JP4304862B2

JP4304862B2 - Power converter

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Publication number: JP4304862B2
Application number: JP2000401675A
Authority: JP
Inventors: 康浩大熊; 弘遠藤
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2009-07-29
Anticipated expiration: 2020-12-28
Also published as: JP2002199737A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体スイッチング素子を組み込み、直流電力の出力電力の制御、或いは直流電力と交流電力との間で一方から他方に電力変換するようにした電力変換装置に関し、特に、そのスイッチング損失を低減するようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば直流電源から三相交流電源を作る三相インバータは、例えば図１０に示すように構成されている。すなわち、半導体スイッチング素子ＳＷが二つずつ直列に接続されてこれが３組形成され、各半導体スイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝１〜６）には、逆並列にダイオードＤｎ（ｎ＝１〜６）が接続されている。そして、直流電源１の両端にコンデンサＣ及び各相に対応する３組の直列に接続された半導体スイッチング素子ＳＷｎが接続されると共に、各半導体スイッチング素子どうしの接続点に負荷２が接続されている。そして、例えばＰＷＭ制御によって所定のタイミングで各半導体スイッチング素子ＳＷｎをオンオフ動作させることによって、直流電源の直流電力が三相交流電力に変換されて負荷に供給されるようになっている。
【０００３】
ところで、このような、半導体スイッチング素子を用いた電力変換回路においては、半導体スイッチング素子のオンオフ動作時に過電圧が生じることが知られており、これを抑制するために、スナバ回路が設けられている。このスナバ回路としては、例えば図１１（ａ）に示すように、抵抗Ｒとこれと直列に接続されたコンデンサＣとから構成されるもの、また、例えば図１１（ｂ）に示すように、ダイオードＤとそのカソード側に接続されたコンデンサＣとこれらの接続点に接続された抵抗Ｒとから構成されるもの等が知られている。そして、これらスナバ回路は、図１０に示すように電力変換回路を構成する各半導体スイッチング素子と並列に接続されたり、又は直流電源１のプラスとマイナス間に一括して接続されるようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の電力変換装置にあっては、半導体スイッチング素子はいわゆるハードスイッチング状態となるため、ターンオン及びターンオフでのｄｖ／ｄｔが非常に高いためにスイッチング損失が大きく、さらに大きなノイズを発生する。また、スナバ回路は過電圧を抑制するだけのものであるため、それぞれ程度は違うもののスナバ損失が発生するという問題がある。
【０００５】
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、半導体スイッチング素子両端電圧が零の状態でターンオン及びターンオフ動作をするいわゆるＺＶＳ（ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現し、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を限りなく零に近づけてノイズを低減すると共に、半導体スイッチング素子の過電圧を抑制しスナバ損失を低減することの可能な電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続された第１の補助回路部と、を備え、当該第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第１の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第１の直列接続部と、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を一方の入出力端とし、前記主スイッチング部の低電位側の半導体スイッチング素子の両端を他方の入出力端とすることを特徴としている。
【０００７】
また、請求項２に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続された第２の補助回路部と、を備え、当該第２の補助回路部は、第３の補助ダイオード及び当該第３の補助ダイオードと直列に接続されると共に逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第２の直列接続部と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、当該第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を一方の入出力端とし、前記主スイッチング部の高電位側の半導体スイッチング素子の両端を他方の入出力端とすることを特徴としている。
【０００８】
また、請求項３に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を含む変換モジュールと、当該変換モジュールと並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサとを備え、前記半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力及び交流電力間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置であって、前記変換モジュールは、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点にそれぞれ接続された第１の補助回路部及び第２の補助回路部と、を有し、前記第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第１の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第１の直列接続部と、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、前記第２の補助回路部は、第３の補助ダイオード及び当該第３の補助ダイオードと直列に接続されると共に逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第２の直列接続部と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、この第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を前記直流電力の入出力端とし、前記二つのコンデンサどうしの接続点及び前記二つの半導体スイッチング素子どうしの接続点を前記交流電力の入出力端とすることを特徴としている。
【０００９】
また、請求項４に係る電力変換装置は、上記請求項３記載の電力変換装置において、前記変換モジュールを二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
また、請求項５に係る電力変換装置は、上記請求項３記載の電力変換装置において、前記変換モジュールを三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
【００１０】
また、請求項６に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力と交流電力との間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された複数の主スイッチング部と、これら主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、前記各主スイッチング部の第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続される第３の補助回路部と、を備え、当該第３の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第３の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第５の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第３の直列接続部と、第６の補助ダイオード及び当該第６の補助ダイオードと直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第４の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第４の直列接続部と、前記主スイッチング部毎に設けられ且つ第７の補助ダイオード及び第８の補助ダイオードが直列に接続されると共にこれら補助ダイオードどうしの接続点が前記主スイッチング部の半導体スイッチング素子どうしの接続点に接続されるダイオード接続部と、前記第３の補助スイッチング素子及び前記第５の補助ダイオードの接続点と前記ダイオード接続部の前記第７の補助ダイオード側との間に接続された第３の共振用リアクトルと、前記第６の補助ダイオード及び前記第４の補助スイッチング素子の接続点と前記ダイオード接続部の前記第８の補助ダイオード側との間に接続された第４の共振用リアクトルと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を前記直流電力の入出力端とし、前記二つのコンデンサどうしの接続点及び、前記第７の補助ダイオードと前記第８の補助ダイオードとの接続点を前記交流電力の入出力端とすることを特徴としている。
