JP4339151B2

JP4339151B2 - Photoelectric conversion device

Info

Publication number: JP4339151B2
Application number: JP2004061412A
Authority: JP
Inventors: 和弘上原
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-03-04
Filing date: 2004-03-04
Publication date: 2009-10-07
Anticipated expiration: 2024-03-04
Also published as: JP2005252731A

Description

本発明は可視光もしくはＸ線等の放射線により像を形成する、例えば放射線撮像装置等の一次元もしくは二次元の光電変換装置に関するものである。 The present invention relates to a one-dimensional or two-dimensional photoelectric conversion apparatus, such as a radiation imaging apparatus, which forms an image by radiation such as visible light or X-rays.

近年、医療分野においては、治療を迅速的確に行うために、患者の医療データをデータベース化する方向へと進んでいる。Ｘ線撮影の画像データについてもデータベース化の要求があり、Ｘ線撮影装置のデジタル化が望まれている。このような装置として、薄膜トランジスタ(ＴＦＴ)を用いた光電変換装置が提案されている。 In recent years, in the medical field, in order to perform treatment promptly and accurately, the medical data of patients has been moved to a database. There is also a demand for creating a database for image data of X-ray imaging, and digitization of the X-ray imaging apparatus is desired. As such a device, a photoelectric conversion device using a thin film transistor (TFT) has been proposed.

以下、この光電変換装置について、図７ないし図１０を参照して説明する。図７は、光電変換装置の透視図、図８は、光電変換装置の概略ブロック図である。図９は、光電変換装置の１画素分の概略回路図である。図１０は、光電変換装置の動作におけるタイミングチャートである。 Hereinafter, this photoelectric conversion device will be described with reference to FIGS. FIG. 7 is a perspective view of the photoelectric conversion device, and FIG. 8 is a schematic block diagram of the photoelectric conversion device. FIG. 9 is a schematic circuit diagram for one pixel of the photoelectric conversion device. FIG. 10 is a timing chart in the operation of the photoelectric conversion device.

上記光電変換装置は、図７に示すように、絶縁基板上に複数の光電変換層（または光電変換素子）を二次元的に配置したセンサ基板１００、センサ基板１００を駆動する駆動回路１１０、駆動の結果得られたセンサ基板１００の出力を検出する検出回路１２０を備えている。また、駆動回路１１０は駆動ＩＣ１１１と駆動ＩＣ１１１を実装する駆動プリント基板１１２とを備えており、検出回路１２０は検出ＩＣ１２１と検出ＩＣを実装する検出プリント基板１２２とを備えている。駆動回路１１０、検出回路１２０は、コントロール・通信回路（図示せず）により制御される。尚、上記センサ基板１００は、例えば、表示用パネル（液晶表示パネル等）の製造工程を転用し、作成できる。 As shown in FIG. 7, the photoelectric conversion device includes a sensor substrate 100 in which a plurality of photoelectric conversion layers (or photoelectric conversion elements) are two-dimensionally arranged on an insulating substrate, a drive circuit 110 for driving the sensor substrate 100, and driving. The detection circuit 120 which detects the output of the sensor board | substrate 100 obtained as a result of is provided. The drive circuit 110 includes a drive IC 111 and a drive printed board 112 on which the drive IC 111 is mounted. The detection circuit 120 includes a detection IC 121 and a detection print board 122 on which the detection IC is mounted. The drive circuit 110 and the detection circuit 120 are controlled by a control / communication circuit (not shown). The sensor substrate 100 can be formed by diverting a manufacturing process of a display panel (liquid crystal display panel or the like), for example.

さらに、上記光電変換装置の構成を図８においてより具体的に示す。上記光電変換装置は、光電変換部であるセンサ基板１００において、複数のゲートライン１０１およびデータライン１０２が交差して配設されている共に、ゲートライン１０１およびデータライン１０２の各交点にてＴＦＴ等のスイッチング素子を介して光電変換素子が接続されている（図８において、センサ基板１００内でのライン等の図示は省略している）。 Further, the structure of the photoelectric conversion device is more specifically shown in FIG. In the photoelectric conversion device, a plurality of gate lines 101 and data lines 102 are arranged so as to intersect each other on the sensor substrate 100 which is a photoelectric conversion unit, and TFTs or the like are formed at the intersections of the gate lines 101 and the data lines 102. The photoelectric conversion elements are connected via the switching elements (in FIG. 8, illustration of lines and the like in the sensor substrate 100 is omitted).

上記センサ基板１００にて検出される画像データは、駆動ＩＣ１１１がゲートライン1０１を介してセンサ基板１００上のＴＦＴの駆動を行うことで、データライン１０１を介して検出ＩＣ１２１に送られる。 The image data detected by the sensor substrate 100 is sent to the detection IC 121 via the data line 101 when the drive IC 111 drives the TFT on the sensor substrate 100 via the gate line 101.

ゲートライン１０１のライン数は、センサ基板１００の大きさ、画素ピッチにもよるが、数百〜数千ラインになる。各駆動ＩＣ１１１の出力数は、例えば数百になる。駆動プリント基板１１２には、駆動ＩＣ１１１の制御、及び、コントロール・通信基板１５０とのインターフェイスを行う回路が搭載されている。 The number of gate lines 101 is several hundred to several thousand lines depending on the size of the sensor substrate 100 and the pixel pitch. The number of outputs of each drive IC 111 is, for example, several hundred. The drive printed circuit board 112 is equipped with circuits for controlling the drive IC 111 and interfacing with the control / communication board 150.

データライン１０２のライン数は、センサ基板１００の大きさ、画素ピッチにもよるが、数百〜数千ラインになる。検出ＩＣ１２１は、この中に積分アンプ、ローパスフィルタ、増幅アンプ、サンプルホールド回路等を、検出するライン数分（例えば、数百ライン）持つ。また、この検出ＩＣ１２１では、回路のオフセット及びノイズを除去するために、二重相関サンプリングが行われる。検出プリント基板１２２には、検出ＩＣ１２１の制御、及びコントロール・通信基板１５０とのインターフェイスを行う回路が搭載されている。 The number of data lines 102 is several hundred to several thousand lines depending on the size of the sensor substrate 100 and the pixel pitch. The detection IC 121 has integral amplifiers, low-pass filters, amplification amplifiers, sample hold circuits, and the like for the number of lines to be detected (for example, several hundred lines). The detection IC 121 performs double correlation sampling in order to remove circuit offset and noise. The detection printed circuit board 122 is mounted with a circuit for controlling the detection IC 121 and interfacing with the control / communication board 150.

コントロール・通信基板１５０は、ＣＰＵやメモリ等からなり、センサ基板１００のライン読み出し走査やフレーム周期と同期を持たない信号を扱う回路が搭載され、外部回路との通信及び、光電変換装置全般の制御を行う。 The control / communication board 150 is composed of a CPU, a memory, and the like, and is equipped with a circuit that handles signals that are not synchronized with the line readout scanning and frame period of the sensor board 100, and communicates with external circuits and controls the overall photoelectric conversion device. I do.

上記光電変換装置のセンサ基板１００内における光電変換素子１０３は、図９に示すように、アモルファスセレン等により形成された光電変換層にて構成されており、センサ基板１００に光（可視光・放射線等）が照射された時に電荷を発生させる。上記光電変換素子１０３にはバイアス電源１５１によりバイアス電圧が印可されており、光電変換素子１０３にて発生した電荷は、バイアス電圧によって補助容量１０４に送り込まれ、該補助容量１０４において一旦蓄積される（以下の説明では、バイアス電圧を負の電圧とし、電子が補助容量１０４に蓄積されるものとする）。尚、図９は、センサ基板１００内の一画素分の構成について図示したものである。 As shown in FIG. 9, the photoelectric conversion element 103 in the sensor substrate 100 of the photoelectric conversion device includes a photoelectric conversion layer formed of amorphous selenium or the like, and light (visible light / radiation) is applied to the sensor substrate 100. Etc.) to generate a charge when irradiated. A bias voltage is applied to the photoelectric conversion element 103 by a bias power source 151, and electric charges generated in the photoelectric conversion element 103 are sent to the auxiliary capacitor 104 by the bias voltage and temporarily accumulated in the auxiliary capacitor 104 ( In the following description, it is assumed that the bias voltage is a negative voltage and electrons are accumulated in the auxiliary capacitor 104). FIG. 9 shows a configuration for one pixel in the sensor substrate 100.

上記光電変換素子１０３および補助容量１０４は、補助容量１０４に蓄積された電子を読み出すためのＴＦＴ１０５と接続されている。すなわち、上記ＴＦＴ１０５のドレインは光電変換素子１０３および補助容量１０４の間の接続点と接続されており、ソースはデータライン１０２を介して検出ＩＣ１２１と接続されている。また、上記ＴＦＴ１０５のゲートは、ゲートライン１０１を介して駆動ＩＣ１１１と接続されている。 The photoelectric conversion element 103 and the auxiliary capacitor 104 are connected to a TFT 105 for reading out electrons accumulated in the auxiliary capacitor 104. That is, the drain of the TFT 105 is connected to a connection point between the photoelectric conversion element 103 and the auxiliary capacitor 104, and the source is connected to the detection IC 121 via the data line 102. The gate of the TFT 105 is connected to the driving IC 111 via the gate line 101.

また上記ＴＦＴ１０５では、図９中に破線で示すように、ゲートとドレインＤとの間およびゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップするために生ずる容量が存在している。 In the TFT 105, as indicated by a broken line in FIG. 9, there is a capacitance generated between the gate and the drain D and between the gate and the source S because they overlap with the gate.

上記ＴＦＴ１０５は、駆動ＩＣ１１１が発生させるパルス信号(ゲート駆動信号)をゲートライン１１１を介して与えられることにより、オン／オフが制御される。ＴＦＴ１０５をオンすることにより、補助容量１０４に蓄積された電荷は、データライン１０２を通って、検出ＩＣ１２１の積分アンプ１２３に入力される。 The TFT 105 is controlled to be turned on / off when a pulse signal (gate drive signal) generated by the drive IC 111 is given through the gate line 111. By turning on the TFT 105, the electric charge accumulated in the auxiliary capacitor 104 is input to the integrating amplifier 123 of the detection IC 121 through the data line 102.

積分アンプ１２３は、入力された電子に比例した電位を出力する。積分アンプ１２３の出力は、ローパスフィルタ１２４を通って増幅アンプ１２５に入力される。なお、ローパスフィルタ１２４は、ノイズを低減するために設けられている。増幅アンプ１２５は、入力された値を増幅して出力する。増幅アンプ１２５の出力は、サンプルホールド回路１２６に入力され保持される。この保持された値は、アナログマルチプレクサ１２７にて選択され、Ａ/Ｄ変換回路１２８にてデジタルデータに変換され、画像データとしてコントロール・通信基板１５０に出力される。 The integrating amplifier 123 outputs a potential proportional to the input electrons. The output of the integrating amplifier 123 is input to the amplification amplifier 125 through the low pass filter 124. The low pass filter 124 is provided to reduce noise. The amplification amplifier 125 amplifies the input value and outputs it. The output of the amplification amplifier 125 is input to and held in the sample and hold circuit 126. The held value is selected by the analog multiplexer 127, converted to digital data by the A / D conversion circuit 128, and output to the control / communication board 150 as image data.

