JP5909402B2 - 電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置に関し、特に被加熱物の加熱効率を向上させる技術に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの調理器具を加熱するインバータ方式の誘導加熱装置が広く用いられている。誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、その加熱コイルに近接して配置された金属製の調理器具に渦電流を発生させ、調理器具自体の電気抵抗により発熱させるものである。一般に、鉄などの磁性体製の調理器具は固有抵抗が大きいため加熱しやすく、銅やアルミなどの非磁性体製の調理器具は固有抵抗が小さいため加熱しにくいという問題がある。

この問題を解決する従来例として、特許文献１に開示されるような誘導加熱調理器がある。特許文献１の誘導加熱調理器はハーフブリッジ回路としても機能するフルブリッジ回路の高周波インバータと単一の加熱コイルで構成され、磁性鍋、非磁性鍋のいずれかを判別し、その結果に応じて高周波インバータをフルブリッジ回路方式とハーフブリッジ回路方式に切り替え、異なる材質の被加熱物を誘導加熱するものである。

特開２００９−１１７３７８号公報

特許文献１の誘導加熱調理器では、非磁性体を加熱するときに一方の上下アームが休止状態であり、休止した上下アームが鍋の加熱に全く寄与しない。

本発明は、非磁性体を加熱するときであっても、スイッチング素子を有効に使うことで、所望の電力を効率良く調理器具に供給することを目的とする。

上記課題は、スイッチング素子を駆動することで交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、２個の主スイッチング素子を直列接続した第１の上下アームと、２個の主スイッチング素子を直列接続した第２の上下アームを有し、前記コンバータからの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、前記第１の上下アームの主スイッチング素子を駆動することで、前記インバータをハーフブリッジ回路として動作させ、前記第１の上下アームの主スイッチング素子と第２の上下アームの主スイッチング素子を駆動することで、前記インバータをフルブリッジ回路として動作させる制御手段と、前記ハーフブリッジ回路の出力端子間に接続される第１の負荷回路と、前記フルブリッジ回路の出力端子間に接続され、前記第１の負荷回路の一部を含む第２の負荷回路と、該第２の負荷回路と前記インバータを接続する第１のスイッチ手段と、前記第２の上下アームの一方の主スイッチング素子と、前記コンバータのスイッチング素子を並列に接続する第２のスイッチ手段と、を備え、前記制御手段は、前記インバータをハーフブリッジ回路として動作するときに、前記第１のスイッチ手段をオフするとともに、前記第２のスイッチ手段をオンし、前記インバータをフルブリッジ回路として動作するときに、前記第１のスイッチ手段をオンするとともに、前記第２のスイッチ手段をオフする電力変換装置によって解決される。

本発明によれば、誘導加熱装置のコンバータの変換効率を高め、金属製の調理器具に電力を供給する効率を高めることができる。

実施例１の電力変換装置の回路構成図。 実施例２の電力変換装置の回路構成図。 コンバータの変換効率特性グラフ。 コンバータの出力電圧と入力電力の関係を示すグラフ。 コンバータの出力電圧と入力電力の関係を示すグラフ。 実施例２におけるゲート駆動の動作波形。 実施例２におけるゲート駆動の動作波形。 実施例２におけるゲート駆動の動作波形。 実施例３の電力変換装置の回路構成図。 実施例３の電力変換装置の動作波形。 実施例４の電力変換装置の回路構成図。 実施例４の電力変換装置の動作波形。 実施例５の電力変換装置の回路構成図。 実施例５の電力変換措置の動作波形。 実施例５の電力変換措置の動作波形。 実施例５の電力変換措置の動作波形。 実施例５の電力変換措置の動作波形。 実施例１のコンバータの変形例。 実施例２のコンバータの変形例。 実施例３のインバータの変形例。 実施例３のインバータの変形例。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

図１を用いて実施例１の電力変換装置を説明する。本実施例の電力変換装置は、加熱コイル１４に高周波電流を流し、金属性の被加熱物を誘導加熱するものであり、図１において、１は商用電源、２は整流回路、２０は昇降圧コンバータ、３０、４０はインバータの上下アームである。

商用電源１から供給される交流電圧は、整流回路２で整流され、昇降圧コンバータ２０に供給される。昇降圧コンバータ２０は、入力電圧を昇圧または降圧して出力するものであり、入力側に配置されるＩＧＢＴ３とダイオード４の直列回路と、出力側に配置されるダイオード６とＩＧＢＴ７の直列回路と、ＩＧＢＴ３のエミッタ端子とダイオード４のカソード端子の接続点（ａ点）とダイオード６のアノード端子とＩＧＢＴ７のコレクタ端子の接続点（ｂ点）の間に配置されるチョークコイル５から構成される。なお、昇降圧コンバータ２０の出力点のうち、ダイオード６のカソード端子側の出力点をｐ点とし、ＩＧＢＴ７のエミッタ端子側の出力点をｎ点とする。