【００１１】
また、請求項７に係る電力変換装置は、上記請求項６記載の電力変換装置において、前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
さらに、請求項８に係る電力変換装置は、上記請求項６記載の電力変換装置において、前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
【００１２】
この請求項１乃至請求項８に係る発明においては、例えば、直流電力の出力電力値を変換する場合或いは交流電力に変換する場合等、前記第１の半導体スイッチング素子をターンオンし且つ第２の半導体スイッチング素子をターンオフする場合には、まず第１の補助スイッチング素子を導通させ、第１の共振用リアクトルに電流を流しこれを増加させた後、第２の半導体スイッチング素子をターンオフさせて第１の共振用リアクトルと共振用コンデンサを共振させ、第２の半導体スイッチング素子と並列に接続された共振用コンデンサを充電すると共に他方の共振用コンデンサを放電させる。そして、この共振用コンデンサの放電が終了した後、第１の共振用リアクトルを流れる電流が、前記第１の半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに還流している間に前記第１の半導体スイッチング素子をターンオンし、第１の補助スイッチング素子を遮断する。
【００１３】
逆に、第１の半導体スイッチング素子をターンオフし且つ第２の半導体スイッチング素子をターンオンする場合には、第２の補助スイッチング素子を導通させ、第２の共振用リアクトルに電流を流しこれを増加させた後、第１の半導体スイッチング素子をターンオフさせて第２の共振用リアクトルと共振用コンデンサとを共振させ、第１の半導体スイッチング素子と並列に接続された共振用コンデンサを充電すると共に他方の共振用コンデンサを放電させる。そして、この共振用コンデンサの放電が終了した後、第２の共振用リアクトルを流れる電流が、前記第２のスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに還流している間に前記第２の半導体スイッチング素子をターンオンし、第２の補助スイッチング素子を遮断する。
【００１４】
このようにすることによって、第１及び第２の半導体スイッチング素子をターンオン或いはターンオフする場合には零電圧スイッチング状態となって、スイッチング損失の低減を図ることが可能となる。
なお、前述の、第３の補助スイッチング素子、第３の共振用リアクトル、第４の補助スイッチング素子、第４の共振用リアクトルを用いる場合には、上記第１の補助スイッチング素子を第３の補助スイッチング素子に、第１の共振用リアクトルを第３の共振用リアクトルに、第２の補助スイッチング素子を第４の補助スイッチング素子に、第２の共振用リアクトルを第４の共振用リアクトルに置き換えた場合と同様の動作となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を説明する。
図１は、第１の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図であって、チョッパ回路に適用したものである。
図１に示すように、この電力変換装置は、直流電源１の電源電圧分割用の、直列に接続された同一容量値を有するコンデンサＣ₁及びＣ₂と、主スイッチング部１１と、当該主スイッチング部１１のＺＶＳ（ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現するための補助回路部１２とから構成され、直列に接続された前記コンデンサＣ₁及びＣ₂と主スイッチング部１１とは、前記直流電源１と並列に接続されている。
【００１６】
前記主スイッチング部１１は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＰ１及びこれと直列に接続された自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＮ１と、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＦＰ１及びＦＮ１と、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のそれぞれに並列に接続された、同一容量のコンデンサＣＰ１及びＣＮ１とから構成されている。
【００１７】
前記補助回路部１２は、自己消孤形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＮ１と、このスイッチング素子ＳＳＮ１と逆並列に接続されたダイオードＳＦＮ１と、このダイオードＳＦＮ１のアノード側にカソード側が接続されたダイオードＤＦＮ１と、スイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１の接続点に一端が接続された共振用のリアクトルＬＮ１と、このリアクトルＬＮ１の他端にアノード側が接続されたダイオードＤＮ１とから構成されている。そして、ダイオードＳＦＮ１のカソード側が前記コンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点に接続されると共に、ダイオードＤＦＮ１のアノード側が直流電源１の低電位側に接続され、さらに、ダイオードＤＮ１のカソード側が前記スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続されている。
【００１８】
そして、このスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点とダイオードＦＮ１のアノード側との間に負荷２が接続されている。
そして、制御回路１０によってスイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１を切り替え、またＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電圧を所定電圧に変換して負荷２に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＮ１のオンオフ制御を行うことによってスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００１９】
ここで、スイッチング素子ＳＰ１が第１の半導体スイッチング素子に対応し、スイッチング素子ＳＮ１が第２の半導体スイッチング素子に対応し、コンデンサＣＰ１及びＣＮ１が共振用コンデンサに対応し、補助回路部１２が第１の補助回路部に対応し、スイッチング素子ＳＳＮ１が第１の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＤＦＮ１が第１の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたスイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１が第１の直列接続部に対応し、リアクトルＬＮ１が第１の共振用リアクトルに対応し、ダイオードＤＮ１が第２の補助ダイオードに対応している。
【００２０】
次に、上記第１の実施の形態の動作を、図２に示すタイミングチャートに基づいて説明する。なお、図２において、（ａ）はスイッチング素子ＳＰ１のオンオフ制御状態、（ｂ）はスイッチング素子ＳＮ１のオンオフ制御状態、（ｃ）はスイッチング素子ＳＳＮ１のオンオフ制御状態、（ｄ）はコンデンサＣＰ１及びＣＮ１の両端電圧Ｖ_CP1及びＶ_CN1、（ｅ）はスイッチング素子ＳＰ１を流れる電流ｉ_SP1及びダイオードＦＰ１を流れる電流ｉ_FP1、（ｆ）はスイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉ_SN1及びダイオードＦＮ１を流れる電流ｉ_FN1、（ｇ）はリアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1、（ｈ）はモード、をそれぞれ表したものである。
【００２１】
今、スイッチング素子ＳＮ１がオンしている状態から、スイッチング素子ＳＮ１をオフ、スイッチング素子ＳＰ１をオンに切り替えるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＮ１がオン状態であり且つダイオードＦＮ１が導通し、負荷２→ダイオードＦＮ１→負荷２の経路で負荷電流Ｉ_OUTが還流している状態を考える（モード１）。このとき、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＳＮ１はオフ状態である。
【００２２】
この状態から、例えば時点ｔ₁₁でスイッチング素子ＳＳＮ１をオン状態にすると、直流電源１の電源電圧を二分割するコンデンサＣ₂を電源として、コンデンサＣ₂→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→スイッチング素子ＳＮ１→コンデンサＣ₂の経路でリアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が増加する。このとき、負荷電流Ｉ_OUTは、モード１と同様に、負荷２→ダイオードＦＮ１→負荷２の経路で還流を継続する。したがって、ダイオードＦＮ１を流れる電流ｉ_FN1は、前記リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1の増加に伴って減少する（モード２）。
【００２３】
