JP4389386B2

JP4389386B2 - Power converter

Info

Publication number: JP4389386B2
Application number: JP2000401674A
Authority: JP
Inventors: 康浩大熊; 弘遠藤
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2009-12-24
Anticipated expiration: 2020-12-28
Also published as: JP2002199736A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体スイッチング素子を組み込み、直流電力の出力電力の制御、或いは直流電力と交流電力との間で一方から他方に電力変換するようにした電力変換装置に関し、特に、そのスイッチング損失を低減するようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば直流電源から三相交流電源を作る三相インバータは、例えば図１１に示すように構成されている。すなわち、半導体スイッチング素子ＳＷが二つずつ直列に接続されてこれが３組形成され、各半導体スイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝１〜６）には、逆並列にダイオードＤｎが接続されている。そして、直流電源１の両端にコンデンサＣと各相に対応する３組の直列に接続された半導体スイッチング素子ＳＷｎとが接続されると共に、各半導体スイッチング素子どうしの接続点に負荷２が接続されている。そして、例えばＰＷＭ制御によって所定のタイミングで各半導体スイッチング素子ＳＷｎをオンオフ動作させることによって、直流電源の直流電力が三相交流電力に変換されて負荷に供給されるようになっている。
【０００３】
ところで、このような、半導体スイッチング素子を用いた電力変換回路においては、半導体スイッチング素子のオンオフ動作時に過電圧が生じることが知られており、これを抑制するために、スナバ回路が設けられている。このスナバ回路としては、例えば図１２（ａ）に示すように、抵抗Ｒとこれに直列に接続されたコンデンサＣとから構成されるもの、また、例えば図１２（ｂ）に示すように、ダイオードＤとそのカソード側に接続されたコンデンサＣとこれらの接続点に接続された抵抗Ｒとから構成されるもの等が知られている。そして、これらスナバ回路は、図１１に示すように電力変換回路を構成する各半導体スイッチング素子と並列に接続されたり、又は直流電源１のプラスとマイナス間に一括して接続されるようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の電力変換装置にあっては、半導体スイッチング素子はいわゆるハードスイッチング状態となるため、ターンオン及びターンオフでのｄｖ／ｄｔが非常に高いためにスイッチング損失が大きく、さらに大きなノイズを発生する。また、スナバ回路は過電圧を抑制するだけのものであるため、それぞれ程度は違うもののスナバ損失が発生するという問題がある。
【０００５】
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、半導体スイッチング素子の両端電圧が零の状態でターンオン及びターンオフ動作をするいわゆるＺＶＳ（ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現し、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を限りなく零に近づけてノイズを低減すると共に、半導体スイッチング素子の過電圧を抑制しスナバ損失を低減することの可能な電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続された第１の補助回路部と、を備え、当該第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子と、当該第１の補助スイッチング素子に直列に接続された第１の補助ダイオードと、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成されて、前記第２の半導体スイッチング素子の両端に負荷が接続され、前記第１の補助スイッチング素子をオン状態に切り替えた後、前記第１の共振用リアクトルを流れる電流が前記負荷に供給される負荷電流を超えているときに前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態に切り替え、前記共振用コンデンサと前記第１の共振用リアクトルとの共振周期をＴとしたとき、共振が開始された時点からＴ／４が経過した時点で前記第１の補助スイッチング素子をオフ状態に切り替え、その後、前記第１の半導体スイッチング素子と逆並列に設けられた前記ダイオードに電流が流れているときに、前記第１の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替え、前記第１の共振用リアクトルに流れる電流がリセットされた後、前記第１の半導体スイッチング素子をオフ状態に切り替えると共に、前記第２の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替えることを特徴としている。
【０００７】
また、請求項２に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続された第２の補助回路部と、を備え、当該第２の補助回路部は、第３の補助ダイオードと、当該第３の補助ダイオードと直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、当該第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成されて、前記第1の半導体スイッチング素子の両端に負荷が接続され、前記第２の補助スイッチング素子をオン状態に切り替えた後、前記第２の共振用リアクトルを流れる電流が前記負荷に供給される負荷電流を超えているときに前記第１の半導体スイッチング素子をオフ状態に切り替え、前記共振用コンデンサと前記第２の共振用リアクトルとの共振周期をＴとしたとき、共振が開始された時点からＴ／４が経過した時点で前記第２の補助スイッチング素子をオフ状態に切り替え、その後、前記第２の半導体スイッチング素子と逆並列に設けられた前記ダイオードに電流が流れているときに、前記第２の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替え、前記第２の共振用リアクトルを流れる電流がリセットされた後、前記第１の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替えると共に、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態に切り替えることを特徴としている。
【０００８】
また、請求項３に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を含む変換モジュールを複数有し、前記半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力及び交流電力間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置において、前記変換モジュールは、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続された第１の補助回路部及び第２の補助回路部と、を備え、前記第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子と、当該第１の補助スイッチング素子に直列に接続された第１の補助ダイオードと、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、前記第２の補助回路部は、第３の補助ダイオードと、当該第３の補助ダイオードに直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、当該第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成されて、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に負荷が接続され、前記第１の補助回路部は、前記第１の補助スイッチング素子をオン状態に切り替えた後、前記第１の共振用リアクトルを流れる電流が前記負荷に供給される負荷電流を超えているときに前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態に切り替え、前記共振用コンデンサと前記第１の共振用リアクトルとの共振周期をＴとしたとき、共振が開始された時点からＴ／４が経過した時点で前記第１の補助スイッチング素子をオフ状態に切り替え、その後、前記第１の半導体スイッチング素子と逆並列に設けられた前記ダイオードに電流が流れているときに、前記第１の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替え、前記第２の補助回路部は、前記第２の補助スイッチング素子をオン状態に切り替えた後、前記第２の共振用リアクトルを流れる電流が前記負荷に供給される負荷電流を超えているときに前記第１の半導体スイッチング素子をオフ状態に切り替え、前記共振用コンデンサと前記第２の共振用リアクトルとの共振周期をＴとしたとき、共振が開始された時点からＴ／４が経過した時点で前記第２の補助スイッチング素子をオフ状態に切り替え、その後、前記第２の半導体スイッチング素子と逆並列に設けられた前記ダイオードに電流が流れているときに、前記第２の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替えることを特徴としている。
【０００９】
また、請求項４に係る電力変換装置は、上記請求項３に記載の電力変換装置において、前記変換モジュールを二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
また、請求項５に係る電力変換装置は、上記請求項３に係る電力変換装置において、前記変換モジュールを三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
【００１０】
また、請求項６に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力と交流電力との間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された複数の主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続された第３の補助回路部と、を備え、当該第３の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第３の補助スイッチング素子及び当該第３の補助スイッチング素子に直列に接続された第５の補助ダイオードと、第６の補助ダイオード及び当該第６の補助ダイオードに直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第４の補助スイッチング素子と、前記主スイッチング部毎に設けられ且つ第７の補助ダイオード及び第８の補助ダイオードが直列に接続されると共にこれら補助ダイオードの接続点が前記主スイッチング部の半導体スイッチング素子どうしの接続点に接続されるダイオード接続部と、前記第３の補助スイッチング素子及び第５の補助ダイオードの接続点と前記ダイオード接続部の前記第７の補助ダイオード側との間に接続された第３の共振用リアクトルと、前記第６の補助ダイオード及び第４の補助スイッチング素子の接続点と前記ダイオード接続部の前記第８の補助ダイオード側との間に接続された第４の共振用リアクトルと、から構成されることを特徴としている。
【００１１】
また、請求項７に係る電力変換装置は、上記請求項６記載の電力変換装置において、前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
また、請求項８に係る電力変換装置は、上記請求項６記載の電力変換装置において、前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
【００１２】
また、請求項９に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力及び単相交流電力間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部にそれぞれ並列に接続された、第１の補助回路部、第２の補助回路部及び同一容量値を有し且つ直列に接続された二つのコンデンサとを備え、前記第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子と、当該第１の補助スイッチング素子に直列に接続された第１の補助ダイオードと、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、前記第２の補助回路部は、第３の補助ダイオードと、当該第３の補助ダイオードと直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、当該第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成されることを特徴としている。
【００１３】
この請求項１乃至請求項９に係る発明においては、例えば、直流電力の出力電力値を変換する場合或いは交流電力に変換する場合等、前記第１の半導体スイッチング素子をターンオンし且つ第２の半導体スイッチング素子をターンオフする場合には、まず第１の補助スイッチング素子を導通させ、第１の共振用リアクトルに電流を流しこれを増加させた後、第２の半導体スイッチング素子をターンオフさせ、第１の共振用リアクトルと共振用コンデンサを共振させて、第２の半導体スイッチング素子と並列に接続された共振用コンデンサを充電すると共に他方の共振用コンデンサを放電させる。そして、第１の補助スイッチング素子を遮断し、共振用コンデンサの放電が終了して第１の共振用リアクトルを流れる電流が、第１の半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに還流している間に第１の半導体スイッチング素子をターンオンする。
【００１４】
逆に、第１の半導体スイッチング素子をターンオフし且つ第２の半導体スイッチング素子をターンオンする場合には、第２の補助スイッチング素子を導通させ、第２の共振用リアクトルに電流を流しこれを増加させた後、第１の半導体スイッチング素子をターンオフさせ、第２の共振用リアクトルと共振用コンデンサとを共振させて、第１の半導体スイッチング素子と並列に接続された共振用コンデンサを充電すると共に他方の共振用コンデンサを放電させる。そして、第２の補助スイッチング素子を遮断し、共振用コンデンサの放電が終了した後、第２の共振用リアクトルを流れる電流が、第２の半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに還流している間に第２の半導体スイッチング素子をターンオンする。
【００１５】
このようにすることによって、第１及び第２の半導体スイッチング素子をターンオン或いはターンオフする場合には零電圧スイッチング状態となって、スイッチング損失の低減を図ることが可能となる。
なお、前述の、第３の補助スイッチング素子、第３の共振用リアクトル、第４の補助スイッチング素子、第４の共振用リアクトルを用いる場合には、上記第１の補助スイッチング素子を第３の補助スイッチング素子に、第１の共振用リアクトルを第３の共振用リアクトルに、第２の補助スイッチング素子を第４の補助スイッチング素子に、第２の共振用リアクトルを第４の共振用リアクトルに置き換えた場合と同様の動作となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を説明する。
図１は、第１の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図であって、チョッパ回路に適用したものである。
図１に示すように、この電力変換装置は、例えばコンデンサＣと、主スイッチング部１１と、当該主スイッチング部１１のＺＶＳ（ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現するための補助回路部１２とから構成され、これらは、直流電源１と並列に接続されている。
【００１７】
前記主スイッチング部１１は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＵ及びこれと直列に接続された自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＸと、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＦＵ及びＦＸと、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸのそれぞれに並列に接続された同一容量値を有するコンデンサＣＵ及びＣＸとから構成されている。
【００１８】
前記補助回路部１２は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＰＳＵ、これと直列にカソード側が接続されたダイオードＮＤＸ、前記スイッチング素子ＰＳＵに逆並列に接続されたダイオードＰＦＵ、ダイオードＰＦＵとＮＤＸとの接続点に一端が接続された共振用のリアクトルＬ１及び、このリアクトルＬ１の他端にアノード側が接続されたダイオードＤＵとから構成され、そのカソード側は、前記スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点に接続されている。
【００１９】
そして、このスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点とダイオードＦＸのアノード側との間に負荷２が接続されている。
そして、制御回路１０によってスイッチング素子ＳＵ及びＳＸを切り替え、また、ＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電圧を所定電圧に変換して負荷２に供給すると共に、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＰＳＵのオンオフ制御を行うことによって、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００２０】
ここで、スイッチング素子ＳＵが第１の半導体スイッチング素子に対応し、スイッチング素子ＳＸが第２の半導体スイッチング素子に対応し、コンデンサＣＵ及びＣＸが共振用コンデンサに対応し、補助回路部１２が第１の補助回路部に対応し、スイッチング素子ＰＳＵが第１の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＮＤＸが第１の補助ダイオードに対応し、リアクトルＬ１が第１の共振用リアクトルに対応し、ダイオードＤＵが第２の補助ダイオードに対応している。
【００２１】
次に、上記第１の実施の形態の動作を、図２に示すタイミングチャートに基づいて説明する。
なお、図２において、（ａ）はスイッチング素子ＳＵのオンオフ制御状態、（ｂ）はスイッチング素子ＳＸのオンオフ制御状態、（ｃ）はスイッチング素子ＰＳＵのオンオフ制御状態、（ｄ）はコンデンサＣＵ及びＣＸの両端電圧Ｖ_CU及びＶ_CX、（ｅ）はスイッチング素子ＳＵを流れる電流ｉ_SU及びダイオードＦＵを流れる電流ｉ_FU、（ｆ）はスイッチング素子ＳＸを流れる電流ｉ_SX及びダイオードＦＸを流れる電流ｉ_FX、（ｇ）はリアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1、（ｈ）はモード、をそれぞれ表したものである。
【００２２】
また、直流電源１とコンデンサＣとは一つの電源とみなすことができるため、ここでは、これらをまとめて直流電源１として説明する。