昇降圧コンバータ２０の出力点（ｐ点、ｎ点）間には、インバータ３０、４０、および、平滑コンデンサ１５が並列に接続されている。

インバータ３０は、主スイッチング素子であるＩＧＢＴ８ａとＩＧＢＴ８ｂの直列接続を含み、ＩＧＢＴ８ａにはダイオード９ａが逆並列に接続され、ＩＧＢＴ８ｂにはダイオード９ｂが逆並列に接続される。

インバータ４０は、主スイッチング素子であるＩＧＢＴ８ｃとＩＧＢＴ８ｄの直列接続を含み、ＩＧＢＴ８ｃにはダイオード９ｃが逆並列に接続され、ＩＧＢＴ８ｄにはダイオード９ｄが逆並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ８ｃにはスナバコンデンサ１０ｃが並列に接続され、ＩＧＢＴ８ｄにはスナバコンデンサ１０ｄが並列に接続される。スナバコンデンサ１０ｃ、１０ｄは、ＩＧＢＴ８ｃまたはＩＧＢＴ８ｄのターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電され、両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化が低減することによりターンオフ損失を抑制する。

そして、ＩＧＢＴ８ａとＩＧＢＴ８ｂの接続点（ｏ点）とＩＧＢＴ８ｃとＩＧＢＴ８ｄの接続点（ｑ点）の間には、リレー１１、共振コンデンサ１２、加熱コイル１４の直列回路が接続されており、ｑ点とｎ点の間には、加熱コイル１４と共振コンデンサ１３の直列回路が接続されている。また、昇降圧コンバータ２０のｂ点とインバータ３０のｏ点間にはリレー１６が接続されている。このように配置したリレー１１、１６を切り替えることで、被加熱物に応じて、共振周波数やインバータ回路方式を変更できる。

次に、被加熱物の材質に応じた駆動方法について説明する。加熱コイル１４と被加熱物は磁気的に結合するため、被加熱物を加熱コイル１４側からみた等価回路に変換すると、被加熱物の等価抵抗と等価インダクタンスが直列に接続された構成になる。被加熱物の等価抵抗および等価インダクタンスは材質によって異なり、鉄等の磁性体の場合はどちらも大きくなり、銅やアルミ等の非磁性体の場合はどちらも小さくなる。従って、被加熱物が鉄等の磁性体の場合は、リレー１６をオフ、リレー１１をオンにして、インバータ３０、４０の両方を用いるフルブリッジ回路で加熱する。

一方、被加熱物が銅やアルミ等の非磁性体の場合は、リレー１６をオン、リレー１１をオフし、インバータ４０、加熱コイル１４、共振コンデンサ１３から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）方式のインバータで加熱を行う。また、このとき、ＩＧＢＴ７とＩＧＢＴ８ｂが並列に接続され、ダイオード６とダイオード９ａも並列に接続される。そして、ＩＧＢＴ７と８ｂを同期して駆動すると、ＩＧＢＴ７、８ｂ、ダイオード６、９ａに流れる電流が１／２になるため、導通損失およびスイッチング損失を低減できる。一方、ＩＧＢＴ７および８ｂを相補に駆動すると、各ＩＧＢＴの駆動周波数を１／２にできるため、スイッチング損失を半減できる。このようにして、各素子の発熱量を低減でき、放熱フィンの小型化が可能になる。

図１８に実施例１の変形例を示す。図１と異なる点は、図１の昇降圧コンバータ２０に代え、昇圧コンバータ１００を用いた点である。昇圧コンバータ１００は、昇降圧コンバータ２０からＩＧＢＴ３、ダイオード４を省略し、チョークコイル５の一端を整流回路２の出力端子に接続したものである。なお、動作および効果については実施例１と同様であるため説明は割愛する。

なお、以上では、電圧駆動型半導体素子として、ＩＧＢＴを用いた例を説明したが、ＩＧＢＴに代えて、高周波駆動に適したパワーＭＯＳＦＥＴを用いても良いし、超高周波・高温動作が可能なワイドバンドギャップ素子のＳｉＣやＧａＮのＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴを用いても良い。

なお、以上で説明した本実施例の電力変換装置を用いて誘導加熱装置を構成しても良い。誘導加熱装置の一例としては、加熱コイル１４の上方にガラスプレートを設け、そのガラスプレートに載置した金属性鍋を誘導加熱する誘導加熱装置が挙げられる。