そして、時点ｔ₁₂で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が負荷電流Ｉ_OUTを越えると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＮ１を流れる経路からダイオードＤＮ１を流れる経路に転流し、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1は、コンデンサＣ₂→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→負荷２→コンデンサＣ₂の経路と、コンデンサＣ₂→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→スイッチング素子ＳＮ１→コンデンサＣ₂の経路とに流れる。そして、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1の増加に伴って、スイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉ_SN1が増加する（モード３）。
【００２４】
そして、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が負荷電流Ｉ_OUTを越えている時点、例えば時点ｔ₁₃でスイッチング素子ＳＮ１をオフ状態にすると、リアクトルＬＮ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１とが共振を始め、リアクトルＬＮ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１との並列容量で決まる共振周波数で共振し、共振電流がリアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→コンデンサＣＰ１→コンデンサＣ₁→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路と、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→コンデンサＣＮ１→コンデンサＣ₂→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路とに流れる。これによって、コンデンサＣＰ１は直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電され、逆にコンデンサＣＮ１は零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電される。したがって、スイッチング素子ＳＮ１の両端電圧は共振現象によって上昇し、ｄｖ／ｄｔが抑制された状態で直流電源１の直流電源電圧Ｅｄにクランプされるいわゆるソフトスイッチング動作を行う。なお、このとき負荷電流Ｉ_OUTはモード３と同様の経路で流れる（モード４）。
【００２５】
ここで、前記スイッチング素子ＳＮ１をオフにするタイミングは、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が負荷電流Ｉ_OUT以上であり且つ、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が前述のリアクトルＬＮ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１との共振動作を確実に行わせることの可能な電流値を満足する間であれば、どの時点でもよい。
【００２６】
続いて、時点ｔ₁₄でコンデンサＣＰ１の放電及びコンデンサＣＮ１の充電が完了し共振動作が終了すると、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1は、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→負荷２→コンデンサＣ₂→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で還流すると共に、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→ダイオードＦＰ１→コンデンサＣ₁→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で、負荷電流Ｉ_OUTを越える電流分が回生される。
【００２７】
したがって、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1は減少し、この減少に伴ってダイオードＦＰ１を流れる電流ｉ_FP1も減少する（モード５）。
そして、このダイオードＦＰ１に電流ｉ_FP1が流れている時点、例えば時点ｔ₁₅でスイッチング素子ＳＰ１をオン状態にする。このとき、スイッチング素子ＳＰ１の両端の電圧は零電圧となっているからＺＶＳ動作が可能となる。
【００２８】
なお、前記スイッチング素子ＳＰ１をオン状態にするタイミングは、前記コンデンサＣＰ１の放電が完了し、且つ前記ダイオードＦＰ１に電流ｉ_FP1が流れている間であればよい。
そして、時点ｔ₁₅でスイッチング素子ＳＰ１をオン状態にすると、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が負荷電流Ｉ_OUTよりも大きい間は、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1は継続して、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→ダイオードＦＰ１→コンデンサＣ₁→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で回生されると共に、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→負荷２→コンデンサＣ₂→スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で還流し、時点ｔ₁₆で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が負荷電流Ｉ_OUT以下となると、直流電源１→スイッチング素子ＳＰ１→負荷２→直流電源１の経路でスイッチング素子ＳＰ１に電流が流れるようになり、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1の減少に伴ってスイッチング素子ＳＰ１を流れる電流ｉ_SP1が増加し、時点ｔ₁₇で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1がリセットされると、スイッチング素子ＳＰ１には、負荷電流Ｉ_OUTに相当する電流ｉ_LN1が流れるようになる（モード６）。
【００２９】
そして、時点ｔ₁₇で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1がリセットされた後、例えば時点ｔ₁₈でスイッチング素子ＳＳＮ１をオフにする。
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＮ１がオフ状態に切り替えられ、またスイッチング素子ＳＰ１がオン状態に切り替えられたことになる。
続いて、時点ｔ₁₉でスイッチング素子ＳＰ１をオフ状態、スイッチング素子ＳＮ１をオン状態に切り替えると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＮ１に転流し、また、コンデンサＣＰ１は零から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、逆に、コンデンサＣＮ１は放電されてモード１の状態に戻る。
【００３０】
したがって、スイッチング素子ＳＰ１はＺＶＳ状態となり、また、スイッチング素子ＳＮ１は、負荷電流Ｉ_OUTがダイオードＦＮ１に転流するためターンオン損失は発生しない。なお、前記スイッチング素子ＳＰ１をオフ、スイッチング素子ＳＮ１をオンに切り替えるタイミングは、前記スイッチング素子ＳＳＮ１がオフに制御された時点以後であればいつでもよい。
【００３１】
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＮ１及びＳＰ１が順次オン／オフに切り替えられることになる。
このように、スイッチング素子ＳＰ１のターンオン時及びスイッチング素子ＳＮ１のターンオフ時のソフトスイッチング動作を実現することができるから、これらスイッチング素子ＳＰ１，ＳＮ１のスイッチング動作時におけるｄｖ／ｄｔを抑制することができスイッチング損失を低減することができる。また、スナバ回路による損失も発生せずまた、そのスイッチング損失を低減することができる。また、スイッチング時の跳ね上がり動作（サージ電圧）に伴うノイズの発生をも低く抑えることができるから、低損失で低ノイズスイッチングを実現することができる。
【００３２】
また、スイッチング素子ＳＳＮ１を、零電流スイッチングで動作させることが可能であるが、制御誤差等により電流が流れている状態でスイッチング動作を行った場合であっても、ダイオードＤＦＮ１によって、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1をダイオードＤＦＮ１を経由して直流電源電圧Ｅｄを二分しているコンデンサＣ₁及びＣ₂に回生させることができ、損失を最小限に抑えると共に、スイッチング素子ＳＳＮ１を直流電源電圧Ｅｄ以下でクランプすることができる。
【００３３】
また、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉ_LN1が零となった時点以後にスイッチング素子ＳＳＮ１をオフ状態にすればよいから、スイッチング素子ＳＳＮ１をオフするタイミングに対する制御条件を緩やかにすることができ、その分制御を容易に行うことができる。
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