今、スイッチング素子ＳＸがオンである状態から、スイッチング素子ＳＸはオフ状態、スイッチング素子ＳＵはオン状態に切り替えるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＸがオン状態であり、且つダイオードＦＸが導通し負荷２→ダイオードＦＸ→負荷２の経路で負荷電流Ｉ_OUTが還流している状態を考える（モード１）。このとき、スイッチング素子ＰＳＵ及びＳＵはオフ状態である。
【００２３】
この状態から、例えば時点ｔ₁₁でスイッチング素子ＰＳＵをオン状態にすると、直流電源１→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→スイッチング素子ＳＸ→直流電源１の経路でリアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が増加する。このとき、負荷電流Ｉ_OUTは、モード１と同様に、負荷２→ダイオードＦＸ→負荷２の経路で還流を継続する（モード２）。したがって、ダイオードＦＸを流れる電流ｉ_FXは、前記リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1の増加に伴って減少する（モード２）。
【００２４】
そして、時点ｔ₁₂で、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が負荷電流Ｉ_OUTを越えると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＸからダイオードＤＵに転流し、ダイオードＦＸは非導通状態となり、負荷２→直流電源１→スイッチング素子ＰＳＵ→リアトルＬ１→ダイオードＤＵ→負荷２の経路で負荷電流Ｉ_OUTが流れる（モード３）。また、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1のうちの負荷電流Ｉ_OUTを越える電流分がスイッチング素子ＳＸに流れるようになり、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1の増加に伴って、スイッチング素子ＳＸを流れる電流ｉ_SXも増加する。
【００２５】
そして、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が負荷電流Ｉ_OUTを越えている時点、例えば時点ｔ₁₃でスイッチング素子ＳＸをオフ状態にすると、リアクトルＬ１、コンデンサＣＵ及びＣＸの並列容量で決まる共振周波数で、リアクトルＬ１とコンデンサＣＵ及びＣＸとが共振を始め、共振電流がリアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→コンデンサＣＵ→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１の経路と、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→コンデンサＣＸ→直流電源１→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１の経路とに流れる。
【００２６】
これによって、コンデンサＣＸは零電圧から、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、コンデンサＣＵは直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電され、時点ｔ₁₄で共振電流がピークとなると、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1はそのピーク電流にクランプされ、コンデンサＣＸは直流電源電圧Ｅｄに向かって速やかに充電され、コンデンサＣＵは零電圧に向かって速やかに放電される。したがって、スイッチング素子ＳＸはＺＶＳ状態となる。なお、このとき負荷電流Ｉ_OUTはモード３と同様の経路で流れる（モード４）。
【００２７】
ここで、前記スイッチング素子ＳＸをオフとするタイミングは、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が負荷電流Ｉ_OUT以上となり、且つ、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が上記リアクトルＬ１とコンデンサＣＵ及びＣＸとの共振動作が確実に生じ得る電流値である時点であればよい。
そして、時点ｔ₁₅でコンデンサＣＵの放電及びコンデンサＣＸの充電が完了すると、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1は、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→負荷２→直流電源１→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１の経路で還流すると共に、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→ダイオードＦＵ→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１の経路で還流する。
【００２８】
そして、時点ｔ₁₅でコンデンサＣＵ及びＣＸの放電又は充電が終了した後の、例えば時点ｔ₁₆でスイッチング素子ＰＳＵをオフ状態にすると、負荷電流Ｉ_OUTは、負荷２→ダイオードＮＤＸ→リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→負荷２の経路で還流し、また、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1のうち、負荷電流Ｉ_OUTを越える電流分は、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→ダイオードＦＵ→直流電源１→ダイオードＮＤＸ→リアクトルＬ１の経路でリセットされる（モード５）。したがって、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1の減衰に伴って、ダイオードＦＵを流れる電流ｉ_FUも減少する。
【００２９】
そして、このダイオードＦＵに電流ｉ_FUが流れている時点、例えば時点ｔ₁₇でスイッチング素子ＳＵをオン状態にする。このとき、スイッチング素子ＳＵの両端の電圧は零電圧となっているからＺＶＳ動作が可能となる。
なお、前記スイッチング素子ＳＵをオン状態にするタイミングは、前記コンデンサＣＵの放電が完了し、且つ前記ダイオードＦＵに電流ｉ_FUが流れている間であればよい。
【００３０】
そして、時点ｔ₁₇でスイッチング素子ＳＵをオン状態にすると、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が負荷電流Ｉ_OUTよりも大きい間は、このリアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1は引き続きリアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→ダイオードＦＵ→直流電源１→ダイオードＮＤＸ→リアクトルＬ１の経路で減衰されると共に、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→負荷２→ダイオードＮＤＸ→リアクトルＬＮ１の経路で還流し、時点ｔ₁₈で、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が負荷電流Ｉ_OUT以下となると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＤＵからスイッチング素子ＳＵに転流し、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→ダイオードＦＵ→直流電源１→ダイオードＮＤＸ→リアクトルＬ１の経路でリアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1が減衰されると共に、直流電源１→スイッチング素子ＳＵ→負荷２→直流電源１の経路でスイッチング素子ＳＵに電流ｉ_SUが流れるようになる。そして、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1の減少に伴ってスイッチング素子ＳＵを流れる電流ｉ_SUが増加し、時点ｔ₁₉で、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1がリセットされると、スイッチング素子ＳＵには、負荷電流Ｉ_OUTに相当する電流ｉ_SUが流れるようになる（モード６）。
【００３１】
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＸがオフ状態に切り替えられまたスイッチング素子ＳＵがオン状態に切り替えられたことになる。
そして、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1がリセットされた後、例えば時点ｔ₂₀でスイッチング素子ＳＸをオン状態、スイッチング素子ＳＵをオフ状態に切り替えると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＸに転流し、また、コンデンサＣＵは零から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、コンデンサＣＸは直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電されてモード１の状態に戻る。したがって、スイッチング素子ＳＵはＺＶＳ状態となり、また、スイッチング素子ＳＸは、負荷電流Ｉ_OUTがダイオードＦＸに転流するためターンオン損失は発生しない。
【００３２】
なお、前記スイッチング素子ＳＸをオン及びスイッチング素子ＳＵをオフに切り替えるタイミングは、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1がリセットされた後であればよい。
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＸ及びＳＵが順次オン／オフに切り替えられることになる。
【００３３】
このように、スイッチング素子ＳＸのターンオフ及びスイッチング素子ＳＵのターンオンはＺＶＳ動作が実現されるから、スイッチング素子ＳＸ及びＳＵのスイッチング損失を低減することができる。また、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔは共振現象とコンデンサへの充電動作によって低く抑えられているため、スイッチング時の跳ね上がり動作（サージ電圧）に伴うノイズの発生をも低く抑えることができる。その結果、低損失で低ノイズスイッチングを実現することができる。
【００３４】
なお、上記第１の実施の形態においては、スイッチング素子ＰＳＵを、共振電流がピークとなり、且つコンデンサＣＵの放電及びコンデンサＣＸの充電が完了している時点ｔ₁₆でオフ状態に制御するようにしている。このため、図２に示すように、時点ｔ₁₄でリアクトルＬ１とコンデンサＣＵ及びＣＸとの共振動作における共振電流がピークとなった後、スイッチング素子ＰＳＵがオフ状態に制御されるまでの間、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1はピーク電流にクランプされることになる。
【００３５】
したがって、共振電流がピークとなる時点、つまり、リアクトルＬ１とコンデンサＣＵ及びＣＸとの共振周期をＴとしたとき、時点ｔ₁₃で共振を開始した時点からＴ／４が経過した時点でスイッチング素子ＰＳＵをオフに制御するのが好ましく、このようにすることによって、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1がピーク電流にクランプされることを回避することができるため、その分、損失を低減することができる。
【００３６】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
上記第１の実施の形態は、スイッチング素子ＳＵのターンオン及びスイッチング素子ＳＸのターンオフ時のＺＶＳ動作を実現するようにしたものであるのに対し、この第２の実施の形態は、スイッチング素子ＳＵのターンオフ及びスイッチング素子ＳＸのターンオン時のＺＶＳ動作を実現するようにしたものである。
【００３７】
図３に示すように、この電力変換装置は、例えばコンデンサＣと、上記第１の実施の形態と同様に形成された主スイッチング部１１と、当該主スイッチング部１１のＺＶＳを実現するための補助回路部１３とから構成され、これらは、直流電源１と並列に接続されている。
そして、前記補助回路部１３は、ダイオードＰＤＵ、このダイオードＰＤＵのアノード側に直列に接続された自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＮＳＸ、このスイッチング素子ＮＳＸに逆並列に接続されたダイオードＮＦＸ、ダイオードＰＤＵ及びＮＦＸの接続点に一端が接続された共振用のリアクトルＬ２及び、このリアクトルＬ２の他端にカソード側が接続されたダイオードＤＸとから構成され、そのアノード側は、前記スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点に接続されている。
【００３８】
そして、ダイオードＦＵのカソード側とスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点との間に負荷２が接続されている。
そして、制御回路１０によってスイッチング素子ＳＵ及びＳＸを切り替え、また、ＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電圧を所定電圧に変換して負荷２に供給すると共に、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＮＳＸをオンオフ制御することによってスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００３９】
ここで、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸがそれぞれ第１及び第２の半導体スイッチング素子に対応し、コンデンサＣＵ及びＣＸが共振用コンデンサに対応し、補助回路部１３が第２の補助回路部に対応し、ダイオードＰＤＵが第３の補助ダイオードに対応し、スイッチング素子ＮＳＸが第２の補助スイッチング素子に対応し、リアクトルＬ２が第２の共振用リアクトルに対応し、ダイオードＤＸが第４の補助ダイオードに対応している。
【００４０】
次に、上記第２の実施の形態の動作を、図４に示すタイミングチャートに基づいて説明する。なお、図４において、（ａ）はスイッチング素子ＳＵのオンオフ制御状態、（ｂ）はスイッチング素子ＳＸのオンオフ制御状態、（ｃ）はスイッチング素子ＮＳＸのオンオフ制御状態、（ｄ）はコンデンサＣＵ及びＣＸの両端電圧Ｖ_CU及びＶ_CX、（ｅ）はスイッチング素子ＳＵを流れる電流ｉ_SU及びダイオードＦＵを流れる電流ｉ_FU、（ｆ）はスイッチング素子ＳＸを流れる電流ｉ_SX及びダイオードＦＸを流れる電流ｉ_FX、（ｇ）はリアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2、（ｈ）はモード、をそれぞれ表したものである。
【００４１】
なお、この場合も、直流電源１とコンデンサＣとは一つの電源とみなすことができるため、ここでは、これらをまとめて直流電源１として説明する。
今、スイッチング素子ＳＵがオンしている状態から、スイッチング素子ＳＵをオフ状態、スイッチング素子ＳＸをオン状態に切り替えるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＵがオン状態であり、且つダイオードＦＵが導通し負荷２→ダイオードＦＵ→負荷２の経路で負荷電流Ｉ_OUTが還流している状態を考える（モード１）。このとき、スイッチング素子ＮＳＸ及びＳＸはオフ状態である。
【００４２】
この状態から、例えば時点ｔ₂₁でスイッチング素子ＮＳＸをオン状態にして、直流電源１→スイッチング素子ＳＵ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２→スイッチング素子ＮＳＸ→直流電源１の経路でリアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2を増加させる。このとき、負荷電流Ｉ_OUTは、モード１と同様に、負荷２→ダイオードＦＵ→負荷２の経路で還流を継続する（モード２）。また、前記リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2の増加に伴って、ダイオードＦＵを流れる電流ｉ_FUは減少する。
【００４３】
そして、時点ｔ₂₂で、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が負荷電流Ｉ_OUT以上となると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＵからダイオードＤＸに転流し、ダイオードＦＵは非導通状態となり、負荷２→ダイオードＤＸ→リアトルＬ２→スイッチング素子ＮＳＸ→直流電源１→負荷２の経路で負荷電流Ｉ_OUTが流れる（モード３）。また、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2のうちの負荷電流Ｉ_OUTを越える電流分がスイッチング素子ＳＵに流れるようになり、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2の増加に伴って、スイッチング素子ＳＵを流れる電流ｉ_SUも増加する。
【００４４】
そして、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が負荷電流Ｉ_OUTを越えている時点、例えば時点ｔ₂₃でスイッチング素子ＳＵをオフ状態にすると、リアクトルＬ２、コンデンサＣＵ及びＣＸの並列容量で決まる共振周波数で、リアクトルＬ２とコンデンサＣＵ及びＣＸとが共振を始め、共振電流がリアクトルＬ２→ダイオードＰＤＵ→コンデンサＣＵ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路と、リアクトルＬ２→スイッチング素子ＮＳＸ→コンデンサＣＸ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路とに流れる。
【００４５】
これによって、コンデンサＣＵは零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、コンデンサＣＸは直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電され、時点ｔ₂₄で共振電流がピークとなると、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2はそのピーク電流にクランプされ、コンデンサＣＵは直流電源電圧Ｅｄに向かって速やかに充電され、また、コンデンサＣＸは零電圧に向かって速やかに放電される。したがって、スイッチング素子ＳＵはＺＶＳ状態となる。なお、このとき負荷電流Ｉ_OUTはモード３と同様の経路で流れる（モード４）。
【００４６】
ここで、前記スイッチング素子ＳＵをオフとするタイミングは、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が負荷電流Ｉ_OUTを越え、且つ、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が上記リアクトルＬ２とコンデンサＣＵ及びＣＸとの共振動作が確実に生じ得る電流値である時点であればよい。
そして、時点ｔ₂₅でコンデンサＣＸの放電及びコンデンサＣＵの充電が完了すると、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2は、リアクトルＬ２→スイッチング素子ＮＳＸ→直流電源１→負荷２→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路で還流すると共に、リアクトルＬ２→スイッチング素子ＮＳＸ→ダイオードＦＸ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路で還流する。