また、１２９は、積分アンプ１２３のリセットスイッチで、検出ＩＣ１２１のコントロール部１３１の出力により制御される。１３０は、積分アンプ１２３の帰還容量である。コントロール部１３１は、検出ＩＣ１２１の制御、及び検出プリント基板１２２とのインターフェイスを行っている。 Reference numeral 129 denotes a reset switch of the integrating amplifier 123, which is controlled by the output of the control unit 131 of the detection IC 121. Reference numeral 130 denotes a feedback capacitor of the integrating amplifier 123. The control unit 131 controls the detection IC 121 and performs an interface with the detection printed board 122.

さらに、センサ基板１００における補助容量１０４と、検出ＩＣ１２１における積分アンプ１２３，ローパスフィルタ１２４，増幅アンプ１２５，サンプルホールド回路１２６，アナログマルチプレクサ１２７およびＡ/Ｄ変換回路１２８とは、基準電圧電源１５２と接続され、基準電圧（Ｖｒｅｆ）を与えられる。尚、上記基準電圧電源１５２は、上記補助容量や検出ＩＣ１２１における各種アンプ、回路ごとに用意する必要はなく、センサ基板１００に対して１回路のみで良い。 Further, the auxiliary capacitor 104 in the sensor substrate 100, the integrating amplifier 123, the low-pass filter 124, the amplification amplifier 125, the sample hold circuit 126, the analog multiplexer 127, and the A / D conversion circuit 128 in the detection IC 121 are connected to the reference voltage power supply 152. And given a reference voltage (Vref). The reference voltage power source 152 does not need to be prepared for each of the auxiliary capacitors and the various amplifiers and circuits in the detection IC 121, and only one circuit is required for the sensor substrate 100.

上記光電変換装置における動作を図１０のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。尚、図１０において、実線による波形は暗時(光入射のない時)の波形、破線による波形は光入射時の波形を示している。 The operation of the photoelectric conversion device will be described with reference to the timing chart of FIG. In FIG. 10, the waveform indicated by the solid line indicates the waveform when dark (no light is incident), and the waveform indicated by the broken line indicates the waveform when light is incident.

(1) 時間ｔ１〜ｔ２
時間ｔ１で、ＴＦＴ１０５のゲート駆動信号がオンされると、該ＴＦＴ１０５のゲートからドレインおよびソースへ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じる。このフィードスルー現象は、ゲートとドレインＤとの間およびゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップするために生ずる容量が存在していることで起こる。この時、積分アンプ１２３の出力は、漏れ込んできた電荷（正孔）により下降する。 (1) Time t1 to t2
When the gate drive signal of the TFT 105 is turned on at time t1, a feedthrough phenomenon occurs in which charge leaks from the gate of the TFT 105 to the drain and source. This feedthrough phenomenon is caused by the presence of capacitances that occur between the gate and the drain D and between the gate and the source S because they overlap with the gate. At this time, the output of the integrating amplifier 123 falls due to the leaked charges (holes).

図１０の波形において、積分アンプ１２３の出力が、時間ｔ１より波形Ｗ１（増幅アンプではＷ１×Ｇ）の如く下降しているのは、フィードスルーの影響である。暗時であれば積分アンプ１２３への入力はフィードスルー分Ｗ１だけであるが、光入射時であれば、それに入力信号ΔＶが重畳されて破線に示す波形となる。 In the waveform of FIG. 10, the output of the integrating amplifier 123 decreases from the time t1 as the waveform W1 (W1 × G in the case of the amplification amplifier) is due to the influence of feedthrough. In the dark time, the input to the integrating amplifier 123 is only the feedthrough W1, but in the light incident time, the input signal ΔV is superimposed on the input signal ΔV to form the waveform shown by the broken line.

また、積分アンプ１２３の出力は、図１０に示すように、データライン１０２の時定数により、立ち下がりがｔｄ時間だけ遅れる。また、ローパスフィルタ１２４の出力は、積分アンプ１２３の出力値に向かって時定数を持って下降していく。増幅アンプ１２５の出力は、ローパスフィルタ１２４の出力をゲイン倍した物となり、ｔ２で暗時と光入射時との信号差ΔＶ×Ｇを出力するが、このそれぞれの信号は、フィードスルー信号成分を含んでいる。 Further, as shown in FIG. 10, the output of the integrating amplifier 123 is delayed by td time due to the time constant of the data line 102. Further, the output of the low-pass filter 124 decreases toward the output value of the integrating amplifier 123 with a time constant. The output of the amplification amplifier 125 is obtained by multiplying the output of the low-pass filter 124 by a gain, and at t2, a signal difference ΔV × G between the time of darkness and the time of light incidence is output, but each signal has a feedthrough signal component. Contains.

(2) 時間ｔ３〜ｔ５
時間ｔ３で、ＴＦＴ１０５のゲート駆動信号がオフされると、フィードスルー現象により、ＴＦＴ１０５のオン時に漏れ込んできたと同じ電気量の電荷（電子）が、積分アンプ１２３に流れ込み、積分アンプ１２３の出力は、それに対応して、データライン１０２の時定数による時間ｔｄでＷ１だけ上昇する。 (2) Time t3 to t5
When the gate drive signal of the TFT 105 is turned off at time t3, due to the feedthrough phenomenon, the same amount of electric charge (electrons) that has leaked when the TFT 105 is turned on flows into the integrating amplifier 123, and the output of the integrating amplifier 123 is Correspondingly, it rises by W1 at time td according to the time constant of the data line 102.

ローパスフィルタ１２４の出力は、フィードスルー電圧を含む低い値から、その分が消滅した積分アンプ１２３の出力値に向かって、時定数に従って増加し、ｔ４で積分アンプ１２３の出力値となる。また、ローパスフィルタ１２４の出力は、増幅アンプ１２５からサンプルホールド回路１２６に送られてホールドされる。 The output of the low-pass filter 124 increases from a low value including the feedthrough voltage toward the output value of the integrating amplifier 123 where the corresponding amount disappears, and becomes the output value of the integrating amplifier 123 at t4. The output of the low-pass filter 124 is sent from the amplification amplifier 125 to the sample hold circuit 126 and held therein.

このローパスフィルタ１２４の出力を時間ｔ５（ｔ３から、データライン１０２の時定数＋ローパスフィルタ１２４の時定数以上の時間が経過した後）でサンプリングすると、暗時には出力Ｅ２に対応した値が得られ、光入射時には出力Ｅ１に対応した値が得られる。また、増幅アンプ１２５の出力は、暗時には出力Ｅ３に対応した値が得られ、光入射時には出力Ｅ４に対応した値が得られる。Ｅ４とＥ３との差の値は、Ｅ１とＥ２との差ΔＶをゲインＧ倍した値となる。この値が、フィードスルー信号成分を含まない正確な光電変換量となる。 When the output of this low-pass filter 124 is sampled at time t5 (after the time constant of the data line 102 + the time constant of the low-pass filter 124 has elapsed since t3), a value corresponding to the output E2 is obtained in the dark. When light is incident, a value corresponding to the output E1 is obtained. Further, the output of the amplification amplifier 125 has a value corresponding to the output E3 when dark, and a value corresponding to the output E4 when light is incident. The difference value between E4 and E3 is a value obtained by multiplying the difference ΔV between E1 and E2 by a gain G. This value is an accurate photoelectric conversion amount that does not include a feedthrough signal component.

(3) 時間ｔ６
時間ｔ６でリセットスイッチ１２９がオンされると、データライン１０２、積分アンプ１２３、ローパスフィルタ１２４及び、増幅アンプ１２５がリセットされる。 (3) Time t6
When the reset switch 129 is turned on at time t6, the data line 102, the integration amplifier 123, the low-pass filter 124, and the amplification amplifier 125 are reset.

以上が、フィードスルー信号成分を含まない光電変換量を検出するためのタイミングである。 The above is the timing for detecting the photoelectric conversion amount that does not include the feedthrough signal component.

一方、フィードスルーをキャンセル手段を付加し、フィードスルー信号成分を含まない正確な光電変換量を検出する方法が提案されている。例えば、特許文献１では、フィードスルーをキャンセルするために、スキャン用とは別にキャンセル専用にＴＦＴを用意する構成、および積分回路（アンプ）の入力端に容量を介して直接キャンセル用の電荷を注入する構成が開示されている。
特開２００１−５６３８２号公報（公開日平成１３年２月２７日） On the other hand, there has been proposed a method for detecting an accurate photoelectric conversion amount that does not include a feedthrough signal component by adding a feedthrough canceling means. For example, in Patent Document 1, in order to cancel the feedthrough, a TFT is prepared exclusively for cancellation in addition to scanning, and a canceling charge is directly injected into the input terminal of the integration circuit (amplifier) via a capacitor. The structure to perform is disclosed.
JP 2001-56382 A (publication date: February 27, 2001)

しかしながら、上記従来の技術では、以下のような問題点がある。第１の問題点は、フィードスルー信号成分により、データ以外の電荷が検出ＩＣに流れ込み、検出ＩＣの消費電力が増大することである。第２の問題点は、フィードスルー信号成分により、増幅アンプを、増幅する倍率によって飽和させてしまうことである。第３の問題点は、フィードスルー信号成分の影響により、高速動作を行えないことである。 However, the above conventional technique has the following problems. The first problem is that charges other than data flow into the detection IC due to the feedthrough signal component, and the power consumption of the detection IC increases. The second problem is that the amplification amplifier is saturated by the amplification factor due to the feedthrough signal component. The third problem is that high-speed operation cannot be performed due to the influence of the feedthrough signal component.

まず、第１の問題について説明する。図１０に示すように、ＴＦＴ１０５のゲート駆動信号がオンされると、電荷がゲート信号からドレインまたはソースへ漏れ込むというフィードスルー現象が生じ、これによって積分アンプ１２３の出力が下降することは上述した。 First, the first problem will be described. As described above, when the gate drive signal of the TFT 105 is turned on as shown in FIG. 10, a feedthrough phenomenon occurs in which charge leaks from the gate signal to the drain or source, and this causes the output of the integrating amplifier 123 to decrease. .

このフィードスルー信号成分を含んだ積分アンプ１２３の出力は、ローパスフィルタ１２４を介して後段の増幅アンプ１２５に入力されるが、増幅アンプ１２５では入力を数倍から数百倍に増幅して出力する。このように、本来画像データとは別のフィードスルー信号成分による、積分アンプ１２３及び増幅アンプ１２５の動作により、検出ＩＣ１２１の消費電力が増大する。特に、各検出ＩＣ１２１には、通常数百個の積分アンプ１２３及び増幅アンプ１２５が搭載されており、フィードスルー信号成分による消費電力は増大する。 The output of the integrating amplifier 123 including the feedthrough signal component is input to the subsequent amplification amplifier 125 via the low-pass filter 124. The amplification amplifier 125 amplifies the input several times to several hundred times and outputs it. . As described above, the power consumption of the detection IC 121 increases due to the operations of the integration amplifier 123 and the amplification amplifier 125 using the feedthrough signal component different from the original image data. In particular, each detection IC 121 is usually equipped with hundreds of integration amplifiers 123 and amplification amplifiers 125, and power consumption due to feedthrough signal components increases.