【００３４】
上記第１の実施の形態は、スイッチング素子ＳＰ１のターンオン及びスイッチング素子ＳＮ１のターンオフ時のＺＶＳ動作を実現するようにしたものであるのに対し、この第２の実施の形態は、スイッチング素子ＳＰ１のターンオフ及びスイッチング素子ＳＮ１のターンオン時のＺＶＳ動作を実現するようにしたものである。
【００３５】
図３に示すように、この電力変換装置は、上記第１の実施の形態と同様に構成されたコンデンサＣ₁及びＣ₂と、上記第１の実施の形態と同様に形成された主スイッチング部１１と、当該主スイッチング部１１のＺＶＳを実現するための補助回路部１３とから構成され、直列に接続されたコンデンサＣ₁及びＣ₂及び主スイッチング部１１は、直流電源１と並列に接続されている。
【００３６】
そして、前記補助回路部１３は、ダイオードＤＦＰ１、このダイオードＤＦＰ１のアノード側に接続された自己消孤形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＰ１、このスイッチング素子ＳＳＰ１に逆並列に接続されたダイオードＳＦＰ１、ダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１の接続点に一端が接続された共振用のリアクトルＬＰ１、このリアクトルＬＰ１の他端に接続されたダイオードＤＰ１とから構成されている。そして、前記ダイオードＳＦＰ１のアノード側が前記コンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点に接続されると共に、前記ダイオードＤＰ１のアノード側が前記スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続され、さらに、前記ダイオードＤＦＰ１のカソード側が直流電源１の高電位側に接続されている。
【００３７】
そして、ダイオードＦＰ１のカソード側とスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点との間に負荷２が接続されている。
そして、制御回路１０によってスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を所定のタイミングで切り替え、また、ＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄを所定電圧に変換して負荷２に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＰ１をオンオフ制御することによってスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００３８】
ここで、補助回路部１３が第２の補助回路部に対応し、ダイオードＤＦＰ１が第３の補助ダイオードに対応し、スイッチング素子ＳＳＰ１が第２の補助スイッチング素子に対応し、直列に接続されたダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１が第２の直列接続部に対応し、リアクトルＬＰ１が第２の共振用リアクトルに対応し、ダイオードＤＰ１が第４の補助ダイオードに対応している。
【００３９】
次に、上記第２の実施の形態の動作を、図４に示すタイミングチャートに基づいて説明する。なお、図４において、（ａ）はスイッチング素子ＳＰ１のオンオフ制御状態、（ｂ）はスイッチング素子ＳＮ１のオンオフ制御状態、（ｃ）はスイッチング素子ＳＳＰ１のオンオフ制御状態、（ｄ）はコンデンサＣＰ１及びＣＮ１の両端電圧Ｖ_CP1及びＶ_CN1、（ｅ）はスイッチング素子ＳＰ１を流れる電流ｉ_SP1及びダイオードＦＰ１を流れる電流ｉ_FP1、（ｆ）はスイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉ_SN1及びダイオードＦＮ１を流れる電流ｉ_FN1、（ｇ）はリアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1、（ｈ）はモード、をそれぞれ表したものである。
【００４０】
今、スイッチング素子ＳＰ１がオンしている状態から、スイッチング素子ＳＰ１をオフ、スイッチング素子ＳＮ１をオンに切り替えるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＰ１がオン状態であり且つダイオードＦＰ１が導通し、負荷２→ダイオードＦＰ１→負荷２の経路で負荷電流Ｉ_OUTが還流している状態を考える（モード１）。このとき、スイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＮ１はオフ状態である。
【００４１】
この状態から、例えば時点ｔ₂₁でスイッチング素子ＳＳＰ１をオン状態にすると、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄを二分割するコンデンサＣ₁を電源としてコンデンサＣ₁→スイッチング素子ＳＰ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₁の経路でリアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1が増加する。このとき、負荷電流Ｉ_OUTは、モード１と同様に、負荷２→ダイオードＦＰ１→負荷２の経路で還流を継続する。したがって、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1の増加に伴って、ダイオードＦＰ１を流れる電流ｉ_FP1が減少する（モード２）。
【００４２】
そして、時点ｔ₂₂で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1 が負荷電流Ｉ_OUT以上となると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＰ１を流れる還流経路から、リアクトルＬＰ１を経由する前述の経路に転流する。そして、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1はコンデンサＣ₁→スイッチング素子ＳＰ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₁の経路と、コンデンサＣ₁→負荷２→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₁の経路とを流れる。つまり、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1のうち負荷電流Ｉ_OUTを越えた電流分がスイッチング素子ＳＰ１を流れるようになる（モード３）。
【００４３】
そして、リアクトルＬＰ１の電流ｉ_LP1が負荷電流Ｉ_OUTを越えている時点、例えば時点ｔ₂₃でスイッチング素子ＳＰ１をオフ状態にすると、リアクトルＬＰ１と、コンデンサＣＰ１及びＣＮ１とが共振動作を開始し、リアクトルＬＰ１、コンデンサＣＰ１及びＣＮ１の並列容量で決まる共振周波数で共振する。これによって、コンデンサＣＰ１は零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、コンデンサＣＮ１は直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電される。
【００４４】
その結果、スイッチング素子ＳＰ１の両端電圧は共振現象によって徐々に上昇し、ｄｖ／ｄｔが抑制された状態で直流電源電圧Ｅｄにクランプされる、いわゆるソフトスイッチング動作を行う（モード４）。
なお、前記スイッチング素子ＳＰ１をオフ状態にするタイミングは、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1が負荷電流Ｉ_OUTを越え、且つ、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1が前記リアクトルＬＰ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１との共振動作を確実に開始することの可能な電流値であるときであればよい。
【００４５】
続いて、時点ｔ₂₄でコンデンサＣＮ１の放電が完了すると、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1はダイオードＦＮ１に転流し、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₁→負荷２→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路を流れると共に、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₂→ダイオードＦＮ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路で回生される。したがって、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1は減少し、これに伴って、ダイオードＦＮ１を流れる電流ｉ_FN1も減少する（モード５）。
【００４６】
そして、このダイオードＦＮ１に電流が流れている間に、例えば時点ｔ₂₅でスイッチング素子ＳＮ１をオン状態にすると、このとき、スイッチング素子ＳＮ１の両端は零電圧となっているから、ＺＶＳ状態となる。
なお、このスイッチング素子ＳＮ１をオンするタイミングは、コンデンサＣＮ１の放電が完了し、且つダイオードＦＮ１に電流が流れている間であればよい。
【００４７】