【００４７】
そして、コンデンサＣＵ及びＣＸの充電又は放電が終了した後の、例えば時点ｔ₂₆でスイッチング素子ＮＳＸをオフ状態にすると、負荷電流Ｉ_OUTは、負荷２→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２→ダイオードＰＤＵ→負荷２の経路で還流し、また、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2のうち、負荷電流Ｉ_OUTを越える電流分は、リアクトルＬ２→ダイオードＰＤＵ→直流電源１→ダイオードＦＸ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路でリセットされる（モード５）。したがって、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2の減衰に伴って、ダイオードＦＸを流れる電流ｉ_FXも減少する。
【００４８】
なお、この場合も、上記第１の実施の形態と同様に、スイッチング素子ＮＳＸをオフするタイミングは、リアクトルＬ２とコンデンサＣＵ及びＣＸとの共振周期をＴとしたとき、共振開始からＴ／４経過時点でオフするのが好ましい。
そして、前記ダイオードＦＸに電流ｉ_FXが流れている時点、例えば時点ｔ₂₇でスイッチング素子ＳＸをオン状態にする。このとき、スイッチング素子ＳＸの両端の電圧は零電圧となっているからＺＶＳ動作が可能となる。
【００４９】
なお、前記スイッチング素子ＳＸをオン状態にするタイミングは、前記コンデンサＣＸの放電が完了し、且つ前記ダイオードＦＸに電流ｉ_FXが流れている間であればよい。
そして、時点ｔ₂₇でスイッチング素子ＳＸをオン状態にすると、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が負荷電流Ｉ_OUTよりも大きい間は、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2は、引き続きリアクトルＬ２→ダイオードＰＤＵ→負荷２→ダイオードＤＸの経路で還流すると共に、リアクトルＬ２→ダイオードＰＤＵ→直流電源１→ダイオードＦＸ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路で減衰し、時点ｔ₂₈で、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が負荷電流Ｉ_OUT以下となると、負荷電流Ｉ_OUTは、ダイオードＤＸからスイッチング素子ＳＸに転流し、リアクトルＬ２→ダイオードＰＤＵ→直流電源１→ダイオードＦＸ→ダイオードＤＸ→リアクトルＬ２の経路でリアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2が減衰すると共に、直流電源１→負荷２→スイッチング素子ＳＸ→直流電源１の経路で、スイッチング素子ＳＸに電流ｉ_SXが流れるようになり、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2の減少に伴ってスイッチング素子ＳＸを流れる電流ｉ_SXが増加し、時点ｔ₂₉で、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2がリセットされると、スイッチング素子ＳＸには、負荷電流Ｉ_OUTに相当する電流ｉ_SXが流れるようになる（モード６）。
【００５０】
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＵがオフ状態に切り替えられまたスイッチング素子ＳＸがオン状態に切り替えられたことになる。
そして、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2がリセットされた後、例えば時点ｔ₃₀でスイッチング素子ＳＸをオフ状態、スイッチング素子ＳＵをオン状態に切り替えると、負荷電流Ｉ_OUTは、ダイオードＦＵに転流し、また、コンデンサＣＸは零から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、コンデンサＣＵは直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電されてモード１の状態に戻る。したがって、スイッチング素子ＳＸはＺＶＳ状態となり、また、スイッチング素子ＳＵは負荷電流Ｉ_OUTが、ダイオードＦＵに転流するためターンオン損失は発生しない。
【００５１】
なお、前記スイッチング素子ＳＸをオフ及びスイッチング素子ＳＵをオンに切り替えるタイミングは、リアクトルＬ２を流れる電流ｉ_L2がリセットされた後であればいつでもよい。
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＸ及びＳＵが順次オン／オフに切り替えられることになる。
【００５２】
このように、スイッチング素子ＳＸのターンオン及びスイッチング素子ＳＵのターンオフはＺＶＳ動作が実現されるから、スイッチング素子ＳＸ及びＳＵのスイッチング損失を低減することができ、また、この場合も、上記第１の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
【００５３】
図５は、第３の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図５に示すように、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたフルブリッジのインバータ回路に適用したものであって、上記第１の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせたものである。
第３の実施の形態における電力変換装置は、図５に示すように、直流電源１と並列にコンデンサＣが接続され、さらに、変換モジュールとしてのアームＵＸ及びアームＶＹが並列に接続されている。
【００５４】
アームＵＸは、上記第１の実施の形態における、主スイッチング部１１と、第１の実施の形態における補助回路部１２である第１の補助回路部１２と、第２の実施の形態における補助回路部１３である第２の補助回路部１３とから構成され、これら各部は、直流電源１及びコンデンサＣと並列に接続されている。
そして、第１の補助回路部１２のダイオードＤＵのカソード側が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点に接続されていると共に、第２の補助回路部１３のダイオードＤＸのアノード側が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点に接続されている。
【００５５】
一方、アームＶＹは、アームＵＸと同一に構成されている。なお、アームＵＸのスイッチング素子ＳＵ及びＳＸ、ダイオードＦＵ及びＦＸ、コンデンサＣＵ及びＣＸが、アームＶＹのスイッチング素子ＳＶ及びＳＹ、ダイオードＦＶ及びＦＹ、コンデンサＣＶ及びＣＹに対応し、アームＵＸのスイッチング素子ＰＳＵ、ダイオードＰＦＵ及びＮＤＸ、リアクトルＬ１、ダイオードＤＵが、アームＶＹのスイッチング素子ＰＳＶ、ダイオードＰＦＶ及びＮＤＹ、リアクトルＬ３、ダイオードＤＶに対応し、アームＵＸのダイオードＰＤＵ、スイッチング素子ＮＳＸ、ダイオードＮＦＸ、リアクトルＬ２、ダイオードＤＸが、アームＶＹのダイオードＰＤＶ、スイッチング素子ＮＳＹ、ダイオードＮＦＹ、リアクトルＬ４、ダイオードＤＹに対応している。
【００５６】
そして、アームＵＸのスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点と、アームＶＹのスイッチング素子ＳＶ及びＳＹの接続点との間に負荷３が接続されている。
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹを所定のタイミングで切り替え、また、ＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、前記スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＰＳＵ、ＮＳＸ、ＰＳＶ、ＮＳＹをオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ及びＳＹの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００５７】
つまりこの場合には、アームＵＸにおいては、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＰＳＵ及びＮＳＸをオンオフ制御し、すなわち、図６に示すように、次の時点ｔ₃₂でスイッチング素子ＳＵ（図６（ａ））をターンオン、スイッチング素子ＳＸ（図６（ｂ））をターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがって予め時点ｔ₃₁でスイッチング素子ＰＳＵ（図６（ｅ））をオン動作させ、スイッチング素子ＳＸをターンオフした後にオフにし、次の時点ｔ₃₆でスイッチング素子ＳＵ（図６（ａ））をターンオフ、スイッチング素子ＳＸ（図６（ｂ））をターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがって予め時点ｔ₃₄でスイッチング素子ＮＳＸ（図６（ｆ））をオン動作させスイッチング素子ＳＵをターンオフした後にオフにすることによって、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００５８】
同様に、アームＶＹにおいては、スイッチング素子ＳＶ及びＳＹのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＰＳＶ及びＮＳＹを制御し、時点ｔ₃₅でスイッチング素子ＳＶ（図６（ｃ））をターンオン、スイッチング素子ＳＹ（図６（ｄ））をターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがって予め時点ｔ₃₃でスイッチング素子ＰＳＶ（図６（ｇ））をオンにし、スイッチング素子ＳＹをターンオフした後オフにし、次の時点ｔ₃₉でスイッチング素子ＳＶ（図６（ｃ））をターンオフ、スイッチング素子ＳＹ（図６（ｄ））をターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがって予め時点ｔ₃₇でスイッチング素子ＮＳＹをオンにしスイッチング素子ＳＶをターンオフした後にオフにすることによって、スイッチング素子ＳＶ及びＳＹのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００５９】
したがって、この場合も、上記第１及び第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
次に、本発明の第４の実施の形態を説明する。
図７は、第４の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図７に示すように、直流電力を三相交流電力に変換するようにしたインバータ回路に適用したものであって、上記第３の実施の形態において、アームＵＸ及びＶＹと同一構成を有するアームＷＺが追加されている。そして、これらアームＵＸ、ＶＹ、ＷＺが変換モジュールに対応している。
【００６０】
なお、アームＵＸのスイッチング素子ＳＵ及びＳＸ、ダイオードＦＵ及びＦＸ、コンデンサＣＵ及びＣＸが、アームＷＺのスイッチング素子ＳＷ及びＳＺ、ダイオードＦＷ及びＦＺ、コンデンサＣＷ及びＣＺに対応し、アームＵＸのスイッチング素子ＰＳＵ、ダイオードＰＦＵ及びＮＤＸ、リアクトルＬ１、ダイオードＤＵが、アームＷＺのスイッチング素子ＰＳＷ、ダイオードＰＦＷ及びＮＤＺ、リアクトルＬ５、ダイオードＤＷに対応し、アームＵＸのダイオードＰＤＵ、スイッチング素子ＮＳＸ、ダイオードＮＦＸ、リアクトルＬ２、ダイオードＤＸが、アームＷＺのダイオードＰＤＷ、スイッチング素子ＮＳＺ、ダイオードＮＦＺ、リアクトルＬ６、ダイオードＤＺに対応している。
【００６１】
そして、アームＵＸのスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点と、アームＶＹのスイッチング素子ＳＶ及びＳＹの接続点と、アームＷＺのスイッチング素子ＳＷ及びＳＺの接続点と、が負荷４に接続されている。
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＵ〜ＳＷを公知の１２０度通電型或いは１８０度通電型等にしたがって切り替え、また、ＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電力を三相交流電力に変換して負荷４に供給すると共に、各スイッチング素子ＳＵ〜ＳＷの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＰＳＵ〜ＰＳＷ、ＮＳＸ〜ＮＳＺをオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹ、ＳＷ及びＳＺの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００６２】
つまりこの場合には、アームＵＸにおいては、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＵをターンオン、スイッチング素子ＳＸをターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＰＳＵをオンオフ動作させ、逆に、スイッチング素子ＳＵをターンオフ、スイッチング素子ＳＸをターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＮＳＸをオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。同様に、アームＶＹにおいては、スイッチング素子ＳＶ及びＳＹのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＶをターンオン、スイッチング素子ＳＹをターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＰＳＶをオンオフ動作させ、逆に、スイッチング素子ＳＶをターンオフ、スイッチング素子ＳＹをターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＮＳＹをオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＶＵ及びＳＹのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００６３】
さらに、アームＷＺにおいては、スイッチング素子ＳＷ及びＳＺのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＷをターンオン、スイッチング素子ＳＺをターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＰＳＷをオンオフ動作させ、逆に、スイッチング素子ＳＷをターンオフ、スイッチング素子ＳＺをターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＮＳＺをオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＷ及びＳＺのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００６４】
したがって、この場合も、上記第１及び第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
なお、この第４の実施の形態においては、三相の交流電力に変換するようにした場合について説明したが、三相以上の多相交流電力に変換するようにした場合であっても適用することができ、この場合には、何相の交流電力に変換するかに応じてアームを設ければよい。
【００６５】
次に、本発明の第５の実施の形態を説明する。
図８は、第５の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図であって、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたインバータ回路に適用したものであって、第３の実施の形態において、アームＵＸ及びＶＹにおいて第１の補助回路部１２及び第２の補助回路部１３を共用するようにしたものである。
【００６６】
すなわち、この第５の実施の形態における電力変換装置は、図８に示すように、アームＵＸ及びアームＶＹの主スイッチング部１１に相当する主スイッチング部１１ＵＸ及び１１ＶＹと、これら主スイッチング部１１ＵＸ、１１ＶＹと並列に接続された補助回路部１４とから構成されている。
この補助回路部１４は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＰＳ及びこれと逆並列に接続されたダイオードＰＦと、このダイオードＰＦのアノード側にカソード側が接続されたダイオードＮＤと、ダイオードＰＤと、このダイオードＰＤのアノード側に接続された自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＮＳ及びこれと逆並列に接続されたダイオードＮＦと、ダイオードブリッジ部１４ａを構成するダイオードＤＵ、ＤＸ、ＤＶ、ＤＹと、リアクトルＬ７及びＬ８とから構成されている。そして、ダイオードＤＵ及びＤＶのアノード側と前記スイッチング素子ＰＳ及びダイオードＮＤの接続点との間に前記リアクトルＬ７が接続されると共に、ダイオードＤＸ及びＤＹのカソード側と前記ダイオードＰＤ及びスイッチング素子ＮＳの接続点との間にリアクトルＬ８が接続されている。
【００６７】
さらに、ダイオードＤＵ及びＤＸの接続点と前記主スイッチング部１１ＵＸのスイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点とが接続され、同様に、ダイオードＤＶ及びＤＹの接続点と主スイッチング部１１ＶＹのスイッチング素子ＳＶ及びＳＹの接続点とが接続され、さらに、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点とスイッチング素子ＳＶ及びＳＹの接続点との間に、負荷３が接続されている。
【００６８】
そして、制御回路１０によって各スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹを公知のタイミングで切り替え、またＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、各スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＰＳ及びＮＳをオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ及びＳＹの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００６９】
ここで、補助回路部１４が第３の補助回路部に対応し、スイッチング素子ＰＳが第３の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＮＤが第５の補助ダイオードに対応し、ダイオードＰＤが第６の補助ダイオードに対応し、スイッチング素子ＮＳが第４の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＤＵ及びＤＶが第７の補助ダイオードに対応し、ダイオードＤＸ及びＤＹが第８の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたダイオードＤＵ及びＤＸと、ダイオードＤＶ及びＤＹとがダイオード接続部に対応し、リアクトルＬ７が第３の共振用リアクトルに対応し、リアクトルＬ８が第４の共振用リアクトルに対応している。
【００７０】