第２の問題について説明する。上述したように、増幅アンプ１２５では、入力を数倍から数百倍に増幅して出力するが、この時、増幅アンプの入力×ゲインが、増幅アンプ１２５の最大出力値より大きくなると、増幅アンプ１２５は飽和し、安定動作に支障を来す場合がある。このため、本来画像データとは別のフィードスルー信号成分によって増幅アンプの入力が増大することは好ましくない。 The second problem will be described. As described above, the amplification amplifier 125 amplifies the input several times to several hundred times and outputs it. At this time, if the input × gain of the amplification amplifier becomes larger than the maximum output value of the amplification amplifier 125, the amplification amplifier 125 may saturate and interfere with stable operation. For this reason, it is not preferable that the input of the amplifier is increased by a feedthrough signal component different from the original image data.

第３の問題について説明する。図１０の説明では、時間ｔ５でサンプリングして、フィードスルー信号成分の無い出力Ｅ１，Ｅ２を得る訳であるが、この出力を得るまでに、ＴＦＴのオン時間＋データライン時定数＋ローパスフィルタ時定数の時間を必要とし、画像データの検出に関して、多くの時間を必要とする。また、動作の高速化を計るために、データラインの時定数を省き、ＴＦＴ１０５がオンされている期間にサンプリングを行う場合、このサンプリングした値にはフィードスルー信号成分が含まれており、正確な値とはならない。 The third problem will be described. In the description of FIG. 10, sampling is performed at time t5 to obtain outputs E1 and E2 having no feedthrough signal component. Before this output is obtained, the TFT on time + data line time constant + low pass filter time. A constant time is required, and a lot of time is required for detection of image data. Further, in order to speed up the operation, when the sampling is performed during the period when the TFT 105 is turned on by omitting the time constant of the data line, the sampled value includes the feedthrough signal component, and the accurate Not a value.

また、特許文献１のように、フィードスルーをキャンセルするために、フィードスルーキャンセル専用のＴＦＴを追加する構成とした場合、上記の問題を解決できるが、専用ＴＦＴの追加、専用ＴＦＴ用の駆動回路の追加、専用ＴＦＴの遮光等によって構成が複雑になるという問題がある。また、積分回路の入力端に容量を介して、直接キャンセル用の電荷を注入する構成とした場合でも、上記の問題を解決できるが、全ての入力端に容量を追加するため、積分回路の構成が複雑になる（データラインの数百〜数千ラインに対応する数の容量が必要になる）問題がある。 In addition, as described in Patent Document 1, in the case where a TFT dedicated to feedthrough cancellation is added in order to cancel feedthrough, the above problem can be solved, but the addition of a dedicated TFT and a drive circuit for the dedicated TFT There is a problem that the configuration becomes complicated due to the addition of light shielding and the shielding of the dedicated TFT. In addition, the above problem can be solved even if the charge for canceling is directly injected into the input terminal of the integration circuit via the capacitor. However, since the capacity is added to all the input terminals, the configuration of the integration circuit Is complicated (a number of capacities corresponding to hundreds to thousands of data lines are required).

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、フィードスルー信号成分に起因する上述した各種不具合を、装置の複雑化を招来することなく解決できる光電変換装置を実現することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to realize a photoelectric conversion device that can solve the above-described various problems caused by the feedthrough signal component without causing complication of the device. There is to do.

本発明に係る光電変換装置は、上記課題を解決するために、基板上にマトリクス状に配置された各画素において、受光量に応じて電荷を発生する光電変換素子と、上記光電変換素子にて発生した電荷を蓄積する補助容量と、上記補助容量に蓄積された電荷を読み出す際のスイッチとなる薄膜トランジスタとを備えている光電変換装置において、上記薄膜トランジスタのスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分をキャンセルするために、上記フィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を、上記補助容量からの電荷の読み出しを行う前に上記補助容量に予め充電することを特徴としている。 In order to solve the above problems, a photoelectric conversion device according to the present invention includes a photoelectric conversion element that generates a charge according to the amount of received light in each pixel arranged in a matrix on a substrate, and the photoelectric conversion element. In a photoelectric conversion device including an auxiliary capacitor for accumulating generated charge and a thin film transistor serving as a switch for reading out the electric charge accumulated in the auxiliary capacitor, a feedthrough signal component generated during the switching operation of the thin film transistor is canceled. Therefore, the auxiliary capacitor is precharged with a charge having the same magnitude as that of the feedthrough signal component and having a reverse polarity before the charge is read from the auxiliary capacitor.

上記の構成によれば、薄膜トランジスタをオンする際のスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を補助容量に予め充電することにより、画像データを転送する薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）におけるフィードスルー信号成分を除去することができる。 According to the above configuration, the thin film transistor that transfers image data by precharging the auxiliary capacitor with the charge having the same magnitude as that of the feedthrough signal component generated during the switching operation when turning on the thin film transistor and having the reverse polarity. The feedthrough signal component in the TFT) can be removed.

このように、画像データを転送するＴＦＴのオン時のフィードスルー信号成分を除去することにより、フィードスルー信号成分による検出アンプ（積分アンプ・増幅アンプ）の余分な動作を防ぐことができ、消費電力の低減を図ることができる。また、同時に高倍率時の増幅アンプの飽和も防げ、検出アンプを含んだ光電変換装置の安定した動作が可能となる。 In this way, by removing the feedthrough signal component when the TFT that transfers the image data is turned on, an extra operation of the detection amplifier (integration amplifier / amplification amplifier) due to the feedthrough signal component can be prevented, and power consumption is reduced. Can be reduced. At the same time, the amplification amplifier can be prevented from being saturated at a high magnification, and the photoelectric conversion apparatus including the detection amplifier can be stably operated.

さらに、上記フィードスルー信号成分をキャンセルするために、フィードスルーキャンセル専用のＴＦＴを追加したり、積分回路の入力端に容量を介して直接キャンセル用の電荷を注入する、といった構成を取る必要が無く、装置の複雑化を招来することがない。 Furthermore, in order to cancel the feed-through signal component, there is no need to add a TFT dedicated to feed-through cancellation or to inject a canceling charge directly to the input terminal of the integration circuit via a capacitor. Therefore, the apparatus is not complicated.

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、上記補助容量を構成する電極のうち、上記薄膜トランジスタのドレイン電極に接続された電極とは反対側の電極に電圧を印加することによって行う構成とすることができる。 Further, in the photoelectric conversion device according to the present invention, the auxiliary capacitor is charged in advance by applying a voltage to an electrode on the opposite side of the electrode constituting the auxiliary capacitor from the electrode connected to the drain electrode of the thin film transistor. It can be set as the structure performed by applying.

上記の構成によれば、本発明のセンサＴＦＴパネルに表示用のパネル構造をそのまま使って一括充電を行うことができる。すなわち、通常の表示用ＴＦＴパネルでは補助容量線がパネル全体で繋がっているため、この補助容量線を介してフィードスルー信号成分キャンセル用の電荷を与えることで全ての補助容量を一括充電できる。また、補助容量駆動用の回路も１つだけで補助容量線を駆動でき、コストを抑えることができる。さらに、表示用ＴＦＴの工程、プロセスを変える必要がなく、そのまま使えるので、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れる。 According to the above configuration, the sensor TFT panel of the present invention can be collectively charged using the display panel structure as it is. That is, in the normal display TFT panel, since the auxiliary capacitance line is connected to the entire panel, all the auxiliary capacitances can be collectively charged by applying a charge for canceling the feedthrough signal component through the auxiliary capacitance line. Further, the auxiliary capacitance line can be driven with only one auxiliary capacitance driving circuit, and the cost can be reduced. Furthermore, it is not necessary to change the process and process of the display TFT and can be used as it is, so that the cost as a sensor TFT panel can be reduced.

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、上記薄膜トランジスタのソース電極に電圧を印加することによって行う構成とすることができる。 Further, in the photoelectric conversion device according to the present invention, the auxiliary capacitor can be charged in advance by applying a voltage to the source electrode of the thin film transistor.

上記の構成によれば、表示用パネルを、本発明の光電変換装置で使用するセンサＴＦＴパネルは、表示用ＴＦＴの工程、プロセスを変える必要がなく、そのまま使えるので、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れる。 According to the above configuration, the sensor TFT panel using the display panel in the photoelectric conversion device of the present invention can be used as it is without changing the process and process of the display TFT. Can be measured.

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、ゲートライン毎の補助容量に対して一括して行う構成とすることができる。 In addition, in the photoelectric conversion device according to the present invention, the charging performed in advance for the auxiliary capacitor can be performed in a lump for the auxiliary capacitor for each gate line.

上記の構成によれば、表示用パネルに用いられているゲートドライバをそのまま使い、表示の駆動に近い駆動を行うことができるため、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れる。 According to the above configuration, the gate driver used in the display panel can be used as it is, and the drive close to the display drive can be performed, so that the cost of the sensor TFT panel can be reduced.

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、上記基板上の全ての補助容量に対して一括して行う構成とすることができる。 In addition, in the photoelectric conversion device according to the present invention, the charging performed in advance for the auxiliary capacitor may be performed in a batch for all the auxiliary capacitors on the substrate.

上記の構成によれば、補助容量に対して、１フレームで１回の充電で良いので、ゲートライン毎に行う充電に比べて、充電に掛かる時間を短くできる。 According to the above configuration, since it is sufficient to charge the auxiliary capacitor once per frame, the time required for charging can be shortened as compared with the charging performed for each gate line.

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電時において印加する電圧を調整することにより、上記補助容量から読み出される際の検出電荷の量を、上記検出電荷を増幅して出力する検出アンプの入力範囲に入るようにすることができる。 In the photoelectric conversion device according to the present invention, the amount of the detected charge when read from the auxiliary capacitor is amplified by adjusting a voltage to be applied to the auxiliary capacitor during charging in advance. Then, it can be made to fall within the input range of the output of the detection amplifier.

上記の構成によれば、補助容量に対して予め充電する電荷量を調整することによって、検出電荷が検出アンプの入力範囲に入るようにし、読み取り回路の安定動作、消費電力削減を実現できる。 According to the above configuration, by adjusting the amount of charge to be charged in advance with respect to the auxiliary capacitor, the detection charge can be in the input range of the detection amplifier, and the stable operation of the reading circuit and power consumption reduction can be realized.

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量から読み出される検出電荷を増幅して出力する検出アンプを有し、上記検出アンプの出力を、上記薄膜トランジスタのオン期間中に画像データとしてサンプリングする構成とすることができる。 The photoelectric conversion device according to the present invention further includes a detection amplifier that amplifies and outputs the detection charge read from the auxiliary capacitor, and samples the output of the detection amplifier as image data while the thin film transistor is on. It can be configured.

上記の構成によれば、ＴＦＴのフィールドスルー信号成分を除去することにより、従来のように、ＴＦＴのオン状態時のフィードスルー信号成分とオフ状態時のフィードスルー信号成分とが打ち消しあって消去される状態となることを待たずに、ＴＦＴのオン状態時においてフィードスルー信号成分を含まない正確なデータを得ることが可能となる。これにより、光電変換装置における動作の高速化を行うことができる。 According to the above configuration, by removing the field-through signal component of the TFT, the feed-through signal component when the TFT is on and the feed-through signal component when the TFT is off cancel each other out as in the prior art. It is possible to obtain accurate data that does not include a feed-through signal component when the TFT is in an on state without waiting for the state to enter. Thereby, the operation speed of the photoelectric conversion device can be increased.

