調波が低減するとともに、コンデンサ６１１によって直流電圧を平滑できる。ここで、前述の等価抵抗が小さい銅又はアルミなど低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、図６には示していない加熱コイルの巻数増加や高周波化による等価抵抗の増加を図る。しかしながら装置形状や使用できる周波数帯域の制約があるので単に巻数増加や高周波化だけでは限界がある。

実施例１の図１に示すような加熱コイル１０８及び共振コンデンサで構成される直列共振回路は、等価抵抗によって共振の鋭さを示す回路のＱが変化し、等価抵抗が小さい場合にはＱが大きく、共振回路に流れる電流も大きくなる。本実施例のように共振回路に流れる電流が正弦波状になる電流共振型のインバータでは、共振周波数より駆動周波数を高くすることによって、共振電流を制限できる。

しかしながら、共振周波数と駆動周波数との差が大きいと、インバータの出力電圧と共振電流の位相差が大きくなり、上下アームの遮断電流が大きくなるため、スイッチング損失が増加する。従って、共振周波数に近い周波数でインバータを駆動し、遮断電流を小さくすることが望ましく、直流電圧を下げて共振電流を制限すると良い。

本実施例では入力電流の高調波を低減するために、昇圧チョッパ回路６０７を設けてあり、コンデンサ６１１の電圧下限値が、商用交流電源６０３の電圧ピーク値よりも高い。そこで、図６に示すように、昇圧チョッパ回路６０７の後に、インダクタ６１５とＩＧＢＴ６１３とダイオード６１４とコンデンサ６１６とを備えた降圧チョッパ回路６１２を配置して、直流電圧を下げ、共振電流を制限する。また、本実施例では、降圧チョッパ回路６１２の、ＩＧＢＴ６１３のオン時間デューティを制御してコンデンサ６１６の電圧を変化させることができるため、この電圧変化によって電力制御を行うこともできる。

なお、図６の電源回路６０１から上下アーム６１９に電圧を印加する代わりに、昇圧チョッパ回路６０７の出力電圧を上下アーム６１９に接続すると、昇圧チョッパ回路６０７で昇圧された電圧が上下アーム６１９に印加できるため、電源回路６０１の電圧より高い電圧を印加することが可能となり、容易に高出力化できる。

図９に、本実施例の誘導加熱装置の回路構成図を示す。本実施例も実施例３と同様に、昇圧チョッパ回路６０７と降圧チョッパ回路６１２とを備えている。このように、昇圧チョッパ回路６０７を配置すると、電源電圧を昇圧して高出力化でき、さらに入力電流波形を正弦波にして高調波を抑制できる。しかしながら、高調波を抑制するために昇圧チョッパ回路を連続動作させておくと、昇圧チョッパ回路６０７でも電力を消費するので、本実施例では、図１０に示す動作タイミングチャートのように間欠駆動することで、高調波の抑制と、昇圧チョッパ回路６０７での電力損失低減を両立させる。

本実施例の動作を、図１０に示すタイミングチャートを用いて説明する。ＩＧＢＴ６０９は商用交流電源電圧のゼロクロスから所望の遅延時間を設けてチョッピング動作させ、商用交流電源６０３から電流を吸い込む。ＩＧＢＴ６０９のチョッピング時間とオン期間は負荷の大きさ、即ち所望の出力電力に合わせて制御するので高調波を低減できる。なお、実施例３で説明した図６の回路で同じ制御を行ってもよい。

図１１から図１３を用いて本実施例を説明する。本実施例は図６と図１０のダイオード６１０およびダイオード６１４をシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）のダイオードとした。図１１はシリコンデバイス（以下、Ｓｉデバイス）とシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）の耐圧とオン抵抗の関係を示したものである。一般的にＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは大幅に耐圧とオン抵抗のトレードオフを改善できることが知られている。図１１で、ＳｉデバイスとＳｉＣデバイスの６００Ｖ素子で比較すると、オン抵抗がＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは１／１０００のオン抵抗となり大幅に低減できる。Ｓｉデバイスをダイオードやスイッチングデバイスに使った誘導加熱装置では冷却装置、放熱フィンが必須であるが、このようなＳｉＣデバイスをダイオードやスイッチングデバイスに使うことで大幅に素子損失を低減でき、冷却装置、放熱フィンの小型化または削除ができる。