つまりこの場合には、上記第３の実施の形態と同様のタイミングでスイッチング素子ＳＵ及びＳＸ、又はＳＶ及びＳＹのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＰＳ又はＮＳを動作させ、すなわち、ダイオードＤＵ、ＤＸ、ＤＶ、ＤＹによってダイオードＯＲの条件が成立するスイッチング素子ＰＳ又はＮＳに対して、第１の実施の形態又は第２の実施の形態にしたがって、スイッチング素子ＰＳ又はＮＳをオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００７１】
したがって、この場合も、上記第３の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、この場合、各主スイッチング部１１ＵＸ、１１ＶＹに対してＺＶＳを実現するためのダイオード及びスイッチング素子を設ける必要がないから、その分電力変換装置の構成品の削減を図ることができる。
【００７２】
次に、本発明の第６の実施の形態を説明する。
この第６の実施の形態は、第５の実施の形態において、直流電力を三相交流電力に変換するようにしたものであって、図９に示すように、主スイッチング部１１ＷＺが追加され、３つの主スイッチング部を備えると共に、ダイオードブリッジ部１４ａが三相に構成されている。
【００７３】
すなわち、ダイオードブリッジ部１４ａは、ダイオードＤＵ及びこれと直列に接続されたダイオードＤＸと、ダイオードＤＶ及びこれと直列に接続されたダイオードＤＹと、ダイオードＤＷ及びこれと直列に接続されたＤＺとの３つのダイオード接続部から構成され、ダイオードＤＵ、ＤＶ、ＤＷのアノード側がリアクトルＬ７に接続されると共に、ダイオードＤＸ、ＤＹ、ＤＺのカソード側がリアクトルＬ８に接続されている。
【００７４】
そして、ダイオードＤＵ及びＤＸの接続点、ダイオードＤＶ及びＤＹの接続点、ダイオードＤＷ及びＤＺの接続点と、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点、スイッチング素子ＳＶ及びＳＹの接続点、スイッチング素子ＳＷ及びＳＺの接続点がそれぞれ接続され、さらに、これら各スイッチング素子の接続点が負荷４に接続されている。
【００７５】
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＵ〜ＳＺを公知の１２０度通電型或いは１８０度通電型にしたがって切り替え、また、ＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を三相交流電力に変換して負荷４に供給すると共に、各スイッチング素子ＳＵ〜ＳＺの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＰＳ、ＮＳをオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＵ〜ＳＺの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００７６】
つまりこの場合には、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸ、ＳＶ及びＳＹ、ＳＷ及びＳＺのオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＰＳ又はＮＳを動作させ、すなわち、ダイオードＤＵ、ＤＸ、ＤＶ、ＤＹ、ＤＷ及びＤＺによってダイオードＯＲの条件が成立するスイッチング素子ＰＳ又はＮＳに対して、第１の実施の形態又は第２の実施の形態にしたがって、オンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＵ、ＳＸ、ＳＶ、ＳＹ、ＳＷ及びＳＺのターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００７７】
したがって、この場合も、上記第５の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、この場合も、各主スイッチング部１１ＵＸ、１１ＶＹ、１１ＷＺに対してＺＶＳを実現するためのダイオード及びスイッチング素子を設ける必要がないから、その分電力変換装置の構成品の削減を図ることができる。
【００７８】
なお、この第６の実施の形態においては、三相の交流電力に変換するようにした場合について説明したが、これに限るものではなく、多相の交流電力に変換することも可能であり、この場合には、相数に応じて主スイッチング部を追加すると共に、ダイオードブリッジ部１４ａの相数を増加させればよい。
次に、本発明の第７の実施の形態を説明する。
【００７９】
図１０は、第７の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図１０に示すように、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたハーフブリッジのインバータ回路に適用したものであって、上記第１の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせたものである。
図１０に示すように、同一容量値を有する直列に接続されたコンデンサＣＰ及びＣＮが直流電源１と並列に接続されている。
【００８０】
さらに、上記第１の実施の形態における、主スイッチング部１１と、第１の実施の形態における補助回路部である第１の補助回路部１２と、第２の実施の形態における補助回路部である第２の補助回路部１３とが、直流電源１と並列に接続されている。
そして、第１の補助回路部１２のダイオードＤＵのカソード側と前記第２の補助回路部１３のダイオードＤＸのアノード側とが直列に接続されてこれらダイオードの接続点が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＵ及びＳＸ間に接続されている。
【００８１】
そして、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの接続点と、コンデンサＣＰ及びＣＮの接続点との間に負荷３が接続されている。
そして、制御回路１０によって各スイッチング素子ＳＵ及びＳＸを所定のタイミングで切り替え、また、ＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＰＳＵ及びＮＳＸをオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＵ及びＳＸの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００８２】
次に、上記第７の実施の形態の動作を説明する。
今、スイッチング素子ＳＸがオンしている状態からこのスイッチング素子ＳＸをオフさせてスイッチング素子ＳＵをオンさせるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＸがオン状態であり、負荷３→スイッチング素子ＳＸ→直流電源１→コンデンサＣＰ→負荷３の経路で負荷電流Ｉ_OUTが還流している状態を考える。このとき、スイッチング素子ＰＳＵ及びＳＵはオフ状態である。
【００８３】
この状態から、スイッチング素子ＰＳＵをオン状態にして、直流電源１→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→スイッチング素子ＳＸ→直流電源１の経路でリアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1を増加させる。このとき、負荷電流Ｉ_OUTは、モード１と同様に、負荷３→スイッチング素子ＳＸ→直流電源１→コンデンサＣＰ→負荷３の経路で還流を継続する。つまり、スイッチング素子ＳＸには、負荷電流Ｉ_OUTとリアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1とが同じ方向に流れる。
【００８４】
この状態からスイッチング素子ＳＸをオフ状態にすると、リアクトルＬ１とコンデンサＣＵ及びＣＸとが共振を始め、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_LN1は、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→コンデンサＣＵ→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１の経路と、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→コンデンサＣＸ→直流電源１→スイッチング素子ＰＳＵ→リアクトルＬ１の経路とに流れ、この共振電流によって、コンデンサＣＸは零電圧から直流電源電圧に向かって充電され、コンデンサＣＵは、直流電源電圧から零電圧に向かって放電される。この結果スイッチング素子ＳＸはＺＶＳ状態となる。なお、このとき、負荷電流Ｉ_OUTは、負荷３→コンデンサＣＸ→直流電源１→コンデンサＣＰ→負荷３の経路及び負荷３→コンデンサＣＵ→コンデンサＣＰ→負荷３の経路を流れる。
【００８５】
そして、コンデンサＣＵが零電圧となるタイミングで、スイッチング素子ＰＳＵをオフ状態にすると、負荷電流Ｉ_OUTは、負荷３→ダイオードＦＵ→直流電源１→コンデンサＣＮ→負荷３の経路で回生し、また、リアクトルＬ１を流れる電流ｉ_L1は、リアクトルＬ１→ダイオードＤＵ→ダイオードＦＵ→直流電源１→ダイオードＮＤＸ→リアクトルＬ１の経路で減衰される。
【００８６】
続いて、ダイオードＦＵに電流が流れている間に、スイッチング素子ＳＵをオン状態にする。これによって、ダイオードＦＵを経由して流れるリアクトルＬ１の電流ｉ_L1が減衰しこれがリセットされた後に、負荷電流Ｉ_OUTは、直流電源１→スイッチング素子ＳＵ→負荷３→コンデンサＣＮ→直流電源１の経路に転流する。
【００８７】
このとき、ダイオードＦＵに電流が流れている時点で、スイッチング素子ＳＵをオン状態にするから、スイッチング素子ＳＵはＺＶＳ状態となる。
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＸがオフ状態に切り替えられまたスイッチング素子ＳＵがオン状態に切り替えられたことになる。
続いて、スイッチング素子ＳＸをオン状態、スイッチング素子ＳＵをオフ状態に切り替えるときには、今度は、スイッチング素子ＮＳＸをオン状態にして、リアクトルＬ２の電流ｉ_L2を増加させ、続いて、スイッチング素子ＳＵをオフ状態にすると、リアクトルＬ２とコンデンサＣＵ及びＣＸが共振を始め、この共振電流によって、コンデンサＣＸは直流電源電圧から零電圧に向かって放電され、コンデンサＣＵは零電圧から直流電源電圧に向かって充電される。この結果、スイッチング素子ＳＵはＺＶＳ状態となる。
【００８８】
そして、コンデンサＣＸが零電圧となるタイミングでスイッチング素子ＮＳＸをオフ状態にすると、ダイオードＦＸを経由して負荷電流Ｉ_OUTは回生し、また、リアクトルＬ２の電流ｉ_L2はリセットされる。
このダイオードＦＸに電流が流れている間に、スイッチング素子ＳＸをオン状態にすると、このとき、コンデンサＣＸは放電されているから、スイッチング素子ＳＸはＺＶＳ状態となる。
【００８９】
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＸがオン状態に切り替えられまたスイッチング素子ＳＵがオフ状態に切り替えられたことになる。
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＸ及びＳＵが順次オン／オフに切り替えられることになる。
したがってこの場合も、スイッチング素子ＳＸ、ＳＵのターンオフ及びターンオンはＺＶＳ動作が実現されるから、スイッチング素子ＳＸ及びＳＵのスイッチング損失を低減することができ、また、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔは共振現象とコンデンサへの充電動作によって低く抑えられているため、スイッチング時の跳ね上がり動作（サージ電圧）に伴うノイズの発生をも低く抑えることができる。その結果、低損失で低ノイズスイッチングを実現することができる。
【００９０】
なお、上記各実施の形態において、負荷の前段にＰＷＭ制御による高周波リプルを除去するためのフィルタが挿入されている場合でも適用することができ、同等の作用効果を得ることができる。
また、上記各実施の形態においては、チョッパ回路、また、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路について説明したが、これに限るものではなく、交流電力から直流電力に変換するコンバータ回路に適用することができるのはいうまでもない。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１乃至請求項９に係る電力変換装置によれば、第１又は第２の半導体スイッチング素子の零電圧スイッチング状態を実現するようにしたから、これら半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができると共に、半導体スイッチング素子のサージ電圧は、共振現象及びコンデンサへの充電動作によって低く抑えられているからスイッチング時の跳ね上がり電圧に伴うノイズの発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図２】第１の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図３】第２の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図４】第２の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図５】第３の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図６】第３の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図７】第４の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図８】第５の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図９】第６の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図１０】第７の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図１１】従来の電力変換装置の概略構成図である。
【図１２】スナバ回路の一例である。
【符号の説明】
１直流電源
２〜４負荷
１０制御回路
１１主スイッチング部
１２〜１４補助回路部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device that incorporates a semiconductor switching element and controls the output power of DC power or converts between DC power and AC power from one to the other, and in particular, reduces the switching loss. It is related with the power converter device made to do.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, for example, a three-phase inverter that creates a three-phase AC power source from a DC power source is configured, for example, as shown in FIG. That is, two semiconductor switching elements SW are connected in series to form three sets, and a diode Dn is connected in antiparallel to each semiconductor switching element SWn (n = 1 to 6). A capacitor C and three sets of semiconductor switching elements SWn connected in series corresponding to each phase are connected to both ends of the DC power source 1 and a load 2 is connected to a connection point between the semiconductor switching elements. Yes. Then, for example, by turning on / off each semiconductor switching element SWn at a predetermined timing by PWM control, the DC power of the DC power supply is converted into three-phase AC power and supplied to the load.
[0003]
By the way, in such a power conversion circuit using a semiconductor switching element, it is known that an overvoltage occurs when the semiconductor switching element is turned on and off, and a snubber circuit is provided to suppress this. As this snubber circuit, for example, as shown in FIG. 12 (a), it is composed of a resistor R and a capacitor C connected in series therewith, and for example, as shown in FIG. 12 (b), a diode A device composed of D, a capacitor C connected to the cathode side thereof, and a resistor R connected to these connection points is known. These snubber circuits are connected in parallel with the semiconductor switching elements constituting the power conversion circuit as shown in FIG. 11 or are connected in a lump between the plus and minus of the DC power supply 1. Yes.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional power conversion device, the semiconductor switching element is in a so-called hard switching state. Therefore, the dv / dt at the turn-on and turn-off is very high, so that the switching loss is large and further noise is generated. . Further, since the snubber circuit only suppresses overvoltage, there is a problem that snubber loss occurs although the degree is different.
