JP4360714B2 - 受信装置および通信機器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ：符号分割多元接続）方式の携帯電話機等に適用される受信装置および通信機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、通信機器として、携帯電話機の需要が増加している。携帯電話機の方式は、当初、アナログ方式のものが開発されてきたが、最近では、デジタル方式の研究開発も行われている。なお、デジタル方式には、例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ：時間分割多元接続）方式やＣＤＭＡ方式等、種々のものがある。
【０００３】
図１４は、一般的な携帯電話機の高周波段の回路構成例を示している。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１００Ｔと、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路１００Ｒと、送信系回路１００Ｔに対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路１００Ｒにおいて処理された受信信号が入力されるモデム１０１と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ１０７と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ１０８とを備えている。
【０００４】
送信系回路１００Ｔは、モデム１０１から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４相位相シフト）変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１０２と、ＩＦ送信信号を増幅するための送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１０３と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１２１からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１０４と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１０５と、バンドパスフィルタ１０５から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ１０７に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１０６とを備えている。
【０００５】
受信系回路１００Ｒは、デュプレクサ１０７を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０９と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１１０と、ＲＦ受信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ１１１と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ１１３と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を増幅するための受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１１４と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路１１５とを備えている。
【０００６】
モデム１０１は、入力された受信信号の強度（受信強度）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）１１６と、受信強度と強度基準データＤ１０１とを比較し、その差分を示す信号を出力する比較回路１１７と、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御するための送信出力補正回路１１９とを備えている。
【０００７】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【０００８】
まず、送信時の動作について説明する。モデム１０１により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１００ＴのＱＰＳＫ変調回路１０２に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１０２は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側可変増幅回路１０３に出力する。次に、送信側可変増幅回路１０３は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１０４に出力する。ミキサ１０４は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１０５に出力する。バンドパスフィルタ１０５は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１０６に出力する。パワーアンプ１０６は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ１０７に出力する。デュプレクサ１０７に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ１０８から空間中に放射される。
【０００９】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ１０８によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ１０７を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路１００Ｒのローノイズアンプ１０９に出力される。ローノイズアンプ１０９は、入力されたＲＦ受信信号を固定利得で増幅し、バンドパスフィルタ１１０に出力する。バンドパスフィルタ１１０は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ１１１に出力する。ミキサ１１１は、ＲＦ受信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２とＦＭ用バンドパスフィルタ１１３とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２およびＦＭ用バンドパスフィルタ１１３は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２およびＦＭ用バンドパスフィルタ１１３によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側可変増幅回路１１４に選択的に出力される。受信側可変増幅回路１１４は、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路１１５に出力する。ＱＰＳＫ復調回路１１５は、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム１０１に出力する。
【００１０】
モデム１０１内に入力された受信信号は、受信信号強度検出回路１１６によってその受信強度が検出される。受信信号強度検出回路１１６によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路１１７に出力される。比較回路１１７は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１０１とを比較し、その差分を示す信号を図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路を介して受信側可変増幅回路１１４に出力する。また、比較回路１１７からの差分を示す信号は、送信出力補正回路１１９にも出力される。図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路は、比較回路１１７からの差分が「０」になるように、すなわち受信信号強度検出回路１１６の出力が強度基準データＤ１０１と一致するように受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを出力して受信側可変増幅回路１１４の利得を制御する。
【００１１】
また、送信出力補正回路１１９は、比較回路１１７から入力された差分を示す信号と送信出力補正データＤ１０２とに基づいて、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１０２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路１１９による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１０２に応じた制御がなされるように送信側可変増幅回路１０３に送信側ＡＧＣ電圧ＶTX-AGCを出力することにより行われる。
【００１２】
このように、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信信号の信号レベルに応じて、受信側可変増幅回路１１４の利得を制御すると共に、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御する。これにより、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させ、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信の維持を行う。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述のように、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させて、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信を維持するため、受信系回路１００Ｒの高周波段には、他の方式、例えば、ＴＤＭＡ方式と比較して、線形性の良い回路（ひずみが発生し難い回路）を用いる必要がある。すなわち、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させるためには、送信側可変増幅回路１０３および受信側可変増幅回路１１４を連動して動作させる必要があるが、このためには、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、各増幅回路に入力されるＡＧＣ電圧ＶRX-AGC，ＶTX-AGCの値と、各増幅回路における利得との間に優れた直線性の関係があることが必要とされる。
【００１４】
しかしながら、従来の回路では、以下で説明するように、妨害電波等の通信環境の影響により、上述の各増幅回路等における直線性の関係が崩れてしまう問題がある。
【００１５】
図１５は、受信系回路１００Ｒにおける「相互変調スプリアス妨害」と呼ばれるものについて説明するための図である。一般に、高周波回路における不必要で有害な周波数成分は、スプリアス（spurious）と呼ばれている。例えば、高周波増幅器に周波数の異なる２つ以上の信号を入力した場合、入力した信号相互間で相互変調を起こし、増幅器の出力にスプリアス信号が発生する。
【００１６】
例えば、同図に示したように、受信系回路１００Ｒにおいて、受信信号ＳRXとして、信号帯域がそれぞれＷRX（例えば１．２３ＭＨｚ）の複数チャンネルの信号を受信している場合に、２つの妨害信号２０１，２０２が存在したとする。図の例では、２つの妨害信号２０１，２０２は、１つの受信信号ＳRXの中心周波数から、それぞれ９００ｋＨｚ，１７００ｋＨｚだけ周波数が離れている。このような２つの妨害信号２０１，２０２がある場合、２つの妨害信号２０１，２０２の相互変調により、各妨害信号の両側に２つのスプリアス信号２０３，２０４が発生する。この２つのスプリアス信号２０３，２０４は、それぞれ２つの妨害信号２０１，２０２に対して、２つの妨害信号２０１，２０２同士の周波数間隔（図の例では、８００ｋＨｚ）だけ離れた位置に発生する。例えば、このように発生したスプリアス信号２０３，２０４のうちの一つ（図の例では、スプリアス信号２０３）が、受信信号ＳRXの帯域内に落ち込んで、受信感度を低下させる。このような現象が、相互変調スプリアス妨害であり、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の３次ひずみ特性（通常、「ＩＭ（Intermodulation ）３特性」という。）に起因して発生する。
【００１７】
図１６は、受信系回路１００Ｒにおける「シングルトーン感度抑圧」と呼ばれる信号妨害について説明するための図である。この妨害の一例としては、同図に示したように、１つの妨害信号２０１によって、ミキサ１１１に入力される局部発振器１２１のフェーズノイズ成分２０５が、受信信号ＳRXの信号帯域内に落ち込んで受信感度を低下させるというものがある。また、この妨害の他の例としては、同図に示したように、１つの妨害信号２０１によって、能動回路で受信信号ＳRXが飽和し、信号レベルおよび信号の位相に誤差を与えるというものがある。同図においては、信号ＳRX′が受信信号ＳRXの飽和した状態を示している。これらの現象が、シングルトーン感度抑圧と呼ばれる信号妨害であり、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の出力飽和特性（通常、出力コンプレッション・ポイントと呼ばれる。）と２次ひずみ特性とに起因して発生する。
【００１８】
図１７は、送信信号による受信系の感度抑圧と呼ばれる信号妨害について説明するための図である。この妨害は、同図に示したように、送信信号ＳTXと１つの妨害信号２０１とによって発生する信号２０６，２０７が、受信信号ＳRXの帯域内に落ち込んで、受信感度を低下させるというものである。同図においては、送信信号ＳTXと１つの妨害信号２０１とによって、妨害信号２０１の両側に２つの信号２０６，２０７が発生し、このうちの１つの信号２０６が受信信号ＳRXの信号帯域内に落ち込んでいる。この信号妨害は、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の３次ひずみ特性の中の１つであるクロスモジュレーション特性と呼ばれるものに起因して発生する。
【００１９】
以上説明したことから分かるように、例えば、受信系回路１００Ｒで受信信号が飽和すると、比較回路１１７の出力信号に誤差が生じ、送信電力に影響を与えるようになるため、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５には、優れた出力飽和特性（出力コンプレッションポイント）が必要とされる。また、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５には、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、妨害信号によって受信感度が悪化しないような優れた３次ひずみ特性が必要とされる。
【００２０】
図１８は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の受信系回路における性能基準（具体的には、米国の「ＩＳ（Interim Standard）−９５」という規格。）を満足するために必要なローノイズアンプ１０９のひずみ特性の一例について示したものである。同図において、縦軸は、入力インタセプト・ポイント（ｄＢｍ）を示し、横軸は、受信信号の信号レベル（ｄＢｍ）を示している。ここで、入力インタセプト・ポイントは、上述の３次ひずみ特性を表現したものである。同図では、ローノイズアンプ１０９のひずみ特性を、妨害信号の有無および送信動作の有無に応じた４つの状態について示している。具体的には、特性曲線２１１は、妨害信号および送信動作が共に有る場合を示し、特性曲線２１２は、妨害信号は有るが送信動作は無い場合を示している。また、特性曲線２１３は、妨害信号は無く送信動作が有る場合を示し、特性曲線２１４は、妨害信号および送信動作が共に無い場合を示している。
【００２１】
なお、ＩＳ−９５によって規定されている、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機における妨害信号によって受信感度が低下するのを防ぐための性能基準は、例えば、以下のようなものである。すなわち、（１）受信信号レベルが−１０１ｄＢｍで１つの妨害信号−３０ｄＢｍ、（２）受信信号レベルが−１０１ｄＢｍで２つの妨害信号−４３ｄＢｍ、（３）受信信号レベルが−９０ｄＢｍで２つの妨害信号−３２ｄＢｍ、（４）受信信号レベルが−７９ｄＢｍで２つの妨害信号−２１ｄＢｍ、の各条件下で感度が通信に充分な値であること、という性能基準がある。
【００２２】
同図から分かるように、ＩＳ−９５の規格を満足するためにローノイズアンプ１０９に必要とされる入力インタセプト・ポイントの値は、受信信号の信号レベル、妨害信号の有無および送信動作の有無によって大きく異なっている。ここで、従来の受信系回路１００Ｒでは、回路を構成する抵抗、コンデンサおよびトランジスタ等の動作電流は、その受信状態に関わらず常に一定に設定されているため、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の入力インタセプト・ポイントの値は、受信状態の中で、最も厳しい条件に設定し、ＩＳ−９５の規格を満足するようにしている。また、他の性能についても同様に動作状態の中で、最も厳しい条件に設定し、ＩＳ−９５の規格を満足するようにしている。例えば、図１８に示した例では、特性曲線２１１で示した入力インタセプト・ポイントを満足するように、ローノイズアンプ１０９内を流れる動作電流が設定される。
【００２３】
ところで、例えば、入力インタセプト・ポイントの値と受信系回路１００Ｒを構成するトランジスタの動作電流との関係について考察すると、一般に、３ｄＢ高い入力インタセプト・ポイントを実現するには、負荷抵抗などの回路条件が同じ場合、トランジスタには２倍の動作電流が必要である。従って、図１８の例では、特性曲線２１４で示した「送信：無、妨害信号：無」である場合に比べて、他の特性曲線で示した「送信：有、妨害信号：無」、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：有」である場合は、入力インタセプト・ポイントが高くなっているため、必要とされる動作電流は多くなる。
【００２４】
一方、一般に、携帯電話機は電池により駆動されるので、消費電流が大きいと電池の消耗が大きくなり、その結果、受信信号を待ち受けている間の時間（待ち受け時間）や通話時間が短くなったり、電池を頻繁に交換しなければならなくなる等の問題が発生する。従って、各部の回路の消費電流は、できるだけ小さいことが望まれる。
【００２５】
しかしながら、上述したように受信系回路１００Ｒにおいて、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、直線性、３次ひずみ特性および出力コンプレッションポイント等がよくなるように回路性能を設定すると、回路内の消費電流が非常に大きくなるという問題があった。
【００２６】
特に、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、送信を行わない場合でも、受信信号のレベルをチェックするために、常時、信号の受信状態（待ち受け状態）で動作しているので、ローノイズアンプ１０９やミキサ１１１内には、ＴＤＭＡ方式の携帯電話機で用いられている回路と比較して、約２倍以上の動作電流が必要になる。また、その他の回路部分も同様に電流が大きくなり、携帯電話機の使用状態でみると、待ち受け時間が非常に短くなるという問題があった。また、例えば、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードで動作する携帯電話機においては、各方式を共通に使用している回路があるが、この共通した回路をＣＤＭＡ方式に最適化して動作させると、ＦＭ方式の動作に対しては過剰な性能となり、必要以上に無駄な電流を消費させてしまうという問題があった。
【００２７】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、例えば、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作状態を変化させることができる受信装置および通信機器を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の受信装置は、通信機器において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路を備えたものである。
また、受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、受信回路で受信された信号のうち、所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、通信要因に基づいて受信回路の動作状態を決定する決定手段とを備えたものである。
【００２９】
この受信装置では、受信回路内の動作電流の大きさが、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させられる。
【００３０】
請求項２記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、回路内の動作電流の大きさを複数の状態に切り換え可能なカレントミラー型の回路を有し、そのカレントミラー型の回路が、トランジスタとトランジスタのコレクタ端子に並列接続された複数の抵抗と前記の抵抗のそれぞれに接続された複数のスイッチとを含むものである。そして、決定手段が、受信回路の動作状態として複数のスイッチのオン／オフ状態を決定する機能を有し、受信回路が、決定手段によって決定された動作状態に基づいて、複数のスイッチのオン／オフ状態を変化させることで回路内の動作電流の大きさを変化させるようにしたものである。
【００３１】
この受信装置では、決定手段によって、通信要因に基づいて、受信回路が変化させるべきスイッチのオン／オフ状態が決定される。また、この決定手段によって決定されたスイッチのオン／オフ状態に基づいて、受信回路の動作電流を変化させる。
【００３２】
請求項３記載の受信装置は、請求項２記載の受信装置において、決定手段が、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態を決定するようにしたものである。
【００３３】
この受信装置では、決定手段によって、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路が変化させるべきスイッチのオン／オフ状態が決定される。
【００３４】
請求項４記載の受信装置は、請求項３記載の受信装置において、関連テーブルを、そのテーブル内容を外部から変更可能に構成したものである。
【００３５】
この受信装置では、関連テーブルのテーブル内容が、例えば、受信回路の回路素子の特性に応じて変更することが可能とされる。
【００３６】
請求項５記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、高周波信号の処理を行う回路を含むようにしたものである。具体的には、受信信号を増幅するローノイズアンプ回路部と、ローノイズアンプ回路部で増幅された受信信号を局部発振信号と混合して中間周波の受信信号に変換するミキサ回路部と、ミキサ回路部から出力された後の受信信号を増幅する利得可変増幅回路部とを有するようにしたものである。そして、ローノイズアンプ回路部、ミキサ回路部および利得可変増幅回路部のそれぞれの回路内の動作電流の大きさを通信要因の変化に応じて変化させるようにしたものである。
【００３９】
請求項６記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、妨害電波の有無以外の通信要因が同一の状態であった場合、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように動作電流の大きさを変化させるようにしたものである。
【００４０】
この受信装置では、受信回路が、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように、動作電流の大きさを変化させる。
【００４１】
請求項７記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路の動作電流を変化させるのに要する時間を、動作電流の変化の違いに応じて変化させるようにしたものである。具体的には、通信要因の変化があってから実際に動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、動作電流を相対的に大きい状態から小さい状態に変化させる場合の方が、動作電流を相対的に小さい状態から大きい状態に変化させる場合よりも長くなるように変化させるようにしたものである。
【００４２】
この受信装置では、動作電流の変化の違いに応じて、受信回路の動作電流を変化させるのに要する時間が適宜変更される。
【００４３】
請求項８記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、通信要因としてさらに、周囲の温度変化を含むようにしたものである。そして、周囲の温度変化に応じて利得可変増幅回路部の利得を補正するようにしたものである。
【００４４】
この受信装置では、受信回路の動作状態を、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに加えて、周囲の温度変化に応じて変化させることが可能とされる。
【００４５】
請求項９記載の通信機器は、送信信号に対する信号処理を行う送信回路と、送信回路において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路とを備えたものである。
【００４６】
この通信機器では、送信回路において、送信信号に対する信号処理が行われると共に、受信回路内の動作電流の大きさが、送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させられる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４８】
図１は、本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の高周波段の構成を示すブロック図である。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１と、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路２と、送信系回路１に対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路２において処理された受信信号が入力されるモデム３と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ４と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ５と、受信系回路２の各部の動作状態を制御するための受信回路制御部６とを備えている。
【００４９】