以上のように本実施例では、ダイオードや半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、接合型ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ）をＳｉデバイスからＳｉＣデバイスにすることで、大幅な低損失化が可能となり冷却装置、放熱フィンが不要となり、大幅に小型化できる。これにより、図１２および図１３に示すような電磁誘導加熱装置のトッププレート１２０１の下部全面に、ロースター１２０２を配置した構造が可能となる。ここで、図１２、図１３に示すように本実施例の電磁誘導加熱装置は、トッププレート１２０１に複数の加熱プレート１２０５を配置し、トッププレート１２０１の下方に、取っ手１２０４と窓１２０３と網１４０２とを備えた引き出し式のロースター１２０２を配置した。

本実施例ではＳｉＣデバイスを例に説明してきたが、ほかにも、ダイヤモンドやガリウムナイトライド（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップ半導体デバイスを用いれば同様であることは、当業者にとって明らかである。

以上の実施例１乃至実施例５では、ＩＧＢＴを用いた場合を説明したが、本発明の誘導加熱装置はＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴやその他の絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタでも同様であることは当業者にとって明らかである。

実施例１の誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の加熱コイルの巻数と等価抵抗の関係を表すグラフである。 実施例１の誘導加熱装置の鉄製被加熱物の動作を示すタイムチャートである。 実施例１の誘導加熱装置のアルミ・銅製被加熱物の動作を示すタイムチャートである。 実施例２の誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例３の誘導加熱装置の回路構成図である。 直流電圧と共振電流の波形の説明図である。 直流電圧と共振電流の波形の説明図である。 実施例４の誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例４の誘導加熱装置の動作タイムチャートである。 実施例５で用いるＳｉＣデバイスの耐圧とオン抵抗の説明図である。 実施例５の誘導加熱装置の正面模式図である。 実施例５の誘導加熱装置の説明図である。

符号の説明

１０、２０、６１７、６１９…上下アーム、３０、６１８…共振負荷回路、１０１、５０１、６０１…電源回路、１０２、１０３、１１４、１１５、６０９、６１３…ＩＧＢＴ、１０４、１０５、１１６、１１７、６１０、６１４…ダイオード、１０６、１０７、１０９、１１８、１１９…スナバコンデンサ、１０８…加熱コイル、１１０、１１３…共振コンデンサ、１１１、１１２…スイッチ、６０３…商用交流電源、６０４…ダイオード整流回路、６０５、６０８、６１５…インダクタ、６０６、６１１、６１６…コンデンサ、６０７…昇圧チョッパ回路、６１２…降圧チョッパ回路、１２０１…トッププレート、１２０２…ロースター、１２０３…窓、１２０４…取っ手、１２０５…加熱プレート、１４０２…網。

Claims (5)