そして、時点ｔ₂₅でスイッチング素子ＳＮ１をオン状態にすると、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1が負荷電流Ｉ_OUTよりも大きい間は、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1は継続して、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₁→負荷２→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路で還流すると共に、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ₂→ダイオードＦＮ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路で減衰し、時点ｔ₂₆で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1が負荷電流Ｉ_OUT以下となると、直流電源１→負荷２→スイッチング素子ＳＮ１→直流電源１の経路でスイッチング素子ＳＮ１に電流ｉ_SN1が流れるようになり、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1の減少に伴ってスイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉ_SN1が増加し、時点ｔ₂₇で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1がリセットされると、スイッチング素子ＳＮ１には、負荷電流Ｉ_OUTに相当する電流ｉ_SN1が流れるようになる（モード６）。
【００４８】
そして、時点ｔ₂₇で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1がリセットされた後、例えば時点ｔ₂₈でスイッチング素子ＳＳＰ１をオフにする。
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＰ１がオフ状態に切り替えられまたスイッチング素子ＳＮ１がオン状態に切り替えられたことになる。
続いて、時点ｔ₂₉でスイッチング素子ＳＰ１をオン状態、スイッチング素子ＳＮ１をオフ状態に切り替えると、負荷電流Ｉ_OUTはダイオードＦＰ１に転流し、また、コンデンサＣＰ１は直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電されると共に、コンデンサＣＮ１は零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、モード１の状態に戻る。したがって、スイッチング素子ＳＮ１はＺＶＳ状態となり、また、スイッチング素子ＳＰ１は負荷電流Ｉ_OUTがダイオードＦＰ１に転流するためターンオン損失は発生しない。
【００４９】
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＮ１及びＳＰ１が順次オン／オフに切り替えられることになる。
したがって、この場合も上記第１の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。また、この場合も、スイッチング素子ＳＳＰ１は零電流スイッチングで動作することが可能であるが、制御誤差等によりリアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1がリセットされていない状態でスイッチング素子ＳＳＰ１がオフ状態に制御されたとしても、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉ_LP1はダイオードＤＦＰ１を経由して、直流電源電圧Ｅｄを二分割しているコンデンサＣ₁及びＣ₂へ回生させることができるから、損失を最小限に抑えると共にスイッチング素子ＳＳＰ１を直流電源電圧Ｅｄ以下でクランプすることができる。
【００５０】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
図５は、第３の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図５に示すように、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたハーフブリッジのインバータ回路に適用したものであって、上記第１の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせたものである。
【００５１】
第３の実施の形態における電力変換装置は、図５に示すように、上記第１の実施の形態と同様の、直流電源電圧Ｅｄ分割用のコンデンサＣ₁及びＣ₂と、上記第１の実施の形態における主スイッチング部１１と、この主スイッチング部１１の各スイッチング素子のＺＶＳを実現するための補助回路部ＡＲＣＳとから構成され、直列に接続されたＣ₁及びＣ₂と主スイッチング部１１とは、前記直流電源１に並列に接続されている。
【００５２】
そして、前記補助回路部ＡＲＣＳは、第１の実施の形態における補助回路部１２と、第２の実施の形態における補助回路部１３とから構成されている。そして、補助回路部１２のダイオードＤＦＮ１のアノード側が直流電源１の低電位側に接続され、ダイオードＳＦＮ１のカソード側が前記コンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点に接続されさらに、ダイオードＤＮ１のカソード側が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続されている。同様に、補助回路部１３のダイオードＤＦＰ１のカソード側が直流電源１の高電位側に接続され、ダイオードＳＦＰ１のアノード側が前記コンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点に接続され、ダイオードＤＰ１のアノード側が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続されている。
【００５３】
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１を所定のタイミングで交互に切り替え、またＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＮ１、ＳＳＰ１をオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００５４】
ここで、主スイッチング部１１及び補助回路部ＡＲＣＳが、変換モジュールに対応し、補助回路部１２が第１の補助回路部に対応し、補助回路部１３が第２の補助回路部に対応し、直列に接続されたスイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１が第１の直列接続部に対応し、直列に接続されたダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１が第２の直列接続部に対応し、リアクトルＬＮ１が第１の共振用リアクトルに対応し、リアクトルＬＰ１が第２の共振用リアクトルに対応している。
【００５５】
つまりこの場合には、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＳＮ１及びＳＳＰ１をオンオフ制御し、すなわち、次にスイッチング素子ＳＰ１をターンオン、スイッチング素子ＳＮ１をターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＮ１をオンオフ制御し、次にスイッチング素子ＳＰ１をターンオフ、スイッチング素子ＳＮ１をターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＰ１をオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００５６】
したがって、この場合も、上記第１及び第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
次に、本発明の第４の実施の形態を説明する。
図６は、第４の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図６に示すように、直流電力を多相交流電力に変換するようにしたインバータ回路に適用したものであって、前記第３の実施の形態において主スイッチング部１１と補助回路部ＡＲＣＳとで構成される変換モジュールを、相数Ｍに応じてＭ組設けている。
【００５７】
そして、各相に対応する主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＰｎ（ｎ＝１〜Ｍ）及びＳＮｎ（ｎ＝１〜Ｍ）の接続点が負荷４に接続されている。
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＰｎ、ＳＮｎを公知の通電手順にしたがって切り替え、またＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電力を多相交流電力に変換して負荷４に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰｎ、ＳＮｎの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＮｎ（ｎ＝１〜Ｍ）、ＳＳＰｎ（ｎ＝１〜Ｍ）をオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＰｎ、ＳＮｎの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００５８】