図２を用いて実施例２の電力変換装置を説明する。実施例１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。実施例１と異なる点は、実施例１で昇降圧コンバータ２０に接続されていたインバータ３０を整流回路２に接続した点と、実施例１でｂ点に接続されていたリレー１６をａ点に接続した点である。

まず、被加熱物が非磁性の場合について説明する。この場合、リレー１６をオン、リレー１１をオフし、インバータ４０、加熱コイル１４、共振コンデンサ１３から構成されるＳＥＰＰ方式のインバータで加熱を行う。このとき、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ８ａが並列に接続され、ダイオード４とダイオード９ｂが並列に接続される。そして、ＩＧＢＴ３と８ａを同期して駆動すると、ＩＧＢＴ３、８ａ、ダイオード４、９ｂに流れる電流が１／２になるため、導通損失およびスイッチング損失を低減できる。一方、ＩＧＢＴ３および８ａを相補に駆動することで、各ＩＧＢＴの駆動周波数を１／２にできるため、スイッチング損失を半減できる。これにより各素子の発熱量を低減することが可能となり、放熱フィンの小型化が可能になる。

次に、調理器具が磁性の場合について説明する。この場合、リレー１６をオフ、リレー１１をオンし、インバータ３０、４０の両方を用いるフルブリッジ回路で加熱を行う。本実施例ではインバータ３０は整流回路２の出力部に接続され、インバータ４０は昇降圧コンバータ２０の出力部に接続されている。従って、インバータ３０には整流回路２の出力電圧がそのまま印加され、インバータ４０には昇降圧コンバータ２０で昇圧または降圧された電圧が入力される。インバータ３０への入力電圧は整流回路２の出力電圧であるため、商用電圧が整流された脈動した電圧になる。一方、インバータ４０への入力電圧は昇降圧コンバータ２０の出力電圧であるため、平滑された電圧が印加される。

図３に昇降圧コンバータ２０の出力電圧と変換効率、図４にコンバータ出力電圧とインバータ出力電力の関係を示す。図４に示すように、昇降圧コンバータ２０の出力電圧を低くすることでインバータ出力電力を小さくできる。しかし、図３に示すように、昇降圧コンバータ２０の出力電圧を１５０Ｖ以下にすると、出力電圧３００Ｖ時の昇降圧コンバータ２０の変換効率よりも低下してしまう。そこで、昇降圧コンバータ２０の出力電圧が１５０Ｖを超えるときは昇降圧コンバータ２０の出力電圧により電力を制御し、昇降圧コンバータ２０の出力電圧１５０Ｖ以下では、インバータ３０もしくは４０をＤｕｔｙ制御することで電力を制御する。

次に、コンバータ出力電圧１５０Ｖ以下におけるインバータの出力電力の制御方法について説明する。図５にＩＧＢＴ８ａ、８ｄのＤｕｔｙ（駆動周期の導通時間の比率）とインバータ出力電力の関係を示す。このときのインバータの印加されるコンバータ電圧は１５０Ｖ一定である。ここに示すように、ＩＧＢＴ８ａおよび８ｂのＤｕｔｙを変化させることで、インバータ出力電力を制御できる。これによりコンバータ電圧を１５０Ｖ一定で動作できるため、効率を低下させることなくインバータ出力電力を制御できる。

また、図６〜図８を用いて各ＩＧＢＴの動作波形を説明する。図６、図７では、ＩＧＢＴ８ａと８ｂ、ＩＧＢＴ８ｃと８ｄの各々が相補に動作するとともに、ＩＧＢＴ８ａと８ｄが同期し、ＩＧＢＴ８ｂと８ｃが同期している。

図６はインバータ出力最大時に用いられる各ＩＧＢＴの動作波形であり、ＤｕｔｙがＰＷ（ＰＷ≦Ｔ／２）のＩＧＢＴ８ａと８ｄが同期してオンになった後、ＤｕｔｙがＰＷのＩＧＢＴ８ｂと８ｃが同期してオンになる。

一方、図７はインバータ出力を小さくする時に用いられる各ＩＧＢＴの動作波形であり、ＤｕｔｙがＰＷ１のＩＧＢＴ８ａと８ｄが同期してオンになった後、ＤｕｔｙがＰＷ２（ＰＷ１＜ＰＷ２）のＩＧＢＴ８ｂと８ｃが同期してオンになる。これらの動作波形を用いることでＩＧＢＴ８ａ、８ｄに流れる電流を抑制し、インバータ出力電力を低減できる。以上はＩＧＢＴ８ａ、８ｂを基準に説明してきたが、ＩＧＢＴ８ｂ、８ｃを基準にしても同様の効果がある。