1. 直流電圧を供給する直流電源と、
   該直流電源の正負極端子間に接続される第１の上下アームと、
   前記直流電源の正負極端子間に接続される第２の上下アームと、
   前記第１の上下アームと前記第２の上下アームを含み、前記直流電源から供給される直流電圧を変換して交流電圧を出力するインバータと、
   該インバータから供給される交流電圧を用いて被加熱物を誘導加熱する共振負荷回路と、
   を具備する誘導加熱装置であって、
   前記第１の上下アームは、
   第１のパワー半導体スイッチング素子と、該第１のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第１のダイオードと、前記第１のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第１のスナバコンデンサと、で構成された第１の上アームと、
   第２のパワー半導体スイッチング素子と、該第２のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第２のダイオードと、前記第２のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第２のスナバコンデンサと、で構成された第１の下アームと、
   前記第１の上アームと前記第１の下アームの間に設けられた第１の出力端子と、
   で構成されており、
   前記第２の上下アームは、
   第３のパワー半導体スイッチング素子と、該第３のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第３のダイオードと、前記第３のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第３のスナバコンデンサと、で構成された第２の上アームと、
   第４のパワー半導体スイッチング素子と、該第４のパワー半導体スイッチング素子に逆並列に接続した第４のダイオードと、前記第４のパワー半導体スイッチング素子に並列に接続した第４のスナバコンデンサと、で構成された第２の下アームと、
   前記第２の上アームと前記第２の下アームの間に設けられた第２の出力端子と、
   で構成されており、
   前記共振負荷回路は、
   前記第１の出力端子と前記直流電源の負極端子の間に加熱コイルと第１の共振コンデンサと第１のスイッチとを直列に接続し、
   前記第１の出力端子と前記第２の出力端子の間に前記加熱コイルと第２のスイッチと第２の共振コンデンサとを直列に接続し、
   前記第１の出力端子と前記直流電源の負極端子の間に第５のスナバコンデンサと前記第１のスイッチとを直列に接続した共振負荷回路であり、
   鉄を誘導加熱するときには、前記第１のスイッチをオフすると同時に前記第２のスイッチをオンすることで、前記第２の上下アームおよび前記第２の共振コンデンサを接続し、前記インバータをフルブリッジ形にするとともに、共振コンデンサの合成容量およびスナバコンデンサの合成容量を同時に切替え、
   アルミまたは銅を誘導加熱するときには、前記第１のスイッチをオンすると同時に前記第２のスイッチをオフすることで、前記第２の上下アームおよび前記第２の共振コンデンサを切り離し、前記インバータをハーフブリッジ形にするとともに、共振コンデンサの合成容量およびスナバコンデンサの合成容量を同時に切替えることを特徴とする誘導加熱装置。
2. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記直流電源は、商用交流電源を整流する整流回路と、入力された直流電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、入力された直流電圧を降圧して出力する降圧回路と、で構成され、
   前記昇圧回路は、前記整流回路の正負極端子間に、第１のインダクタと第５のパワー半導体スイッチング素子の直列回路と、前記第１のインダクタと第５のダイオードと第１のコンデンサの直列回路を有しており、
   前記第５のダイオードのアノード端子は前記第１のインダクタに接続されており、カソード端子は前記第１のコンデンサに接続されており、
   前記降圧回路は、前記昇圧回路の正負極端子間に、第６のパワー半導体スイッチング素子と第６のダイオードの直列回路と、前記第６のパワー半導体スイッチング素子と第２のインダクタと第２のコンデンサの直列回路を有しており、
   前記第６のダイオードのアノード端子は前記第１のコンデンサの負極端子に接続されており、カソード端子は前記第６の半導体スイッチング素子および前記第２のインダクタに接続されており、
   前記第５のパワー半導体スイッチング素子のオン時間デューティを変化させて任意の直流電圧を前記第１のコンデンサの両端から供給し、前記第６のパワー半導体スイッチング素子のオン時間デューティを変化させて任意の直流電圧を前記第２のコンデンサの両端から供給することを特徴とする誘導加熱装置。
3. 請求項２に記載の誘導加熱装置において、
   前記昇圧回路に含まれる前記第５のダイオードおよび前記降圧回路に含まれる前記第６のダイオードがＳｉＣデバイスであることを特徴とする誘導加熱装置。
4. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記誘導加熱装置が前記加熱コイルを備えた加熱プレートと、該加熱プレートを搭載したトッププレートと、該トッププレートの下部に配置したロースターとを有することを特徴とする誘導加熱装置。
5. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記第１の上下アームに含まれる前記第１および第２のパワー半導体スイッチング素子および前記第２の上下アームに含まれる前記第３および第４のパワー半導体スイッチング素子がＩＧＢＴであることを特徴とする誘導加熱装置。

Images