つまり、例えば、直流電源１の両端に、主スイッチング部１１及び補助回路ＡＲＣＳを二組設け、いわゆるフルブリッジ回路を構成して、直流電力を単相交流電力に変換するようにした電力変換装置に適用した場合には、図７のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２を所定のタイミングでオンオフ制御して階段波を発生させる。これと共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＳＮ１及びＳＳＰ１、ＳＳＮ２及びＳＳＰ２をオンオフ制御し、すなわち、図７に示すように、次の時点ｔ₃₂でスイッチング素子ＳＰ１（図７（ａ））をターンオン、スイッチング素子ＳＮ１（図７（ｂ））をターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＮ１（図７（ｅ））を予め時点ｔ₃₁でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替えた後オフにし、次の時点ｔ₃₅でスイッチング素子ＳＰ２（図７（ｃ））をターンオン、スイッチング素子ＳＮ２（図７（ｄ））をターンオフするときにも、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＮ２（図７（ｇ））を予め時点ｔ₃₃でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替えた後オフにする。また、次の時点ｔ₃₆でスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替えるときには、上記第２の実施の形態にしたがって、スイッチング素子ＳＳＰ１（図７（ｆ））を予め時点ｔ₃₄でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替えた後オフにし、同様に、時点ｔ₃₉でスイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替えるときには、ＳＳＰ２（図７（ｈ））を予め時点ｔ₃₇でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替えた後にオフする。
【００５９】
このようにすることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１、ＳＰ２及びＳＮ２のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。そして、例えば、三相の交流電力に変換するようにした場合には、三相分の主スイッチング部１１及び補助回路部ＡＲＣＳを設け、各相に対応する主スイッチング部１１の各スイッチング素子ＳＰ及びＳＮを、例えば、１２０度通電方式或いは１８０度通電方式等による公知のタイミングでオンオフ制御し、このとき、スイッチング素子ＳＰ及びＳＮのターンオフ及びターンオンに応じて対応するスイッチング素子ＳＳＮｎ或いはＳＳＰｎをオンオフ動作すればよく、多相の交流電力に変換した場合も同様である。
【００６０】
したがって、この場合も、上記第１及び第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、上記第４の実施の形態においては、Ｍ相のインバータの負荷を線間に接続した場合について説明したが、これに限るものではなく、例えば、Ｍ相のインバータの各出力とコンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点との間にＭ組の単相負荷が接続された場合であっても、上記と同等の作用効果を得ることができるのはいうまでもない。
【００６１】
次に、本発明の第５の実施の形態を説明する。
図８は、第５の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図であって、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたインバータ回路に適用したものである。前記第３の実施の形態では、インバータ回路をハーフブリッジで構成したのに対し、第５の実施の形態では、インバータ回路をフルブリッジで構成している。
【００６２】
すなわち、この第５の実施の形態における電力変換装置は、図８に示すように、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄ分割用の、同一の容量値を有する直列に接続されたコンデンサＣ₁及びＣ₂と、前記第１の実施の形態における主スイッチング部１１と同一に構成された主スイッチング部１１Ｕ及び１１Ｖと、これら主スイッチング部１１Ｕ及び１１Ｖを構成する各スイッチング素子のＺＶＳ動作を実現するための補助回路部１５とから構成され、直列に接続されたコンデンサＣ₁及びＣ₂、前記主スイッチング部１１Ｕ及び１１Ｖは、それぞれ直流電源１と並列に接続されている。
【００６３】
前記補助回路部１５は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＮ１及びこれと逆並列に接続されたダイオードＳＦＮ１と、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＰ１及びこれと逆並列に接続されたダイオードＳＦＰ１と、ダイオードブリッジ部１５ａを構成する、ダイオードＤＮ１、ＤＮ２、ＤＰ１、ＤＰ２と、前記ダイオードＳＦＮ１のアノード側とダイオードブリッジ部１５ａを構成するダイオードＤＮ１及びＤＮ２のアノード側との間に接続されたリアクトルＬＮ１と、前記ダイオードＳＦＰ１のカソード側とダイオードブリッジ部１５ａを構成するダイオードＤＰ１及びＤＰ２のカソード側との間に接続されたリアクトルＬＰ１と、前記スイッチング素子ＳＳＰ１及びリアクトルＬＰ１の接続点にアノード側が接続されたダイオードＤＦＰ１と、前記スイッチング素子ＳＳＮ１及びリアクトルＬＮ１の接続点にカソード側が接続されたダイオードＤＦＮ１とから構成されている。そして、前記ダイオードＤＦＰ１のカソード側が直流電源１の高電位側に、またダイオードＤＦＮ１のアノード側が直流電源１の低電位側に接続され、さらに、前記ダイオードＳＦＮ１のカソード側及びダイオードＳＦＰ１のアノード側が前記コンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点に接続され、また、ダイオードブリッジ部１５ａを構成するダイオードＤＮ１及びＤＰ１の接続点が主スイッチング部１１Ｕを構成するスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続され、ダイオードＤＮ２及びＤＰ２の接続点が主スイッチング部１１Ｖを構成するスイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２の接続点に接続され、これらスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点とスイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２の接続点との間に負荷３が接続されている。
【００６４】
そして、制御回路１０によって各スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２を、所定のタイミングで切り替え、また、ＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＳＮ１をオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００６５】
ここで、補助回路部１５が第３の補助回路部に対応し、スイッチング素子ＳＳＮ１が第３の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＤＦＮ１が第５の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたスイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１が第３の直列接続部に対応し、ダイオードＤＦＰ１が第６の補助ダイオードに対応し、スイッチング素子ＳＳＰ１が第４の補助スイッチング素子に対応し、直列に接続されたダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１が第４の直列接続部に対応し、ダイオードＤＮ１及びＤＮ２が第７の補助ダイオードに対応し、ダイオードＤＰ１及びＤＰ２が第８の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたダイオードＤＮ１及びＤＰ１、ＤＮ２及びＤＰ２がダイオード接続部に対応し、リアクトルＬＮ１が第３の共振用リアクトルに対応し、リアクトルＬＰ１が第４の共振用リアクトルに対応している。
【００６６】
つまりこの場合には、前記図７に示すように、所定のタイミングでスイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２をオン／オフ制御すると共に、このオンオフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＳＮ１を動作させ、すなわち、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替える場合には、ダイオードＤＮ１及びＤＰ１を経由し、逆に、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替える場合には、ダイオードＤＮ２及びＤＰ２を経由して、前記第１又は第２の実施の形態にしたがって、スイッチング素子ＳＳＮ１及びＳＳＰ１を、オンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００６７】
したがって、この場合も、上記第３の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、この場合、各主スイッチング部１１Ｕ、１１Ｖに対してＺＶＳを実現するためのダイオード及びスイッチング素子を設ける必要がないから、その分電力変換装置の構成品の削減を図ることができる。
【００６８】