また、別手法として位相シフト制御がある。位相シフト制御は、ＩＧＢＴのＤｕｔｙを固定し、インバータ３０とインバータ４０の位相をずらして電力を制御する方法であり、図８に示すように、ＩＧＢＴ８ａオンから遅れ時間（シフト）を設けてＩＧＢＴ８ｄをオンにするとともに、ＩＧＢＴ８ｂオンから遅れ時間（シフト）を設けてＩＧＢＴ８ｃをオンにする。シフト量を大きくするほど、ＩＧＢＴ８ａと８ｄの同時オン期間、ＩＧＢＴ８ｂと８ｃの同時オン期間が短くなるため、図２のｏｑ点間の通電期間が短くなり、インバータの出力電圧（ｏｑ間電圧）が低くなり加熱コイル１４が調理器具に与える電力を低減できる。なお、位相シフト制御では、シフト量がゼロのときに最大電力を得ることができ、そのときの各ＩＧＢＴの動作波形は図６で示したものと同様になる。

図１９に実施例２の変形例を示す。図２と異なる点は、図２の昇降圧コンバータ２０に代え、降圧コンバータ１１０を用いた点である。降圧コンバータ１１０は、昇降圧コンバータ２０からダイオード６、ＩＧＢＴ７を省略し、チョークコイル５の一端をインバータ４０に接続したものである。なお、動作および効果については実施例２と同様であるため説明は割愛する。

図９を用いて実施例３の電力変換装置を説明する。実施例１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。実施例１と異なる点は、ｂ点とリレー１６の間にチョークコイル５と磁気結合した補助インダクタ６２を接続した点と、ＩＧＢＴ８ａに並列なスナバコンデンサ１０ａ、ＩＧＢＴ８ｂに並列なスナバコンデンサ１０ｂを設けた点である。インバータ動作については実施例１と同様のため説明を割愛する。

図１０を用いてアルミ加熱時のコンバータ動作について説明する。アルミ加熱時にはリレー１６をオン、リレー１１をオフ状態とする。ここで、ＩＧＢＴ８ｂに流れる電流をＩｍ、電圧をＶｍ、ＩＧＢＴ７に流れる電流をＩｓ、コレクタ・エミッタ間電圧をＶｓ、ダイオード９ａに流れる電流をＩｄ１、ダイオード６に流れる電流をＩｄ２、チョークコイル５に流れる電流をＩＬとする。実施例３では、昇圧動作時にソフトスイッチングとなるため昇圧動作のみ説明する。

時刻ｔ０以前においては、ＩＧＢＴ８ｂおよびＩＧＢＴ７のゲートに駆動信号が印加されておらず、両ＩＧＢＴはオフ状態である。時刻ｔ０で、ＩＧＢＴ７の駆動信号をオンすると、ダイオード６に流れていた電流がＩＧＢＴ７に流れる。その後、スナバコンデンサ１０ｂに充電されていた電荷は、スナバコンデンサ１０ｂ、リレー１６、補助インダクタ６２、ＩＧＢＴ７の経路で放電され、電荷が引き抜かれる。スナバコンデンサ１０ｂの電荷が引き抜かれると、補助インダクタ６２に蓄えられたエネルギーが、補助インダクタ６２、ＩＧＢＴ７、ダイオード９ｂの経路で電流Ｉｓを流す。このため、その直後の時刻ｔ１で、ＩＧＢＴ８ｂに駆動信号を印加すれば、ダイオード９ｂが通電している期間にＩＧＢＴ８ｂをオンすることとなる。すなわち、ＩＧＢＴ８ｂは、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳと呼ぶ）、ゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳと呼ぶ）が可能となる。従って、ＩＧＢＴ８ｂのオンに伴うスイッチング損失が発生しなくなる。

次に、時刻ｔ２で、ＩＧＢＴ８ｂに電流が流れ初め、時刻ｔ３では、補助インダクタ６２、ＩＧＢＴ７、ダイオード９ｂ、リレー１６の経路の電流は流れなくなり、商用電源１から整流回路２を介し、ＩＧＢＴ３、チョークコイル５、補助インダクタ６２、ＩＧＢＴ８ｂの経路に電流が流れる。

時刻ｔ４で、ＩＧＢＴ８ｂおよびＩＧＢＴ７のゲート駆動信号をオフする。ＩＧＢＴ８ｂの電流が遮断されると、時刻ｔ４からｔ５にかけて、商用電源１から整流回路２を介して、ＩＧＢＴ３、チョークコイル５、補助インダクタ６２、スナバコンデンサ１０ｂの経路に電流が流れ、ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ−エミッタ間電圧は、スナバコンデンサ１０ｂの容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。つまり、スナバコンデンサ１０ｂにより、ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ−エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることで、ＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。一方、ＩＧＢＴ７には、時刻ｔ３以降、電流が流れていないため、時刻ｔ４でのターンオフに際してターンオフ損失は発生しない。