本発明の光電変換装置の構成によれば、薄膜トランジスタをオンする際のスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を補助容量に予め充電することにより、画像データを転送する薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）におけるフィードスルー信号成分を除去することができる。 According to the configuration of the photoelectric conversion device of the present invention, image data can be obtained by precharging the auxiliary capacitor with a charge having the same magnitude as that of the feedthrough signal component generated during the switching operation when the thin film transistor is turned on and having a reverse polarity. The feedthrough signal component in the thin film transistor (TFT) that transfers the signal can be removed.

このため、フィードスルー信号成分による検出アンプ（積分アンプ・増幅アンプ）の余分な動作を防ぐことができ、消費電力の低減を図ることができる。また、同時に高倍率時の増幅アンプの飽和も防げ、検出アンプを含んだ光電変換装置の安定した動作が可能となる。さらに、上記フィードスルー信号成分をキャンセルするために、フィードスルーキャンセル専用のＴＦＴを追加したり、積分回路の入力端に容量を介して直接キャンセル用の電荷を注入する、といった構成を取る必要が無く、装置の複雑化を招来することがない。 For this reason, it is possible to prevent an extra operation of the detection amplifier (integration amplifier / amplification amplifier) due to the feedthrough signal component, and to reduce power consumption. At the same time, the amplification amplifier can be prevented from being saturated at a high magnification, and the photoelectric conversion apparatus including the detection amplifier can be stably operated. Furthermore, in order to cancel the feed-through signal component, there is no need to add a TFT dedicated to feed-through cancellation or to inject a canceling charge directly to the input terminal of the integration circuit via a capacitor. Therefore, the apparatus is not complicated.

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１および図２に基づいて説明すると以下の通りである。 [Embodiment 1]
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2 as follows.

本実施の形態１に係る光電変換装置の概略構成を図１に示す。尚、図１は、センサ基板内の一画素分の構成について図示したものである。また、上記図１に示す光電変換装置は、その基本的な構成は図９に示した従来例と類似しているため、同一の構成および作用を有する部分については図９と同じ部材番号を付し、その詳細な説明を省略する。 A schematic configuration of the photoelectric conversion apparatus according to Embodiment 1 is shown in FIG. FIG. 1 illustrates the configuration of one pixel in the sensor substrate. The basic structure of the photoelectric conversion device shown in FIG. 1 is similar to that of the conventional example shown in FIG. 9, and therefore, parts having the same configuration and function are assigned the same member numbers as in FIG. Detailed description thereof will be omitted.

本実施の形態１に係る光電変換装置において、回路構成上、図９の従来例と相違する点は、補助容量１０４においてＴＦＴ１０５のドレイン電極に接続された電極とは反対側の電極に電圧を印加するために、基準電圧電源１５２とは別のＣＳ電極駆動電圧電源１５３を追加した点にある。このＣＳ電極駆動電圧電源１５３は、補助容量１０４毎に用意する必要はなく、センサ基板１００に対して１回路のみで良い。上記図１の光電変換装置では、積分アンプ１２３および増幅アンプ１２５によって検出アンプが構成されている。 In the photoelectric conversion device according to the first embodiment, the circuit configuration is different from the conventional example of FIG. 9 in that a voltage is applied to the electrode on the side opposite to the electrode connected to the drain electrode of the TFT 105 in the auxiliary capacitor 104. Therefore, a CS electrode driving voltage power supply 153 different from the reference voltage power supply 152 is added. This CS electrode drive voltage power supply 153 does not need to be prepared for each auxiliary capacitor 104, and only one circuit is required for the sensor substrate 100. In the photoelectric conversion apparatus of FIG. 1 described above, the integration amplifier 123 and the amplification amplifier 125 constitute a detection amplifier.

このＣＳ電極駆動電圧電源１５３により、上記光電変換装置では、補助容量１０４にフィードスルー信号成分と同じ大きさで逆極性の電荷を予め充電することができ、駆動ＩＣ１２１への入力信号においてフィードスルー信号成分をキャンセルすることができる。 With this CS electrode drive voltage power supply 153, in the photoelectric conversion device, the auxiliary capacitor 104 can be charged in advance with a charge of the same magnitude as that of the feedthrough signal component and reverse polarity, and the feedthrough signal in the input signal to the drive IC 121. Ingredients can be canceled.

上記光電変換装置における動作を図２のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。なお、このタイミングチャートでは、説明の便宜上、区間１の時間ｔ１以前には、補助容量１０４には電荷は存在しないとする。また、図中の区間（区間１，２）は、連続したフレームの同一画素の駆動タイミングを示している。 The operation of the photoelectric conversion device will be described with reference to the timing chart of FIG. In this timing chart, for convenience of explanation, it is assumed that there is no electric charge in the auxiliary capacitor 104 before the time t1 of the section 1. Also, the sections (sections 1 and 2) in the figure show the driving timing of the same pixel in consecutive frames.

(1) 区間１の動作
区間１の時間ｔ１では、積分アンプ１２３のリセットスイッチ１３０がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤおよびソースＳヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。フィードスルー現象は、ＴＦＴ１０５において、ゲートとドレインＤとの間、及びゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップする部分があり、該オーバラップ部分に寄生容量が存在しているために起こる（図１参照）。 (1) Operation in Section 1 At time t1 in section 1, the reset switch 130 of the integration amplifier 123 is turned off, and the reset of the integration amplifier 123 is released. When the gate drive signal is turned on at time t2 and the TFT 105 is turned on, a feedthrough phenomenon occurs in which charge leaks from the gate to the drain D and the source S, and the output of the integrating amplifier 123 is caused by the leaked charge (holes). Descend. The feedthrough phenomenon occurs in the TFT 105 because there is a portion that overlaps the gate between the gate and the drain D and between the gate and the source S, and a parasitic capacitance exists in the overlap portion. (See FIG. 1).

図２において、積分アンプ１２３出力の波形が、時間ｔ３において時間ｔ１よりも値Ｗ１だけ下降しているのは、フィードスルー現象の影響である。また、このとき、積分アンプ１２３の出力は、センサ基板１００のデータライン１０２の時定数により、立ち下がりが遅れることとなる。 In FIG. 2, the waveform of the output of the integrating amplifier 123 is lowered by the value W1 from the time t1 at the time t3 because of the feedthrough phenomenon. At this time, the output of the integrating amplifier 123 is delayed in falling due to the time constant of the data line 102 of the sensor substrate 100.

積分アンプ１２３の出力が入力されるローパスフィルタ１２４の出力は、時間ｔ２以降において、積分アンプ１２３の出力値に向かって時定数を持って下降していく。この下降は、最終的に値Ｗ１になる。 The output of the low-pass filter 124 to which the output of the integrating amplifier 123 is input falls with a time constant toward the output value of the integrating amplifier 123 after time t2. This decrease eventually becomes the value W1.

ローパスフィルタ１２４の出力が入力される増幅アンプ１２５の出力は、積分アンプ１２３の出力値×Ｇ（ゲイン）に向かって下降していく。この下降は最終的に値Ｗ１×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。この値がＴＦＴ１０５の寄生容量および補助容量からのフィードスルー信号成分である。次いで、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は、基準電圧電源１５２によって与えられる基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。 The output of the amplification amplifier 125 to which the output of the low-pass filter 124 is input decreases toward the output value of the integrating amplifier 123 × G (gain). This decrease finally becomes the value W1 × G, and this value is sampled and held at time t3. This value is a feedthrough signal component from the parasitic capacitance and auxiliary capacitance of the TFT 105. Next, when the reset switch 129 of the integrating amplifier 123 is turned on at time t4, the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 is short-circuited, and the output of the integrating amplifier 123 becomes the reference voltage (Vref) provided by the reference voltage power supply 152. . For this reason, the outputs of the low-pass filter 124 and the amplification amplifier 125 are also Vref.

次に、時間ｔ５でＣＳ電極駆動電圧（ＣＳ電極駆動電圧電源１５３により与えられる）がオンされると、補助容量１０４より電荷（正孔）がＴＦＴ１０５のドレインＤに流れ込んでくるが、積分アンプ１２３がリセットされているため、この電荷は消滅する。 Next, when the CS electrode driving voltage (given by the CS electrode driving voltage power supply 153) is turned on at time t5, charges (holes) flow from the auxiliary capacitor 104 into the drain D of the TFT 105, but the integrating amplifier 123 Since this is reset, this charge disappears.

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴ１０５のドレイン電圧は値Ｗ２だけ下降する。 When the gate drive signal is turned off at time t6, charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the source S of the TFT 105. Since 123 is in a reset state, the charge that has flowed in disappears. On the other hand, due to the feedthrough phenomenon due to the parasitic capacitance mainly between the gate and the drain D of the TFT 105, charges (electrons) flow into the auxiliary capacitance 104, and the drain voltage of the TFT 105 decreases by the value W2.

次いで、時間ｔ７でＣＳ電極駆動電圧がオフされると、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ３）だけ下降する。この時、センサ基板１００の光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴ１０５のドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴ１０５におけるドレイン電圧も変化しない。図２では、区間１の時間ｔ７から区間２の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。 Next, when the CS electrode drive voltage is turned off at time t7, the drain voltage of the TFT 105 is turned off because the TFT 105 is turned off, and therefore the amount corresponding to the difference between the on-off voltage of the CS electrode drive voltage power supply 153. Decrease by (value W3). At this time, when the photoelectric conversion element 103 of the sensor substrate 100 is irradiated with light, electrons generated in the photoelectric conversion element 103 flow into the auxiliary capacitor 104, and the drain voltage of the TFT 105 decreases accordingly. Further, since no photoelectric current is generated in the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, the charge of the auxiliary capacitor 104 is held, and the drain voltage in the TFT 105 does not change. In FIG. 2, the change when the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light from the time t7 of the section 1 to the time t2 of the section 2 is indicated by a broken line, and the change when the light is not irradiated on the photoelectric conversion element 103 is illustrated. It is shown with a solid line.

(2) 区間２の動作
次に、区間２では、時間ｔ１で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。このとき、区間１の時間ｔ６およびｔ７で、補助容量１０４に注入された電荷（電子）もソースＳ側へ流れ、積分アンプ１２３の出力は上昇する。 (2) Operation in Section 2 Next, in section 2, the reset switch 129 of the integration amplifier 123 is turned off at time t1, and the reset of the integration amplifier 123 is released. When the gate drive signal is turned on at time t2 and the TFT 105 is turned on, a feed-through phenomenon occurs in which charge leaks from the gate to the drain D, the source S, and the leaked charges (holes). Descends. At this time, the charges (electrons) injected into the auxiliary capacitor 104 also flow to the source S side at times t6 and t7 in section 1, and the output of the integrating amplifier 123 rises.

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、区間１の時間ｔ６およびｔ７で注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図２の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図２の破線の波形となる。 At this time, if the charge amount of the holes of the feedthrough signal component is equal to the charge amount of the electrons injected at the times t6 and t7 in the section 1, the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light at the time t3. In the non-pixel, since there is no photoelectric conversion charge, the output of the integrating amplifier 123 becomes Vref (the solid line waveform in FIG. 2), and in the pixel in which the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, the electrons generated by the photoelectric conversion The waveform of the broken line in FIG.