[0005]
Accordingly, the present invention has been made paying attention to the above-mentioned conventional unsolved problems, and realizes so-called ZVS (Zero Voltage Switching) in which turn-on and turn-off operations are performed in a state where the voltage across the semiconductor switching element is zero. An object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing the noise by reducing the switching loss of the semiconductor switching element to zero as much as possible, and suppressing the overvoltage of the semiconductor switching element and reducing the snubber loss.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, a power conversion device according to claim 1 of the present invention has a plurality of semiconductor switching elements, and controls the output power of a DC power supply by controlling these semiconductor switching elements. In the power converter, the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and each of the diodes And a first switching circuit connected in parallel with the main switching unit, and the first auxiliary circuit unit includes a diode in antiparallel. A first auxiliary switching element connected, and a first auxiliary connected in series to the first auxiliary switching element An anode, a first resonance reactor connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode, the first resonance reactor, and the first and second semiconductor switching elements And a second auxiliary diode connected between the connection points of Then, a load is connected to both ends of the second semiconductor switching element, and after the first auxiliary switching element is turned on, the load through which the current flowing through the first resonance reactor is supplied to the load When the current is exceeded, the second semiconductor switching element is switched to an OFF state, and T is the resonance period of the resonance capacitor and the first resonance reactor, and T When / 4 has elapsed, the first auxiliary switching element is switched to the OFF state, and then when the current flows through the diode provided in antiparallel with the first semiconductor switching element, the first auxiliary switching element After the semiconductor switching element is switched to the on state and the current flowing through the first resonance reactor is reset, the first semiconductor switch Switches the grayed element in the OFF state, it switches the second semiconductor switching element to the on state It is characterized by that.
[0007]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a power converter that includes a plurality of semiconductor switching elements, and controls the output power of a DC power source by controlling the semiconductor switching elements. A semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit, and a second auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit, the second auxiliary circuit unit including a third auxiliary diode, the third auxiliary diode, A second auxiliary switching element connected in series and having a diode connected in reverse parallel; and the third auxiliary die And a second resonance reactor connected to a connection point between the first auxiliary switching element and the second auxiliary switching element, and a connection point between the second resonance reactor and the first and second semiconductor switching elements. A fourth auxiliary diode connected, Then, a load is connected to both ends of the first semiconductor switching element, and after the second auxiliary switching element is switched to the on state, the current flowing through the second resonance reactor is supplied to the load. When the current is exceeded, the first semiconductor switching element is switched to the OFF state, and T is the resonance period between the resonance capacitor and the second resonance reactor, and T When / 4 has elapsed, the second auxiliary switching element is switched to the OFF state, and then when the current flows through the diode provided in anti-parallel with the second semiconductor switching element, the second auxiliary switching element is After the semiconductor switching element is switched to the on state and the current flowing through the second resonance reactor is reset, the first semiconductor switching element And switching the second semiconductor switching element to an off state. It is characterized by that.
[0008]
The power conversion device according to claim 3 has a plurality of conversion modules including a plurality of semiconductor switching elements, and converts power from one to the other between DC power and AC power by controlling the semiconductor switching elements. In the above-described power conversion device, the conversion module includes a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element connected in series, and a diode connected in reverse parallel to each of the first and second semiconductor switching elements. And a main switching unit in which a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes, and a first auxiliary circuit unit and a second auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit, The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel, A first auxiliary diode connected in series to the first auxiliary switching element; a first resonance reactor connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode; and A second auxiliary diode connected between a first resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements, and the second auxiliary circuit section includes a third auxiliary diode An auxiliary diode, a second auxiliary switching element connected in series to the third auxiliary diode and connected in reverse parallel, and a connection point of the third auxiliary diode and the second auxiliary switching element A second resonance reactor connected, and a fourth auxiliary connected between the second resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements. A diode, is composed of Then, a load is connected to the connection point of the first and second semiconductor switching elements, and the first auxiliary circuit unit switches the first auxiliary switching element to the on state, and then the first resonance When the current flowing through the reactor exceeds the load current supplied to the load, the second semiconductor switching element is switched to an off state, and the resonance period between the resonance capacitor and the first resonance reactor is changed. When T is set to T, the first auxiliary switching element is switched to the OFF state when T / 4 has elapsed from the time when the resonance is started, and then the first semiconductor switching element is provided in antiparallel. When a current is flowing through the diode, the first semiconductor switching element is switched to an ON state, and the second auxiliary circuit unit is configured to switch the second auxiliary switching element. After the element is switched to the on state, the first semiconductor switching element is switched to the off state when the current flowing through the second resonance reactor exceeds the load current supplied to the load. When the resonance period between the capacitor and the second resonance reactor is T, the second auxiliary switching element is switched to the OFF state at the time when T / 4 has elapsed from the time when the resonance is started. Switching the second semiconductor switching element to an ON state when a current flows through the diode provided in antiparallel with the second semiconductor switching element; It is characterized by.
[0009]
Moreover, the power converter device which concerns on Claim 4 has two sets of said conversion modules in the power converter device of the said Claim 3, and performs power conversion between direct-current power and single phase alternating current power. It is a feature.
A power conversion device according to claim 5 is the power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes three sets of the conversion modules, and performs power conversion between DC power and three-phase AC power. It is said.
[0010]
The power conversion device according to claim 6 has a plurality of semiconductor switching elements, and by controlling these semiconductor switching elements, power is converted from one to the other between DC power and AC power. In the power conversion device, a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and each of the diodes is connected. A plurality of main switching units connected in parallel with a resonance capacitor; and a third auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit, wherein the third auxiliary circuit unit is a diode in antiparallel. Connected to the third auxiliary switching element and the fifth auxiliary switching element connected in series to the third auxiliary switching element. A diode, a fourth auxiliary diode, a fourth auxiliary switching element connected in series to the sixth auxiliary diode and connected in reverse parallel, and a seventh auxiliary diode provided for each main switching unit A diode connection part in which a diode and an eighth auxiliary diode are connected in series and a connection point of these auxiliary diodes is connected to a connection point between the semiconductor switching elements of the main switching part; the third auxiliary switching element; A third resonance reactor connected between the connection point of the fifth auxiliary diode and the seventh auxiliary diode side of the diode connection part; and the sixth auxiliary diode and the fourth auxiliary switching element. For the fourth resonance connected between the connection point and the eighth auxiliary diode side of the diode connection portion And Akutoru is characterized in that they are composed of.
[0011]
Moreover, the power converter device which concerns on Claim 7 has two sets of the said main switching part and the said diode connection part in the power converter device of the said Claim 6, respectively, between direct current power and single phase alternating current power It is characterized by performing power conversion.
Moreover, the power converter device which concerns on Claim 8 has three sets of the said main switching part and the said diode connection part in the power converter device of the said Claim 6, respectively, between direct-current power and three-phase alternating current power. It is characterized by performing power conversion.
[0012]
The power conversion device according to claim 9 has a plurality of semiconductor switching elements, and by controlling these semiconductor switching elements, power is converted from one to the other between DC power and single-phase AC power. In the power conversion device, a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and each of the diodes is connected. A main switching unit to which a resonance capacitor is connected in parallel, and a first auxiliary circuit unit and a second auxiliary circuit unit, which are connected in parallel to the main switching unit, and have the same capacitance value and are connected in series The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary circuit having a diode connected in antiparallel. A switching element; a first auxiliary diode connected in series to the first auxiliary switching element; and a first resonance element connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode. A reactor, and a second auxiliary diode connected between the first resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements, and the second auxiliary circuit unit is A third auxiliary diode; a second auxiliary switching element connected in series with the third auxiliary diode and connected in reverse anti-parallel; the third auxiliary diode and the second auxiliary switching element; A second resonance reactor connected to the connection point, and a connection point between the second resonance reactor and the first and second semiconductor switching elements. It is characterized by being comprised of a fourth auxiliary diode connected.
[0013]
In the inventions according to claims 1 to 9, for example, when the output power value of DC power is converted or when it is converted to AC power, the first semiconductor switching element is turned on and the second semiconductor is turned on. When the switching element is turned off, the first auxiliary switching element is first turned on, and a current is passed through the first resonance reactor to increase the current, and then the second semiconductor switching element is turned off, The resonance reactor and the resonance capacitor are resonated to charge the resonance capacitor connected in parallel with the second semiconductor switching element and to discharge the other resonance capacitor. Then, the first auxiliary switching element is shut off, and the current flowing through the first resonance reactor is returned to the diode connected in reverse parallel to the first semiconductor switching element after the discharge of the resonance capacitor is finished. During this time, the first semiconductor switching element is turned on.
[0014]
Conversely, when the first semiconductor switching element is turned off and the second semiconductor switching element is turned on, the second auxiliary switching element is made conductive, and a current is supplied to the second resonance reactor to increase it. After that, the first semiconductor switching element is turned off, the second resonance reactor and the resonance capacitor are resonated to charge the resonance capacitor connected in parallel with the first semiconductor switching element, and the other Discharge the resonant capacitor. Then, after the second auxiliary switching element is cut off and the discharging of the resonance capacitor is completed, the current flowing through the second resonance reactor is returned to the diode connected in antiparallel with the second semiconductor switching element. During this time, the second semiconductor switching element is turned on.
[0015]
In this way, when the first and second semiconductor switching elements are turned on or off, a zero voltage switching state is established, and switching loss can be reduced.
When the third auxiliary switching element, the third resonance reactor, the fourth auxiliary switching element, and the fourth resonance reactor are used, the first auxiliary switching element is replaced with the third auxiliary switching element. In the switching element, the first resonance reactor is replaced with a third resonance reactor, the second auxiliary switching element is replaced with a fourth auxiliary switching element, and the second resonance reactor is replaced with a fourth resonance reactor. The operation is the same as in the case.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a power conversion device according to the first embodiment, which is applied to a chopper circuit.
As shown in FIG. 1, the power conversion device includes, for example, a capacitor C, a main switching unit 11, and an auxiliary circuit unit 12 for realizing ZVS (Zero Voltage Switching) of the main switching unit 11. Are connected in parallel with the DC power source 1.
[0017]
The main switching unit 11 includes a self-extinguishing type semiconductor switching element (hereinafter referred to as switching element) SU and a self-extinguishing type semiconductor switching element (hereinafter referred to as switching element) SX connected in series therewith. The diodes FU and FX connected in antiparallel to the switching elements SU and SX, respectively, and capacitors CU and CX having the same capacitance value connected in parallel to the switching elements SU and SX, respectively.
[0018]
The auxiliary circuit unit 12 includes a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) PSU, a diode NDX having a cathode connected in series thereto, and a diode PFU connected in antiparallel to the switching element PSU. , A resonance reactor L1 having one end connected to a connection point between the diode PFU and NDX, and a diode DU having an anode connected to the other end of the reactor L1, the cathode side of which is the switching element SU. And SX.
[0019]
A load 2 is connected between the connection point of the switching elements SU and SX and the anode side of the diode FX.
The control circuit 10 switches the switching elements SU and SX, and performs PWM control, thereby converting the output voltage of the DC power source 1 into a predetermined voltage and supplying it to the load 2 and switching timing of the switching elements SU and SX. The zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SU and SX is realized by performing on / off control of the switching element PSU in synchronization with the above.
[0020]
Here, the switching element SU corresponds to the first semiconductor switching element, the switching element SX corresponds to the second semiconductor switching element, the capacitors CU and CX correspond to the resonance capacitor, and the auxiliary circuit unit 12 corresponds to the first semiconductor switching element. Switching element PSU corresponds to the first auxiliary switching element, diode NDX corresponds to the first auxiliary diode, reactor L1 corresponds to the first resonance reactor, and diode DU corresponds to the first auxiliary switching element. This corresponds to the second auxiliary diode.
[0021]
Next, the operation of the first embodiment will be described based on the timing chart shown in FIG.
2, (a) is an on / off control state of the switching element SU, (b) is an on / off control state of the switching element SX, (c) is an on / off control state of the switching element PSU, and (d) is a capacitor CU and CX. Voltage V across _CU And V _CX , (E) shows the current i flowing through the switching element SU. _SU And the current i flowing through the diode FU _FU , (F) is a current i flowing through the switching element SX. _SX And the current i flowing through the diode FX _FX , (G) is the current i flowing through the reactor L1. _L1 , (H) represents the mode.
[0022]
Further, since the DC power source 1 and the capacitor C can be regarded as one power source, they will be collectively described as the DC power source 1 here.
Now, from the state where the switching element SX is on, the switching element SX is switched off and the switching element SU is switched on.
First, the switching element SX is in an ON state, and the diode FX is turned on, so that the load current I passes through the path of load 2 → diode FX → load 2. _OUT Let us consider a state where the gas is refluxing (mode 1). At this time, the switching elements PSU and SU are in the off state.
[0023]
From this state, for example, at time t ₁₁ When the switching element PSU is turned on, the current i flowing through the reactor L1 through the path of the DC power source 1 → switching element PSU → reactor L1 → diode DU → switching element SX → DC power source 1 _L1 Will increase. At this time, the load current I _OUT Continues to recirculate in the path of load 2 → diode FX → load 2 as in mode 1 (mode 2). Therefore, the current i flowing through the diode FX _FX Is the current i flowing through the reactor L1. _L1 (Mode 2).
[0024]
And time t ₁₂ And current i flowing through reactor L1 _L1 Is the load current I _OUT Exceeds the load current I _OUT Is commutated from the diode FX to the diode DU, the diode FX becomes non-conductive, and the load current I in the path of load 2 → DC power supply 1 → switching element PSU → reactor L1 → diode DU → load 2 _OUT Flows (mode 3). Further, the current i flowing through the reactor L1 _L1 Load current I _OUT Exceeding the current flows in the switching element SX, and the current i flowing through the reactor L1 _L1 As the current increases, the current i flowing through the switching element SX _SX Will also increase.