ここで、送信系回路１および受信系回路２が、それぞれ本発明における「送信回路」および「受信回路」の一具体例に対応する。また、受信系回路２および受信回路制御部６が、本発明における「受信装置」の一具体例に対応する。
【００５０】
送信系回路１は、モデム３から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１１と、ＩＦ送信信号を増幅するための送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１２と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１３と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１４と、バンドパスフィルタ１４から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ４に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１５とを備えている。パワーアンプ１５には、送信コントロール信号ＤTXに応じてオン／オフする切換スイッチ１７が接続されている。
【００５１】
受信系回路２は、デュプレクサ４を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）２１ａを有したローノイズアンプ回路部２１と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ２２と、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ２３ａを有したミキサ回路部２３と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ２５と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を増幅するための受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）２６ａを有した受信側可変増幅回路部２６と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路２７ａを有したＱＰＳＫ復調回路部２７とを備えている。
【００５２】
ローノイズアンプ回路部２１、ミキサ回路部２３、受信側可変増幅回路部２６およびＱＰＳＫ復調回路部２７は、それぞれ、後述する回路設定データＤ１０をラッチするラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂを有している。ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａは、それぞれ、ラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂによってラッチされた回路設定データＤ１０に基づいて、電気的な性能（動作状態）を変更可能に構成されている。
【００５３】
モデム３は、ＱＰＳＫ復調回路２７ａから入力された受信信号の所定周波数帯域の信号Ｄ２を通過させるローパスフィルタ３１と、ローパスフィルタ３１よりも広い帯域の信号Ｄ３を通過させる広帯域ローパスフィルタ３２と、入力された受信信号の強度（信号レベル）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）３３と、受信強度と強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号Ｄ１を出力する比較回路３４と、送信側可変増幅回路１２の利得を制御するための送信出力補正回路３５と、送信コントロール信号ＤTXに応じてベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調回路１１に出力するか否かを切り換える切換スイッチ３６とを備えている。
【００５４】
ローパスフィルタ３１の信号通過帯域は、通信に必要とされる受信信号のみを選択するような帯域に設定されており、例えば、北米仕様のＣＤＭＡ方式では、カットオフ周波数が６１５ｋＨｚに設定されている。広帯域ローパスフィルタ３２の信号通過帯域は、ローパスフィルタ３１よりも広く設定されており、例えば、カットオフ周波数が２．５ＭＨｚに設定されている。ローパスフィルタ３１および広帯域ローパスフィルタ３２の信号通過帯域を上記のように設定することで、９００ｋＨｚオフセットおよび１．７ＭＨｚオフセットの妨害信号は広帯域ローパスフィルタ３２を通過するが、ローパスフィルタ３１を通過しない。従って、広域帯ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３の信号レベルが、ローパスフィルタ３１を通過した信号Ｄ２の信号レベルより大きく、そして、ある基準値以上の場合、妨害信号が受信系回路２に入力されたことを意味することになる。後述する回路設定テーブル６１からは、信号Ｄ２，Ｄ３によって示される妨害電波の有無に応じた回路設定データＤ１０が出力される。
【００５５】
送信コントロール信号ＤTXは、送信系回路１における送信動作の有無を決定している信号であり、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、例えば、信号値が「０」であるときに送信動作がオフであることを示し、信号値が「１」であるときに送信動作がオンであることを示している。但し、「０」である場合をオンにし、「１」である場合をオフに設定するようにしてもよい。この送信コントロール信号ＤTXは、切換スイッチ１７，３６および受信回路制御部６に入力される。送信コントロール信号ＤTXは、モデム３内で生成され、例えば、パワーアンプ１５をオン／オフするのに用いられる。
【００５６】
モード切換信号ＤFMは、携帯電話機をＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のいずれのモードで動作させるのかを制御するための信号であり、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、例えば、信号値が「０」であるときにＦＭ方式のモードであることを示し、信号値が「１」であるときにＣＤＭＡ方式のモードであることを示している。但し、「０」である場合をＣＤＭＡ方式のモードにし、「１」である場合をＦＭ方式のモードに設定するようにしてもよい。このモード切換信号ＤFMは、モデム３内で生成され、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５の次段に設置されたモード切換スイッチと、受信回路制御部６とに入力されるようになっている。
【００５７】
なお、比較回路３４からの信号Ｄ１、ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２および広帯域ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３は、デジタル処理できるように、図示しないアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器によりＡ／Ｄ変換され、デジタル信号になっている。受信回路制御部６には、デジタル信号に変換された信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が入力される。
【００５８】
受信回路制御部６は、送信動作の有無等の「通信要因」に応じて、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を個々に制御することが可能になっている。この受信回路制御部６は、回路設定テーブル６１と、利得補正テーブル６２と、加算回路６３とを備えている。受信回路制御部６は、例えば、ワンチップ化されたＩＣ（集積回路）によって構成される。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２は、受信系回路２の各部の変化させるべき動作状態を決定するためのものであり、そのテーブル内容は、外部から変更可能に構成されている。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、受信系回路２を構成する各デバイスの特性のばらつきに応じて変更することが可能である。但し、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を、一定の内容に固定するようにしてもよい。また、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２は、ＦＭ方式用およびＣＤＭＡ方式用で別々のテーブルで構成することが望ましい。
【００５９】
ここで、受信回路制御部６が、本発明における「決定手段」の一具体例に対応する。また、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２が、本発明における「関連テーブル」の一具体例に対応する。なお、本実施の形態において、「通信要因」とは、例えば、送信動作の有無、妨害電波の有無または受信信号の信号レベル等のことをいう。また、本実施の形態における「通信要因」には、周囲の温度等の要因も含まれる。
【００６０】
回路設定テーブル６１は、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因と受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態とを関連付けるために設けられたものであり、通信要因を示す各種の信号が入力されるようになっている。通信要因を示す信号には、信号Ｄ１，Ｄ２、Ｄ３、モード切換信号ＤFMおよび送信コントロール信号ＤTXが含まれる。この回路設定テーブル６１においては、例えば、モード切換信号ＤFMが入力されると、モード切換信号ＤFMで表されるモードに応じたテーブルが選択されるようになっている。また、回路設定テーブル６１からは、例えば、送信コントロール信号ＤTXによって表される送信動作の有無に応じて、ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの各回路に流れる電流が最適化されるような回路設定データＤ１０が決定され、各回路に出力されるようになっている。
【００６１】
利得補正テーブル６２は、受信側可変増幅回路２６ａの利得補正をするためのものであり、温度センサ６４からの温度データおよび回路設定テーブル６１からの回路設定データＤ１０が入力されるようになっている。利得補正テーブル６２は、回路設定テーブル６１から入力された回路設定データＤ１０と同期して、利得補正値を出力するようになっている。また、利得補正テーブル６２は、温度に対する利得補正を行うために、温度センサ６４から入力された回路周囲の温度を表す温度データに応じた利得補正値を出力するようになっている。加算回路６３は、利得補正テーブル６２から出力された利得補正値と比較回路３４からの出力信号Ｄ１とを加算した受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを、受信側可変増幅回路２６ａに出力するようになっている。なお、利得補正テーブル６２の具体例については、後に図面を用いて説明する。
【００６２】
ここで、本実施の形態に係る携帯電話機は、実質的な通信の有無に関わらず、受信信号の信号レベルの検出を行うために常時動作状態にある。このとき、受信系回路２は、受信回路制御部６の制御に基づいて、受信信号の信号レベル等に応じて各部の動作状態が消費電流が少なくなるように変化するようになっている。なお、ここでいう「実質的な通信」とは、通話を伴う通信のことをいう。また、本実施の形態において、「受信信号」には、着信を伴わない単なる信号レベルのチェック用の信号も含まれるものとする。
【００６３】
図２は、受信系回路２の各部に入力される回路設定データＤ１０のデータ構造の一例を示す図である。回路設定データＤ１０は、例えば、アドレスを有するシリアルデータであり、例えば、１ビットずつ送信される。この回路設定データＤ１０は、ローノイズアンプ２１ａ用のデータＤLNA と、ミキサ２３ａ用のデータＤMIX と、受信側可変増幅回路２６ａ用のデータＤAGC と、ＱＰＳＫ復調回路２７ａ用のデータＤQPSKとを有している。各データＤLNA ，ＤMIX ，ＤAGC ，ＤQPSKは、アドレス情報を示すアドレス部分Ｄａｄｄと、実質的なデータを示す設定データ部分Ｄｄａｔａとを含んでいる。同図に示した例では、「０００１」，「００１０」，「００１１」，「０１００」のアドレスが、それぞれ、ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａのアドレスに対応している。なお、設定データ部分Ｄｄａｔａの具体例は、後に詳述する。
【００６４】
ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａは、それぞれ固有のアドレスを有しており、自身のアドレスと回路設定データＤ１０のアドレス部分Ｄａｄｄで示されたアドレスとが一致した場合に、ラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂを介して、自身の回路用の回路設定データＤ１０を取り込むようになっている。
【００６５】
図３は、ローノイズアンプ２１ａの構成例を示す回路図である。この図に示したローノイズアンプ２１ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，Ｒ５と、スイッチ部ＳＷ１と、トランジスタＴ１，Ｔ２と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、ＳＡＷ（Surface Acoustic Waves：表面弾性波）フィルタＦ１とを備えている。この図に示したローノイズアンプ２１ａには、入力端子７２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。また、この図に示したローノイズアンプ２１ａには、入力端子７１を介して入力信号ＬＮＡINが入力され、出力端子７３を介して出力信号ＬＮＡOUT が出力される。スイッチ部ＳＷ１は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 を備えている。スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、例えば、ＣＭＯＳ（Metal-Oxide Semiconductor ）トランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。
【００６６】
スイッチ部ＳＷ１のスイッチＳ0 〜Ｓ3 は、それぞれ並列的に配置されている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ0 〜Ｓ3 に接続されている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３の他端は、トランジスタＴ２のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ２のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ２のベース端子は、抵抗Ｒ５の一端に接続されている。抵抗Ｒ５の他端は、入力端子７１およびトランジスタＴ１のベース端子に接続されている。トランジスタＴ１のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ１のコレクタ端子は、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は、入力端子７２に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、ＳＡＷフィルタＦ１の入力側に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ１の出力側は、出力端子７３に接続されている。
【００６７】
インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は、トランジスタＴ１のバイアスおよびインピーダンス・マッチング用に設けられたものである。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、カレントミラータイプのバイアス回路を構成している。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって構成されるカレントミラー回路の作用により、トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃは、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した値となっている。
【００６８】
抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／２の値に設定されている。また、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／４の値に設定されている。更に、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／８の値に設定されている。なお、各抵抗の設定値は、ここで挙げたものに限定されるものではなく、他の値に設定してもよい。スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、回路設定データＤ１０により、オンまたはオフの状態にされる。この図に示したローノイズアンプ２１ａにおいては、トランジスタＴ２に流れる電流は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態に応じて変化し、更に、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流がトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとして流れるようになっている。
【００６９】
図４は、図３に示したローノイズアンプ２１ａにおけるスイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態とトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとの関係例を示している。同図において、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態は、図２に示した回路設定データＤ１０の設定データ部分Ｄｄａｔａによって決定されている。例えば、回路設定データＤ１０のスイッチＳ0 〜Ｓ3 に相当する設定データ部分が「０」である場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、オフとなる。また、設定データ部分が「１」である場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、オフとなる。但し、「０」である場合をオンにし、「１」である場合をオフに設定するようにしてもよい。同図から、例えば、スイッチＳ0 のみがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝０，０，０，１）には、値Ｉ0 の電流が流れることが分かる。また、この場合と比較して、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）には、値Ｉ0 の電流の１５倍の電流が流れることが分かる。なお、一般に、高周波トランジスタの動作は、電流に比例して、ひずみの性能（ここでは３次ひずみのインタセプト・ポイント）がよくなる。
【００７０】
図５は、ローノイズアンプ２１ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容の一例を示す図である。回路設定テーブル６１には、送信のオン／オフ（送信動作の有無）、妨害信号の有無および受信信号の信号レベルに応じたスイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、同図に示したように、それぞれ関連付けられて記憶されている。
【００７１】
ここで、同図のテーブルにおいて、「ＴＸ」は、送信コントロール信号ＤTXに相当し、送信動作の有無を示している。例えば、「ＴＸ」が「０」であるときに送信動作が無い状態であることを示し、「ＴＸ」が「１」であるときに送信動作が有る状態であることを示している。また、同図のテーブルにおいて、「ＵＤＳ」は、妨害信号（Undesired Signal）の有無を示している。例えば、「ＵＤＳ」が「０」であるときに妨害信号が無い状態を示し、「ＵＤＳ」が「１」であるときに送信動作が有る状態であることを示している。妨害信号の有無は、上述したように、広域帯ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３の信号レベルと、ローパスフィルタ３１を通過した信号Ｄ２の信号レベルとを比較することにより知ることができる。
【００７２】
また、同図のテーブルにおいて、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、ローノイズアンプ２１ａに送信される実質的な設定データＤｄａｔａとして、４つのビット（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ）によって表されている。同図のテーブルでは、「０」がスイッチＳ0 〜Ｓ3 の「オフ」状態を示し、「１」がスイッチＳ0 〜Ｓ3 の「オン」状態を示している。また、同図のテーブルでは、ローノイズアンプ２１ａ内の動作電流（トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃ）の増幅率（Ｉｃ／Ｉ0 ）を同時に示している。但し、図に示した増幅率は、説明を分かりやすくするために図示したものであり、実際に回路設定テーブル６１のテーブル内容に含める必要はない。
【００７３】
同図のテーブルでは、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）および「送信：有、妨害信号：無」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のほぼ全てをオンに近い状態に設定し、トランジスタＴ１の動作電流が大きくなるようにしている。これは、既に「発明が解決しようとする課題」の項において図１８を参照して説明したように、「送信：有、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：無」の場合には、高い入力インタセプト・ポイントが必要とされるためである。
【００７４】
また、同図のテーブルでは、「送信：無、妨害信号：有」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：１）および「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態となるように設定し、トランジスタＴ１の動作電流が小さくなるようにしている。これは、既に図１８を参照して説明したように、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：無、妨害信号：無」の場合には、それほど高い入力インタセプト・ポイントは必要とされないためである。携帯電話機では、待ち受け時間の大半が送信オフの状態であるため、図５に示したようなテーブル設定にすると、ローノイズアンプ２１ａにおける待ち受け時間の動作電流が低減でき、待ち受け時間を長くすることができる。
【００７５】
図６は、利得補正テーブル６２のテーブル内容の一例を示す図である。この図に示したテーブル内容は、ローノイズアンプ２１ａに対する回路設定テーブル６１と温度センサ６４からの温度データとを関連付けたものである。この図に示したテーブルでは、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）の方が、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態のときよりも利得補正値が低くなるように設定されている。また、この図に示したテーブルでは、例えば、温度が高い場合の方が、温度が低い場合よりも、利得補正値が高くなるように設定されている。利得補正テーブル６２は、このようなテーブル内容によって決定された利得補正値を加算回路６３に出力するようになっている。加算回路６３に出力された利得補正値は、比較回路３４からの出力信号Ｄ１に加算され、受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCとして受信側可変増幅回路２６ａに出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御されるようになっている。
【００７６】
なお、以上で説明した図５および図６に示したテーブル内容は、ＣＤＭＡ方式で動作させる場合におけるテーブルであり、同様なテーブルは、ＦＭモード用としても記憶されている。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２において、いずれのモードのテーブルを使用するかは、モード切換信号ＤFMによって選択される。例えば、ＦＭモードでは、信号がリミッタされても、通信品質を悪化させないので、ローノイズアンプ２１ａ等の電流はＣＤＭＡ方式に比べて小さくてもよい。ＦＭモードでは、例えば、このような条件を加味したテーブル内容が設定される。
【００７７】
図７および図８は、ローノイズアンプ２１ａにおける動作状態の切り換え時間について説明するための図である。受信状態の変化に対して、単純に回路変更を行うと、一般に、回路が発振したような動作をするという問題がある。そこで、本実施の形態では、この問題を解決するために、動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させるようにしている。より具体的には、相対的に性能を向上させるとき（相対的に電流を多く流すような動作状態にするとき）には、短時間に回路状態を変更し、逆に、相対的に性能を低下させるとき（相対的に電流を少なく流すような動作状態にするとき）には、性能を向上させるときの時間より、例えば、１０〜１０００倍の時間で動作状態の変更を行うようになっている。
【００７８】
ここで、図７に示した例では、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態から「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態に変化させるときにおける回路の動作切換時間を「１」としている。これに対し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態から「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態に変化させるときには、動作の切換時間を１００倍に設定している。
【００７９】
また、図８に示した例では、時間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４において、妨害電波の有無等の通信要因の変化が生じ、その通信要因の変化時からどの程度の時間が経ったときに実際に動作状態を変化させるのかをタイムチャートで図示したものである。同図に示したように、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間を期間ＴUPで示し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間を期間ＴDOWNで示している。同図に示したように、期間ＴUP＜期間ＴDOWNに設定され、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間の方がより時間を掛けて動作状態の変更を行っている。