この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力とではＷ４（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ４×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。 There is a difference of W4 (at time t3) between the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has been exposed to light and the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has not received light. This difference finally becomes the value W4 × G at the output of the amplification amplifier 125, and this value is sampled and held at time t3. This sampled and held value is the difference between the detection values of the pixel irradiated with light and the pixel not irradiated with light.

また、時間ｔ５及びｔ７でのＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン・オフの電圧値を調整することにより、補助容量１０４への充電電荷量を調整することができる。これにより、光電変換により過大な電荷が発生した場合でも、積分アンプ１２３の入力範囲に入るように調整することができる（例えば過大な電荷が発生した場合には、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン・オフの電圧値を小さくするように調整を行う）。 Further, by adjusting the on / off voltage value of the CS electrode drive voltage power supply 153 at times t5 and t7, the charge amount to the auxiliary capacitor 104 can be adjusted. Thereby, even when an excessive charge is generated by photoelectric conversion, it can be adjusted so as to fall within the input range of the integrating amplifier 123 (for example, when an excessive charge is generated, the CS electrode drive voltage power supply 153 is turned on.・ Adjust so as to reduce the off voltage value).

次に、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。 Next, when the reset switch 129 of the integrating amplifier 123 is turned on at time t4, the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 is short-circuited, and the output of the integrating amplifier 123 becomes the reference voltage (Vref). For this reason, the outputs of the low-pass filter 124 and the amplification amplifier 125 are also Vref.

続いて、時間ｔ５でＣＳ電極駆動電圧がオンされると、補助容量１０４より電荷（正孔）がＴＦＴ１０５のドレインに流れ込んでくるが、積分アンプ１２３がリセットされているため、この電荷は消滅する。 Subsequently, when the CS electrode drive voltage is turned on at time t5, charges (holes) flow from the auxiliary capacitor 104 into the drain of the TFT 105, but the charge disappears because the integration amplifier 123 is reset. .

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＷ２だけ下降する。 When the gate drive signal is turned off at time t6, charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the source S of the TFT 105. Since 123 is in a reset state, the charge that has flowed in disappears. On the other hand, due to the feedthrough phenomenon due to the parasitic capacitance mainly between the gate and the drain D of the TFT 105, charges (electrons) flow into the auxiliary capacitance 104, and the drain voltage of the TFT 105 decreases by W2.

次に、時間ｔ７でＣＳ電極駆動電圧がオフされると、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ３）だけ下降する。この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する（区間２のｔ７以降の破線）。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない（区間２のｔ７以降の実線）。 Next, when the CS electrode driving voltage is turned off at time t7, the drain voltage of the TFT 105 corresponds to the difference between the on-off voltage of the CS electrode driving voltage power supply 153 because the TFT 105 is turned off and becomes non-conductive. Decreases by the minute (value W3). At this time, when the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, electrons generated in the photoelectric conversion element 103 flow into the auxiliary capacitor 104, and accordingly, the TFT drain voltage decreases (broken line after t7 in section 2). In the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, no photocurrent is generated, so that the charge of the auxiliary capacitor 104 is held and the TFT drain voltage does not change (solid line after t7 in section 2).

以上のように、区間１から区間２の動作を１回行うことにより区間２の時間ｔ３において光電変換量を１回検出することができる。また、区間２の動作を繰り返すことにより、上記検出動作及び充電動作が繰り返され、各区間の時間ｔ３毎において、正確な光電変換量を連続して検出することができる。 As described above, the amount of photoelectric conversion can be detected once at time t3 in section 2 by performing the operation from section 1 to section 2 once. Further, by repeating the operation in the section 2, the detection operation and the charging operation are repeated, and the accurate photoelectric conversion amount can be continuously detected at every time t3 in each section.

実際のセンサ基板の駆動では、上記区間２の動作を繰り返すことにより、ゲートライン毎に順次、スキャンおよび充電を行うことができる。また、この充電時においてＣＳ電極駆動電圧にて駆動される補助容量は、ゲートがオンされているＴＦＴに接続されている補助容量である。但し、他の補助容量を同時に駆動したとしても、他の補助容量に繋がっているＴＦＴがオフのため、時間ｔ５でＣＳ駆動電圧をオンに駆動しても、時間ｔ７でオフになるのでＴＦＴドレインの電圧変化は無く、電荷の変化も無い。このため、充電のためのＣＳライン選択回路を設けず、センサ基板上の全ての補助容量を一括駆動しても良い。 In actual driving of the sensor substrate, scanning and charging can be sequentially performed for each gate line by repeating the operation in the section 2 described above. Further, the auxiliary capacitor driven by the CS electrode driving voltage at the time of charging is an auxiliary capacitor connected to the TFT whose gate is turned on. However, even if other auxiliary capacitors are driven at the same time, the TFTs connected to the other auxiliary capacitors are off, so even if the CS drive voltage is driven on at time t5, it is turned off at time t7. There is no voltage change and no charge change. For this reason, all the auxiliary capacitors on the sensor substrate may be collectively driven without providing the CS line selection circuit for charging.

〔実施の形態２〕
本発明のさらに他の実施の形態について以下に説明する。なお、説明の便宜上、前記実施の形態１にて示した部材と同一の機能を有する部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。本実施の形態２に係る光電変換装置の概略構成を図３に示す。尚、図３は、センサ基板内の一画素分の構成について図示したものである。 [Embodiment 2]
Still another embodiment of the present invention will be described below. For convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the first embodiment are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. FIG. 3 shows a schematic configuration of the photoelectric conversion device according to the second embodiment. FIG. 3 shows a configuration for one pixel in the sensor substrate.

本実施の形態２に係る光電変換装置において、回路構成上、図１に示す例と相違する点は、基準電圧電源１５２に代えて基準電圧電源１５４を用いている点にある。この基準電圧電源１５４は、この基準電圧電源１５４は、積分アンプ１２３等、各データライン１０２に繋がる構成毎に用意する必要はなく、センサ基板１００に対して１回路のみで良い。また、上記実施の形態１において用いていた基準電圧電源１５２が一定の電圧（Ｖｒｅｆ）を供給するものであったのに対し、上記基準電圧電源１５４は２値の電圧（Ｖｒｅｆ，Ｖ１）を供給する。 In the photoelectric conversion device according to the second embodiment, the circuit configuration is different from the example shown in FIG. 1 in that a reference voltage power supply 154 is used instead of the reference voltage power supply 152. The reference voltage power source 154 does not need to be prepared for each configuration connected to each data line 102 such as the integrating amplifier 123 and the like, and only one circuit is required for the sensor substrate 100. The reference voltage power supply 152 used in the first embodiment supplies a constant voltage (Vref), whereas the reference voltage power supply 154 supplies a binary voltage (Vref, V1). To do.

上記光電変換装置における動作を図４のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。なお、このタイミングチャートでは、説明の便宜上、区間１の時間ｔ１以前には、補助容量１０４には電荷は存在しないとする。また、図中の区間（区間１，２）は、連続したフレームの同一画素の駆動タイミングを示している。 The operation of the photoelectric conversion device will be described with reference to the timing chart of FIG. In this timing chart, for convenience of explanation, it is assumed that there is no electric charge in the auxiliary capacitor 104 before the time t1 of the section 1. Also, the sections (sections 1 and 2) in the figure show the driving timing of the same pixel in consecutive frames.

(1) 区間１の動作
区間１の時間ｔ１では、積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤおよびソースＳヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。フィードスルー現象は、ＴＦＴ１０５において、ゲートとドレインＤとの間、及びゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップする部分があり、該オーバラップ部分に寄生容量が存在しているために起こる（図３参照）。 (1) Operation in Section 1 At time t1 in section 1, the reset switch 129 of the integration amplifier 123 is turned off, and the reset of the integration amplifier 123 is released. When the gate drive signal is turned on at time t2 and the TFT 105 is turned on, a feedthrough phenomenon occurs in which charge leaks from the gate to the drain D and the source S, and the output of the integrating amplifier 123 is caused by the leaked charge (holes). Descend. The feedthrough phenomenon occurs in the TFT 105 because there is a portion that overlaps the gate between the gate and the drain D and between the gate and the source S, and a parasitic capacitance exists in the overlap portion. (See FIG. 3).

図４において、積分アンプ１２３出力の波形が、時間ｔ３において時間ｔ１よりも値Ｗ１だけ下降しているのは、フィードスルー現象の影響である。また、このとき、積分アンプ１２３の出力は、センサ基板１００のデータライン１０２の時定数により、立ち下がりが遅れることとなる。 In FIG. 4, the waveform of the output of the integrating amplifier 123 is lowered by the value W1 from the time t1 at the time t3 because of the feedthrough phenomenon. At this time, the output of the integrating amplifier 123 is delayed in falling due to the time constant of the data line 102 of the sensor substrate 100.

ローパスフィルタ１２４の出力が入力される増幅アンプ１２５の出力は、積分アンプ１２３の出力値×Ｇ（ゲイン）に向かって下降していく。この下降は最終的に値Ｗ１×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。この値がＴＦＴ１０５の寄生容量および補助容量からのフィードスルー信号成分である。 The output of the amplification amplifier 125 to which the output of the low-pass filter 124 is input decreases toward the output value of the integrating amplifier 123 × G (gain). This decrease finally becomes the value W1 × G, and this value is sampled and held at time t3. This value is a feedthrough signal component from the parasitic capacitance and auxiliary capacitance of the TFT 105.

次に、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は、基準電圧電源１５４によって与えられる基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。 Next, when the reset switch 129 of the integrating amplifier 123 is turned on at time t4, the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 is short-circuited, and the output of the integrating amplifier 123 becomes the reference voltage (Vref) provided by the reference voltage power supply 154. Become. For this reason, the outputs of the low-pass filter 124 and the amplification amplifier 125 are also Vref.

続いて、時間ｔ５では、基準電圧電源１５４の電圧がＶｒｅｆからＶ１に変更される。これに伴い、ＴＦＴドレインの電圧、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶ１になる。 Subsequently, at time t5, the voltage of the reference voltage power supply 154 is changed from Vref to V1. Along with this, the voltage of the TFT drain, the output of the integrating amplifier 123, the output of the low-pass filter 124, and the output of the amplification amplifier 125 also become V1.

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＷ２だけ下降する。この時、補助容量１０４は電圧Ｖ１＋Ｗ２により電荷が充電されている。 When the gate drive signal is turned off at time t6, charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the source S of the TFT 105. Since 123 is in a reset state, the charge that has flowed in disappears. On the other hand, due to the feedthrough phenomenon due to the parasitic capacitance mainly between the gate and the drain D of the TFT 105, charges (electrons) flow into the auxiliary capacitance 104, and the drain voltage of the TFT 105 decreases by W2. At this time, the auxiliary capacitor 104 is charged with the voltage V1 + W2.

次いで、時間ｔ７で基準電圧電圧１５４の電圧がＶ１からＶｒｅｆに変更されると、それに伴って、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。 Next, when the voltage of the reference voltage 154 is changed from V1 to Vref at time t7, the output of the integrating amplifier 123, the output of the low-pass filter 124, and the output of the amplification amplifier 125 also become Vref accordingly.