[0025]
And current i which flows through reactor L1 _L1 Is the load current I _OUT For example, at time t ₁₃ When the switching element SX is turned off, the reactor L1 and the capacitors CU and CX start to resonate at a resonance frequency determined by the parallel capacitance of the reactor L1, the capacitors CU and CX, and the resonance current is changed from the reactor L1 to the diode DU to the capacitor CU. It flows through the path of switching element PSU → reactor L1 and the path of reactor L1 → diode DU → capacitor CX → DC power supply 1 → switching element PSU → reactor L1.
[0026]
As a result, the capacitor CX is charged from the zero voltage toward the DC power supply voltage Ed of the DC power supply 1, and the capacitor CU is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage, and the time t ₁₄ When the resonance current peaks, the current i flowing through the reactor L1 _L1 Is clamped to the peak current, the capacitor CX is quickly charged toward the DC power supply voltage Ed, and the capacitor CU is quickly discharged toward the zero voltage. Therefore, the switching element SX is in the ZVS state. At this time, the load current I _OUT Flows in the same route as in mode 3 (mode 4).
[0027]
Here, the timing at which the switching element SX is turned off is the current i flowing through the reactor L1. _L1 Is the load current I _OUT And the current i flowing through the reactor L1 _L1 May be at a time when the current value is such that the resonance operation of the reactor L1 and the capacitors CU and CX can surely occur.
And time t ₁₅ When the discharging of the capacitor CU and the charging of the capacitor CX are completed, the current i flowing through the reactor L1 _L1 Circulates in the path of reactor L1 → diode DU → load 2 → DC power supply 1 → switching element PSU → reactor L1 and recirculates in the path of reactor L1 → diode DU → diode FU → switching element PSU → reactor L1.
[0028]
And time t ₁₅ After the discharge or charging of the capacitors CU and CX is completed, for example, at time t ₁₆ When the switching element PSU is turned off, the load current I _OUT Is recirculated in the path of load 2 → diode NDX → reactor L1 → diode DU → load 2, and the current i flowing through the reactor L1 _L1 Load current I _OUT The current exceeding this value is reset through the path of reactor L1 → diode DU → diode FU → DC power supply 1 → diode NDX → reactor L1 (mode 5). Therefore, the current i flowing through the reactor L1 _L1 The current i flowing through the diode FU _FU Also decreases.
[0029]
Then, the current i is supplied to the diode FU. _FU For example, at time t ₁₇ The switching element SU is turned on. At this time, since the voltage across the switching element SU is zero, ZVS operation is possible.
The switching element SU is turned on at the timing when the discharge of the capacitor CU is completed and the current i is supplied to the diode FU. _FU As long as is flowing.
[0030]
And time t ₁₇ When the switching element SU is turned on, the current i flowing through the reactor L1 _L1 Is the load current I _OUT Is larger than the current i flowing through the reactor L1. _L1 Is continuously attenuated in the path of reactor L1 → diode DU → diode FU → DC power supply 1 → diode NDX → reactor L1 and recirculated in the path of reactor L1 → diode DU → load 2 → diode NDX → reactor LN1, at time t ₁₈ And current i flowing through reactor L1 _L1 Is the load current I _OUT The load current I _OUT Is commutated from the diode DU to the switching element SU, and the current i flowing through the reactor L1 through the path of the reactor L1, the diode DU, the diode FU, the DC power supply 1, the diode NDX, and the reactor L1. _L1 Is attenuated and the current i is supplied to the switching element SU through the path of the DC power source 1 → the switching element SU → the load 2 → the DC power source 1. _SU Begins to flow. And current i which flows through reactor L1 _L1 Current i flowing through the switching element SU as the current decreases _SU Increases at time t ₁₉ And current i flowing through reactor L1 _L1 Is reset, the switching element SU has a load current I _OUT Current i corresponding to _SU (Mode 6).
[0031]
With the above operation, the switching element SX is switched to the off state and the switching element SU is switched to the on state.
And current i which flows through reactor L1 _L1 For example, at time t ₂₀ When switching element SX is switched on and switching element SU is switched off, the load current I _OUT Is commutated to the diode FX, the capacitor CU is charged from zero toward the DC power supply voltage Ed, and the capacitor CX is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage to return to the mode 1 state. Therefore, the switching element SU is in the ZVS state, and the switching element SX has the load current I _OUT Is commutated to the diode FX so that no turn-on loss occurs.
[0032]
The timing at which the switching element SX is turned on and the switching element SU is turned off is the current i flowing through the reactor L1. _L1 It may be after the is reset.
By repeating this operation, the switching elements SX and SU are sequentially switched on / off.
[0033]
Thus, since the ZVS operation is realized by turning off the switching element SX and turning on the switching element SU, the switching loss of the switching elements SX and SU can be reduced. In addition, since dv / dt of the switching element is suppressed to a low level by a resonance phenomenon and a capacitor charging operation, it is possible to suppress the occurrence of noise associated with a jumping operation (surge voltage) during switching. As a result, low noise and low noise switching can be realized.
[0034]
In the first embodiment, the switching element PSU is set at the time t when the resonance current reaches a peak and the discharging of the capacitor CU and the charging of the capacitor CX are completed. ₁₆ It controls to the off state with. For this reason, as shown in FIG. ₁₄ After the resonance current in the resonance operation of the reactor L1 and the capacitors CU and CX reaches a peak, the current i flowing through the reactor L1 is controlled until the switching element PSU is controlled to be turned off. _L1 Will be clamped to the peak current.
[0035]
Therefore, when the resonance current reaches a peak, that is, when the resonance period of the reactor L1 and the capacitors CU and CX is T, the time t ₁₃ It is preferable to control the switching element PSU to be turned off when T / 4 has elapsed from the time when resonance is started in step S1, and in this way, the current i flowing through the reactor L1 is controlled. _L1 Can be avoided from being clamped to the peak current, and the loss can be reduced accordingly.
[0036]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
In the first embodiment, the ZVS operation is realized when the switching element SU is turned on and the switching element SX is turned off. On the other hand, in the second embodiment, the switching element SU includes the switching element SU. The ZVS operation at the turn-off and turn-on of the switching element SX is realized.
[0037]
As shown in FIG. 3, this power conversion device includes, for example, a capacitor C, a main switching unit 11 formed in the same manner as in the first embodiment, and an auxiliary for realizing ZVS of the main switching unit 11. The circuit unit 13 is connected to the DC power supply 1 in parallel.
The auxiliary circuit unit 13 includes a diode PDU, a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) NSX connected in series to the anode side of the diode PDU, and the switching element NSX in antiparallel. It is composed of a connected diode NFX, a resonance reactor L2 having one end connected to a connection point between the diodes PDU and NFX, and a diode DX having a cathode connected to the other end of the reactor L2, and the anode side thereof is It is connected to the connection point of the switching elements SU and SX.
[0038]
A load 2 is connected between the cathode side of the diode FU and the connection point of the switching elements SU and SX.
The control circuit 10 switches the switching elements SU and SX, and performs PWM control, thereby converting the output voltage of the DC power source 1 into a predetermined voltage and supplying it to the load 2 and switching timing of the switching elements SU and SX. The zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SU and SX is realized by ON / OFF control of the switching element NSX in synchronization with the above.
[0039]
Here, the switching elements SU and SX respectively correspond to the first and second semiconductor switching elements, the capacitors CU and CX correspond to the resonance capacitors, and the auxiliary circuit unit 13 corresponds to the second auxiliary circuit unit. The diode PDU corresponds to the third auxiliary diode, the switching element NSX corresponds to the second auxiliary switching element, the reactor L2 corresponds to the second resonance reactor, and the diode DX corresponds to the fourth auxiliary diode. ing.
[0040]
Next, the operation of the second embodiment will be described based on the timing chart shown in FIG. 4, (a) is an on / off control state of the switching element SU, (b) is an on / off control state of the switching element SX, (c) is an on / off control state of the switching element NSX, and (d) is a capacitor CU and CX. Voltage V across _CU And V _CX , (E) shows the current i flowing through the switching element SU. _SU And the current i flowing through the diode FU _FU , (F) is a current i flowing through the switching element SX. _SX And the current i flowing through the diode FX _FX , (G) is the current i flowing through the reactor L2. _L2 , (H) represents the mode.
[0041]
In this case as well, the DC power source 1 and the capacitor C can be regarded as one power source, and therefore, these will be collectively described as the DC power source 1 here.
Assume that the switching element SU is switched off and the switching element SX is switched on from the state in which the switching element SU is on.
First, the switching element SU is in an ON state, and the diode FU is turned on, so that the load current I passes through the path of load 2 → diode FU → load 2. _OUT Let us consider a state where the gas is refluxing (mode 1). At this time, the switching elements NSX and SX are in an off state.
[0042]
From this state, for example, at time t _{twenty one} To turn on the switching element NSX, and the current i flowing through the reactor L2 through the path of the DC power source 1 → the switching element SU → the diode DX → the reactor L2 → the switching element NSX → the DC power source 1. _L2 Increase. At this time, the load current I _OUT Continues to recirculate in the path of load 2 → diode FU → load 2 as in mode 1 (mode 2). Further, the current i flowing through the reactor L2 _L2 Current i flowing through the diode FU _FU Decrease.
[0043]
And time t _{twenty two} And current i flowing through reactor L2 _L2 Is the load current I _OUT If it becomes above, load current I _OUT Is commutated from the diode FU to the diode DX, the diode FU becomes non-conductive, and the load current I in the path of load 2 → diode DX → reactor L2 → switching element NSX → DC power supply 1 → load 2 _OUT Flows (mode 3). Further, the current i flowing through the reactor L2 _L2 Load current I _OUT Exceeding the current I flows through the switching element SU, and the current i flowing through the reactor L2 _L2 As the current increases, the current i flowing through the switching element SU _SU Will also increase.
[0044]
And current i which flows through reactor L2 _L2 Is the load current I _OUT For example, at time t _{twenty three} When the switching element SU is turned off, the reactor L2 and the capacitors CU and CX start to resonate at a resonance frequency determined by the parallel capacitance of the reactor L2, the capacitors CU and CX, and the resonance current is changed from the reactor L2 to the diode PDU to the capacitor CU. It flows in the path of the diode DX → reactor L2 and the path of the reactor L2 → switching element NSX → capacitor CX → diode DX → reactor L2.
[0045]
As a result, the capacitor CU is charged from the zero voltage toward the DC power supply voltage Ed, the capacitor CX is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage, and the time t _{twenty four} When the resonance current peaks, the current i flowing through the reactor L2 _L2 Is clamped to the peak current, the capacitor CU is quickly charged toward the DC power supply voltage Ed, and the capacitor CX is quickly discharged toward the zero voltage. Therefore, the switching element SU is in the ZVS state. At this time, the load current I _OUT Flows in the same route as in mode 3 (mode 4).
[0046]
Here, the timing at which the switching element SU is turned off is the current i flowing through the reactor L2. _L2 Is the load current I _OUT And current i flowing through reactor L2 _L2 May be at a time when the current value is such that the resonance operation of the reactor L2 and the capacitors CU and CX can surely occur.
And time t _{twenty five} When the discharging of the capacitor CX and the charging of the capacitor CU are completed, the current i flowing through the reactor L2 _L2 Circulates in a path of reactor L2 → switching element NSX → DC power supply 1 → load 2 → diode DX → reactor L2 and recirculates in a path of reactor L2 → switching element NSX → diode FX → diode DX → reactor L2.
[0047]
Then, for example, at time t after the charging or discharging of the capacitors CU and CX is completed. ₂₆ When the switching element NSX is turned off by the load current I _OUT Is recirculated in the path of load 2 → diode DX → reactor L2 → diode PDU → load 2, and the current i flowing through the reactor L2 _L2 Load current I _OUT Is reset through the path of reactor L2 → diode PDU → DC power supply 1 → diode FX → diode DX → reactor L2 (mode 5). Therefore, the current i flowing through the reactor L2 _L2 Current i flowing through the diode FX _FX Also decreases.
[0048]
In this case as well, as in the first embodiment, the timing for turning off the switching element NSX is T / 4 elapsed from the start of resonance, where T is the resonance period of the reactor L2 and the capacitors CU and CX. It is preferable to turn off at the time.
Then, a current i is supplied to the diode FX. _FX For example, at time t ₂₇ The switching element SX is turned on. At this time, since the voltage across the switching element SX is zero, ZVS operation is possible.
[0049]
The switching element SX is turned on at the timing when the discharge of the capacitor CX is completed and the current i is supplied to the diode FX. _FX As long as is flowing.
And time t ₂₇ When the switching element SX is turned on, the current i flowing through the reactor L2 _L2 Is the load current I _OUT Is larger than the current i flowing through the reactor L2. _L2 Continues to recirculate in the path of reactor L2 → diode PDU → load 2 → diode DX, and attenuates in the path of reactor L2 → diode PDU → DC power supply 1 → diode FX → diode DX → reactor L2 at time t. ₂₈ And current i flowing through reactor L2 _L2 Is the load current I _OUT The load current I _OUT Is commutated from the diode DX to the switching element SX, and the current i flowing through the reactor L2 through the path of the reactor L2 → diode PDU → DC power supply 1 → diode FX → diode DX → reactor L2. _L2 Is attenuated, and the current i flows through the switching element SX along the path of the DC power source 1 → the load 2 → the switching element SX → the DC power source 1. _SX Current flows through reactor L2, and current i flows through reactor L2. _L2 Current i flowing through the switching element SX as the current decreases _SX Increases at time t ₂₉ And current i flowing through reactor L2 _L2 Is reset, the switching element SX has a load current I _OUT Current i corresponding to _SX (Mode 6).