【００８０】
図９は、ミキサ２３ａの構成例を示す回路図である。この図に示したミキサ２３ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１MIX と、トランジスタＴ２１〜Ｔ３１と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５および抵抗Ｒ２７〜Ｒ３２とを備えている。なお、この図に示した構成のミキサ２３ａは、一般にギルバート・ミキサと呼ばれている（ギルバートはこのミキサ方式の開発者の名前）。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１MIX の構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａの抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。
【００８１】
このミキサ２３ａには、入力端子７６，７７を介してＲＦ信号ＲＦINが入力されるようになっている。また、ミキサ２３ａには、入力端子７４，７５を介して局部発振器１６からの局部発振信号ＯＳＣINが入力されるようになっている。このミキサ２３ａに入力されたＲＦ信号ＲＦINは、局部発振信号ＯＳＣINと混合され、その差の成分（周波数の差）が、バッファアンプ用トランジスタＴ２７，Ｔ２８を介して、ＩＦ出力信号ＩＦOUT として出力端子７９，８０から出力されるようになっている。
【００８２】
抵抗Ｒ２１は負帰還抵抗として設けられたものである。抵抗Ｒ２２〜Ｒ２５は、バイアス抵抗として設けられたものである。抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１は、バイアス電圧生成部を形成している。抵抗Ｒ２８，Ｒ２９は、負荷抵抗として設けられている。トランジスタＴ２９、Ｔ３０、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、定電流回路を形成している。抵抗Ｒ３０は、バイアス抵抗である。ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 およびバッファアンプ電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１からなるバイアス電圧生成部に依存している。
【００８３】
この図に示したミキサ２３ａは、動作電流を大きくすると、３次ひずみが優れるという傾向をもっている。なお、一般の通信機器では、ミキサ電流（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）は２〜５ｍＡ程度で充分であったが、ＣＤＭＡ方式では、高いひずみ特性が要求され、１０〜２０ｍＡを流す場合が多い。また、一般的に、３次ひずみを３ｄＢ高い値（優れた値）にするためには、ミキサ電流を２倍多く流す必要がある。
【００８４】
従来では、ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 は、性能の最も厳しい条件を満足するような値に固定的に設定していたが、本実施の形態では、スイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフすることにより、高いひずみ性能を必要とする場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を大きな値に設定し、高いひずみ性能を必要としない場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を下げるように設定している。例えば、送信がオフで妨害信号が無しの場合には、ひずみ特性は低くても問題がないので、電流を下げるようスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフするようになっている。具体的には、ひずみ特性が３ｄＢ低い値でよい場合には、ミキサ電流が１／２に下がるようにスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフするようになっている。
【００８５】
抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 との組み合わせで、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を可変できるように構成されている。また、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を下げたときには、優れたひずみ特性を必要としないので、電流Ｉ3 ，Ｉ4 の電流値についても下げることが可能である。そこで、電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、電流Ｉ1 ，Ｉ2 に連動してコントロールされるようにしている。この場合には、抵抗Ｒ３０の電圧が、トランジスタＴ２１、Ｔ２２のバイアスを決定している電圧から供給される。このようなミキサ２３ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなミキサ２３ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【００８６】
図１０は、ミキサ２３ａの他の構成例を示す回路図である。この図に示したミキサ２３ａは、図９に示した回路構成における抵抗Ｒ２８，Ｒ２９に相当する部分を、それぞれスイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３および抵抗Ｒ０〜Ｒ４に置き換えると共に、抵抗Ｒ２１に相当する部分をスイッチ部ＳＷ４および抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４で置き換えた構成となっている。他の構成要素については、図９に示した回路と同様である。スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３の構成は、抵抗Ｒ０およびスイッチＳ0 側に並列に抵抗Ｒ４が接続されている以外は、スイッチ部ＳＷ１MIX の構成と同様である。スイッチ部ＳＷ４は、スイッチＳ10〜Ｓ13を有している。スイッチ部ＳＷ４のスイッチＳ10〜Ｓ13は、それぞれ並列的に配置されている。抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ10〜Ｓ13に接続されている。スイッチＳ10〜Ｓ13は、例えば、ＣＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。スイッチ部ＳＷ４に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００８７】
図１１は、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３と、電流Ｉ1 〜Ｉ4 と、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３に接続された抵抗Ｒ０〜Ｒ４の合成抵抗との関係を示している。なお、スイッチ部ＳＷ２、ＳＷ３に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。同図に示したように、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 が全てがオフの場合には、抵抗Ｒ０〜Ｒ４の合成抵抗は、抵抗Ｒ４のみとなる。なお、抵抗Ｒ４の抵抗値は、他の抵抗Ｒ１〜Ｒ３よりも比較的大きな値に設定されている。
【００８８】
図１２は、受信側可変増幅回路２６ａの構成例を示す回路図である。この図に示した受信側可変増幅回路２６ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１AGC と、トランジスタＴ４１〜Ｔ５９と、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４８，Ｒ４９ａ，Ｒ４９ｂ，Ｒ５０〜Ｒ５３，Ｒ５５〜Ｒ５７とを備えている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１AGC の構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａにおける抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。トランジスタＴ５５〜Ｔ５８と、抵抗Ｒ４７，４８、４９ａ、４９ｂとは、ＤＣバイアス用の定電流源２６−１を構成している。また、トランジスタＴ４９、Ｔ５０と、抵抗Ｒ４５、Ｒ４６とは、定電流回路２６−２を形成している。更に、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６は、ＡＧＣ動作部分２６−３を形成している。なお、スイッチ部ＳＷ１AGC に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００８９】
この図に示した受信側可変増幅回路２６ａには、入力端子８１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。また、この図に示した受信側可変増幅回路２６ａにおいては、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に、入力信号ＡＧＣINが入力され、トランジスタＴ５１に、入力端子８２を介して受信回路制御部６からのＡＧＣ電圧ＶRX-AGCが入力されるようになっている。更に、この図に示した受信側可変増幅回路２６ａにおいては、出力端子８３を介して出力信号ＡＧＣOUT を出力するようになっている。
【００９０】
トランジスタＴ４１、Ｔ４２は増幅用に設けられたものである。トランジスタＴ４３〜Ｔ４６を備えたＡＧＣ動作部分２６−３において、トランジスタＴ４３とＴ４４に流れる電流比を変化させることにより、ＡＧＣ機能が実現される。トランジスタＴ４５とＴ４６に流れる電流比についても同様である。例えば、トランジスタＴ４１を流れている電流と同じ値がトランジスタＴ４４に流れている場合（トランジスタＴ４３の電流は０）、利得が最大である。また、トランジスタＴ４３に電流が流れると、トランジスタＴ４３，Ｔ４４に流れている電流比に応じて利得が下がるという動作をするようになっている。
【００９１】
トランジスタＴ４７，Ｔ４８は、バッファアンプ用に設けられたものである。トランジスタＴ４７，Ｔ４８に流れる電流は、トランジスタＴ４９，Ｔ５０と抵抗Ｒ４５、４６とを備えた定電流回路２６−２で決定されるようになっている。このトランジスタＴ４３〜Ｔ４７の電流は、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２と、その出力バッファ用トランジスタＴ５３，Ｔ５４によりコントロールされている。
【００９２】
ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCは、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２の一方のベースに入力されるようになっており、ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCに対して、トランジスタＴ５１，Ｔ５２の電流が変化する。その電流の変化がトランジスタＴ５３，Ｔ５４を介して、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６に与えられる。抵抗Ｒ５２は、利得傾斜補正用に設けられたものである。抵抗Ｒ５０，Ｒ５１は、負荷抵抗として設けられたものである。トランジスタＴ５９と、抵抗Ｒ０〜Ｒ３とは、バイアス電圧を生成する回路である。
【００９３】
なお、ＣＤＭＡ方式で必要な８０ｄＢ以上のＡＧＣレンジを実現する場合、図１２に示した回路を３〜４段縦続接続する必要がある。
【００９４】
図１３は、ＱＰＳＫ復調回路２７ａの構成例を示す回路図である。この図に示したＱＰＳＫ復調回路２７ａは、バッファアンプ２７−１と、ミキサ回路２７−２，２７−３と、スイッチ部ＳＷ１QPSKと、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，Ｒ６６〜Ｒ６９と、トランジスタＴ６７とを備えている。バッファアンプ２７−１は、トランジスタＴ８１〜Ｔ８８と、抵抗Ｒ８１〜Ｒ８４とを備えている。ミキサ回路２７−２は、トランジスタＴ６１〜Ｔ６６と、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６５とを備えている。ミキサ回路２７−３は、トランジスタＴ７１〜Ｔ７６と、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７５とを備えている。また、ＱＰＳＫ復調回路２７ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１QPSKと、抵抗Ｒ６６，６７，６８，６９と、トランジスタＴ６７とを備えている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６は、バイアス電圧発生部を形成している。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１QPSKの構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａの抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。スイッチ部ＳＷ１QPSKに関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００９５】
ミキサ回路２７−２には、局部発振器７１からの局部発振信号が直接入力されるようになっている。一方、ミキサ回路２７−３には、局部発振器７１からの局部発振信号が９０度位相シフト回路７２を介して入力されるようになっている。ミキサ回路２７−２のトランジスタＴ６５，Ｔ６６およびミキサ回路２７−３のトランジスタＴ７５，Ｔ７６には、入力端子９１，９２を介してＩＦ信号ＩＦINが入力されるようになっている。バッファアンプ３は、出力端子９３，９４を介してＱＰＳＫのＩ信号ＩOUT を出力し、出力端子９５，９６を介してＱ信号ＱOUT を出力するようになっている。
【００９６】
このＱＰＳＫ復調回路２７ａにおいて、３次ひずみ特性は、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流に依存している。本実施の形態では、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を、抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６からなるバイアス電圧発生部のスイッチＳ0 〜Ｓ3 により選択・設定するようになっている。例えば、信号受信状態において、高いひずみ特性を必要としない場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の設定により、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を下げるようにする。
【００９７】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【００９８】
まず、送信時の動作について説明する。モデム３により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１のＱＰＳＫ変調回路１１に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１１は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側可変増幅回路１２に出力する。次に、送信側可変増幅回路１２は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１３に出力する。ミキサ１３は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１４に出力する。バンドパスフィルタ１４は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１５に出力する。パワーアンプ１５は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ４に出力する。デュプレクサ４に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ５から空間中に放射される。
【００９９】
なお、送信動作を行うか否かの制御は、送信コントロール信号ＤTXによって行われる。送信コントロール信号ＤTXは、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、モデム３内で生成されて、切換スイッチ１７，３６および受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。切換スイッチ１７，３６は、送信コントロール信号ＤTXに基づいて、オン／オフ制御される。
【０１００】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ５によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ４を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路２のローノイズアンプ２１ａに出力される。ローノイズアンプ２１ａは、入力されたＲＦ受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ２２に出力する。バンドパスフィルタ２２は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ２３ａに出力する。ミキサ２３ａは、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４とＦＭ用バンドパスフィルタ２５とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側可変増幅回路２６ａに選択的に出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路２７ａに出力する。ＱＰＳＫ復調回路２７ａは、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム３に出力する。
【０１０１】
なお、携帯電話機をＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のいずれのモードで動作させるのかの制御は、モード切換信号ＤFMによって行われる。モード切換信号ＤFMは、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５の次段に設置されたモード切換スイッチと、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１とに入力される。
【０１０２】
モデム３内に入力された受信信号は、ローパスフィルタ３１および広帯域ローパスフィルタ３２に入力される。ローパスフィルタ３１は、例えば、北米仕様のＣＤＭＡ方式に合わせてカットオフ周波数が６１５ｋＨｚに設定されており、入力された受信信号のうち、通信に必要とされる所定周波数帯域の信号Ｄ２のみを通過させる。広帯域ローパスフィルタ３２は、例えば、カットオフ周波数がローパスフィルタ３１よりも大きい値（例えば、２．５ＭＨｚ）に設定されており、ローパスフィルタ３１よりも広い帯域の信号Ｄ３を通過させる。ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２は、受信信号強度検出回路３３および受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。広帯域ローパスフィルタ３２を通過した受信信号Ｄ３は、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。なお、ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２および広帯域ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３は、デジタル処理できるように、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて回路設定テーブル６１に入力される。
【０１０３】
受信信号強度検出回路３３に入力された受信信号Ｄ２は、その受信強度（信号レベル）が検出される。受信信号強度検出回路３３によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路３４に出力される。比較回路３４は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号Ｄ１を出力する。比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１は、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１および加算回路６３に入力される。なお、信号Ｄ１は、デジタル処理できるように、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて回路設定テーブル６１および加算回路６３に入力される。また、比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１は、送信出力補正回路３５にも出力される。
【０１０４】
送信出力補正回路３５は、比較回路３４から入力された差分を示す信号Ｄ１と、別途入力された送信出力補正データＤ１２とに基づいて、送信側可変増幅回路１２の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路３５による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１２に応じた制御がなされるように送信側可変増幅回路１２に送信側ＡＧＣ電圧ＶTX-AGCを出力することにより行われる。
【０１０５】
受信回路制御部６の回路設定テーブル６１には、比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１、受信信号のレベルを検出するための信号Ｄ２、妨害信号を検出するための信号Ｄ３、モード切換信号ＤFMおよび送信コントロール信号ＤTXが、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因を示す信号として入力される。
【０１０６】
回路設定テーブル６１は、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因と、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態とを関連付けて、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ等の動作状態を決定するための回路設定データＤ１０をローノイズアンプ２１ａ等に出力する。なお、回路設定テーブル６１は、上述したように、例えば、図５に示したようなテーブル内容を記憶している。回路設定テーブル６１は、例えば、モード切換信号ＤFMが入力されると、記憶しているテーブルのうち、モード切換信号ＤFMで表されるモードに応じたテーブルを選択する。また、回路設定テーブル６１は、例えば、送信コントロール信号ＤTXによって表される送信動作の有無に応じて、ローノイズアンプ２１ａ等の回路に流れる電流が最適化されるような回路設定データＤ１０を出力する。受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ等は、入力された回路設定データＤ１０によって設定された動作状態に基づいて、動作状態を変化させる。この動作状態の変化は、受信信号の信号レベル等に応じて各部の動作状態が最適化され、消費電流が少なくなるように行われる。
【０１０７】
受信回路制御部６の利得補正テーブル６２には、温度センサ６４からの温度データおよび回路設定テーブル６１からの回路設定データＤ１０が入力される。利得補正テーブル６２は、回路設定テーブル６１から入力された回路設定データＤ１０と同期して、利得補正値を出力する。また、利得補正テーブル６２は、温度に対する利得補正を行うために、温度センサ６４から入力された回路周囲の温度を表す温度データに応じた利得補正値を出力する。なお、利得補正テーブル６２は、上述したように、例えば、図６に示したようなテーブル内容を記憶している。加算回路６３は、利得補正テーブル６２から出力された利得補正値と比較回路３４からの出力信号Ｄ１とを加算した受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを、受信側可変増幅回路２６ａに出力する。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御される。
【０１０８】
次に、受信系の回路の各部の動作について説明する。
【０１０９】
まず、図３に示した構成のローノイズアンプ２１ａの動作を説明する。図３に示した構成のローノイズアンプ２１ａにおいて、入力端子７２には、電源電圧Ｖｃｃが印加される。また、入力端子７１には、入力信号ＬＮＡINが入力され、出力端子７３からは出力信号ＬＮＡOUT が出力される。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって構成されるカレントミラー回路の作用により、トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃには、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流が流れる。
【０１１０】
スイッチ部ＳＷ１のスイッチＳ0 〜Ｓ3 は、回路設定テーブル６１から出力された回路設定データＤ１０により、受信信号の信号レベル等に応じてオンまたはオフの状態にされる。図３に示したローノイズアンプ２１ａにおいては、トランジスタＴ２に流れる電流は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態に応じて変化し、更に、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流がトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとして流れる。
【０１１１】
スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態は、図２に示した回路設定データＤ１０の設定データ部分Ｄｄａｔａによって決定される。また、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態とトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとの関係は、例えば、図４に示したようになる。図４に示したように、例えば、スイッチＳ0 のみがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝０，０，０，１）には、コレクタ電流Ｉｃとして、値Ｉ0 の電流が流れる。また、この場合と比較して、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）には、値Ｉ0 の電流の１５倍の電流が流れる。一般に、高周波トランジスタの動作は、電流に比例して、ひずみの性能（ここでは３次ひずみのインタセプト・ポイント）がよくなるので、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのときには、ひずみの性能が一番良くなる。但し、このときの消費電流は一番大きくなる。
【０１１２】
ローノイズアンプ２１ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、例えば、図５のようになる。回路設定テーブル６１には、送信のオン／オフ（送信動作の有無）、妨害信号の有無および受信信号の信号レベルに応じたローノイズアンプ２１ａのスイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、それぞれ関連付けられて記憶される。図１８を参照して説明したように、「送信：有、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：無」の場合には、高い入力インタセプト・ポイントが必要とされるため、本実施の形態においては、図５のテーブルに示したように、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）および「送信：有、妨害信号：無」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のほぼ全てをオンに近い状態に設定し、トランジスタＴ１の動作電流を大きくさせる。
【０１１３】
また、図１８を参照して説明したように、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：無、妨害信号：無」の場合には、それほど高い入力インタセプト・ポイントは必要とされないため、本実施の形態においては、図５のテーブルに示したように、「送信：無、妨害信号：有」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：１）および「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態となるように設定し、トランジスタＴ１の動作電流が小さくさせる。一般的な携帯電話機では、待ち受け時間の大半が送信オフの状態であるため、ローノイズアンプ２１ａにおいて、上述のような動作設定を行うと、ローノイズアンプ２１ａにおける待ち受け時間の動作電流が従来よりも低減でき、待ち受け時間を従来よりも長くすることができる。
【０１１４】
ローノイズアンプ２１ａでは、動作状態を変化させるのに要する時間は、動作状態の変化の違いに応じて変化させる。より具体的には、相対的に性能を向上させるとき（相対的に電流を多く流すような動作状態にするとき）には、短時間に回路状態を変更し、逆に、相対的に性能を低下させるとき（相対的に電流を少なく流すような動作状態にするとき）には、性能を向上させるときの時間より、例えば、１０〜１０００倍の時間で動作状態の変更を行う。更に具体的には、例えば、図７に示したように、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態から「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態に変化させるときにおける回路の動作切換時間を「１」にする。これに対し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態から「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態に変化させるときには、動作の切換時間を１００倍にする。このように、動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させることにより、受信状態の変化に対して、単純に回路変更を行ったときのように、回路が発振するようなことを防止することができる。
【０１１５】
ローノイズアンプ２１ａに対する回路設定テーブル６１と温度センサ６４からの温度データとを関連付けた利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、図６に示したようになる。ローノイズアンプ２１ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容は、図６に示したように、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）の方が、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態のときよりも利得補正値が低くなるように設定される。また、ローノイズアンプ２１ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、温度が高い場合の方が、温度が低い場合よりも、利得補正値が高くなるように設定される。利得補正テーブル６２は、このようなテーブル内容によって決定された利得補正値を加算回路６３に出力する。加算回路６３に出力された利得補正値は、比較回路３４からの出力信号Ｄ１に加算され、受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCとして受信側可変増幅回路２６ａに出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御される。
【０１１６】
次に、図９に示したミキサ２３ａの動作を説明する。
【０１１７】
図９に示した構成のミキサ２３ａでは、入力端子７６，７７を介してＲＦ信号ＲＦINが入力され、入力端子７４，７５を介して局部発振器１６からの局部発振信号ＯＳＣINが入力される。ミキサ２３ａに入力されたＲＦ信号ＲＦINは、局部発振信号ＯＳＣINと混合され、その差の成分（周波数の差）が、バッファアンプ用トランジスタＴ２７，Ｔ２８を介して、ＩＦ出力信号ＩＦOUT として出力端子７９，８０から出力される。
【０１１８】
ミキサ２３ａでは、ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 およびバッファアンプ電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１からなるバイアス電圧生成部に依存している。このミキサ２３ａでは、動作電流を大きくすると、３次ひずみが優れるという傾向がある。本実施の形態では、スイッチ部ＳＷ１MIX のスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフすることにより、高いひずみ性能を必要とする場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を大きな値に設定し、高いひずみ性能を必要としない場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を下げるように設定する。例えば、送信がオフで妨害信号が無しの場合には、ひずみ特性は低くても問題がないので、電流を下げるようスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフする。具体的には、ひずみ特性が３ｄＢ低い値でよい場合には、ミキサ電流が１／２に下がるようにスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフする。
【０１１９】
ミキサ２３ａでは、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を下げたときには、優れたひずみ特性を必要としないので、電流Ｉ3 ，Ｉ4 の電流値についても下げることが可能である。そこで、ミキサ２３ａでは、電流Ｉ3 ，Ｉ4 を、電流Ｉ1 ，Ｉ2 に連動してコントロールする。この場合には、抵抗Ｒ３０の電圧は、トランジスタＴ２１、Ｔ２２のバイアスを決定している電圧から供給する。ミキサ２３ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなミキサ２３ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１２０】
次に、図１０に示したミキサ２３ａの動作を説明する。
【０１２１】
上述した図９に示した構成のミキサ２３ａにおいて、動作電流Ｉ1 ，Ｉ2 の値に対して、ミキサ変換利得および次段との接続のためのＤＣ電圧の点から、負荷抵抗である抵抗Ｒ２８，Ｒ２９を通信要因に応じて可変設定することが望ましい。そこで、図１０に示したミキサ２３ａでは、スイッチ部ＳＷ１MIX で電流Ｉ1 ，Ｉ2 を変更したときに、図９に示した抵抗Ｒ２８，Ｒ２９に相当する負荷抵抗の部分の最適な値を、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３によって選択設定する。例えば、電流Ｉ1 ，Ｉ2 が大きいときは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３の合成抵抗が小さい値になるように各スイッチの選択・設定を行う。また、例えば、電流Ｉ1 ，Ｉ2 が小さいときは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３の合成抵抗が大きな値になるように各スイッチの選択・設定を行う。
【０１２２】
図１０に示したミキサ２３ａにおいて、トランジスタＴ２１，Ｔ２２のエミッタ負帰還抵抗（図９に示した回路では、抵抗Ｒ２１に相当する。）は、ひずみ特性、雑音指数ＮＦ（Noise Figure）および利得に関係している。例えば、この負帰還抵抗の抵抗値を大きくすると、利得は低くなり、雑音指数ＮＦは悪くなるが、ひずみ特性が改善される。逆に、負帰還抵抗の抵抗値が小さいと、ひずみ特性は悪いが、利得が高く、雑音指数ＮＦがよくなる。従って、優れたひずみ特性が必要な場合には、利得と雑音指数ＮＦを犠牲にして（感度が悪くなる）、抵抗値が大きな値を選択する。本実施の形態では、高いひずみ特性を必要とする場合には、負帰還抵抗を大きく、そして、高いひずみ特性を必要としない場合には、負帰還抵抗を下げるようにスイッチ部ＳＷ４を選択設定する。言いかえれば、スイッチ部ＳＷ４により、利得、雑音指数ＮＦおよびひずみの最適化を可能にしている。なお、スイッチ部ＳＷ４に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【０１２３】
次に、図１２に示した受信側可変増幅回路２６ａの動作を説明する。
【０１２４】
この図に示した受信側可変増幅回路２６ａでは、入力端子８１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加される。また、受信側可変増幅回路２６ａでは、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に、入力信号ＡＧＣINが入力され、トランジスタＴ５１に、入力端子８２を介して受信回路制御部６からのＡＧＣ電圧ＶRX-AGCが入力される。更に、受信側可変増幅回路２６ａでは、出力端子８３を介して出力信号ＡＧＣOUT が出力される。
【０１２５】
トランジスタＴ４３〜Ｔ４６を備えたＡＧＣ動作部分２６−３において、トランジスタＴ４３とＴ４４に流れる電流比を変化させることにより、ＡＧＣ機能が実現される。トランジスタＴ４５とＴ４６に流れる電流比についても同様である。例えば、トランジスタＴ４１を流れている電流と同じ値がトランジスタＴ４４に流れている場合（トランジスタＴ４３の電流は０）、利得が最大である。また、トランジスタＴ４３に電流が流れると、トランジスタＴ４３，Ｔ４４に流れている電流比に応じて利得が下がるという動作をする。
【０１２６】
トランジスタＴ４７，Ｔ４８に流れる電流は、トランジスタＴ４９，Ｔ５０と抵抗Ｒ４５、４６とを備えた定電流回路２６−２で決定される。トランジスタＴ４３〜Ｔ４７の電流は、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２と、その出力バッファ用トランジスタＴ５３，Ｔ５４によりコントロールされる。
【０１２７】
ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCは、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２の一方のベースに入力され、トランジスタＴ５１，Ｔ５２の電流を変化させる。その電流の変化は、トランジスタＴ５３，Ｔ５４を介して、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６に与えられる。
【０１２８】
トランジスタＴ４１〜Ｔ４６で構成されているＡＧＣ回路部分において、ひずみ特性は、トランジスタＴ４１，Ｔ４２、抵抗Ｒ４３，４４で決まる電流に依存している。例えば、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に流れている電流が大きいとき、ＡＧＣ回路のひずみ特性が高い（良い）値を示す。本実施の形態では、高いひずみ特性を必要としない受信状態のとき、スイッチ部ＳＷ１AGC のスイッチＳ0 〜Ｓ3 、抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を下げるよう動作させる。なお、図１２に示した受信側可変増幅回路２６ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このような受信側可変増幅回路２６ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１２９】
受信側可変増幅回路２６ａにおいて、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を変更した場合、トランジスタＴ４３，Ｔ４４またはトランジスタＴ４５，Ｔ４６のベースに入力するＡＧＣコントロールに係る電圧も、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流の変更に応じて変化させる必要がある。これは、トランジスタＴ５５，Ｔ５６、抵抗Ｒ４７，Ｒ４８からなる定電流回路をトランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を決定しているものと同じ電圧（抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ５９、抵抗Ｒ５３の回路）で制御することにより行う。
【０１３０】
出力バッファアンプを形成するトランジスタＴ４７，Ｔ４８の電流は、その電流を決定しているトランジスタＴ４９，Ｔ５０のベースをトランジスタＴ４１，Ｔ４２のバイアス電圧に並列に接続して、無駄な電流を流さないようにしている。
【０１３１】
次に、図１３に示したＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作を説明する。
【０１３２】
局部発振器７１からの局部発振信号は、ミキサ回路２７−２に直接入力されると共に、９０度位相シフト回路７２を介してミキサ回路２７−３に入力される。また、ＩＦ信号ＩＦINは、ミキサ回路２７−２のトランジスタＴ６５，Ｔ６６およびミキサ回路２７−３のトランジスタＴ７５，Ｔ７６に入力端子９１，９２を介して入力される。バッファアンプ３は、出力端子９３，９４を介してＱＰＳＫのＩ信号ＩOUT を出力し、出力端子９５，９６を介してＱ信号ＱOUT を出力する。
【０１３３】
ミキサ回路２７−２，２７−３内の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流は、スイッチ部ＳＷ１QPSK、抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６からなるバイアス電圧発生部におけるスイッチ部ＳＷ１QPSKのスイッチＳ0 〜Ｓ3 により選択・設定する。例えば、信号受信状態において、高いひずみ特性を必要としない場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の設定により、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を下げる。
【０１３４】
なお、スイッチ部ＳＷ１QPSKにおけるスイッチＳ0 〜Ｓ3 に関する設定は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。ここで、ＱＰＳＫ復調回路２７ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなＱＰＳＫ復調回路２７ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１３５】
以上説明したように、本実施の形態によれば、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を、送信動作の有無、妨害電波の有無または受信信号の信号レベルの少なくとも一つを含む通信要因に応じて変化させるようにしたので、例えば、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作状態を変化させることができる。これにより、従来の携帯電話機に比べて、電力供給源である電池の消耗を少なくすることができるので、いわゆる待ち受け時間や通話時間を従来よりも長くすることが可能になると共に、電池の交換頻度を少なくすることが可能となる。また、例えば、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のモードの違いに応じて動作状態を変化させることも可能であるから、特に、ＣＤＭＡ方式よりも性能が要求されないＦＭモード時の消費電力の低減を図ることができる。
【０１３６】
また、本実施の形態によれば、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容に従って、受信系回路２が変化させるべき動作状態を決定すると共に、そのテーブル内容を外部から変更可能にしたので、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの各部の性能を、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を変更するだけで、容易に変更・設定できる。これにより、例えば、受信系回路２をＩＣで製造した場合に、回路内の素子に特性の違いが生じたとしても、素子の特性の違いに応じて、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を変更することが可能であるから、ＩＣ製造時の歩留まりを向上させることができる。また、大規模に集積された高周波システムＩＣの製造にも対応することが可能となる。
【０１３７】
更に、本実施の形態によれば、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させるようにしたので、例えば、動作状態を変化させるのに伴って回路が発振動作をするような事態を防止することができる。
【０１３８】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず種々の変形実施が可能である。例えば、上記実施の形態では、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のデュアルモードで動作する場合について説明したが、本発明は、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のいずれか一方の方式のみで動作する場合にも適用することが可能である。また、ＣＤＭＡ方式やＦＭ方式に限らず、例えば、ＴＤＭＡ方式の受信回路および通信機器にも適用することが可能である。
【０１３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の受信装置または通信機器によれば、受信回路内の動作電流の大きさを、送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させることを可能にしたので、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作電流を最適化することができるという効果を奏する。
【０１４０】
特に、請求項４記載の受信装置によれば、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態を決定すると共に、関連テーブルのテーブル内容を外部から変更可能にしたので、受信回路部分の性能を容易に変更することができ、例えば、受信回路を構成するデバイスの特性のばらつきに応じて動作を最適化することができるという効果を奏する。
【０１４１】
また特に、請求項７記載の受信装置によれば、通信要因の変化があってから実際に動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、動作電流の変化の違いに応じて変化させるようにしたので、例えば、動作電流を変化させるのに伴って受信回路が発振動作をするような事態を防止することができるという効果を奏する。
【０１４２】
また特に、請求項８記載の受信装置によれば、通信要因としてさらに、周囲の温度変化を含むようにしたので、例えば、受信回路を構成する各デバイスの温度変化に対するデバイス特性に応じた動作をさせることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の高周波段の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した携帯電話機における受信系回路に入力される回路設定データのデータ構造例を示す説明図である。
【図３】図１に示した携帯電話機におけるローノイズアンプの一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示したローノイズアンプにおける動作切換スイッチ部とローノイズアンプの回路内に流れる電流との関係例を示す説明図である。
【図５】図３に示したローノイズアンプに適用される回路設定テーブルの一例を示す説明図である。
【図６】図３に示したローノイズアンプに適用される利得補正テーブルの一例を示す説明図である。
【図７】図３に示したローノイズアンプにおける動作状態の切り換え時間について示す説明図である。
【図８】図３に示したローノイズアンプにおける動作状態の切り換え時間について示す他の説明図である。
【図９】図１に示した携帯電話機におけるミキサの一構成例を示す回路図である。
【図１０】図１に示した携帯電話機におけるミキサの他の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０に示したミキサにおける動作切換スイッチ部とミキサの回路内に流れる電流との関係例を示す説明図である。
【図１２】図１に示した携帯電話機における受信側可変増幅回路の一構成例を示す回路図である。
【図１３】図１に示した携帯電話機におけるＱＰＳＫ復調回路の一構成例を示す回路図である。
【図１４】従来の一般的な携帯電話機の高周波段の回路構成を示すブロック図である。
【図１５】従来の携帯電話機の受信回路における相互変調スプリアス妨害と呼ばれる信号妨害について示す説明図である。
【図１６】従来の携帯電話機の受信回路におけるシングルトーン感度抑圧と呼ばれる信号妨害について示す説明図である。
【図１７】従来の携帯電話機の受信回路において発生する、送信信号による感度抑圧について示す説明図である。
【図１８】従来の携帯電話機の受信回路に必要とされるひずみ特性について説明するための特性図である。
【符号の説明】
ＤFM モード切換信号
ＤTX 送信コントロール信号
Ｄ１０ 回路設定データ
ＳＷ１ スイッチ部
１ 送信系回路
２ 受信系回路
３ モデム
４ デュプレクサ
５ 共用アンテナ
６ 受信回路制御部
１６ 局部発振器
２１ ローノイズアンプ回路部
２１ａ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ ラッチ回路
２３ ミキサ回路部
２３ａ ミキサ
２４ ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ
２５ ＦＭ用バンドパスフィルタ
２６ 受信側可変増幅回路部
２６ａ 受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）
２７ ＱＰＳＫ復調回路部
２７ａ ＱＰＳＫ復調回路
３１ ローパスフィルタ
３２ 広帯域ローパスフィルタ
３３ 受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）
６１ 回路設定テーブル
６２ 利得補正テーブル
６３ 加算回路
６４ 温度センサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ：符号分割多元接続）方式の携帯電話機等に適用される受信装置および通信機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、通信機器として、携帯電話機の需要が増加している。携帯電話機の方式は、当初、アナログ方式のものが開発されてきたが、最近では、デジタル方式の研究開発も行われている。なお、デジタル方式には、例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ：時間分割多元接続）方式やＣＤＭＡ方式等、種々のものがある。
【０００３】
図１４は、一般的な携帯電話機の高周波段の回路構成例を示している。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１００Ｔと、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路１００Ｒと、送信系回路１００Ｔに対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路１００Ｒにおいて処理された受信信号が入力されるモデム１０１と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ１０７と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ１０８とを備えている。
【０００４】
送信系回路１００Ｔは、モデム１０１から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４相位相シフト）変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１０２と、ＩＦ送信信号を増幅するための送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１０３と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１２１からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１０４と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１０５と、バンドパスフィルタ１０５から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ１０７に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１０６とを備えている。