次に、時刻ｔ５で、補助インダクタ６２に蓄えられたエネルギーによりダイオード９ａが導通し、補助インダクタ６２、ダイオード９ａ、平滑コンデンサ１５、商用電源１、整流回路２、ＩＧＢＴ３、チョークコイル５の経路にエネルギーが流れる。また、チョークコイル５に蓄えられたエネルギーは、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５、商用電源１、整流回路２、ＩＧＢＴ３の経路に流れ、平滑コンデンサ１５を充電する。時刻ｔ６で補助インダクタ６２のエネルギーがなくなると、補助インダクタ６２、ダイオード９ａ、平滑コンデンサ１５、商用電源１、整流回路２、ＩＧＢＴ３、チョークコイル５の経路の電流は流れなくなる。

以上のように補助インダクタ６２を設け、ＩＧＢＴ７をオンした後にＩＧＢＴ８ｂをオンさせることで、ソフトスイッチング動作が可能となりＩＧＢＴ８ｂのスイッチング損失を低減できる。このＩＧＢＴ７とＩＧＢＴ８ｂのオンするタイミングは駆動周期の１／１０程度以内であれば良い。

図２０に実施例３の変形例を示す。図９と異なる点は、図９の昇降圧コンバータ２０に代え、昇圧コンバータ１２０を用いた点である。昇圧コンバータ１２０は、昇降圧コンバータ２０からＩＧＢＴ３、ダイオード４を省略し、インダクタ６２の一端を整流回路２の出力端子に接続したものである。なお、動作および効果については実施例３と同様であるため説明は割愛する。

図１１を用いて実施例４の電力変換装置を説明する。実施例２と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。実施例２と異なる点は、ａ点とリレー１６の間にチョークコイル５と磁気結合した補助インダクタ６２を接続した点と、ＩＧＢＴ８ａに並列なスナバコンデンサ１０ａと、ＩＧＢＴ８ｂに並列なスナバコンデンサ１０ｂを設けた点である。インバータ動作については実施例２と同様のため説明を割愛する。

図１２を用いてアルミ加熱時のコンバータ動作について説明する。アルミ加熱時にはリレー１６をオン、リレー１１をオフ状態とする。ここで、ＩＧＢＴ８ａに流れる電流をＩｍ、電圧をＶｍ、ＩＧＢＴ３に流れる電流をＩｓ、電圧をＶｓ、ダイオード９ｂに流れる電流をＩｄ１、ダイオード４に流れる電流をＩｄ２、チョークコイル５に流れる電流をＩＬとする。実施例４では、降圧動作時にソフトスイッチングとなるため降圧動作のみ説明する。

時刻ｔ０以前においては、ＩＧＢＴ８ａおよびＩＧＢＴ３のゲートに駆動信号が印加されておらず、両ＩＧＢＴはオフ状態である。時刻ｔ０において、ＩＧＢＴ３の駆動信号をオンすると、スナバコンデンサ１０ａに充電されていた電荷は、スナバコンデンサ１０ａ、ＩＧＢＴ３、補助インダクタ６２、リレー１６の経路で電流が流れ電荷が引き抜かれる。このとき流れる電流は、チョークコイル５と補助インダクタ６２の漏れインダクタンスにより、ｄｉ／ｄｔが緩やかなＺＣＳとなり、ＩＧＢＴ８ａのターンオン損失を低減できる。スナバコンデンサ１０ａの電荷が引き抜かれると、補助インダクタ６２に蓄えられたエネルギーにより、補助インダクタ６２、リレー１６、ダイオード９ａ、ＩＧＢＴ３の経路で電流Ｉｓが流れる。このため、その直後の時刻ｔ１でＩＧＢＴ８ａに駆動信号を印加すれば、ダイオード９ａが通電している期間にＩＧＢＴ８ａをオンすることとなる。すなわち、ＩＧＢＴ８ａは、ＺＶＳ、ＺＣＳが可能となる。従って、ＩＧＢＴ８ａのオンに伴うスイッチング損失が発生しなくなる。

次に、時刻ｔ２で、ＩＧＢＴ８ａに電流が流れ初め、時刻ｔ３では、補助インダクタ６２、リレー１６、ダイオード９ａ、ＩＧＢＴ３の経路の電流は流れなくなり、商用電源１から整流回路２を介し、ＩＧＢＴ３、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５の経路とＩＧＢＴ８ａ、リレー１６、補助インダクタ６２、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５の経路に電流が流れる。