[0050]
With the above operation, the switching element SU is switched to the off state and the switching element SX is switched to the on state.
And current i which flows through reactor L2 _L2 For example, at time t ₃₀ When the switching element SX is switched off and the switching element SU is switched on, the load current I _OUT Is commutated to the diode FU, the capacitor CX is charged from zero toward the DC power supply voltage Ed, and the capacitor CU is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage to return to the mode 1 state. Therefore, the switching element SX is in the ZVS state, and the switching element SU is in the load current I _OUT However, since it commutates to the diode FU, no turn-on loss occurs.
[0051]
Note that the timing of switching the switching element SX off and the switching element SU on is the current i flowing through the reactor L2. _L2 Any time after is reset.
By repeating this operation, the switching elements SX and SU are sequentially switched on / off.
[0052]
Thus, since the ZVS operation is realized by turning on the switching element SX and turning off the switching element SU, the switching loss of the switching elements SX and SU can be reduced. In this case as well, the first implementation described above is performed. The same effect as that of the embodiment can be obtained.
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
[0053]
FIG. 5 is a schematic configuration diagram illustrating a power conversion device according to the third embodiment. As shown in FIG. 5, the present invention is applied to a full-bridge inverter circuit that converts DC power to single-phase AC power, and combines the first embodiment and the second embodiment. It is a thing.
As shown in FIG. 5, in the power conversion device according to the third embodiment, a capacitor C is connected in parallel with the DC power supply 1, and an arm UX and an arm VY as a conversion module are connected in parallel.
[0054]
The arm UX includes the main switching unit 11 in the first embodiment, the first auxiliary circuit unit 12 that is the auxiliary circuit unit 12 in the first embodiment, and the auxiliary circuit in the second embodiment. The second auxiliary circuit unit 13, which is a unit 13, is connected to the DC power supply 1 and the capacitor C in parallel.
The cathode side of the diode DU of the first auxiliary circuit unit 12 is connected to the connection point of the switching elements SU and SX of the main switching unit 11, and the anode side of the diode DX of the second auxiliary circuit unit 13 is The main switching unit 11 is connected to a connection point between the switching elements SU and SX.
[0055]
On the other hand, the arm VY has the same configuration as the arm UX. The switching elements SU and SX of the arm UX, the diodes FU and FX, the capacitors CU and CX correspond to the switching elements SV and SY of the arm VY, the diodes FV and FY, the capacitors CV and CY, and the switching element PSU of the arm UX. , Diodes PFU and NDX, reactor L1, and diode DU correspond to switching element PSV, diodes PFV and NDY, reactor L3, and diode DV of arm VY, diode PDU of arm UX, switching element NSX, diode NFX, reactor L2, The diode DX corresponds to the diode PDV, the switching element NSY, the diode NFY, the reactor L4, and the diode DY of the arm VY.
[0056]
A load 3 is connected between the connection point of the switching elements SU and SX of the arm UX and the connection point of the switching elements SV and SY of the arm VY.
Then, the control circuit 10 switches each switching element SU, SX, SV, SY at a predetermined timing, and performs PWM control to convert the output power of the DC power source 1 into single-phase AC power to the load 3. And switching on and off the switching elements PSU, NSX, PSV, and NSY in synchronization with the switching timing of the switching elements SU, SX, SV, and SY, thereby switching the switching elements SU, SX, SV, and SY to zero voltage The operation ZVS is realized.
[0057]
That is, in this case, in the arm UX, the switching elements PSU and NSX are controlled to be turned on / off in synchronization with the on / off operation of the switching elements SU and SX, that is, as shown in FIG. ₃₂ When the switching element SU (FIG. 6 (a)) is turned on and the switching element SX (FIG. 6 (b)) is turned off at time t in advance according to the first embodiment. ₃₁ Then, the switching element PSU (FIG. 6E) is turned on, the switching element SX is turned off and then turned off, and the next time t ₃₆ When the switching element SU (FIG. 6 (a)) is turned off and the switching element SX (FIG. 6 (b)) is turned on, the time t is set in advance according to the second embodiment. ₃₄ By turning on the switching element NSX (FIG. 6F) and turning off the switching element SU, the ZVS operation at the turn-on and turn-off of the switching elements SU and SX can be realized.
[0058]
Similarly, the arm VY controls the switching elements PSV and NSY in synchronization with the on / off operation of the switching elements SV and SY, and the time t ₃₅ When the switching element SV (FIG. 6 (c)) is turned on and the switching element SY (FIG. 6 (d)) is turned off at time t in advance according to the first embodiment. ₃₃ The switching element PSV (FIG. 6 (g)) is turned on, the switching element SY is turned off and then turned off, and the next time t ₃₉ When the switching element SV (FIG. 6 (c)) is turned off and the switching element SY (FIG. 6 (d)) is turned on, the time t is set in advance according to the second embodiment. ₃₇ By turning on the switching element NSY and turning off the switching element SV, the ZVS operation at the time of turning on and turning off the switching elements SV and SY can be realized.
[0059]
Therefore, also in this case, the same operational effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 7 is a schematic configuration diagram illustrating a power conversion device according to the fourth embodiment. As shown in FIG. 7, the present invention is applied to an inverter circuit that converts DC power into three-phase AC power, and in the third embodiment, an arm WZ having the same configuration as the arms UX and VY. Has been added. These arms UX, VY, and WZ correspond to conversion modules.
[0060]
The switching elements SU and SX of the arm UX, the diodes FU and FX, the capacitors CU and CX correspond to the switching elements SW and SZ of the arm WZ, the diodes FW and FZ, and the capacitors CW and CZ, and the switching element PSU of the arm UX. , Diodes PFU and NDX, reactor L1, and diode DU correspond to switching elements PSW, diodes PFW and NDZ, reactor L5, and diode DW of arm WZ, and diodes PDU, switching element NSX, diode NFX, and reactor L2, of arm UX, The diode DX corresponds to the diode PDW, the switching element NSZ, the diode NFZ, the reactor L6, and the diode DZ of the arm WZ.
[0061]
A connection point between the switching elements SU and SX of the arm UX, a connection point between the switching elements SV and SY of the arm VY, and a connection point of the switching elements SW and SZ of the arm WZ are connected to the load 4.
The control circuit 10 switches each of the switching elements SU to SW according to a known 120 degree energization type or 180 degree energization type and performs PWM control to change the output power of the DC power source 1 to three-phase AC power. The switching elements SU, SX, SV, SY, SW are converted and supplied to the load 4, and the switching elements PSU-PSW, NSX-NSZ are turned on / off in synchronization with the switching timing of the switching elements SU-SW. And the zero voltage switching operation ZVS of SZ is realized.
[0062]
That is, in this case, in the arm UX, when the switching element SU is turned on and the switching element SX is turned off in synchronization with the on / off operation of the switching elements SU and SX, the switching is performed according to the first embodiment. When the element PSU is turned on and off, conversely, when the switching element SU is turned off and the switching element SX is turned on, the switching element NSX is turned on and off according to the second embodiment, whereby the switching elements SU and SX are turned on. And the ZVS operation at the time of turn-off can be realized. Similarly, in the arm VY, when the switching element SV is turned on and the switching element SY is turned off in synchronization with the on / off operations of the switching elements SV and SY, the switching element PSV is turned on according to the first embodiment. When the switching element SV is turned off and the switching element SY is turned on, the switching element NSY is turned on and off according to the second embodiment, thereby turning on and off the switching elements VU and SY. ZVS operation can be realized.
[0063]
Further, in the arm WZ, when the switching element SW is turned on and the switching element SZ is turned off in synchronization with the on / off operation of the switching elements SW and SZ, the switching element PSW is turned on / off according to the first embodiment. When the switching element SW is turned off and the switching element SZ is turned on, the switching element NSZ is turned on / off according to the second embodiment, so that the switching elements SW and SZ are turned on and off. ZVS operation can be realized.
[0064]
Therefore, also in this case, the same operational effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
In the fourth embodiment, the case of converting to three-phase AC power has been described, but the present invention is applicable even to the case of converting to multi-phase AC power of three or more phases. In this case, an arm may be provided depending on how many phases of AC power are converted.
[0065]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram showing a power conversion device according to the fifth embodiment, which is applied to an inverter circuit configured to convert DC power into single-phase AC power. In this embodiment, the first auxiliary circuit unit 12 and the second auxiliary circuit unit 13 are shared by the arms UX and VY.
[0066]
That is, as shown in FIG. 8, the power conversion device according to the fifth embodiment includes main switching units 11UX and 11VY corresponding to the main switching unit 11 of the arm UX and the arm VY, and these main switching units 11UX and 11VY. And an auxiliary circuit unit 14 connected in parallel.
The auxiliary circuit unit 14 includes a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) PS, a diode PF connected in antiparallel thereto, and a diode having a cathode connected to the anode side of the diode PF. ND, diode PD, self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as switching element) NS connected to the anode side of diode PD, diode NF connected in reverse parallel thereto, and diode bridge section It is comprised from diode DU, DX, DV, DY which comprises 14a, and reactor L7 and L8. The reactor L7 is connected between the anode side of the diodes DU and DV and the connection point of the switching element PS and the diode ND, and the cathode side of the diodes DX and DY and the connection of the diode PD and the switching element NS. A reactor L8 is connected between the points.
[0067]
Further, the connection point of the diodes DU and DX and the connection point of the switching elements SU and SX of the main switching unit 11UX are connected. Similarly, the connection point of the diodes DV and DY and the switching element SV and SY of the main switching unit 11VY. Further, the load 3 is connected between the connection point of the switching elements SU and SX and the connection point of the switching elements SV and SY.
[0068]
The control circuit 10 switches the switching elements SU, SX, SV, SY at known timings, and performs PWM control to convert the output power of the DC power supply 1 into single-phase AC power and supply it to the load 3. In addition, a zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SU, SX, SV, and SY is realized by performing on / off control of the switching elements PS and NS in synchronization with the switching timing of each switching element SU, SX, SV, SY. It is like that.
[0069]
Here, the auxiliary circuit unit 14 corresponds to the third auxiliary circuit unit, the switching element PS corresponds to the third auxiliary switching element, the diode ND corresponds to the fifth auxiliary diode, and the diode PD corresponds to the sixth auxiliary circuit unit. Corresponding to the auxiliary diode, the switching element NS corresponds to the fourth auxiliary switching element, the diodes DU and DV correspond to the seventh auxiliary diode, the diodes DX and DY correspond to the eighth auxiliary diode, in series The connected diodes DU and DX and the diodes DV and DY correspond to the diode connection portion, the reactor L7 corresponds to the third resonance reactor, and the reactor L8 corresponds to the fourth resonance reactor.
[0070]
That is, in this case, the switching element PS or NS is operated in synchronization with the on / off operation of the switching elements SU and SX or SV and SY at the same timing as in the third embodiment, that is, the diode The switching element PS or NS is turned on / off according to the first embodiment or the second embodiment with respect to the switching element PS or NS in which the condition of the diode OR is established by DU, DX, DV, DY. Thus, it is possible to realize the ZVS operation when the switching elements SU, SX, SV, and SY are turned on and turned off.
[0071]
Therefore, also in this case, the same effect as that of the third embodiment can be obtained.
In this case, since it is not necessary to provide a diode and a switching element for realizing ZVS for each of the main switching units 11UX and 11VY, it is possible to reduce the number of components of the power converter.
[0072]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
In the sixth embodiment, in the fifth embodiment, DC power is converted into three-phase AC power, and as shown in FIG. 9, a main switching unit 11WZ is added, While having three main switching parts, the diode bridge part 14a is configured in three phases.
[0073]
That is, the diode bridge portion 14a includes three diodes: a diode DU and a diode DX connected in series with the diode DU, a diode DV and a diode DY connected in series with the diode DV, and a diode DW and DZ connected in series with the diode DV. The anode side of the diodes DU, DV, DW is connected to the reactor L7, and the cathode side of the diodes DX, DY, DZ is connected to the reactor L8.
[0074]
The connection point of the diodes DU and DX, the connection point of the diodes DV and DY, the connection point of the diodes DW and DZ, the connection point of the switching elements SU and SX, the connection point of the switching elements SV and SY, the switching elements SW and SZ Are connected to each other, and the connection points of these switching elements are connected to the load 4.
[0075]
Then, the control circuit 10 switches each of the switching elements SU to SZ according to a known 120-degree energization type or 180-degree energization type, and performs PWM control to change the output power of the DC power source 1 to three-phase AC power. Conversion and supply to the load 4 and on-off control of the switching elements PS and NS in synchronization with the switching timing of the switching elements SU to SZ, thereby realizing the zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SU to SZ. It has become.
[0076]
That is, in this case, the switching element PS or NS is operated in synchronization with the on / off operation of the switching elements SU and SX, SV and SY, SW and SZ, that is, the diodes DU, DX, DV, DY, DW The switching elements SU, SX, SV, SY are switched on and off according to the first embodiment or the second embodiment with respect to the switching element PS or NS in which the condition of the diode OR is satisfied by DZ and DZ. , SW and SZ turn-on and turn-off ZVS operations can be realized.