次に、本発明の第６の実施の形態を説明する。
この第６の実施の形態は、第５の実施の形態において、直流電力を三相交流電力に変換するようにしたものであって、図９に示すように、主スイッチング部１１Ｗが追加されると共に、２相のダイオードブリッジ部１５ａに代えて、３相のダイオードブリッジ部１５ｂが設けられている。
【００６９】
すなわち、ダイオードブリッジ部１５ｂは、ダイオードＤＮ１及びこれと直列に接続されたダイオードＤＰ１、ダイオードＤＮ２及びこれと直列に接続されたダイオードＤＰ２、ダイオードＤＮ３及びこれと直列に接続されたダイオードＤＰ３の三組のダイオード接続部から構成され、ダイオードＤＮ１、ＤＮ２、ＤＮ３のアノード側がリアクトルＬＮ１に接続されると共に、ダイオードＤＰ１、ＤＰ２、ＤＰ３のカソード側がリアクトルＬＰ１に接続されている。
【００７０】
そして、ダイオードＤＮ１及びＤＰ１の接続点、ダイオードＤＮ２及びＤＰ２の接続点、ダイオードＤＮ３及びＤＰ３の接続点と、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２の接続点、スイッチング素子ＳＰ３及びＳＮ３の接続点の接続点がそれぞれ接続され、さらに、これら各スイッチング素子の接続点が負荷５に接続されている。
【００７１】
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３を公知の１２０度通電方式或いは１８０度通電方式にしたがって所定のタイミングで切り替え、またＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を三相交流電力に変換して負荷５に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＳＮ１をオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００７２】
つまりこの場合には、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１、ＳＰ２及びＳＮ２、ＳＰ３及びＳＮ３のオン／オフ動作に同期して、上記第１及び第２の実施の形態と同様にスイッチング素子ＳＳＰ１又はＳＳＮ１を動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１が切り替わるときにはダイオードＤＮ１及びＤＰ１を経由し、また、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２が切り替わるときにはダイオードＤＮ２及びＤＰ２を経由し、スイッチング素子ＳＰ３及びＳＮ３が切り替わるときにはダイオードＤＮ３及びＤＰ３を経由して動作することによって、スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００７３】
したがって、この場合も、上記第５の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、この場合も、各主スイッチング部１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗそれぞれに対してＺＶＳを実現するためのダイオード及びスイッチング素子を設ける必要がないから、その分電力変換装置の構成品の削減を図ることができる。
【００７４】
なお、この第６の実施の形態においては、三相の交流電力に変換するようにした場合について説明したが、これに限るものではなく、多相の交流電力に変換することも可能であり、この場合には、相数に応じて主スイッチング部を追加すると共に、補助回路部１５のダイオードブリッジ部の相数を増加させればよい。
また、第６の実施の形態において、単相負荷を、コンデンサＣ₁及びＣ₂の接続点と、各相に対応する主スイッチング部１１のスイッチング素子の接続点との間に接続するようにした場合にあっても、同等の作用効果を得ることができる。
【００７５】
なお、上記各実施の形態において、負荷の前段にＰＷＭ制御による高周波リプルを除去するためのフィルタが挿入されている場合でも適用することができ、同等の作用効果を得ることができる。
また、上記各実施の形態においては、チョッパ回路、また、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路について説明したが、これに限るものではなく、交流電力から直流電力に変換するコンバータ回路に適用することができるのはいうまでもない。
【００７６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１乃至請求項８に係る電力変換装置によれば、第１又は第２の半導体スイッチング素子の零電圧スイッチング状態を実現するようにしたから、これら半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができると共に、半導体スイッチング素子のｄｖ／ｄｔは共振現象及びコンデンサへの充電動作によって低く抑えられているからスイッチング時の跳ね上がり電圧に伴うノイズの発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図２】第１の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図３】第２の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図４】第２の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図５】第３の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図６】第４の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図７】第４の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図８】第５の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図９】第６の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図１０】従来の電力変換装置の概略構成図である。
【図１１】スナバ回路の一例である。
【符号の説明】
１直流電源
２〜５負荷
１０制御回路
１１主スイッチング部
１２〜１５補助回路部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device that incorporates a semiconductor switching element and controls the output power of DC power or converts between DC power and AC power from one to the other, and in particular, reduces the switching loss. It is related with the power converter device made to do.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, for example, a three-phase inverter that creates a three-phase AC power source from a DC power source is configured, for example, as shown in FIG. That is, two semiconductor switching elements SW are connected in series to form three sets, and a diode Dn (n = 1 to 6) is connected in antiparallel to each semiconductor switching element SWn (n = 1 to 6). Has been. The capacitor C and three sets of semiconductor switching elements SWn connected in series corresponding to each phase are connected to both ends of the DC power source 1 and a load 2 is connected to a connection point between the semiconductor switching elements. . Then, for example, by turning on / off each semiconductor switching element SWn at a predetermined timing by PWM control, the DC power of the DC power supply is converted into three-phase AC power and supplied to the load.
[0003]