【０００５】
受信系回路１００Ｒは、デュプレクサ１０７を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０９と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１１０と、ＲＦ受信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ１１１と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ１１３と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を増幅するための受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１１４と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路１１５とを備えている。
【０００６】
モデム１０１は、入力された受信信号の強度（受信強度）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）１１６と、受信強度と強度基準データＤ１０１とを比較し、その差分を示す信号を出力する比較回路１１７と、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御するための送信出力補正回路１１９とを備えている。
【０００７】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【０００８】
まず、送信時の動作について説明する。モデム１０１により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１００ＴのＱＰＳＫ変調回路１０２に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１０２は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側可変増幅回路１０３に出力する。次に、送信側可変増幅回路１０３は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１０４に出力する。ミキサ１０４は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１０５に出力する。バンドパスフィルタ１０５は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１０６に出力する。パワーアンプ１０６は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ１０７に出力する。デュプレクサ１０７に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ１０８から空間中に放射される。
【０００９】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ１０８によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ１０７を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路１００Ｒのローノイズアンプ１０９に出力される。ローノイズアンプ１０９は、入力されたＲＦ受信信号を固定利得で増幅し、バンドパスフィルタ１１０に出力する。バンドパスフィルタ１１０は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ１１１に出力する。ミキサ１１１は、ＲＦ受信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２とＦＭ用バンドパスフィルタ１１３とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２およびＦＭ用バンドパスフィルタ１１３は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２およびＦＭ用バンドパスフィルタ１１３によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側可変増幅回路１１４に選択的に出力される。受信側可変増幅回路１１４は、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路１１５に出力する。ＱＰＳＫ復調回路１１５は、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム１０１に出力する。
【００１０】
モデム１０１内に入力された受信信号は、受信信号強度検出回路１１６によってその受信強度が検出される。受信信号強度検出回路１１６によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路１１７に出力される。比較回路１１７は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１０１とを比較し、その差分を示す信号を図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路を介して受信側可変増幅回路１１４に出力する。また、比較回路１１７からの差分を示す信号は、送信出力補正回路１１９にも出力される。図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路は、比較回路１１７からの差分が「０」になるように、すなわち受信信号強度検出回路１１６の出力が強度基準データＤ１０１と一致するように受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを出力して受信側可変増幅回路１１４の利得を制御する。
【００１１】
また、送信出力補正回路１１９は、比較回路１１７から入力された差分を示す信号と送信出力補正データＤ１０２とに基づいて、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１０２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路１１９による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１０２に応じた制御がなされるように送信側可変増幅回路１０３に送信側ＡＧＣ電圧ＶTX-AGCを出力することにより行われる。
【００１２】
このように、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信信号の信号レベルに応じて、受信側可変増幅回路１１４の利得を制御すると共に、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御する。これにより、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させ、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信の維持を行う。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述のように、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させて、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信を維持するため、受信系回路１００Ｒの高周波段には、他の方式、例えば、ＴＤＭＡ方式と比較して、線形性の良い回路（ひずみが発生し難い回路）を用いる必要がある。すなわち、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させるためには、送信側可変増幅回路１０３および受信側可変増幅回路１１４を連動して動作させる必要があるが、このためには、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、各増幅回路に入力されるＡＧＣ電圧ＶRX-AGC，ＶTX-AGCの値と、各増幅回路における利得との間に優れた直線性の関係があることが必要とされる。
【００１４】
しかしながら、従来の回路では、以下で説明するように、妨害電波等の通信環境の影響により、上述の各増幅回路等における直線性の関係が崩れてしまう問題がある。
【００１５】
図１５は、受信系回路１００Ｒにおける「相互変調スプリアス妨害」と呼ばれるものについて説明するための図である。一般に、高周波回路における不必要で有害な周波数成分は、スプリアス（spurious）と呼ばれている。例えば、高周波増幅器に周波数の異なる２つ以上の信号を入力した場合、入力した信号相互間で相互変調を起こし、増幅器の出力にスプリアス信号が発生する。
【００１６】
例えば、同図に示したように、受信系回路１００Ｒにおいて、受信信号ＳRXとして、信号帯域がそれぞれＷRX（例えば１．２３ＭＨｚ）の複数チャンネルの信号を受信している場合に、２つの妨害信号２０１，２０２が存在したとする。図の例では、２つの妨害信号２０１，２０２は、１つの受信信号ＳRXの中心周波数から、それぞれ９００ｋＨｚ，１７００ｋＨｚだけ周波数が離れている。このような２つの妨害信号２０１，２０２がある場合、２つの妨害信号２０１，２０２の相互変調により、各妨害信号の両側に２つのスプリアス信号２０３，２０４が発生する。この２つのスプリアス信号２０３，２０４は、それぞれ２つの妨害信号２０１，２０２に対して、２つの妨害信号２０１，２０２同士の周波数間隔（図の例では、８００ｋＨｚ）だけ離れた位置に発生する。例えば、このように発生したスプリアス信号２０３，２０４のうちの一つ（図の例では、スプリアス信号２０３）が、受信信号ＳRXの帯域内に落ち込んで、受信感度を低下させる。このような現象が、相互変調スプリアス妨害であり、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の３次ひずみ特性（通常、「ＩＭ（Intermodulation ）３特性」という。）に起因して発生する。
【００１７】
図１６は、受信系回路１００Ｒにおける「シングルトーン感度抑圧」と呼ばれる信号妨害について説明するための図である。この妨害の一例としては、同図に示したように、１つの妨害信号２０１によって、ミキサ１１１に入力される局部発振器１２１のフェーズノイズ成分２０５が、受信信号ＳRXの信号帯域内に落ち込んで受信感度を低下させるというものがある。また、この妨害の他の例としては、同図に示したように、１つの妨害信号２０１によって、能動回路で受信信号ＳRXが飽和し、信号レベルおよび信号の位相に誤差を与えるというものがある。同図においては、信号ＳRX′が受信信号ＳRXの飽和した状態を示している。これらの現象が、シングルトーン感度抑圧と呼ばれる信号妨害であり、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の出力飽和特性（通常、出力コンプレッション・ポイントと呼ばれる。）と２次ひずみ特性とに起因して発生する。
【００１８】
図１７は、送信信号による受信系の感度抑圧と呼ばれる信号妨害について説明するための図である。この妨害は、同図に示したように、送信信号ＳTXと１つの妨害信号２０１とによって発生する信号２０６，２０７が、受信信号ＳRXの帯域内に落ち込んで、受信感度を低下させるというものである。同図においては、送信信号ＳTXと１つの妨害信号２０１とによって、妨害信号２０１の両側に２つの信号２０６，２０７が発生し、このうちの１つの信号２０６が受信信号ＳRXの信号帯域内に落ち込んでいる。この信号妨害は、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の３次ひずみ特性の中の１つであるクロスモジュレーション特性と呼ばれるものに起因して発生する。
【００１９】
以上説明したことから分かるように、例えば、受信系回路１００Ｒで受信信号が飽和すると、比較回路１１７の出力信号に誤差が生じ、送信電力に影響を与えるようになるため、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５には、優れた出力飽和特性（出力コンプレッションポイント）が必要とされる。また、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５には、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、妨害信号によって受信感度が悪化しないような優れた３次ひずみ特性が必要とされる。
【００２０】
図１８は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の受信系回路における性能基準（具体的には、米国の「ＩＳ（Interim Standard）−９５」という規格。）を満足するために必要なローノイズアンプ１０９のひずみ特性の一例について示したものである。同図において、縦軸は、入力インタセプト・ポイント（ｄＢｍ）を示し、横軸は、受信信号の信号レベル（ｄＢｍ）を示している。ここで、入力インタセプト・ポイントは、上述の３次ひずみ特性を表現したものである。同図では、ローノイズアンプ１０９のひずみ特性を、妨害信号の有無および送信動作の有無に応じた４つの状態について示している。具体的には、特性曲線２１１は、妨害信号および送信動作が共に有る場合を示し、特性曲線２１２は、妨害信号は有るが送信動作は無い場合を示している。また、特性曲線２１３は、妨害信号は無く送信動作が有る場合を示し、特性曲線２１４は、妨害信号および送信動作が共に無い場合を示している。
【００２１】
なお、ＩＳ−９５によって規定されている、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機における妨害信号によって受信感度が低下するのを防ぐための性能基準は、例えば、以下のようなものである。すなわち、（１）受信信号レベルが−１０１ｄＢｍで１つの妨害信号−３０ｄＢｍ、（２）受信信号レベルが−１０１ｄＢｍで２つの妨害信号−４３ｄＢｍ、（３）受信信号レベルが−９０ｄＢｍで２つの妨害信号−３２ｄＢｍ、（４）受信信号レベルが−７９ｄＢｍで２つの妨害信号−２１ｄＢｍ、の各条件下で感度が通信に充分な値であること、という性能基準がある。
【００２２】
同図から分かるように、ＩＳ−９５の規格を満足するためにローノイズアンプ１０９に必要とされる入力インタセプト・ポイントの値は、受信信号の信号レベル、妨害信号の有無および送信動作の有無によって大きく異なっている。ここで、従来の受信系回路１００Ｒでは、回路を構成する抵抗、コンデンサおよびトランジスタ等の動作電流は、その受信状態に関わらず常に一定に設定されているため、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の入力インタセプト・ポイントの値は、受信状態の中で、最も厳しい条件に設定し、ＩＳ−９５の規格を満足するようにしている。また、他の性能についても同様に動作状態の中で、最も厳しい条件に設定し、ＩＳ−９５の規格を満足するようにしている。例えば、図１８に示した例では、特性曲線２１１で示した入力インタセプト・ポイントを満足するように、ローノイズアンプ１０９内を流れる動作電流が設定される。
【００２３】
ところで、例えば、入力インタセプト・ポイントの値と受信系回路１００Ｒを構成するトランジスタの動作電流との関係について考察すると、一般に、３ｄＢ高い入力インタセプト・ポイントを実現するには、負荷抵抗などの回路条件が同じ場合、トランジスタには２倍の動作電流が必要である。従って、図１８の例では、特性曲線２１４で示した「送信：無、妨害信号：無」である場合に比べて、他の特性曲線で示した「送信：有、妨害信号：無」、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：有」である場合は、入力インタセプト・ポイントが高くなっているため、必要とされる動作電流は多くなる。
【００２４】
一方、一般に、携帯電話機は電池により駆動されるので、消費電流が大きいと電池の消耗が大きくなり、その結果、受信信号を待ち受けている間の時間（待ち受け時間）や通話時間が短くなったり、電池を頻繁に交換しなければならなくなる等の問題が発生する。従って、各部の回路の消費電流は、できるだけ小さいことが望まれる。
【００２５】
しかしながら、上述したように受信系回路１００Ｒにおいて、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、直線性、３次ひずみ特性および出力コンプレッションポイント等がよくなるように回路性能を設定すると、回路内の消費電流が非常に大きくなるという問題があった。
【００２６】
特に、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、送信を行わない場合でも、受信信号のレベルをチェックするために、常時、信号の受信状態（待ち受け状態）で動作しているので、ローノイズアンプ１０９やミキサ１１１内には、ＴＤＭＡ方式の携帯電話機で用いられている回路と比較して、約２倍以上の動作電流が必要になる。また、その他の回路部分も同様に電流が大きくなり、携帯電話機の使用状態でみると、待ち受け時間が非常に短くなるという問題があった。また、例えば、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードで動作する携帯電話機においては、各方式を共通に使用している回路があるが、この共通した回路をＣＤＭＡ方式に最適化して動作させると、ＦＭ方式の動作に対しては過剰な性能となり、必要以上に無駄な電流を消費させてしまうという問題があった。
【００２７】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、例えば、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作状態を変化させることができる受信装置および通信機器を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の受信装置は、通信機器において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路を備えたものである。
また、受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、受信回路で受信された信号のうち、所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、通信要因に基づいて受信回路の動作状態を決定する決定手段とを備えたものである。
【００２９】
この受信装置では、受信回路内の動作電流の大きさが、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させられる。
【００３０】
請求項２記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、回路内の動作電流の大きさを複数の状態に切り換え可能なカレントミラー型の回路を有し、そのカレントミラー型の回路が、トランジスタとトランジスタのコレクタ端子に並列接続された複数の抵抗と前記の抵抗のそれぞれに接続された複数のスイッチとを含むものである。そして、決定手段が、受信回路の動作状態として複数のスイッチのオン／オフ状態を決定する機能を有し、受信回路が、決定手段によって決定された動作状態に基づいて、複数のスイッチのオン／オフ状態を変化させることで回路内の動作電流の大きさを変化させるようにしたものである。
【００３１】
この受信装置では、決定手段によって、通信要因に基づいて、受信回路が変化させるべきスイッチのオン／オフ状態が決定される。また、この決定手段によって決定されたスイッチのオン／オフ状態に基づいて、受信回路の動作電流を変化させる。
【００３２】
請求項３記載の受信装置は、請求項２記載の受信装置において、決定手段が、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態を決定するようにしたものである。
【００３３】
この受信装置では、決定手段によって、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路が変化させるべきスイッチのオン／オフ状態が決定される。
【００３４】
請求項４記載の受信装置は、請求項３記載の受信装置において、関連テーブルを、そのテーブル内容を外部から変更可能に構成したものである。
【００３５】
この受信装置では、関連テーブルのテーブル内容が、例えば、受信回路の回路素子の特性に応じて変更することが可能とされる。
【００３６】
請求項５記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、高周波信号の処理を行う回路を含むようにしたものである。具体的には、受信信号を増幅するローノイズアンプ回路部と、ローノイズアンプ回路部で増幅された受信信号を局部発振信号と混合して中間周波の受信信号に変換するミキサ回路部と、ミキサ回路部から出力された後の受信信号を増幅する利得可変増幅回路部とを有するようにしたものである。そして、ローノイズアンプ回路部、ミキサ回路部および利得可変増幅回路部のそれぞれの回路内の動作電流の大きさを通信要因の変化に応じて変化させるようにしたものである。
【００３９】
請求項６記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、妨害電波の有無以外の通信要因が同一の状態であった場合、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように動作電流の大きさを変化させるようにしたものである。
【００４０】
この受信装置では、受信回路が、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように、動作電流の大きさを変化させる。
【００４１】
請求項７記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路の動作電流を変化させるのに要する時間を、動作電流の変化の違いに応じて変化させるようにしたものである。具体的には、通信要因の変化があってから実際に動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、動作電流を相対的に大きい状態から小さい状態に変化させる場合の方が、動作電流を相対的に小さい状態から大きい状態に変化させる場合よりも長くなるように変化させるようにしたものである。
【００４２】
この受信装置では、動作電流の変化の違いに応じて、受信回路の動作電流を変化させるのに要する時間が適宜変更される。
【００４３】
請求項８記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、通信要因としてさらに、周囲の温度変化を含むようにしたものである。そして、周囲の温度変化に応じて利得可変増幅回路部の利得を補正するようにしたものである。
【００４４】
この受信装置では、受信回路の動作状態を、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに加えて、周囲の温度変化に応じて変化させることが可能とされる。
【００４５】
請求項９記載の通信機器は、送信信号に対する信号処理を行う送信回路と、送信回路において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路とを備えたものである。
【００４６】
この通信機器では、送信回路において、送信信号に対する信号処理が行われると共に、受信回路内の動作電流の大きさが、送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させられる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４８】
図１は、本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の高周波段の構成を示すブロック図である。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１と、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路２と、送信系回路１に対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路２において処理された受信信号が入力されるモデム３と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ４と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ５と、受信系回路２の各部の動作状態を制御するための受信回路制御部６とを備えている。
【００４９】
ここで、送信系回路１および受信系回路２が、それぞれ本発明における「送信回路」および「受信回路」の一具体例に対応する。また、受信系回路２および受信回路制御部６が、本発明における「受信装置」の一具体例に対応する。
【００５０】
送信系回路１は、モデム３から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１１と、ＩＦ送信信号を増幅するための送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１２と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１３と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１４と、バンドパスフィルタ１４から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ４に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１５とを備えている。パワーアンプ１５には、送信コントロール信号ＤTXに応じてオン／オフする切換スイッチ１７が接続されている。
【００５１】
受信系回路２は、デュプレクサ４を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）２１ａを有したローノイズアンプ回路部２１と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ２２と、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ２３ａを有したミキサ回路部２３と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ２５と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を増幅するための受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）２６ａを有した受信側可変増幅回路部２６と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路２７ａを有したＱＰＳＫ復調回路部２７とを備えている。
【００５２】