時刻ｔ４で、ＩＧＢＴ８ａおよびＩＧＢＴ３のゲート駆動信号をオフする。まず、ＩＧＢＴ８ａの電流が遮断されると、時刻ｔ４からｔ５にかけて、商用電源１から整流回路２を介して、スナバコンデンサ１０ａ、リレー１６、補助インダクタ６２、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５の経路に電流が流れ、ＩＧＢＴ８ａのコレクタ−エミッタ間電圧は、スナバコンデンサ１０ａの容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。つまり、スナバコンデンサ１０ａにより、ＩＧＢＴ８ａのコレクタ−エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることで、ＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。一方、ＩＧＢＴ３には、時点ｔ３以降、電流が流れていないため、時点ｔ４でのターンオフに際してターンオフ損失は発生しない。

次に、時刻ｔ５で、Ｖｍが上昇するとＩＧＢＴ８ｂのｏｎ間の電圧が減少し、ダイオード９ｂがオンし、補助インダクタ６２に蓄えられたエネルギーにより補助インダクタ６２、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５、ダイオード９ｂ、リレー１６の経路に電流が流れる。時刻ｔ６になると補助インダクタ６２のエネルギーがなくなり、チョークコイル５に蓄えられたエネルギーにより、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５、ダイオード４の経路と、チョークコイル５、ダイオード６、平滑コンデンサ１５、ダイオード９ｂ、リレー１６、補助インダクタ６２の経路に電流が流れ、平滑コンデンサ１５を充電する。

以上のように補助インダクタ６２を設け、ＩＧＢＴ３をオンした後にＩＧＢＴ８ａをオンさせることでソフトスイッチング動作が可能となりＩＧＢＴ８ａのスイッチング損失を低減できる。このＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ８ａのオンするタイミングは駆動周期の１／１０程度以内であれば良い。

図２１に実施例４の変形例を示す。図１１と異なる点は、図１１の昇降圧コンバータ２０に代え、降圧コンバータ１３０を用いた点である。降圧コンバータ１３０は、昇降圧コンバータ２０からダイオード６、ＩＧＢＴ７を省略し、チョークコイル５の一端をインバータ４０に接続したものである。なお、動作および効果については実施例２と同様であるため説明は割愛する。

図１３を用いて、力率改善制御（ＰＦＣ制御）を実現する実施例５の電力変換装置を説明する。なお、図１と同一の構成要素には同一符号が付してあり説明は省略する。

まず、本実施例における各ＩＧＢＴを制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。

交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７０により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７１により検出される。

また、交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。本実施例では、整流回路２の出力電圧、すなわち整流された直流電圧を入力電圧検出回路７２で検出する。なお、部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には入力電圧検出回路７２を削除できる。

また、ＡＣ電流の波形生成を行うには、コンバータ用のチョークコイル５に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、コンバータに流れる電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、入力電流検出回路７４により検出する。チョークコイル５の電流を検出せず、ＩＧＢＴ３および７の電流を検出してＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には、電流センサ７３の位置を変更すれば問題ない。

入力電力の制御や被加熱物の材質、状態を検知するには、加熱コイル１４に流れる電流を検出する必要がある。本実施例では、加熱コイル１４に流れる電流を電流センサ７５で電圧に変換した後、コイル電流検出回路７６により検出する。

また、負荷の出力電力を制御するためには、コンバータの出力電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ１５の電圧をインバータ電圧検出回路７７により検出する。制御回路８０は、各検出回路の検出値と入力電力設定部９０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。

本実施例の電力変換装置を誘導加熱装置に用いた場合、インバータ回路によって電力を制御するためには、共振負荷回路のインピーダンスが周波数によって変わることを利用し、周波数を可変するＰＦＭ（パルス周波数制御）制御が最も容易である。本実施例では、ＩＧＢＴ８ｃ、８ｄの上下アームをＰＦＭ制御することにより電力を制御できる。しかしながら、周波数に対する電力の変化が大きい、即ち共振の鋭さを表すＱの高い負荷条件においては、インバータの電源電圧振幅を可変するＰＡＭ（パルス振幅制御）制御が望ましい。本実施例ではＩＧＢＴ３、７、８ｂで構成されるコンバータをＰＷＭ制御することによりインバータの電源電圧を制御することによって電力制御を行うことができる。ＩＧＢＴ３、７、８ｂは、制御回路８０からの制御信号に基づいてドライブ回路７８により駆動され、ＩＧＢＴ８ｃ、８ｄは、制御回路８０からの制御信号に基づいてドライブ回路７９により駆動される。