この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない。図４では、区間１の時間ｔ７から区間２の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。 At this time, when the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, electrons generated in the photoelectric conversion element 103 flow into the auxiliary capacitor 104, and the TFT drain voltage decreases accordingly. Further, since no photoelectric current is generated in the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, the charge of the auxiliary capacitor 104 is held and the TFT drain voltage does not change. In FIG. 4, the change when the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light from the time t7 of the section 1 to the time t2 of the section 2 is indicated by a broken line, and the change when the light is not irradiated to the photoelectric conversion element 103 is illustrated. It is shown with a solid line.

(2) 区間２の動作
次に、区間２では、時間ｔ１で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。このとき、区間１の時間ｔ５およびｔ６で、補助容量１０４に注入された電荷（電子）もソースＳ側へ流れ、積分アンプ１２３の出力は上昇する。 (2) Operation in Section 2 Next, in section 2, the reset switch 129 of the integration amplifier 123 is turned off at time t1, and the reset of the integration amplifier 123 is released. When the gate drive signal is turned on at time t2 and the TFT 105 is turned on, a feed-through phenomenon occurs in which charge leaks from the gate to the drain D and source S, and the leaked charge (hole) causes the output of the integrating amplifier 123 to output. Descends. At this time, the charges (electrons) injected into the auxiliary capacitor 104 also flow to the source S side at times t5 and t6 in the section 1, and the output of the integrating amplifier 123 rises.

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、区間１の時間ｔ５およびｔ６で注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図４の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図４の破線の波形となる。 At this time, if the charge amount of the hole of the feedthrough signal component is equal to the charge amount of the electrons injected at the times t5 and t6 of the section 1, the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light at the time t3. In the non-pixel, since there is no photoelectric conversion charge, the output of the integrating amplifier 123 becomes Vref (the solid line waveform in FIG. 4), and in the pixel where the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, the electrons generated by the photoelectric conversion The waveform of the broken line in FIG.

この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力とではＷ３（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ３×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。 There is a difference of W3 (at time t3) between the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has been exposed to light and the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has not received light. This difference finally becomes the value W3 × G at the output of the amplification amplifier 125, and this value is sampled and held at time t3. This sampled and held value is the difference between the detection values of the pixel irradiated with light and the pixel not irradiated with light.

また、時間ｔ５及びｔ７での積分アンプ基準電圧（基準電圧電源１５４の電圧）におけるＶｒｅｆ−Ｖ１の電圧値を調整することにより、補助容量１０４への充電電荷量を調整することができる。これにより、光電変換により過大な電荷が発生した場合でも、積分アンプ１２３の入力範囲に入るようにすることができる（例えば過大な電荷が発生した場合には、Ｖ１の電圧値を小さくするように調整を行う）。 Further, by adjusting the voltage value of Vref−V1 in the integral amplifier reference voltage (the voltage of the reference voltage power supply 154) at times t5 and t7, the charge amount to the auxiliary capacitor 104 can be adjusted. As a result, even if an excessive charge is generated by photoelectric conversion, the input range of the integrating amplifier 123 can be entered (for example, when an excessive charge is generated, the voltage value of V1 is decreased). Make adjustments).

続いて、時間ｔ５で基準電圧電源１５４の電圧がＶｒｅｆからＶ１に変更されると、それに伴いＴＦＴドレインの電圧、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶ１になる。 Subsequently, when the voltage of the reference voltage power supply 154 is changed from Vref to V1 at time t5, the voltage of the TFT drain, the output of the integrating amplifier 123, the output of the low-pass filter 124, and the output of the amplification amplifier 125 become V1 accordingly. .

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が、補助容量１０４に流れ込みＴＦＴドレイン電圧はＷ２だけ下降する。この時、補助容量１０４は電圧Ｖ１＋Ｗ２により電荷が充電されている。 When the gate drive signal is turned off at time t6, charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the source S of the TFT 105. Since 123 is in a reset state, the charge that has flowed in disappears. On the other hand, due to the feedthrough phenomenon due to the parasitic capacitance mainly between the gate and the drain D of the TFT 105, charges (electrons) flow into the auxiliary capacitance 104 and the TFT drain voltage decreases by W2. At this time, the auxiliary capacitor 104 is charged with the voltage V1 + W2.

次に、時間ｔ７で基準電圧電源１５４の電圧がＶ１からＶｒｅｆに変更されると、それに伴い積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する（区間２のｔ７以降の破線）。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない（区間２のｔ７以降の実線）。 Next, when the voltage of the reference voltage power supply 154 is changed from V1 to Vref at time t7, the output of the integrating amplifier 123, the output of the low-pass filter 124, and the output of the amplification amplifier 125 become Vref accordingly. At this time, when the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, electrons generated in the photoelectric conversion element 103 flow into the auxiliary capacitor 104, and accordingly, the TFT drain voltage decreases (broken line after t7 in section 2). In the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, no photocurrent is generated, so that the charge of the auxiliary capacitor 104 is held and the TFT drain voltage does not change (solid line after t7 in section 2).

次に、時間ｔ７でＣＳ電極駆動電圧がオフされると、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ３）だけ下降する。この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する（区間２のｔ７以降の破線）。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０３の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない（区間２のｔ７以降の実線）。 Next, when the CS electrode driving voltage is turned off at time t7, the drain voltage of the TFT 105 corresponds to the difference between the on-off voltage of the CS electrode driving voltage power supply 153 because the TFT 105 is turned off and becomes non-conductive. Decreases by the minute (value W3). At this time, when the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, electrons generated in the photoelectric conversion element 103 flow into the auxiliary capacitor 104, and accordingly, the TFT drain voltage decreases (broken line after t7 in section 2). Further, since no photoelectric current is generated in the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, the charge of the auxiliary capacitor 103 is retained and the TFT drain voltage does not change (solid line after t7 in section 2).

以上のように、区間１から区間２の動作を１回行うことにより区間２の時間ｔ３において光電変換量を１回検出することができる。また、区間２の動作を繰り返すことにより、上記検出動作が繰り返され、各区間の時間ｔ３毎において、正確な光電変換量を連続して検出することができる。 As described above, the amount of photoelectric conversion can be detected once at time t3 in section 2 by performing the operation from section 1 to section 2 once. Further, by repeating the operation in the section 2, the above detection operation is repeated, and the accurate photoelectric conversion amount can be continuously detected at every time t3 in each section.

実際のセンサ基板の駆動では、上記区間２の動作を繰り返すことにより、ゲートライン毎に順次、スキャンおよび充電を行うことができる。 In actual driving of the sensor substrate, scanning and charging can be sequentially performed for each gate line by repeating the operation in the section 2 described above.

〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について以下に説明する。なお、本実施の形態３に係る光電変換装置の構成は、実施の形態１に示す図１の構成と同様であり、その動作タイミングのみ実施の形態１と異なっている。すなわち、上記実施の形態１では、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３による補助容量１０４の充電動作をゲートライン毎に行っていたが、本実施の形態３では、フレームの最後に全フレームの補助容量１０４を一括して充電する駆動方法を示す。 [Embodiment 3]
Still another embodiment of the present invention will be described below. Note that the configuration of the photoelectric conversion device according to Embodiment 3 is the same as the configuration of FIG. 1 described in Embodiment 1, and only the operation timing thereof is different from that of Embodiment 1. That is, in the first embodiment, the charging operation of the auxiliary capacitor 104 by the CS electrode driving voltage power supply 153 is performed for each gate line. However, in the third embodiment, the auxiliary capacitors 104 of all frames are added at the end of the frame. The drive method which charges in a lump is shown.

本実施の形態３に係る光電変換装置における動作を図５のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。 The operation of the photoelectric conversion device according to Embodiment 3 will be described with reference to the timing chart of FIG.

尚、図５では、スキャン期間が時間ｔ１〜ｔ５、一括充電期間が時間ｔ５〜ｔ９、光照射期間がｔ９〜ｔ１（次のフレーム期間において１行目のスキャンを開始する時間ｔ１）のタイミングでそれぞれ行われる。ここで、時間ｔ５〜ｔ９において行われる一括充電は、次のフレームにおいてフィードスルーの影響を除去したスキャン処理を行うためになされるものである。すなわち、時間ｔ１〜ｔ５におけるスキャン処理が行われる前には、その前のフレーム期間において一括充電がなされているものとする。ただし、以下の説明では、説明の便宜上、一括充電期間（時間ｔ６）から動作を開始するものとして説明する。 In FIG. 5, the scanning period is time t1 to t5, the collective charging period is time t5 to t9, and the light irradiation period is t9 to t1 (time t1 for starting scanning of the first row in the next frame period). Each done. Here, the collective charging performed at times t5 to t9 is performed in order to perform a scanning process in which the influence of feedthrough is removed in the next frame. In other words, it is assumed that collective charging is performed in the previous frame period before the scan processing at time t1 to t5 is performed. However, in the following description, for convenience of explanation, it is assumed that the operation starts from the collective charging period (time t6).

(1) 一括充電期間
まず、時間ｔ６で、駆動ＩＣ１１１が全ての画素のＴＦＴ１０５をオンにする。全てのＴＦＴ１０５を同時にオンするためには、駆動ＩＣ１１１を、外部制御回路の選択信号（順次オンまたは一括オンの選択）により全ての出力が同時にオンできる構成にすればよい。 (1) Batch Charging Period First, at time t6, the driving IC 111 turns on the TFTs 105 of all the pixels. In order to turn on all the TFTs 105 at the same time, the drive IC 111 may be configured so that all the outputs can be turned on simultaneously by a selection signal of the external control circuit (selection of sequential ON or batch ON).

なお、この際、積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンとなっているものとする。したがって、ＴＦＴ１０５がオンになることによってゲート電極からドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じるが、ＴＦＴドレイン電圧は基準電圧Ｖｒｅｆになる。 At this time, it is assumed that the reset switch 129 of the integrating amplifier 123 is on. Accordingly, when the TFT 105 is turned on, a feedthrough phenomenon occurs in which charges leak from the gate electrode to the drain D, the source S, and the TFT drain voltage becomes the reference voltage Vref.

次に、時間ｔ７で、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３をオンし、センサ基板１００上の全ての補助容量１０４にオン電圧を与える。これにより、補助容量１０４より電荷（正孔）がＴＦＴ１０５のドレインに流れ込むが、積分アンプ１２３がリセットされているため、この電荷は消滅する。 Next, at time t 7, the CS electrode drive voltage power supply 153 is turned on, and an on voltage is applied to all the auxiliary capacitors 104 on the sensor substrate 100. As a result, charges (holes) flow from the auxiliary capacitor 104 to the drain of the TFT 105, but since the integrating amplifier 123 is reset, this charge disappears.

次に、時間ｔ８で、センサ基板１００上の全ての画素におけるＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。また、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込む。これにより、ＴＦＴドレイン電圧はＷ１だけ下降する。 Next, at time t8, the TFTs 105 in all the pixels on the sensor substrate 100 are turned off. As a result, the charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to the feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the source S of the TFT 105, but the integrating amplifier 123 flows in because it is in the reset state. The incoming charge disappears. Further, electric charges (electrons) flow into the auxiliary capacitor 104 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the drain D of the TFT 105. As a result, the TFT drain voltage drops by W1.