ローノイズアンプ回路部２１、ミキサ回路部２３、受信側可変増幅回路部２６およびＱＰＳＫ復調回路部２７は、それぞれ、後述する回路設定データＤ１０をラッチするラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂを有している。ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａは、それぞれ、ラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂによってラッチされた回路設定データＤ１０に基づいて、電気的な性能（動作状態）を変更可能に構成されている。
【００５３】
モデム３は、ＱＰＳＫ復調回路２７ａから入力された受信信号の所定周波数帯域の信号Ｄ２を通過させるローパスフィルタ３１と、ローパスフィルタ３１よりも広い帯域の信号Ｄ３を通過させる広帯域ローパスフィルタ３２と、入力された受信信号の強度（信号レベル）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）３３と、受信強度と強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号Ｄ１を出力する比較回路３４と、送信側可変増幅回路１２の利得を制御するための送信出力補正回路３５と、送信コントロール信号ＤTXに応じてベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調回路１１に出力するか否かを切り換える切換スイッチ３６とを備えている。
【００５４】
ローパスフィルタ３１の信号通過帯域は、通信に必要とされる受信信号のみを選択するような帯域に設定されており、例えば、北米仕様のＣＤＭＡ方式では、カットオフ周波数が６１５ｋＨｚに設定されている。広帯域ローパスフィルタ３２の信号通過帯域は、ローパスフィルタ３１よりも広く設定されており、例えば、カットオフ周波数が２．５ＭＨｚに設定されている。ローパスフィルタ３１および広帯域ローパスフィルタ３２の信号通過帯域を上記のように設定することで、９００ｋＨｚオフセットおよび１．７ＭＨｚオフセットの妨害信号は広帯域ローパスフィルタ３２を通過するが、ローパスフィルタ３１を通過しない。従って、広域帯ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３の信号レベルが、ローパスフィルタ３１を通過した信号Ｄ２の信号レベルより大きく、そして、ある基準値以上の場合、妨害信号が受信系回路２に入力されたことを意味することになる。後述する回路設定テーブル６１からは、信号Ｄ２，Ｄ３によって示される妨害電波の有無に応じた回路設定データＤ１０が出力される。
【００５５】
送信コントロール信号ＤTXは、送信系回路１における送信動作の有無を決定している信号であり、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、例えば、信号値が「０」であるときに送信動作がオフであることを示し、信号値が「１」であるときに送信動作がオンであることを示している。但し、「０」である場合をオンにし、「１」である場合をオフに設定するようにしてもよい。この送信コントロール信号ＤTXは、切換スイッチ１７，３６および受信回路制御部６に入力される。送信コントロール信号ＤTXは、モデム３内で生成され、例えば、パワーアンプ１５をオン／オフするのに用いられる。
【００５６】
モード切換信号ＤFMは、携帯電話機をＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のいずれのモードで動作させるのかを制御するための信号であり、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、例えば、信号値が「０」であるときにＦＭ方式のモードであることを示し、信号値が「１」であるときにＣＤＭＡ方式のモードであることを示している。但し、「０」である場合をＣＤＭＡ方式のモードにし、「１」である場合をＦＭ方式のモードに設定するようにしてもよい。このモード切換信号ＤFMは、モデム３内で生成され、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５の次段に設置されたモード切換スイッチと、受信回路制御部６とに入力されるようになっている。
【００５７】
なお、比較回路３４からの信号Ｄ１、ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２および広帯域ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３は、デジタル処理できるように、図示しないアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器によりＡ／Ｄ変換され、デジタル信号になっている。受信回路制御部６には、デジタル信号に変換された信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が入力される。
【００５８】
受信回路制御部６は、送信動作の有無等の「通信要因」に応じて、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を個々に制御することが可能になっている。この受信回路制御部６は、回路設定テーブル６１と、利得補正テーブル６２と、加算回路６３とを備えている。受信回路制御部６は、例えば、ワンチップ化されたＩＣ（集積回路）によって構成される。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２は、受信系回路２の各部の変化させるべき動作状態を決定するためのものであり、そのテーブル内容は、外部から変更可能に構成されている。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、受信系回路２を構成する各デバイスの特性のばらつきに応じて変更することが可能である。但し、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を、一定の内容に固定するようにしてもよい。また、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２は、ＦＭ方式用およびＣＤＭＡ方式用で別々のテーブルで構成することが望ましい。
【００５９】
ここで、受信回路制御部６が、本発明における「決定手段」の一具体例に対応する。また、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２が、本発明における「関連テーブル」の一具体例に対応する。なお、本実施の形態において、「通信要因」とは、例えば、送信動作の有無、妨害電波の有無または受信信号の信号レベル等のことをいう。また、本実施の形態における「通信要因」には、周囲の温度等の要因も含まれる。
【００６０】
回路設定テーブル６１は、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因と受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態とを関連付けるために設けられたものであり、通信要因を示す各種の信号が入力されるようになっている。通信要因を示す信号には、信号Ｄ１，Ｄ２、Ｄ３、モード切換信号ＤFMおよび送信コントロール信号ＤTXが含まれる。この回路設定テーブル６１においては、例えば、モード切換信号ＤFMが入力されると、モード切換信号ＤFMで表されるモードに応じたテーブルが選択されるようになっている。また、回路設定テーブル６１からは、例えば、送信コントロール信号ＤTXによって表される送信動作の有無に応じて、ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの各回路に流れる電流が最適化されるような回路設定データＤ１０が決定され、各回路に出力されるようになっている。
【００６１】
利得補正テーブル６２は、受信側可変増幅回路２６ａの利得補正をするためのものであり、温度センサ６４からの温度データおよび回路設定テーブル６１からの回路設定データＤ１０が入力されるようになっている。利得補正テーブル６２は、回路設定テーブル６１から入力された回路設定データＤ１０と同期して、利得補正値を出力するようになっている。また、利得補正テーブル６２は、温度に対する利得補正を行うために、温度センサ６４から入力された回路周囲の温度を表す温度データに応じた利得補正値を出力するようになっている。加算回路６３は、利得補正テーブル６２から出力された利得補正値と比較回路３４からの出力信号Ｄ１とを加算した受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを、受信側可変増幅回路２６ａに出力するようになっている。なお、利得補正テーブル６２の具体例については、後に図面を用いて説明する。
【００６２】
ここで、本実施の形態に係る携帯電話機は、実質的な通信の有無に関わらず、受信信号の信号レベルの検出を行うために常時動作状態にある。このとき、受信系回路２は、受信回路制御部６の制御に基づいて、受信信号の信号レベル等に応じて各部の動作状態が消費電流が少なくなるように変化するようになっている。なお、ここでいう「実質的な通信」とは、通話を伴う通信のことをいう。また、本実施の形態において、「受信信号」には、着信を伴わない単なる信号レベルのチェック用の信号も含まれるものとする。
【００６３】
図２は、受信系回路２の各部に入力される回路設定データＤ１０のデータ構造の一例を示す図である。回路設定データＤ１０は、例えば、アドレスを有するシリアルデータであり、例えば、１ビットずつ送信される。この回路設定データＤ１０は、ローノイズアンプ２１ａ用のデータＤLNA と、ミキサ２３ａ用のデータＤMIX と、受信側可変増幅回路２６ａ用のデータＤAGC と、ＱＰＳＫ復調回路２７ａ用のデータＤQPSKとを有している。各データＤLNA ，ＤMIX ，ＤAGC ，ＤQPSKは、アドレス情報を示すアドレス部分Ｄａｄｄと、実質的なデータを示す設定データ部分Ｄｄａｔａとを含んでいる。同図に示した例では、「０００１」，「００１０」，「００１１」，「０１００」のアドレスが、それぞれ、ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａのアドレスに対応している。なお、設定データ部分Ｄｄａｔａの具体例は、後に詳述する。
【００６４】
ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａは、それぞれ固有のアドレスを有しており、自身のアドレスと回路設定データＤ１０のアドレス部分Ｄａｄｄで示されたアドレスとが一致した場合に、ラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂを介して、自身の回路用の回路設定データＤ１０を取り込むようになっている。
【００６５】
図３は、ローノイズアンプ２１ａの構成例を示す回路図である。この図に示したローノイズアンプ２１ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，Ｒ５と、スイッチ部ＳＷ１と、トランジスタＴ１，Ｔ２と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、ＳＡＷ（Surface Acoustic Waves：表面弾性波）フィルタＦ１とを備えている。この図に示したローノイズアンプ２１ａには、入力端子７２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。また、この図に示したローノイズアンプ２１ａには、入力端子７１を介して入力信号ＬＮＡINが入力され、出力端子７３を介して出力信号ＬＮＡOUT が出力される。スイッチ部ＳＷ１は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 を備えている。スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、例えば、ＣＭＯＳ（Metal-Oxide Semiconductor ）トランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。
【００６６】
スイッチ部ＳＷ１のスイッチＳ0 〜Ｓ3 は、それぞれ並列的に配置されている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ0 〜Ｓ3 に接続されている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３の他端は、トランジスタＴ２のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ２のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ２のベース端子は、抵抗Ｒ５の一端に接続されている。抵抗Ｒ５の他端は、入力端子７１およびトランジスタＴ１のベース端子に接続されている。トランジスタＴ１のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ１のコレクタ端子は、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は、入力端子７２に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、ＳＡＷフィルタＦ１の入力側に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ１の出力側は、出力端子７３に接続されている。
【００６７】
インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は、トランジスタＴ１のバイアスおよびインピーダンス・マッチング用に設けられたものである。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、カレントミラータイプのバイアス回路を構成している。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって構成されるカレントミラー回路の作用により、トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃは、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した値となっている。
【００６８】
抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／２の値に設定されている。また、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／４の値に設定されている。更に、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／８の値に設定されている。なお、各抵抗の設定値は、ここで挙げたものに限定されるものではなく、他の値に設定してもよい。スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、回路設定データＤ１０により、オンまたはオフの状態にされる。この図に示したローノイズアンプ２１ａにおいては、トランジスタＴ２に流れる電流は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態に応じて変化し、更に、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流がトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとして流れるようになっている。
【００６９】
図４は、図３に示したローノイズアンプ２１ａにおけるスイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態とトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとの関係例を示している。同図において、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態は、図２に示した回路設定データＤ１０の設定データ部分Ｄｄａｔａによって決定されている。例えば、回路設定データＤ１０のスイッチＳ0 〜Ｓ3 に相当する設定データ部分が「０」である場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、オフとなる。また、設定データ部分が「１」である場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、オフとなる。但し、「０」である場合をオンにし、「１」である場合をオフに設定するようにしてもよい。同図から、例えば、スイッチＳ0 のみがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝０，０，０，１）には、値Ｉ0 の電流が流れることが分かる。また、この場合と比較して、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）には、値Ｉ0 の電流の１５倍の電流が流れることが分かる。なお、一般に、高周波トランジスタの動作は、電流に比例して、ひずみの性能（ここでは３次ひずみのインタセプト・ポイント）がよくなる。
【００７０】
図５は、ローノイズアンプ２１ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容の一例を示す図である。回路設定テーブル６１には、送信のオン／オフ（送信動作の有無）、妨害信号の有無および受信信号の信号レベルに応じたスイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、同図に示したように、それぞれ関連付けられて記憶されている。
【００７１】
ここで、同図のテーブルにおいて、「ＴＸ」は、送信コントロール信号ＤTXに相当し、送信動作の有無を示している。例えば、「ＴＸ」が「０」であるときに送信動作が無い状態であることを示し、「ＴＸ」が「１」であるときに送信動作が有る状態であることを示している。また、同図のテーブルにおいて、「ＵＤＳ」は、妨害信号（Undesired Signal）の有無を示している。例えば、「ＵＤＳ」が「０」であるときに妨害信号が無い状態を示し、「ＵＤＳ」が「１」であるときに送信動作が有る状態であることを示している。妨害信号の有無は、上述したように、広域帯ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３の信号レベルと、ローパスフィルタ３１を通過した信号Ｄ２の信号レベルとを比較することにより知ることができる。
【００７２】
また、同図のテーブルにおいて、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、ローノイズアンプ２１ａに送信される実質的な設定データＤｄａｔａとして、４つのビット（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ）によって表されている。同図のテーブルでは、「０」がスイッチＳ0 〜Ｓ3 の「オフ」状態を示し、「１」がスイッチＳ0 〜Ｓ3 の「オン」状態を示している。また、同図のテーブルでは、ローノイズアンプ２１ａ内の動作電流（トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃ）の増幅率（Ｉｃ／Ｉ0 ）を同時に示している。但し、図に示した増幅率は、説明を分かりやすくするために図示したものであり、実際に回路設定テーブル６１のテーブル内容に含める必要はない。
【００７３】
同図のテーブルでは、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）および「送信：有、妨害信号：無」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のほぼ全てをオンに近い状態に設定し、トランジスタＴ１の動作電流が大きくなるようにしている。これは、既に「発明が解決しようとする課題」の項において図１８を参照して説明したように、「送信：有、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：無」の場合には、高い入力インタセプト・ポイントが必要とされるためである。
【００７４】
また、同図のテーブルでは、「送信：無、妨害信号：有」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：１）および「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態となるように設定し、トランジスタＴ１の動作電流が小さくなるようにしている。これは、既に図１８を参照して説明したように、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：無、妨害信号：無」の場合には、それほど高い入力インタセプト・ポイントは必要とされないためである。携帯電話機では、待ち受け時間の大半が送信オフの状態であるため、図５に示したようなテーブル設定にすると、ローノイズアンプ２１ａにおける待ち受け時間の動作電流が低減でき、待ち受け時間を長くすることができる。
【００７５】
図６は、利得補正テーブル６２のテーブル内容の一例を示す図である。この図に示したテーブル内容は、ローノイズアンプ２１ａに対する回路設定テーブル６１と温度センサ６４からの温度データとを関連付けたものである。この図に示したテーブルでは、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）の方が、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態のときよりも利得補正値が低くなるように設定されている。また、この図に示したテーブルでは、例えば、温度が高い場合の方が、温度が低い場合よりも、利得補正値が高くなるように設定されている。利得補正テーブル６２は、このようなテーブル内容によって決定された利得補正値を加算回路６３に出力するようになっている。加算回路６３に出力された利得補正値は、比較回路３４からの出力信号Ｄ１に加算され、受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCとして受信側可変増幅回路２６ａに出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御されるようになっている。
【００７６】
なお、以上で説明した図５および図６に示したテーブル内容は、ＣＤＭＡ方式で動作させる場合におけるテーブルであり、同様なテーブルは、ＦＭモード用としても記憶されている。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２において、いずれのモードのテーブルを使用するかは、モード切換信号ＤFMによって選択される。例えば、ＦＭモードでは、信号がリミッタされても、通信品質を悪化させないので、ローノイズアンプ２１ａ等の電流はＣＤＭＡ方式に比べて小さくてもよい。ＦＭモードでは、例えば、このような条件を加味したテーブル内容が設定される。
【００７７】
図７および図８は、ローノイズアンプ２１ａにおける動作状態の切り換え時間について説明するための図である。受信状態の変化に対して、単純に回路変更を行うと、一般に、回路が発振したような動作をするという問題がある。そこで、本実施の形態では、この問題を解決するために、動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させるようにしている。より具体的には、相対的に性能を向上させるとき（相対的に電流を多く流すような動作状態にするとき）には、短時間に回路状態を変更し、逆に、相対的に性能を低下させるとき（相対的に電流を少なく流すような動作状態にするとき）には、性能を向上させるときの時間より、例えば、１０〜１０００倍の時間で動作状態の変更を行うようになっている。
【００７８】
ここで、図７に示した例では、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態から「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態に変化させるときにおける回路の動作切換時間を「１」としている。これに対し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態から「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態に変化させるときには、動作の切換時間を１００倍に設定している。
【００７９】
また、図８に示した例では、時間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４において、妨害電波の有無等の通信要因の変化が生じ、その通信要因の変化時からどの程度の時間が経ったときに実際に動作状態を変化させるのかをタイムチャートで図示したものである。同図に示したように、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間を期間ＴUPで示し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間を期間ＴDOWNで示している。同図に示したように、期間ＴUP＜期間ＴDOWNに設定され、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間の方がより時間を掛けて動作状態の変更を行っている。
【００８０】
図９は、ミキサ２３ａの構成例を示す回路図である。この図に示したミキサ２３ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１MIX と、トランジスタＴ２１〜Ｔ３１と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５および抵抗Ｒ２７〜Ｒ３２とを備えている。なお、この図に示した構成のミキサ２３ａは、一般にギルバート・ミキサと呼ばれている（ギルバートはこのミキサ方式の開発者の名前）。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１MIX の構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａの抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。
【００８１】
このミキサ２３ａには、入力端子７６，７７を介してＲＦ信号ＲＦINが入力されるようになっている。また、ミキサ２３ａには、入力端子７４，７５を介して局部発振器１６からの局部発振信号ＯＳＣINが入力されるようになっている。このミキサ２３ａに入力されたＲＦ信号ＲＦINは、局部発振信号ＯＳＣINと混合され、その差の成分（周波数の差）が、バッファアンプ用トランジスタＴ２７，Ｔ２８を介して、ＩＦ出力信号ＩＦOUT として出力端子７９，８０から出力されるようになっている。
【００８２】
抵抗Ｒ２１は負帰還抵抗として設けられたものである。抵抗Ｒ２２〜Ｒ２５は、バイアス抵抗として設けられたものである。抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１は、バイアス電圧生成部を形成している。抵抗Ｒ２８，Ｒ２９は、負荷抵抗として設けられている。トランジスタＴ２９、Ｔ３０、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、定電流回路を形成している。抵抗Ｒ３０は、バイアス抵抗である。ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 およびバッファアンプ電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１からなるバイアス電圧生成部に依存している。