[0077]
Therefore, also in this case, the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
Also in this case, since it is not necessary to provide a diode and a switching element for realizing ZVS for each of the main switching units 11UX, 11VY, and 11WZ, it is possible to reduce the components of the power converter accordingly. .
[0078]
In addition, in this 6th Embodiment, although the case where it converted to three-phase alternating current power was demonstrated, it is not restricted to this, It is also possible to convert into multiphase alternating current power, In this case, a main switching unit may be added according to the number of phases and the number of phases of the diode bridge unit 14a may be increased.
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described.
[0079]
FIG. 10 is a schematic configuration diagram illustrating a power conversion device according to the seventh embodiment. As shown in FIG. 10, the present invention is applied to a half-bridge inverter circuit that converts DC power to single-phase AC power, and combines the first embodiment and the second embodiment. It is a thing.
As shown in FIG. 10, capacitors CP and CN connected in series having the same capacitance value are connected in parallel with the DC power supply 1.
[0080]
Furthermore, the main switching unit 11 in the first embodiment, the first auxiliary circuit unit 12 which is the auxiliary circuit unit in the first embodiment, and the auxiliary circuit unit in the second embodiment. A second auxiliary circuit unit 13 is connected in parallel with the DC power supply 1.
The cathode side of the diode DU of the first auxiliary circuit unit 12 and the anode side of the diode DX of the second auxiliary circuit unit 13 are connected in series, and the connection point of these diodes is the switching of the main switching unit 11. It is connected between the elements SU and SX.
[0081]
The load 3 is connected between the connection point of the switching elements SU and SX and the connection point of the capacitors CP and CN.
Then, the control circuit 10 switches each of the switching elements SU and SX at a predetermined timing, and performs PWM control to convert the output power of the DC power source 1 into single-phase AC power and supply it to the load 3. The zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SU and SX is realized by performing on / off control of the switching elements PSU and NSX in synchronization with the switching timing of the switching elements SU and SX.
[0082]
Next, the operation of the seventh embodiment will be described.
Now, it is assumed that the switching element SX is turned off and the switching element SU is turned on from the state where the switching element SX is on.
First, the switching element SX is in the ON state, and the load current I is in the path of load 3 → switching element SX → DC power supply 1 → capacitor CP → load 3 _OUT Let's consider the state where is refluxing. At this time, the switching elements PSU and SU are in the off state.
[0083]
From this state, the switching element PSU is turned on, and the current i flowing through the reactor L1 through the path of DC power supply 1 → switching element PSU → reactor L1 → diode DU → switching element SX → DC power supply 1 _L1 Increase. At this time, the load current I _OUT In the same manner as in mode 1, the circulation continues in the path of load 3 → switching element SX → DC power supply 1 → capacitor CP → load 3. That is, the switching element SX has a load current I _OUT And the current i flowing through the reactor L1 _L1 And flow in the same direction.
[0084]
When switching element SX is turned off from this state, reactor L1 and capacitors CU and CX begin to resonate, and current i flowing through reactor L1 _LN1 Flows through the path of reactor L1 → diode DU → capacitor CU → switching element PSU → reactor L1 and the path of reactor L1 → diode DU → capacitor CX → DC power supply 1 → switching element PSU → reactor L1. The capacitor CX is charged from the zero voltage toward the DC power supply voltage, and the capacitor CU is discharged from the DC power supply voltage toward the zero voltage. As a result, the switching element SX is in the ZVS state. At this time, the load current I _OUT Flows through a path of load 3 → capacitor CX → DC power supply 1 → capacitor CP → load 3 and load 3 → capacitor CU → capacitor CP → load 3.
[0085]
When the switching element PSU is turned off at the timing when the capacitor CU becomes zero voltage, the load current I _OUT Is regenerated along the path of load 3 → diode FU → DC power supply 1 → capacitor CN → load 3, and the current i flowing through the reactor L1 _L1 Is attenuated in the path of reactor L1 → diode DU → diode FU → DC power supply 1 → diode NDX → reactor L1.
[0086]
Subsequently, the switching element SU is turned on while a current flows through the diode FU. As a result, the current i of the reactor L1 flowing through the diode FU _L1 Is attenuated and reset, after which the load current I _OUT Is commutated in the path of DC power supply 1 → switching element SU → load 3 → capacitor CN → DC power supply 1.
[0087]
At this time, when the current flows through the diode FU, the switching element SU is turned on, so that the switching element SU is in the ZVS state.
With the above operation, the switching element SX is switched to the off state and the switching element SU is switched to the on state.
Subsequently, when switching the switching element SX to the on state and switching element SU to the off state, this time, the switching element NSX is turned on and the current i of the reactor L2 is turned on. _L2 When the switching element SU is subsequently turned off, the reactor L2 and the capacitors CU and CX start to resonate. Due to this resonance current, the capacitor CX is discharged from the DC power supply voltage toward the zero voltage, and the capacitor CU Is charged from zero voltage toward the DC power supply voltage. As a result, the switching element SU is in the ZVS state.
[0088]
When the switching element NSX is turned off at the timing when the capacitor CX becomes zero voltage, the load current I is passed through the diode FX. _OUT Is regenerated, and the current i of reactor L2 _L2 Is reset.
If the switching element SX is turned on while a current is flowing through the diode FX, the capacitor CX is discharged at this time, so that the switching element SX is in the ZVS state.
[0089]
Through the above operation, the switching element SX is switched to the on state and the switching element SU is switched to the off state.
By repeating this operation, the switching elements SX and SU are sequentially switched on / off.
Therefore, also in this case, since the ZVS operation is realized by turning off and turning on the switching elements SX and SU, the switching loss of the switching elements SX and SU can be reduced, and the dv / dt of the switching element is the resonance phenomenon. Since it is suppressed to a low level by the charging operation to the capacitor, it is possible to suppress the generation of noise accompanying the jumping operation (surge voltage) during switching. As a result, low noise and low noise switching can be realized.
[0090]
In each of the above-described embodiments, the present invention can be applied even when a filter for removing high-frequency ripples by PWM control is inserted in the previous stage of the load, and equivalent operational effects can be obtained.
In each of the above embodiments, a chopper circuit and an inverter circuit that converts DC power into AC power have been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is applicable to a converter circuit that converts AC power into DC power. Needless to say, you can.
[0091]
【The invention's effect】
As described above, according to the power conversion device according to claims 1 to 9 of the present invention, the zero-voltage switching state of the first or second semiconductor switching element is realized. The switching loss of the element can be reduced, and the surge voltage of the semiconductor switching element is suppressed to a low level by the resonance phenomenon and the charging operation to the capacitor, so that the generation of noise due to the jumping voltage at the time of switching can be suppressed. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device according to the first embodiment.
FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a second embodiment.
FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device according to the second embodiment.
FIG. 5 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a third embodiment.
FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device according to the third embodiment.
FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fourth embodiment.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fifth embodiment.
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a sixth embodiment.
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a seventh embodiment.
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a conventional power converter.
FIG. 12 is an example of a snubber circuit.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2-4 load
10 Control circuit
11 Main switching section
12-14 Auxiliary circuit

Claims

In a power conversion device having a plurality of semiconductor switching elements and controlling the output power of a DC power source by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit connected to
A first auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit,
The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel,
A first auxiliary diode connected in series with the first auxiliary switching element;
A first resonance reactor connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode;
A second auxiliary diode connected between the first resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements, and at both ends of the second semiconductor switching element. The load is connected,
After the first auxiliary switching element is turned on, the second semiconductor switching element is turned off when a current flowing through the first resonance reactor exceeds a load current supplied to the load. Switch to
When the resonance period of the resonance capacitor and the first resonance reactor is T, the first auxiliary switching element is switched to the OFF state when T / 4 has elapsed from the time when resonance starts.
Thereafter, when a current flows through the diode provided in antiparallel with the first semiconductor switching element, the first semiconductor switching element is switched to an on state,
After the current flowing through the first resonance reactor is reset, the first semiconductor switching element is switched to an off state, and the second semiconductor switching element is switched to an on state. .

In a power conversion device having a plurality of semiconductor switching elements and controlling the output power of a DC power source by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit connected to
A second auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit,
The second auxiliary circuit section includes a third auxiliary diode, a second auxiliary switching element connected in series with the third auxiliary diode and connected in reverse parallel, and the third auxiliary diode. And a second resonance reactor connected to a connection point of the second auxiliary switching element, and a connection point between the second resonance reactor and the connection point of the first and second semiconductor switching elements. A fourth auxiliary diode, and a load is connected to both ends of the first semiconductor switching element,
After the second auxiliary switching element is turned on, the first semiconductor switching element is turned off when a current flowing through the second resonance reactor exceeds a load current supplied to the load. Switch to
When the resonance period of the resonance capacitor and the second resonance reactor is T, the second auxiliary switching element is switched to the OFF state when T / 4 has elapsed from the time when resonance starts.
Then, when a current flows through the diode provided in antiparallel with the second semiconductor switching element, the second semiconductor switching element is switched to an on state,
After the current flowing through the second resonance reactor is reset, the first semiconductor switching element is switched to an on state and the second semiconductor switching element is switched to an off state. .

In a power conversion device having a plurality of conversion modules including a plurality of semiconductor switching elements, and controlling the semiconductor switching elements to convert power from one to the other between DC power and AC power,
In the conversion module, a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and to each of the diodes A main switching unit in which resonance capacitors are connected in parallel;
A first auxiliary circuit unit and a second auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit,
The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in anti-parallel, a first auxiliary diode connected in series to the first auxiliary switching element, and the first auxiliary circuit. A first resonance reactor connected to a connection point between the switching element and the first auxiliary diode, and a connection between the first resonance reactor and a connection point between the first and second semiconductor switching elements. A second auxiliary diode formed, and
The second auxiliary circuit section includes a third auxiliary diode, a second auxiliary switching element connected in series to the third auxiliary diode and connected in reverse parallel, and the third auxiliary diode. And a second resonance reactor connected to a connection point of the second auxiliary switching element, and a connection point between the second resonance reactor and the connection point of the first and second semiconductor switching elements. A fourth auxiliary diode, and a load is connected to a connection point of the first and second semiconductor switching elements,
The first auxiliary circuit unit includes:
After the first auxiliary switching element is turned on, the second semiconductor switching element is turned off when a current flowing through the first resonance reactor exceeds a load current supplied to the load. Switch to
When the resonance period of the resonance capacitor and the first resonance reactor is T, the first auxiliary switching element is switched to the OFF state when T / 4 has elapsed from the time when resonance starts.
Thereafter, when a current flows through the diode provided in antiparallel with the first semiconductor switching element, the first semiconductor switching element is switched to an on state,
The second auxiliary circuit unit includes:
After the second auxiliary switching element is turned on, the first semiconductor switching element is turned off when a current flowing through the second resonance reactor exceeds a load current supplied to the load. Switch to
When the resonance period of the resonance capacitor and the second resonance reactor is T, the second auxiliary switching element is switched to the OFF state when T / 4 has elapsed from the time when resonance starts.
Thereafter, when a current flows through the diode provided in antiparallel with the second semiconductor switching element, the second semiconductor switching element is switched to an on state .

The power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes two sets of the conversion modules and performs power conversion between DC power and single-phase AC power.

The power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes three sets of the conversion modules and performs power conversion between DC power and three-phase AC power.

In a power conversion device that has a plurality of semiconductor switching elements and converts power from one to the other between DC power and AC power by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A plurality of main switching units connected to
A third auxiliary circuit unit connected in parallel with the main switching unit,
The third auxiliary circuit unit includes a third auxiliary switching element having a diode connected in anti-parallel and a fifth auxiliary diode connected in series to the third auxiliary switching element,
A fourth auxiliary switching element connected in series to the sixth auxiliary diode and the sixth auxiliary diode and connected in reverse parallel;
A seventh auxiliary diode and an eighth auxiliary diode that are provided for each main switching unit are connected in series, and a connection point of these auxiliary diodes is connected to a connection point between the semiconductor switching elements of the main switching unit. A diode connection;
A third resonance reactor connected between the connection point of the third auxiliary switching element and the fifth auxiliary diode and the seventh auxiliary diode side of the diode connection part;
And a fourth resonance reactor connected between the connection point of the sixth auxiliary diode and the fourth auxiliary switching element and the eighth auxiliary diode side of the diode connection part. A power conversion device.

The power converter according to claim 6, wherein two sets of the main switching unit and the diode connection unit are provided, and power conversion is performed between DC power and single-phase AC power.

The power converter according to claim 6, wherein the power converter includes three sets of the main switching unit and the diode connection unit, and performs power conversion between DC power and three-phase AC power.

In a power conversion device having a plurality of semiconductor switching elements and converting power from one to the other between DC power and single-phase AC power by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit connected to
A first auxiliary circuit unit, a second auxiliary circuit unit, and two capacitors having the same capacitance value and connected in series, each connected in parallel to the main switching unit;
The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in anti-parallel, a first auxiliary diode connected in series to the first auxiliary switching element, and the first auxiliary circuit. A first resonance reactor connected to a connection point between the switching element and the first auxiliary diode, and a connection between the first resonance reactor and a connection point between the first and second semiconductor switching elements. A second auxiliary diode formed, and
The second auxiliary circuit section includes a third auxiliary diode, a second auxiliary switching element connected in series with the third auxiliary diode and connected in reverse anti-parallel, and the third auxiliary diode. And a second resonance reactor connected to a connection point of the second auxiliary switching element, and a connection point between the second resonance reactor and the connection point of the first and second semiconductor switching elements. And a fourth auxiliary diode.