次に、時間ｔ９で、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３をオフにする。このとき、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧は、ＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ２）だけ下降する。これにより、全ての画素における補助容量１０４に所定量の電荷が充電（一括充電）される。 Next, at time t9, the CS electrode drive voltage power supply 153 is turned off. At this time, the drain voltage of the TFT 105 decreases by an amount corresponding to the difference between the ON and OFF voltages of the CS electrode drive voltage power supply 153 (value W2) because the TFT 105 is turned off and is not conducting. As a result, a predetermined amount of charge is charged (collectively charged) to the auxiliary capacitors 104 in all the pixels.

(2) 光照射期間
次に、時間ｔ９から次のフレーム期間において１行目のゲートラインに対するスキャンを開始する時間ｔ１までを光照射期間とし、該光照射期間に光が照射された光電変換素子１０３では、発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない。図５では、一括充電期間の時間ｔ９からスキャン期間の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。 (2) Light Irradiation Period Next, a photoelectric conversion element in which light is irradiated from the time t9 to a time t1 at which scanning for the gate line of the first row starts in the next frame period is irradiated with light during the light irradiation period. At 103, the generated electrons flow into the auxiliary capacitor 104, and the TFT drain voltage decreases accordingly. Further, since no photoelectric current is generated in the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, the charge of the auxiliary capacitor 104 is held and the TFT drain voltage does not change. In FIG. 5, the change in the case where the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light between the time t 9 in the collective charging period and the time t 2 in the scan period is indicated by a broken line, and the change in the case where the photoelectric conversion element 103 is not irradiated with light. Is shown by a solid line.

(3) スキャン期間
次に、各画素の画像情報を取得するスキャン期間に移行する。なお、スキャン処理は、ライン毎に順次行われる。すなわち、１行目から最終行まで、順次、同様のスキャン処理が行われる。 (3) Scan period Next, the process proceeds to a scan period in which image information of each pixel is acquired. The scan process is sequentially performed for each line. That is, the same scanning process is sequentially performed from the first line to the last line.

まず、時間ｔ１で、スキャンを行うラインにおける各画素の積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９をオフに切り替え、積分アンプ１２３のリセットを解除する。次に、時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。このとき、一括充電期間で補助容量１０４に注入された電荷（電子）もソースＳ側へ流れ、積分アンプ１２３の出力は上昇する。 First, at time t1, the reset switch 129 of the integration amplifier 123 of each pixel in the line to be scanned is turned off to release the reset of the integration amplifier 123. Next, when the gate drive signal is turned on at time t2 and the TFT 105 is turned on, a feedthrough phenomenon occurs in which charges leak from the gate to the drain D, the source S, and the integration amplifier by the leaked charges (holes). The output of 123 falls. At this time, the charge (electrons) injected into the auxiliary capacitor 104 during the batch charging period also flows to the source S side, and the output of the integrating amplifier 123 increases.

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、一括充電期間で補助容量１０４に注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図５の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図５の破線の波形となる。この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力にはＷ３（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ３×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。 At this time, if the charge amount of holes of the feedthrough signal component is equal to the charge amount of electrons injected into the auxiliary capacitor 104 in the batch charge period, the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light at time t3. In the non-pixel, since there is no photoelectric conversion charge, the output of the integrating amplifier 123 becomes Vref (the solid line waveform in FIG. 5), and in the pixel in which the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, the electrons generated by the photoelectric conversion The waveform of the broken line in FIG. There is a difference of W3 (at time t3) between the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has been exposed to light and the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has not received light. This difference finally becomes the value W3 × G at the output of the amplification amplifier 125, and this value is sampled and held at time t3. This sampled and held value is the difference between the detection values of the pixel irradiated with light and the pixel not irradiated with light.

続いて、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。 Subsequently, when the reset switch 129 of the integrating amplifier 123 is turned on at time t4, the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 is short-circuited, and the output of the integrating amplifier 123 becomes the reference voltage (Vref). For this reason, the outputs of the low-pass filter 124 and the amplification amplifier 125 are also Vref.

次に、時間ｔ５で、ゲート駆動信号をオフとし、ＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴドレイン電圧はＷ１だけ下降する。 Next, at time t5, the gate drive signal is turned off and the TFT 105 is turned off. As a result, charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate G and the source S of the TFT 105, but the integrating amplifier 123 flows in because it is in a reset state. The charge that came in disappears. On the other hand, due to the feedthrough phenomenon due to the parasitic capacitance mainly between the gate G and the drain D of the TFT 105, charges (electrons) flow into the auxiliary capacitance 104 and the TFT drain voltage decreases by W1.

このｔ１からｔ５のスキャン期間を、ゲートラインの本数分だけ繰り返すことにより、センサ基板１００上の全ての画素の光電変換量をスキャンすることができる。 By repeating the scan period from t1 to t5 by the number of gate lines, the photoelectric conversion amounts of all the pixels on the sensor substrate 100 can be scanned.

以上のように、一括充電期間、光照射期間、スキャン期間を１回（１サイクル）行うことにより、各画素における光電変換量を１回検出することができる。また、一括充電期間、光照射期間、スキャン期間からなるサイクルを繰り返すことにより、各サイクルのスキャン期間における時間ｔ３においてＴＦＴ１０５で発生するフィードスルー信号成分をキャンセルすることができ、各画素における光電変換量を連続して正確に検出することが可能となる。 As described above, the photoelectric conversion amount in each pixel can be detected once by performing the collective charging period, the light irradiation period, and the scanning period once (one cycle). In addition, by repeating a cycle including a batch charging period, a light irradiation period, and a scanning period, a feedthrough signal component generated in the TFT 105 at time t3 in the scanning period of each cycle can be canceled, and the photoelectric conversion amount in each pixel Can be detected continuously and accurately.

〔実施の形態４〕
本発明のさらに他の実施の形態について以下に説明する。なお、本実施の形態４に係る光電変換装置の構成は、実施の形態２に示す図３の構成と同様であり、その動作タイミングのみ実施の形態２と異なっている。すなわち、上記実施の形態２では、基準電圧電源１５４による補助容量１０４の充電動作をゲートライン毎に行っていたが、本実施の形態４では、フレームの最後に全フレームの補助容量１０４を一括して充電する駆動方法を示す。 [Embodiment 4]
Still another embodiment of the present invention will be described below. Note that the configuration of the photoelectric conversion device according to the fourth embodiment is similar to the configuration of FIG. 3 described in the second embodiment, and only the operation timing thereof is different from that of the second embodiment. That is, in the second embodiment, the auxiliary capacitor 104 is charged by the reference voltage power source 154 for each gate line. However, in the fourth embodiment, the auxiliary capacitors 104 of all the frames are bundled at the end of the frame. Shows the driving method of charging.

本実施の形態４に係る光電変換装置における動作を図６のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。 The operation of the photoelectric conversion apparatus according to Embodiment 4 will be described with reference to the timing chart of FIG.

尚、図６では、スキャン期間が時間ｔ１〜ｔ５、一括充電期間が時間ｔ５〜ｔ９、光照射期間がｔ９〜ｔ１（次のフレーム期間において１行目のスキャンを開始する時間ｔ１）のタイミングでそれぞれ行われる。ここで、時間ｔ５〜ｔ９において行われる一括充電は、次のフレームにおいてフィードスルーの影響を除去したスキャン処理を行うためになされるものである。すなわち、時間ｔ１〜ｔ５におけるスキャン処理が行われる前には、その前のフレーム期間において一括充電がなされているものとする。ただし、以下の説明では、説明の便宜上、一括充電期間（時間ｔ６）から動作を開始するものとして説明する。 In FIG. 6, the scanning period is time t1 to t5, the collective charging period is time t5 to t9, and the light irradiation period is t9 to t1 (time t1 for starting scanning of the first row in the next frame period). Each done. Here, the collective charging performed at times t5 to t9 is performed in order to perform a scanning process in which the influence of feedthrough is removed in the next frame. In other words, it is assumed that collective charging is performed in the previous frame period before the scan processing at time t1 to t5 is performed. However, in the following description, for convenience of explanation, it is assumed that the operation starts from the collective charging period (time t6).

次に、時間ｔ７で、基準電圧電源１５４の電圧がＶｒｅｆからＶ１に変更されると、それに伴いＴＦＴドレインの電圧、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶ１になる。 Next, when the voltage of the reference voltage power source 154 is changed from Vref to V1 at time t7, the voltage of the TFT drain, the output of the integrating amplifier 123, the output of the low-pass filter 124, and the output of the amplification amplifier 125 are also changed to V1. Become.

次に、時間ｔ８で、センサ基板１００上の全ての画素におけるＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。また、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込む。これにより、ＴＦＴドレイン電圧はＷ２だけ下降する。この時、全ての補助容量１０４は電圧Ｖ１＋Ｗ２により電荷が充電（一括充電）されている。 Next, at time t8, the TFTs 105 in all the pixels on the sensor substrate 100 are turned off. As a result, the charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to the feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the source S of the TFT 105, but the integrating amplifier 123 flows in because it is in the reset state. The incoming charge disappears. Further, electric charges (electrons) flow into the auxiliary capacitor 104 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate and the drain D of the TFT 105. As a result, the TFT drain voltage drops by W2. At this time, all the auxiliary capacitors 104 are charged (collectively charged) by the voltage V1 + W2.

次に、時間ｔ９で基準電圧電源１５４の電圧がＶ１からＶｒｅｆに変更されると、それに伴って、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。 Next, when the voltage of the reference voltage power supply 154 is changed from V1 to Vref at time t9, the output of the integrating amplifier 123, the output of the low-pass filter 124, and the output of the amplification amplifier 125 also become Vref accordingly.

(2) 光照射期間
次に、時間ｔ９から次のフレーム期間において１行目のゲートラインに対するスキャンを開始する時間ｔ１までを光照射期間とし、該光照射期間に光が照射された光電変換素子１０３では、発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない。図６では、一括充電期間の時間ｔ９からスキャン期間の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。 (2) Light Irradiation Period Next, a photoelectric conversion element in which light is irradiated from the time t9 to a time t1 at which scanning for the gate line of the first row starts in the next frame period is irradiated with light during the light irradiation period. At 103, the generated electrons flow into the auxiliary capacitor 104, and the TFT drain voltage decreases accordingly. Further, since no photoelectric current is generated in the photoelectric conversion element 103 that is not irradiated with light, the charge of the auxiliary capacitor 104 is held and the TFT drain voltage does not change. In FIG. 6, the change in the case where the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light between the time t 9 in the batch charging period and the time t 2 in the scan period is indicated by a broken line, and the change in the case where the photoelectric conversion element 103 is not irradiated with light. Is shown by a solid line.

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、一括充電期間で補助容量１０４に注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図６の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図６の破線の波形となる。この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力にはＷ３（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ３×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。 At this time, if the charge amount of holes of the feedthrough signal component is equal to the charge amount of electrons injected into the auxiliary capacitor 104 in the batch charge period, the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light at time t3. In the non-pixel, since there is no photoelectric conversion charge, the output of the integrating amplifier 123 is Vref (solid line waveform in FIG. 6), and in the pixel where the photoelectric conversion element 103 is irradiated with light, electrons generated by the photoelectric conversion are generated. The waveform of the broken line in FIG. There is a difference of W3 (at time t3) between the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has been exposed to light and the output of the integration amplifier 123 of the pixel that has not received light. This difference finally becomes the value W3 × G at the output of the amplification amplifier 125, and this value is sampled and held at time t3. This sampled and held value is the difference between the detection values of the pixel irradiated with light and the pixel not irradiated with light.