次に、本実施例の誘導加熱装置において、被加熱物が銅やアルミの場合のコンバータの制御方法について説明する。実施例１でも説明したように、被加熱物がアルミの場合にはリレー１６をオン、リレー１１をオフ状態とし、ＳＥＰＰインバータで駆動する。ＩＧＢＴ３、７、８ｂは降圧、昇圧、昇降圧チョッパ用のＩＧＢＴとして動作し、交流電源ＡＣの電圧に応じて入力電流の波形を生成する力率改善制御と出力電圧制御を行う。

図１４から図１７を用いて、本実施例のＩＧＢＴ３、７、８ｂの制御方法を示す。図１４、図１５において、交流電源ＡＣの電圧をＶａｃ、平滑コンデンサ１５の電圧をＶ１５で示す。説明を分かりやすくするために交流電源Ｖａｃが正電圧期間とする。先ず、図１４において、Ｖ１５よりＶａｃが高い時は、ＩＧＢＴ７、８ｂをオフ状態とし、ＩＧＢＴ３をオンオフ制御することにより降圧モードのチョッパ動作が可能となる。逆に、Ｖ１５よりＶａｃが低い時は、ＩＧＢＴ３をオン状態とし、ＩＧＢＴ７、８ｂをオンオフ制御することにより昇圧モードのチョッパ動作が可能となる。このように交流電源電圧Ｖａｃの変化、即ち商用周期内での電圧変化に応じてチョッパ動作を切り替えることにより各スイッチング素子のスイッチング回数を低減し、スイッチング損失を減らすことができると共に、ＩＧＢＴ７、８ｂが並列動作になるため各ＩＧＢＴに流れる電流が半減し、損失を低減することが可能となる。Ｖａｃが負電圧の期間は整流回路２を介して正電圧に変換されるため、先に説明した正電圧期間の動作と同様となる。

また、図１５に示すように、ＶａｃがＶ１５より小さいとき（昇圧モード時）に、ＩＧＢＴ７と８ｂを相補に駆動することで、ＩＧＢＴ７、８ｂの駆動周波数を１／２の周波数にできるためスイッチング損失を半減することができる。これにより各素子の発熱量を低減することが可能となり、放熱フィンの小型化が可能になる。

さらに、図１６に示すように、商用周期内での電圧変化に関わらずＩＧＢＴ３、７、８ｂを同時にオンオフ制御することにより昇降圧モードのチョッパ動作が可能となる。

また、図１７に示すように、商用周期内での電圧変化に関わらずＩＧＢＴ３、７、８ｂをオンオフ制御し、かつ、ＩＧＢＴ７と８ｂを相補に駆動することで、昇降圧モードのチョッパ動作が可能となり、かつ、ＩＧＢＴ７、８ｂの駆動周波数を１／２の周波数にできるためスイッチング損失を半減することができる。これにより各素子の発熱量を低減することが可能となり、放熱フィンの小型化が可能になる。

１ 商用電源
２ 整流回路
３、７、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ ＩＧＢＴ
４、６、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ ダイオード
５ チョークコイル
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ スナバコンデンサ
１１、１６ リレー
１２、１３ 共振コンデンサ
１４ 加熱コイル
１５ 平滑コンデンサ
２０ 昇降圧コンバータ
３０、４０ インバータ
６２ 補助インダクタ
７０、７３、７５ 電流センサ
７１ ＡＣ電流検出回路
７２ 入力電圧検出回路
７４ 入力電流検出回路
７６ コイル電流検出回路
７７ インバータ電圧検出回路
７８、７９ ドライブ回路
８０ 制御回路
９０ 入力電力設定部
１００ 昇圧コンバータ
１１０ 降圧コンバータ

Claims (14)