【００８３】
この図に示したミキサ２３ａは、動作電流を大きくすると、３次ひずみが優れるという傾向をもっている。なお、一般の通信機器では、ミキサ電流（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）は２〜５ｍＡ程度で充分であったが、ＣＤＭＡ方式では、高いひずみ特性が要求され、１０〜２０ｍＡを流す場合が多い。また、一般的に、３次ひずみを３ｄＢ高い値（優れた値）にするためには、ミキサ電流を２倍多く流す必要がある。
【００８４】
従来では、ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 は、性能の最も厳しい条件を満足するような値に固定的に設定していたが、本実施の形態では、スイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフすることにより、高いひずみ性能を必要とする場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を大きな値に設定し、高いひずみ性能を必要としない場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を下げるように設定している。例えば、送信がオフで妨害信号が無しの場合には、ひずみ特性は低くても問題がないので、電流を下げるようスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフするようになっている。具体的には、ひずみ特性が３ｄＢ低い値でよい場合には、ミキサ電流が１／２に下がるようにスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフするようになっている。
【００８５】
抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 との組み合わせで、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を可変できるように構成されている。また、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を下げたときには、優れたひずみ特性を必要としないので、電流Ｉ3 ，Ｉ4 の電流値についても下げることが可能である。そこで、電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、電流Ｉ1 ，Ｉ2 に連動してコントロールされるようにしている。この場合には、抵抗Ｒ３０の電圧が、トランジスタＴ２１、Ｔ２２のバイアスを決定している電圧から供給される。このようなミキサ２３ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなミキサ２３ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【００８６】
図１０は、ミキサ２３ａの他の構成例を示す回路図である。この図に示したミキサ２３ａは、図９に示した回路構成における抵抗Ｒ２８，Ｒ２９に相当する部分を、それぞれスイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３および抵抗Ｒ０〜Ｒ４に置き換えると共に、抵抗Ｒ２１に相当する部分をスイッチ部ＳＷ４および抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４で置き換えた構成となっている。他の構成要素については、図９に示した回路と同様である。スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３の構成は、抵抗Ｒ０およびスイッチＳ0 側に並列に抵抗Ｒ４が接続されている以外は、スイッチ部ＳＷ１MIX の構成と同様である。スイッチ部ＳＷ４は、スイッチＳ10〜Ｓ13を有している。スイッチ部ＳＷ４のスイッチＳ10〜Ｓ13は、それぞれ並列的に配置されている。抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ10〜Ｓ13に接続されている。スイッチＳ10〜Ｓ13は、例えば、ＣＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。スイッチ部ＳＷ４に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００８７】
図１１は、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３と、電流Ｉ1 〜Ｉ4 と、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３に接続された抵抗Ｒ０〜Ｒ４の合成抵抗との関係を示している。なお、スイッチ部ＳＷ２、ＳＷ３に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。同図に示したように、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 が全てがオフの場合には、抵抗Ｒ０〜Ｒ４の合成抵抗は、抵抗Ｒ４のみとなる。なお、抵抗Ｒ４の抵抗値は、他の抵抗Ｒ１〜Ｒ３よりも比較的大きな値に設定されている。
【００８８】
図１２は、受信側可変増幅回路２６ａの構成例を示す回路図である。この図に示した受信側可変増幅回路２６ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１AGC と、トランジスタＴ４１〜Ｔ５９と、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４８，Ｒ４９ａ，Ｒ４９ｂ，Ｒ５０〜Ｒ５３，Ｒ５５〜Ｒ５７とを備えている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１AGC の構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａにおける抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。トランジスタＴ５５〜Ｔ５８と、抵抗Ｒ４７，４８、４９ａ、４９ｂとは、ＤＣバイアス用の定電流源２６−１を構成している。また、トランジスタＴ４９、Ｔ５０と、抵抗Ｒ４５、Ｒ４６とは、定電流回路２６−２を形成している。更に、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６は、ＡＧＣ動作部分２６−３を形成している。なお、スイッチ部ＳＷ１AGC に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００８９】
この図に示した受信側可変増幅回路２６ａには、入力端子８１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。また、この図に示した受信側可変増幅回路２６ａにおいては、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に、入力信号ＡＧＣINが入力され、トランジスタＴ５１に、入力端子８２を介して受信回路制御部６からのＡＧＣ電圧ＶRX-AGCが入力されるようになっている。更に、この図に示した受信側可変増幅回路２６ａにおいては、出力端子８３を介して出力信号ＡＧＣOUT を出力するようになっている。
【００９０】
トランジスタＴ４１、Ｔ４２は増幅用に設けられたものである。トランジスタＴ４３〜Ｔ４６を備えたＡＧＣ動作部分２６−３において、トランジスタＴ４３とＴ４４に流れる電流比を変化させることにより、ＡＧＣ機能が実現される。トランジスタＴ４５とＴ４６に流れる電流比についても同様である。例えば、トランジスタＴ４１を流れている電流と同じ値がトランジスタＴ４４に流れている場合（トランジスタＴ４３の電流は０）、利得が最大である。また、トランジスタＴ４３に電流が流れると、トランジスタＴ４３，Ｔ４４に流れている電流比に応じて利得が下がるという動作をするようになっている。
【００９１】
トランジスタＴ４７，Ｔ４８は、バッファアンプ用に設けられたものである。トランジスタＴ４７，Ｔ４８に流れる電流は、トランジスタＴ４９，Ｔ５０と抵抗Ｒ４５、４６とを備えた定電流回路２６−２で決定されるようになっている。このトランジスタＴ４３〜Ｔ４７の電流は、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２と、その出力バッファ用トランジスタＴ５３，Ｔ５４によりコントロールされている。
【００９２】
ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCは、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２の一方のベースに入力されるようになっており、ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCに対して、トランジスタＴ５１，Ｔ５２の電流が変化する。その電流の変化がトランジスタＴ５３，Ｔ５４を介して、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６に与えられる。抵抗Ｒ５２は、利得傾斜補正用に設けられたものである。抵抗Ｒ５０，Ｒ５１は、負荷抵抗として設けられたものである。トランジスタＴ５９と、抵抗Ｒ０〜Ｒ３とは、バイアス電圧を生成する回路である。
【００９３】
なお、ＣＤＭＡ方式で必要な８０ｄＢ以上のＡＧＣレンジを実現する場合、図１２に示した回路を３〜４段縦続接続する必要がある。
【００９４】
図１３は、ＱＰＳＫ復調回路２７ａの構成例を示す回路図である。この図に示したＱＰＳＫ復調回路２７ａは、バッファアンプ２７−１と、ミキサ回路２７−２，２７−３と、スイッチ部ＳＷ１QPSKと、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，Ｒ６６〜Ｒ６９と、トランジスタＴ６７とを備えている。バッファアンプ２７−１は、トランジスタＴ８１〜Ｔ８８と、抵抗Ｒ８１〜Ｒ８４とを備えている。ミキサ回路２７−２は、トランジスタＴ６１〜Ｔ６６と、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６５とを備えている。ミキサ回路２７−３は、トランジスタＴ７１〜Ｔ７６と、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７５とを備えている。また、ＱＰＳＫ復調回路２７ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１QPSKと、抵抗Ｒ６６，６７，６８，６９と、トランジスタＴ６７とを備えている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６は、バイアス電圧発生部を形成している。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１QPSKの構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａの抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。スイッチ部ＳＷ１QPSKに関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００９５】
ミキサ回路２７−２には、局部発振器７１からの局部発振信号が直接入力されるようになっている。一方、ミキサ回路２７−３には、局部発振器７１からの局部発振信号が９０度位相シフト回路７２を介して入力されるようになっている。ミキサ回路２７−２のトランジスタＴ６５，Ｔ６６およびミキサ回路２７−３のトランジスタＴ７５，Ｔ７６には、入力端子９１，９２を介してＩＦ信号ＩＦINが入力されるようになっている。バッファアンプ３は、出力端子９３，９４を介してＱＰＳＫのＩ信号ＩOUT を出力し、出力端子９５，９６を介してＱ信号ＱOUT を出力するようになっている。
【００９６】
このＱＰＳＫ復調回路２７ａにおいて、３次ひずみ特性は、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流に依存している。本実施の形態では、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を、抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６からなるバイアス電圧発生部のスイッチＳ0 〜Ｓ3 により選択・設定するようになっている。例えば、信号受信状態において、高いひずみ特性を必要としない場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の設定により、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を下げるようにする。
【００９７】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【００９８】
まず、送信時の動作について説明する。モデム３により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１のＱＰＳＫ変調回路１１に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１１は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側可変増幅回路１２に出力する。次に、送信側可変増幅回路１２は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１３に出力する。ミキサ１３は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１４に出力する。バンドパスフィルタ１４は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１５に出力する。パワーアンプ１５は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ４に出力する。デュプレクサ４に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ５から空間中に放射される。
【００９９】
なお、送信動作を行うか否かの制御は、送信コントロール信号ＤTXによって行われる。送信コントロール信号ＤTXは、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、モデム３内で生成されて、切換スイッチ１７，３６および受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。切換スイッチ１７，３６は、送信コントロール信号ＤTXに基づいて、オン／オフ制御される。
【０１００】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ５によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ４を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路２のローノイズアンプ２１ａに出力される。ローノイズアンプ２１ａは、入力されたＲＦ受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ２２に出力する。バンドパスフィルタ２２は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ２３ａに出力する。ミキサ２３ａは、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４とＦＭ用バンドパスフィルタ２５とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側可変増幅回路２６ａに選択的に出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路２７ａに出力する。ＱＰＳＫ復調回路２７ａは、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム３に出力する。
【０１０１】
なお、携帯電話機をＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のいずれのモードで動作させるのかの制御は、モード切換信号ＤFMによって行われる。モード切換信号ＤFMは、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５の次段に設置されたモード切換スイッチと、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１とに入力される。
【０１０２】
モデム３内に入力された受信信号は、ローパスフィルタ３１および広帯域ローパスフィルタ３２に入力される。ローパスフィルタ３１は、例えば、北米仕様のＣＤＭＡ方式に合わせてカットオフ周波数が６１５ｋＨｚに設定されており、入力された受信信号のうち、通信に必要とされる所定周波数帯域の信号Ｄ２のみを通過させる。広帯域ローパスフィルタ３２は、例えば、カットオフ周波数がローパスフィルタ３１よりも大きい値（例えば、２．５ＭＨｚ）に設定されており、ローパスフィルタ３１よりも広い帯域の信号Ｄ３を通過させる。ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２は、受信信号強度検出回路３３および受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。広帯域ローパスフィルタ３２を通過した受信信号Ｄ３は、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。なお、ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２および広帯域ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３は、デジタル処理できるように、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて回路設定テーブル６１に入力される。
【０１０３】
受信信号強度検出回路３３に入力された受信信号Ｄ２は、その受信強度（信号レベル）が検出される。受信信号強度検出回路３３によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路３４に出力される。比較回路３４は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号Ｄ１を出力する。比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１は、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１および加算回路６３に入力される。なお、信号Ｄ１は、デジタル処理できるように、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて回路設定テーブル６１および加算回路６３に入力される。また、比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１は、送信出力補正回路３５にも出力される。
【０１０４】
送信出力補正回路３５は、比較回路３４から入力された差分を示す信号Ｄ１と、別途入力された送信出力補正データＤ１２とに基づいて、送信側可変増幅回路１２の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路３５による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１２に応じた制御がなされるように送信側可変増幅回路１２に送信側ＡＧＣ電圧ＶTX-AGCを出力することにより行われる。
【０１０５】
受信回路制御部６の回路設定テーブル６１には、比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１、受信信号のレベルを検出するための信号Ｄ２、妨害信号を検出するための信号Ｄ３、モード切換信号ＤFMおよび送信コントロール信号ＤTXが、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因を示す信号として入力される。
【０１０６】
回路設定テーブル６１は、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因と、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態とを関連付けて、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ等の動作状態を決定するための回路設定データＤ１０をローノイズアンプ２１ａ等に出力する。なお、回路設定テーブル６１は、上述したように、例えば、図５に示したようなテーブル内容を記憶している。回路設定テーブル６１は、例えば、モード切換信号ＤFMが入力されると、記憶しているテーブルのうち、モード切換信号ＤFMで表されるモードに応じたテーブルを選択する。また、回路設定テーブル６１は、例えば、送信コントロール信号ＤTXによって表される送信動作の有無に応じて、ローノイズアンプ２１ａ等の回路に流れる電流が最適化されるような回路設定データＤ１０を出力する。受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ等は、入力された回路設定データＤ１０によって設定された動作状態に基づいて、動作状態を変化させる。この動作状態の変化は、受信信号の信号レベル等に応じて各部の動作状態が最適化され、消費電流が少なくなるように行われる。
【０１０７】
受信回路制御部６の利得補正テーブル６２には、温度センサ６４からの温度データおよび回路設定テーブル６１からの回路設定データＤ１０が入力される。利得補正テーブル６２は、回路設定テーブル６１から入力された回路設定データＤ１０と同期して、利得補正値を出力する。また、利得補正テーブル６２は、温度に対する利得補正を行うために、温度センサ６４から入力された回路周囲の温度を表す温度データに応じた利得補正値を出力する。なお、利得補正テーブル６２は、上述したように、例えば、図６に示したようなテーブル内容を記憶している。加算回路６３は、利得補正テーブル６２から出力された利得補正値と比較回路３４からの出力信号Ｄ１とを加算した受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを、受信側可変増幅回路２６ａに出力する。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御される。
【０１０８】
次に、受信系の回路の各部の動作について説明する。
【０１０９】
まず、図３に示した構成のローノイズアンプ２１ａの動作を説明する。図３に示した構成のローノイズアンプ２１ａにおいて、入力端子７２には、電源電圧Ｖｃｃが印加される。また、入力端子７１には、入力信号ＬＮＡINが入力され、出力端子７３からは出力信号ＬＮＡOUT が出力される。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって構成されるカレントミラー回路の作用により、トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃには、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流が流れる。
【０１１０】
スイッチ部ＳＷ１のスイッチＳ0 〜Ｓ3 は、回路設定テーブル６１から出力された回路設定データＤ１０により、受信信号の信号レベル等に応じてオンまたはオフの状態にされる。図３に示したローノイズアンプ２１ａにおいては、トランジスタＴ２に流れる電流は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態に応じて変化し、更に、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流がトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとして流れる。
【０１１１】
スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態は、図２に示した回路設定データＤ１０の設定データ部分Ｄｄａｔａによって決定される。また、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態とトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとの関係は、例えば、図４に示したようになる。図４に示したように、例えば、スイッチＳ0 のみがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝０，０，０，１）には、コレクタ電流Ｉｃとして、値Ｉ0 の電流が流れる。また、この場合と比較して、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）には、値Ｉ0 の電流の１５倍の電流が流れる。一般に、高周波トランジスタの動作は、電流に比例して、ひずみの性能（ここでは３次ひずみのインタセプト・ポイント）がよくなるので、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのときには、ひずみの性能が一番良くなる。但し、このときの消費電流は一番大きくなる。
【０１１２】
ローノイズアンプ２１ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、例えば、図５のようになる。回路設定テーブル６１には、送信のオン／オフ（送信動作の有無）、妨害信号の有無および受信信号の信号レベルに応じたローノイズアンプ２１ａのスイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、それぞれ関連付けられて記憶される。図１８を参照して説明したように、「送信：有、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：無」の場合には、高い入力インタセプト・ポイントが必要とされるため、本実施の形態においては、図５のテーブルに示したように、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）および「送信：有、妨害信号：無」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のほぼ全てをオンに近い状態に設定し、トランジスタＴ１の動作電流を大きくさせる。
【０１１３】
また、図１８を参照して説明したように、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：無、妨害信号：無」の場合には、それほど高い入力インタセプト・ポイントは必要とされないため、本実施の形態においては、図５のテーブルに示したように、「送信：無、妨害信号：有」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：１）および「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態となるように設定し、トランジスタＴ１の動作電流が小さくさせる。一般的な携帯電話機では、待ち受け時間の大半が送信オフの状態であるため、ローノイズアンプ２１ａにおいて、上述のような動作設定を行うと、ローノイズアンプ２１ａにおける待ち受け時間の動作電流が従来よりも低減でき、待ち受け時間を従来よりも長くすることができる。