次に、時間ｔ５で、ゲート駆動信号をオフとし、ＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴドレイン電圧はＷ２だけ下降する。 Next, at time t5, the gate drive signal is turned off and the TFT 105 is turned off. As a result, charge (electrons) flows into the feedback capacitor 130 of the integrating amplifier 123 due to a feedthrough phenomenon caused mainly by the parasitic capacitance between the gate G and the source S of the TFT 105, but the integrating amplifier 123 flows in because it is in a reset state. The charge that came in disappears. On the other hand, due to the feedthrough phenomenon due to the parasitic capacitance mainly between the gate G and the drain D of the TFT 105, charges (electrons) flow into the auxiliary capacitance 104 and the TFT drain voltage decreases by W2.

上述の実施の形態３または４にて説明したように、フレームの最後に全フレームの補助容量１０４を一括して充電する駆動方法では、１フレームで１回の充電で良いので、ゲートライン毎に行う充電（実施の形態１または２の駆動方法）に比べて、充電に掛かる時間を短くできる。但し、パネル内の補助容量１０４を一括駆動できるような専用の駆動を行う、または専用のゲートドライバを起こす必要がある。尚、実施の形態１または２の駆動方法は、ライン毎に充電期間が必要になり、充電に時間が掛かるが、表示用パネルに用いられているゲートドライバをそのまま使い、表示の駆動に近い駆動を行うことができるため、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れるといったメリットはある。 As described in the above-described third or fourth embodiment, in the driving method in which the auxiliary capacitors 104 of all the frames are charged at the end of the frame, charging can be performed once in one frame. Compared with the charging performed (the driving method of Embodiment 1 or 2), the time required for charging can be shortened. However, it is necessary to perform a dedicated drive that can collectively drive the auxiliary capacitors 104 in the panel or to generate a dedicated gate driver. In the driving method of the first or second embodiment, a charging period is required for each line and charging takes time, but the gate driver used in the display panel is used as it is, and driving close to display driving is performed. Therefore, there is an advantage that the cost as a sensor TFT panel can be reduced.

全てのゲート駆動信号をオンさせる方法を、図１１のゲートドライバの回路図及び図１２のタイミング図を用いて説明する。図１１はゲートドライバの概略回路図である。図１１では、２５６出力構成のゲートドライバを示す。より多くのゲート線の駆動を行う場合には、複数のゲートドライバをカスケード接続し駆動することができる。 A method of turning on all gate drive signals will be described with reference to the circuit diagram of the gate driver in FIG. 11 and the timing diagram in FIG. FIG. 11 is a schematic circuit diagram of the gate driver. FIG. 11 shows a gate driver having a 256 output configuration. When driving more gate lines, a plurality of gate drivers can be connected in cascade.

図１１中のシフトレジスタ部には、Ｄ−ＴＹＰＥのフリップフロップを用いているが、他のタイプのフリップフロップを用いても良い。ＯＥ端子（ローアクティブ）はゲートドライバ出力（ＯＧ１〜ＯＧ２５６）の出力制御を行い、ＯＥ端子がハイの場合には、全出力はローレベルに保たれる。ゲートドライバの全ての出力線を同時にオンするには図１２（ａ）に示す方式と図１２（ｂ）に示す方式とがある。 Although the D-TYPE flip-flop is used for the shift register portion in FIG. 11, other types of flip-flops may be used. The OE terminal (low active) controls the output of the gate driver outputs (OG1 to OG256). When the OE terminal is high, all outputs are kept at a low level. There are a method shown in FIG. 12A and a method shown in FIG. 12B for simultaneously turning on all the output lines of the gate driver.

図１２（ａ）に示す方式は、スタートパルス（ＳＴＰＬ）及びシフトクロック（ＣＬＯＣＫ）を入力し、全ての出力を同時に駆動する方法で、期間ｔ１〜ｔ４で全てのシフトレジスタの出力（ＯＧ１ｉ〜ＯＧ２５６Ｉ）がオンするので、期間ｔ２からｔ３のＯＥ入力により、出力端子（ＯＧ１〜ＯＧ２５６）へ出力する。この方式では図１１のフリップフロップ端子のＰＲＥＳＥＴ端子を省くことができるので、シフトレジスタの回路構成が簡単になる。 The method shown in FIG. 12A is a method in which a start pulse (STPL) and a shift clock (CLOCK) are input and all outputs are driven simultaneously, and outputs (OG1i to OG256I) of all shift registers in a period t1 to t4. ) Is turned on, and is output to the output terminals (OG1 to OG256) by the OE input during the period t2 to t3. In this method, since the PRESET terminal of the flip-flop terminal in FIG. 11 can be omitted, the circuit configuration of the shift register is simplified.

図１２（ｂ）に示す方式は、シフトレジスタのＰＲＥＳＥＴ端子をオンすることにより期間ｔ５〜ｔ８でのシフトレジスタの出力（ＯＧ１ｉ〜ＯＧ２５６Ｉ）がオンするので、期間ｔ６らｔ７のＯＥ入力により、出力端子（ＯＧ１〜ＯＧ２５６）へ出力する。この方式では、ＣＬＯＣＫによる制御がないので、全ての出力をオンするのに要する時間を図１２（ａ）の方式に比べて短くすることができる。 In the method shown in FIG. 12B, since the shift register outputs (OG1i to OG256I) are turned on in the period t5 to t8 by turning on the PRESET terminal of the shift register, the output is performed by the OE input in the period t6 to t7. Output to the terminals (OG1 to OG256). In this method, since there is no control by CLOCK, the time required to turn on all outputs can be shortened compared to the method of FIG.

また、ＯＥ端子を使わない駆動として、図１３のような駆動もある。この駆動では、図５のｔ７のタイミングがｔ１に相当し、図５のｔ８のタイミングがｔ２〜ｔ２５７に相当し、図５のｔ９のタイミングがｔ２５８に相当する。この駆動により図５の駆動と同じ効果が得られる。 Further, as driving without using the OE terminal, there is driving as shown in FIG. In this drive, the timing at t7 in FIG. 5 corresponds to t1, the timing at t8 in FIG. 5 corresponds to t2 to t257, and the timing at t9 in FIG. 5 corresponds to t258. This driving provides the same effect as the driving of FIG.

また、ＯＥ端子を使わない駆動として、図１４のような駆動もある。この駆動では、図６のｔ７のタイミングがｔ１に相当し、図６のｔ８のタイミングがｔ２〜ｔ２５７に相当し、図６のｔ９のタイミングがｔ２５８に相当する。この駆動により図６の駆動と同じ効果が得られる。 Further, as driving without using the OE terminal, there is driving as shown in FIG. In this drive, the timing at t7 in FIG. 6 corresponds to t1, the timing at t8 in FIG. 6 corresponds to t2 to t257, and the timing at t9 in FIG. 6 corresponds to t258. This driving provides the same effect as the driving of FIG.

本発明の一実施形態を示すものであり、実施の形態１に係る光電変換装置の１画素分の要部構成を示す回路図である。1, showing an embodiment of the present invention, is a circuit diagram illustrating a main part configuration of one pixel of a photoelectric conversion device according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。3 is a timing chart illustrating an operation of the photoelectric conversion apparatus according to Embodiment 1. 実施の形態２に係る光電変換装置の１画素分の要部構成を示す回路図である。6 is a circuit diagram illustrating a configuration of a main part of one pixel of a photoelectric conversion device according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態２に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。6 is a timing chart illustrating an operation of the photoelectric conversion device according to the second embodiment. 実施の形態３に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。10 is a timing chart illustrating the operation of the photoelectric conversion apparatus according to Embodiment 3. 実施の形態４に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。10 is a timing chart illustrating an operation of the photoelectric conversion apparatus according to the fourth embodiment. 光電変換装置の透視図である。It is a perspective view of a photoelectric conversion apparatus. 光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of a photoelectric conversion apparatus. 従来の光電変換装置の１画素分の要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure for 1 pixel of the conventional photoelectric conversion apparatus. 従来の光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the conventional photoelectric conversion apparatus. 全てのゲート駆動信号をオンさせるためのゲートドライバを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the gate driver for turning on all the gate drive signals. 図１２（ａ），（ｂ）は、上記ゲートドライバにおける駆動方式の例を示すタイミングチャートである。12A and 12B are timing charts showing an example of a driving method in the gate driver. 上記ゲートドライバにおける駆動方式の例を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the example of the drive system in the said gate driver. 上記ゲートドライバにおける駆動方式の例を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the example of the drive system in the said gate driver.

Explanation of symbols

１００センサ基板（基板）
１０１ゲートライン
１０２データライン
１０３光電変換素子
１０４補助容量
１０５ＴＦＴ（薄膜トランジスタ）
１２３積分アンプ（検出アンプ）
１２５増幅アンプ（検出アンプ）
１５２基準電圧電源
１５３ＣＳ電極駆動電圧電源
１５４基準電圧電源 100 Sensor substrate (substrate)
101 Gate Line 102 Data Line 103 Photoelectric Conversion Element 104 Auxiliary Capacitor 105 TFT (Thin Film Transistor)
123 Integration amplifier (detection amplifier)
125 Amplification amplifier (detection amplifier)
152 Reference voltage power supply 153 CS electrode drive voltage power supply 154 Reference voltage power supply

Claims

In each pixel arranged on the substrate, a photoelectric conversion element that generates a charge according to the amount of received light, an auxiliary capacitor that stores the charge generated by the photoelectric conversion element, and a charge that is stored in the auxiliary capacitor are read out. In a photoelectric conversion device provided with a thin film transistor serving as a switch at the time,
In order to cancel the feedthrough signal component generated during the switching operation of the thin film transistor, the charge having the same magnitude and the reverse polarity as the feedthrough signal component is read before the charge is read from the auxiliary capacitor. A photoelectric conversion device in which a capacitor is charged in advance.

The auxiliary capacitor is charged in advance by applying a voltage to an electrode on the side opposite to the electrode connected to the drain electrode of the thin film transistor among the electrodes constituting the auxiliary capacitor. The photoelectric conversion device according to claim 1.

2. The photoelectric conversion device according to claim 1, wherein the auxiliary capacitor is charged in advance by applying a voltage to a source electrode of the thin film transistor.

The photoelectric conversion apparatus according to claim 2 or 3, wherein the charge performed in advance for the auxiliary capacity is collectively performed for the auxiliary capacity for each gate line.

The photoelectric conversion device according to claim 2, wherein the charging performed in advance for the auxiliary capacitor is performed collectively for all the auxiliary capacitors on the substrate.

By adjusting the voltage to be applied to the auxiliary capacitor at the time of charging in advance, the amount of the detected charge read from the auxiliary capacitor falls within the input range of the detection amplifier that amplifies and outputs the detected charge. The photoelectric conversion device according to claim 2, wherein the photoelectric conversion device is configured as described above.

A detection amplifier that amplifies and outputs the detection charge read from the auxiliary capacitor;
2. The photoelectric conversion device according to claim 1, wherein an output of the detection amplifier is sampled as image data during an on period of the thin film transistor.