1. スイッチング素子を駆動することで交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   ２個の主スイッチング素子を直列接続した第１の上下アームと、２個の主スイッチング素子を直列接続した第２の上下アームを有し、前記コンバータからの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
   前記第１の上下アームの主スイッチング素子を駆動することで、前記インバータをハーフブリッジ回路として動作させ、前記第１の上下アームの主スイッチング素子と第２の上下アームの主スイッチング素子を駆動することで、前記インバータをフルブリッジ回路として動作させる制御手段と、
   前記ハーフブリッジ回路の出力端子間に接続される第１の負荷回路と、
   前記フルブリッジ回路の出力端子間に接続され、前記第１の負荷回路の一部を含む第２の負荷回路と、
   該第２の負荷回路と前記インバータを接続する第１のスイッチ手段と、
   前記第２の上下アームの一方の主スイッチング素子と、前記コンバータのスイッチング素子を並列に接続する第２のスイッチ手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記インバータをハーフブリッジ回路として動作するときに、前記第１のスイッチ手段をオフするとともに、前記第２のスイッチ手段をオンし、
   前記インバータをフルブリッジ回路として動作するときに、前記第１のスイッチ手段をオンするとともに、前記第２のスイッチ手段をオフすることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   前記コンバータは、
   入力側に配置される、第１のスイッチング素子と第１のダイオードの直列回路と、
   出力側に配置される、第２のダイオードと第２のスイッチング素子の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオードの接続点と前記第２のダイオードと前記第２のスイッチング素子の接続点の間に配置されるチョークコイルと、
   で構成されることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２において、
   前記第２のスイッチ手段は、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間、または、
   前記第２のスイッチング素子と前記第２のダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１において、
   前記コンバータは、出力側に配置されるダイオードとスイッチング素子の直列回路と、前記ダイオードと前記スイッチング素子の接続点と入力端子の間に配置されるチョークコイルと、で構成されており、
   前記第２のスイッチ手段は、前記スイッチング素子と前記ダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１において、
   前記コンバータは、入力側に配置されるスイッチング素子とダイオードの直列回路と、前記ダイオードと前記スイッチング素子の接続点と出力端子の間に配置されるチョークコイルと、で構成されており、
   前記第２のスイッチ手段は、前記スイッチング素子と前記ダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
6. スイッチング素子を駆動することで交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   ２個の主スイッチング素子を直列接続した第１の上下アームと、２個の主スイッチング素子を直列接続した第２の上下アームを有し、前記コンバータからの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
   前記第１の上下アームの主スイッチング素子を駆動することで、前記インバータをハーフブリッジ回路として動作させ、前記第１の上下アームの主スイッチング素子と第２の上下アームの主スイッチング素子を駆動することで、前記インバータをフルブリッジ回路として動作させる制御手段と、
   前記ハーフブリッジ回路の出力端子間に接続される第１の負荷回路と、
   前記フルブリッジ回路の出力端子間に接続され、前記第１の負荷回路の一部を含む第２の負荷回路と、
   該第２の負荷回路と前記インバータを接続する第１のスイッチ手段と、
   前記第２の上下アームの一方の主スイッチング素子と、前記コンバータのスイッチング素子を並列に接続する第２のスイッチ手段と、
   該第２のスイッチ手段の一端に接続される補助インダクタと、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記インバータをハーフブリッジ回路として動作するときに、前記第１のスイッチ手段をオフするとともに、前記第２のスイッチ手段をオンし、
   前記インバータをフルブリッジ回路として動作するときに、前記第１のスイッチ手段をオンするとともに、前記第２のスイッチ手段をオフすることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６において、
   前記コンバータは、
   入力側に配置される、第１のスイッチング素子と第１のダイオードの直列回路と、
   出力側に配置される、第２のダイオードと第２のスイッチング素子の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオードの接続点と前記第２のダイオードと前記第２のスイッチング素子の接続点の間に配置されるチョークコイルと、
   で構成されることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７において、
   前記第２のスイッチ手段と前記補助インダクタの直列回路は、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間、または、
   前記第２のスイッチング素子と前記第２のダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間に設けられており、
   前記チョークコイルと前記補助インダクタは、磁気結合していることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項６において、
   前記コンバータは、出力側に配置されるダイオードとスイッチング素子の直列回路と、前記ダイオードと前記スイッチング素子の接続点と入力端子の間に配置されるチョークコイルと、で構成されており、
   前記第２のスイッチ手段と前記補助インダクタの直列回路は、前記スイッチング素子と前記ダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項６において、
    前記コンバータは、入力側に配置されるスイッチング素子とダイオードの直列回路と、前記ダイオードと前記スイッチング素子の接続点と出力端子の間に配置されるチョークコイルと、で構成されており、
    前記第２のスイッチ手段と前記補助インダクタの直列回路は、前記スイッチング素子と前記ダイオードの接続点と前記第２の上下アームの２個の主スイッチング素子の接続点の間に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１または請求項６において、
    前記制御手段は、前記コンバータのスイッチング素子と前記第２の上下アームの一方のスイッチング素子を同期して駆動することを特徴とする電力変換装置。
    
12. 請求項１または請求項６において、
    前記制御手段は、前記コンバータのスイッチング素子と前記第２の上下アームの一方のスイッチング素子を相補に駆動することを特徴とする電力変換装置。
    
13. 請求項１〜１２何れか一項に記載の電力変換装置と、
    トッププレートと、を備えた誘導加熱装置であって、
    前記第１の負荷回路には、加熱コイルが含まれ、前記インバータから前記加熱コイルに供給される交流電圧によって、前記トッププレートに載置された金属製の鍋を誘導加熱することを特徴とする誘導加熱装置。
14. 請求項６において、
    前記コンバータのスイッチング素子のオンの後に、前記第２の上下アームの一方のスイッチング素子がオンすることを特徴とする電力変換装置。