【０１１４】
ローノイズアンプ２１ａでは、動作状態を変化させるのに要する時間は、動作状態の変化の違いに応じて変化させる。より具体的には、相対的に性能を向上させるとき（相対的に電流を多く流すような動作状態にするとき）には、短時間に回路状態を変更し、逆に、相対的に性能を低下させるとき（相対的に電流を少なく流すような動作状態にするとき）には、性能を向上させるときの時間より、例えば、１０〜１０００倍の時間で動作状態の変更を行う。更に具体的には、例えば、図７に示したように、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態から「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態に変化させるときにおける回路の動作切換時間を「１」にする。これに対し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態から「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態に変化させるときには、動作の切換時間を１００倍にする。このように、動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させることにより、受信状態の変化に対して、単純に回路変更を行ったときのように、回路が発振するようなことを防止することができる。
【０１１５】
ローノイズアンプ２１ａに対する回路設定テーブル６１と温度センサ６４からの温度データとを関連付けた利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、図６に示したようになる。ローノイズアンプ２１ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容は、図６に示したように、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）の方が、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態のときよりも利得補正値が低くなるように設定される。また、ローノイズアンプ２１ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、温度が高い場合の方が、温度が低い場合よりも、利得補正値が高くなるように設定される。利得補正テーブル６２は、このようなテーブル内容によって決定された利得補正値を加算回路６３に出力する。加算回路６３に出力された利得補正値は、比較回路３４からの出力信号Ｄ１に加算され、受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCとして受信側可変増幅回路２６ａに出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御される。
【０１１６】
次に、図９に示したミキサ２３ａの動作を説明する。
【０１１７】
図９に示した構成のミキサ２３ａでは、入力端子７６，７７を介してＲＦ信号ＲＦINが入力され、入力端子７４，７５を介して局部発振器１６からの局部発振信号ＯＳＣINが入力される。ミキサ２３ａに入力されたＲＦ信号ＲＦINは、局部発振信号ＯＳＣINと混合され、その差の成分（周波数の差）が、バッファアンプ用トランジスタＴ２７，Ｔ２８を介して、ＩＦ出力信号ＩＦOUT として出力端子７９，８０から出力される。
【０１１８】
ミキサ２３ａでは、ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 およびバッファアンプ電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１からなるバイアス電圧生成部に依存している。このミキサ２３ａでは、動作電流を大きくすると、３次ひずみが優れるという傾向がある。本実施の形態では、スイッチ部ＳＷ１MIX のスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフすることにより、高いひずみ性能を必要とする場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を大きな値に設定し、高いひずみ性能を必要としない場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を下げるように設定する。例えば、送信がオフで妨害信号が無しの場合には、ひずみ特性は低くても問題がないので、電流を下げるようスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフする。具体的には、ひずみ特性が３ｄＢ低い値でよい場合には、ミキサ電流が１／２に下がるようにスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフする。
【０１１９】
ミキサ２３ａでは、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を下げたときには、優れたひずみ特性を必要としないので、電流Ｉ3 ，Ｉ4 の電流値についても下げることが可能である。そこで、ミキサ２３ａでは、電流Ｉ3 ，Ｉ4 を、電流Ｉ1 ，Ｉ2 に連動してコントロールする。この場合には、抵抗Ｒ３０の電圧は、トランジスタＴ２１、Ｔ２２のバイアスを決定している電圧から供給する。ミキサ２３ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなミキサ２３ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１２０】
次に、図１０に示したミキサ２３ａの動作を説明する。
【０１２１】
上述した図９に示した構成のミキサ２３ａにおいて、動作電流Ｉ1 ，Ｉ2 の値に対して、ミキサ変換利得および次段との接続のためのＤＣ電圧の点から、負荷抵抗である抵抗Ｒ２８，Ｒ２９を通信要因に応じて可変設定することが望ましい。そこで、図１０に示したミキサ２３ａでは、スイッチ部ＳＷ１MIX で電流Ｉ1 ，Ｉ2 を変更したときに、図９に示した抵抗Ｒ２８，Ｒ２９に相当する負荷抵抗の部分の最適な値を、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３によって選択設定する。例えば、電流Ｉ1 ，Ｉ2 が大きいときは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３の合成抵抗が小さい値になるように各スイッチの選択・設定を行う。また、例えば、電流Ｉ1 ，Ｉ2 が小さいときは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３の合成抵抗が大きな値になるように各スイッチの選択・設定を行う。
【０１２２】
図１０に示したミキサ２３ａにおいて、トランジスタＴ２１，Ｔ２２のエミッタ負帰還抵抗（図９に示した回路では、抵抗Ｒ２１に相当する。）は、ひずみ特性、雑音指数ＮＦ（Noise Figure）および利得に関係している。例えば、この負帰還抵抗の抵抗値を大きくすると、利得は低くなり、雑音指数ＮＦは悪くなるが、ひずみ特性が改善される。逆に、負帰還抵抗の抵抗値が小さいと、ひずみ特性は悪いが、利得が高く、雑音指数ＮＦがよくなる。従って、優れたひずみ特性が必要な場合には、利得と雑音指数ＮＦを犠牲にして（感度が悪くなる）、抵抗値が大きな値を選択する。本実施の形態では、高いひずみ特性を必要とする場合には、負帰還抵抗を大きく、そして、高いひずみ特性を必要としない場合には、負帰還抵抗を下げるようにスイッチ部ＳＷ４を選択設定する。言いかえれば、スイッチ部ＳＷ４により、利得、雑音指数ＮＦおよびひずみの最適化を可能にしている。なお、スイッチ部ＳＷ４に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【０１２３】
次に、図１２に示した受信側可変増幅回路２６ａの動作を説明する。
【０１２４】
この図に示した受信側可変増幅回路２６ａでは、入力端子８１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加される。また、受信側可変増幅回路２６ａでは、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に、入力信号ＡＧＣINが入力され、トランジスタＴ５１に、入力端子８２を介して受信回路制御部６からのＡＧＣ電圧ＶRX-AGCが入力される。更に、受信側可変増幅回路２６ａでは、出力端子８３を介して出力信号ＡＧＣOUT が出力される。
【０１２５】
トランジスタＴ４３〜Ｔ４６を備えたＡＧＣ動作部分２６−３において、トランジスタＴ４３とＴ４４に流れる電流比を変化させることにより、ＡＧＣ機能が実現される。トランジスタＴ４５とＴ４６に流れる電流比についても同様である。例えば、トランジスタＴ４１を流れている電流と同じ値がトランジスタＴ４４に流れている場合（トランジスタＴ４３の電流は０）、利得が最大である。また、トランジスタＴ４３に電流が流れると、トランジスタＴ４３，Ｔ４４に流れている電流比に応じて利得が下がるという動作をする。
【０１２６】
トランジスタＴ４７，Ｔ４８に流れる電流は、トランジスタＴ４９，Ｔ５０と抵抗Ｒ４５、４６とを備えた定電流回路２６−２で決定される。トランジスタＴ４３〜Ｔ４７の電流は、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２と、その出力バッファ用トランジスタＴ５３，Ｔ５４によりコントロールされる。
【０１２７】
ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCは、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２の一方のベースに入力され、トランジスタＴ５１，Ｔ５２の電流を変化させる。その電流の変化は、トランジスタＴ５３，Ｔ５４を介して、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６に与えられる。
【０１２８】
トランジスタＴ４１〜Ｔ４６で構成されているＡＧＣ回路部分において、ひずみ特性は、トランジスタＴ４１，Ｔ４２、抵抗Ｒ４３，４４で決まる電流に依存している。例えば、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に流れている電流が大きいとき、ＡＧＣ回路のひずみ特性が高い（良い）値を示す。本実施の形態では、高いひずみ特性を必要としない受信状態のとき、スイッチ部ＳＷ１AGC のスイッチＳ0 〜Ｓ3 、抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を下げるよう動作させる。なお、図１２に示した受信側可変増幅回路２６ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このような受信側可変増幅回路２６ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１２９】
受信側可変増幅回路２６ａにおいて、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を変更した場合、トランジスタＴ４３，Ｔ４４またはトランジスタＴ４５，Ｔ４６のベースに入力するＡＧＣコントロールに係る電圧も、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流の変更に応じて変化させる必要がある。これは、トランジスタＴ５５，Ｔ５６、抵抗Ｒ４７，Ｒ４８からなる定電流回路をトランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を決定しているものと同じ電圧（抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ５９、抵抗Ｒ５３の回路）で制御することにより行う。
【０１３０】
出力バッファアンプを形成するトランジスタＴ４７，Ｔ４８の電流は、その電流を決定しているトランジスタＴ４９，Ｔ５０のベースをトランジスタＴ４１，Ｔ４２のバイアス電圧に並列に接続して、無駄な電流を流さないようにしている。
【０１３１】
次に、図１３に示したＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作を説明する。
【０１３２】
局部発振器７１からの局部発振信号は、ミキサ回路２７−２に直接入力されると共に、９０度位相シフト回路７２を介してミキサ回路２７−３に入力される。また、ＩＦ信号ＩＦINは、ミキサ回路２７−２のトランジスタＴ６５，Ｔ６６およびミキサ回路２７−３のトランジスタＴ７５，Ｔ７６に入力端子９１，９２を介して入力される。バッファアンプ３は、出力端子９３，９４を介してＱＰＳＫのＩ信号ＩOUT を出力し、出力端子９５，９６を介してＱ信号ＱOUT を出力する。
【０１３３】
ミキサ回路２７−２，２７−３内の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流は、スイッチ部ＳＷ１QPSK、抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６からなるバイアス電圧発生部におけるスイッチ部ＳＷ１QPSKのスイッチＳ0 〜Ｓ3 により選択・設定する。例えば、信号受信状態において、高いひずみ特性を必要としない場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の設定により、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を下げる。
【０１３４】
なお、スイッチ部ＳＷ１QPSKにおけるスイッチＳ0 〜Ｓ3 に関する設定は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。ここで、ＱＰＳＫ復調回路２７ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなＱＰＳＫ復調回路２７ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１３５】
以上説明したように、本実施の形態によれば、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を、送信動作の有無、妨害電波の有無または受信信号の信号レベルの少なくとも一つを含む通信要因に応じて変化させるようにしたので、例えば、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作状態を変化させることができる。これにより、従来の携帯電話機に比べて、電力供給源である電池の消耗を少なくすることができるので、いわゆる待ち受け時間や通話時間を従来よりも長くすることが可能になると共に、電池の交換頻度を少なくすることが可能となる。また、例えば、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のモードの違いに応じて動作状態を変化させることも可能であるから、特に、ＣＤＭＡ方式よりも性能が要求されないＦＭモード時の消費電力の低減を図ることができる。
【０１３６】
また、本実施の形態によれば、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容に従って、受信系回路２が変化させるべき動作状態を決定すると共に、そのテーブル内容を外部から変更可能にしたので、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの各部の性能を、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を変更するだけで、容易に変更・設定できる。これにより、例えば、受信系回路２をＩＣで製造した場合に、回路内の素子に特性の違いが生じたとしても、素子の特性の違いに応じて、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を変更することが可能であるから、ＩＣ製造時の歩留まりを向上させることができる。また、大規模に集積された高周波システムＩＣの製造にも対応することが可能となる。
【０１３７】
更に、本実施の形態によれば、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させるようにしたので、例えば、動作状態を変化させるのに伴って回路が発振動作をするような事態を防止することができる。
【０１３８】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず種々の変形実施が可能である。例えば、上記実施の形態では、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のデュアルモードで動作する場合について説明したが、本発明は、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のいずれか一方の方式のみで動作する場合にも適用することが可能である。また、ＣＤＭＡ方式やＦＭ方式に限らず、例えば、ＴＤＭＡ方式の受信回路および通信機器にも適用することが可能である。
【０１３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の受信装置または通信機器によれば、受信回路内の動作電流の大きさを、送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させることを可能にしたので、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作電流を最適化することができるという効果を奏する。
【０１４０】
特に、請求項４記載の受信装置によれば、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態を決定すると共に、関連テーブルのテーブル内容を外部から変更可能にしたので、受信回路部分の性能を容易に変更することができ、例えば、受信回路を構成するデバイスの特性のばらつきに応じて動作を最適化することができるという効果を奏する。
【０１４１】
また特に、請求項７記載の受信装置によれば、通信要因の変化があってから実際に動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、動作電流の変化の違いに応じて変化させるようにしたので、例えば、動作電流を変化させるのに伴って受信回路が発振動作をするような事態を防止することができるという効果を奏する。
【０１４２】
また特に、請求項８記載の受信装置によれば、通信要因としてさらに、周囲の温度変化を含むようにしたので、例えば、受信回路を構成する各デバイスの温度変化に対するデバイス特性に応じた動作をさせることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の高周波段の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した携帯電話機における受信系回路に入力される回路設定データのデータ構造例を示す説明図である。
【図３】図１に示した携帯電話機におけるローノイズアンプの一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示したローノイズアンプにおける動作切換スイッチ部とローノイズアンプの回路内に流れる電流との関係例を示す説明図である。
【図５】図３に示したローノイズアンプに適用される回路設定テーブルの一例を示す説明図である。
【図６】図３に示したローノイズアンプに適用される利得補正テーブルの一例を示す説明図である。
【図７】図３に示したローノイズアンプにおける動作状態の切り換え時間について示す説明図である。
【図８】図３に示したローノイズアンプにおける動作状態の切り換え時間について示す他の説明図である。
【図９】図１に示した携帯電話機におけるミキサの一構成例を示す回路図である。
【図１０】図１に示した携帯電話機におけるミキサの他の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０に示したミキサにおける動作切換スイッチ部とミキサの回路内に流れる電流との関係例を示す説明図である。
【図１２】図１に示した携帯電話機における受信側可変増幅回路の一構成例を示す回路図である。
【図１３】図１に示した携帯電話機におけるＱＰＳＫ復調回路の一構成例を示す回路図である。
【図１４】従来の一般的な携帯電話機の高周波段の回路構成を示すブロック図である。
【図１５】従来の携帯電話機の受信回路における相互変調スプリアス妨害と呼ばれる信号妨害について示す説明図である。
【図１６】従来の携帯電話機の受信回路におけるシングルトーン感度抑圧と呼ばれる信号妨害について示す説明図である。
【図１７】従来の携帯電話機の受信回路において発生する、送信信号による感度抑圧について示す説明図である。
【図１８】従来の携帯電話機の受信回路に必要とされるひずみ特性について説明するための特性図である。
【符号の説明】
ＤFM モード切換信号
ＤTX 送信コントロール信号
Ｄ１０ 回路設定データ
ＳＷ１ スイッチ部
１ 送信系回路
２ 受信系回路
３ モデム
４ デュプレクサ
５ 共用アンテナ
６ 受信回路制御部
１６ 局部発振器
２１ ローノイズアンプ回路部
２１ａ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ ラッチ回路
２３ ミキサ回路部
２３ａ ミキサ
２４ ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ
２５ ＦＭ用バンドパスフィルタ
２６ 受信側可変増幅回路部
２６ａ 受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）
２７ ＱＰＳＫ復調回路部
２７ａ ＱＰＳＫ復調回路
３１ ローパスフィルタ
３２ 広帯域ローパスフィルタ
３３ 受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）
６１ 回路設定テーブル
６２ 利得補正テーブル
６３ 加算回路
６４ 温度センサ
Claims (9)
- 信号の送受信を行う通信機器に適用される信号受信用の受信装置であって、
前記通信機器において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、前記通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路と、
前記受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、
前記受信回路で受信された信号のうち、前記所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと前記第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて前記通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、前記通信要因に基づいて前記受信回路の動作状態を決定する決定手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。 - 前記受信回路は、回路内の動作電流の大きさを複数の状態に切り換え可能なカレントミラー型の回路を有し、前記カレントミラー型の回路は、トランジスタと前記トランジスタのコレクタ端子に並列接続された複数の抵抗と前記複数の抵抗のそれぞれに接続された複数のスイッチとを含み、
前記決定手段は、前記受信回路の動作状態として前記複数のスイッチのオン／オフ状態を決定する機能を有し、
前記受信回路は、前記決定手段によって決定された動作状態に基づいて、前記複数のスイッチのオン／オフ状態を変化させることで回路内の動作電流の大きさを変化させる
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。 - 前記決定手段は、前記通信要因と前記受信回路における前記複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、前記関連テーブルのテーブル内容に従って、前記受信回路における前記複数のスイッチのオン／オフ状態を決定することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 前記関連テーブルは、そのテーブル内容を外部から変更可能に構成されていることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
- 前記受信回路は、
受信信号を増幅するローノイズアンプ回路部と、
前記ローノイズアンプ回路部で増幅された受信信号を局部発振信号と混合して中間周波の受信信号に変換するミキサ回路部と、
前記ミキサ回路部から出力された後の受信信号を増幅する利得可変増幅回路部と
を有し、
前記ローノイズアンプ回路部、前記ミキサ回路部および前記利得可変増幅回路部のそれぞれの回路内の動作電流の大きさを前記通信要因の変化に応じて変化させる
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。 - 前記受信回路は、妨害電波の有無以外の通信要因が同一の状態であった場合、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように動作電流の大きさを変化させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記受信回路は、前記通信要因の変化があってから実際に前記動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、前記動作電流を相対的に大きい状態から小さい状態に変化させる場合の方が、前記動作電流を相対的に小さい状態から大きい状態に変化させる場合よりも長くなるように変化させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記通信要因としてさらに周囲の温度変化を含み、
前記周囲の温度変化に応じて前記利得可変増幅回路部の利得を補正するようになされている
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。 - 送信信号に対する信号処理を行う送信回路と、
前記送信回路において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、前記送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路と、
前記受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、
前記受信回路で受信された信号のうち、前記所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと前記第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて前記通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、前記通信要因に基づいて前記受信回路の動作状態を決定する決定手段と
を備えたことを特徴とする通信機器。
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