By the way, in such a power conversion circuit using a semiconductor switching element, it is known that an overvoltage occurs when the semiconductor switching element is turned on and off, and a snubber circuit is provided to suppress this. As this snubber circuit, for example, as shown in FIG. 11 (a), it is composed of a resistor R and a capacitor C connected in series therewith, and for example, as shown in FIG. 11 (b), a diode A device composed of D, a capacitor C connected to the cathode side thereof, and a resistor R connected to these connection points is known. These snubber circuits are connected in parallel with the respective semiconductor switching elements constituting the power conversion circuit as shown in FIG. 10, or are connected in a lump between the plus and minus of the DC power supply 1. Yes.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional power conversion device, the semiconductor switching element is in a so-called hard switching state. Therefore, the dv / dt at the turn-on and turn-off is very high, so that the switching loss is large and further noise is generated. . Further, since the snubber circuit only suppresses overvoltage, there is a problem that snubber loss occurs although the degree is different.
[0005]
Therefore, the present invention has been made paying attention to the above-mentioned conventional unsolved problems, and realizes so-called ZVS (Zero Voltage Switching) in which turn-on and turn-off operations are performed with the voltage across the semiconductor switching element being zero, An object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing the noise by reducing the switching loss of the semiconductor switching element to zero as much as possible, and suppressing the overvoltage of the semiconductor switching element and reducing the snubber loss.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, a power conversion device according to claim 1 of the present invention has a plurality of semiconductor switching elements, and controls the output power of a DC power supply by controlling these semiconductor switching elements. In the power converter, the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and each of the diodes A main switching unit to which a resonance capacitor is connected in parallel, two capacitors connected in parallel to the main switching unit and having the same capacitance value, and the first and second semiconductor switching elements A first auxiliary circuit unit connected to the connection point of the first auxiliary circuit unit, the first auxiliary circuit unit A first auxiliary switching element having a diode connected in a row and a first auxiliary diode connected in series with the first auxiliary switching element, and connected to both ends of a low potential side capacitor of the two capacitors. A first connection reactor, a first resonance reactor connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode, the first resonance reactor, and the first and second And a second auxiliary diode connected between the connection points of the semiconductor switching elements. Both ends of the two capacitors connected in series are used as one input / output end, and both ends of the low-potential side semiconductor switching element of the main switching unit are used as the other input / output end. It is characterized by that.
[0007]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a power converter that includes a plurality of semiconductor switching elements, and controls the output power of a DC power source by controlling the semiconductor switching elements. A semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit, two capacitors connected in parallel with the main switching unit and having the same capacitance value, and a second connected to a connection point of the first and second semiconductor switching elements. An auxiliary circuit unit, and the second auxiliary circuit unit includes a third auxiliary diode and the second auxiliary circuit unit. A second series connection comprising a second auxiliary switching element connected in series with the auxiliary diode of the first and second diodes connected in reverse parallel and connected to both ends of the high-potential-side capacitor of the two capacitors. , A second resonance reactor connected to a connection point of the third auxiliary diode and the second auxiliary switching element, the second resonance reactor, and the first and second semiconductor switching elements And a fourth auxiliary diode connected between the connection points of Both ends of the two capacitors connected in series are used as one input / output end, and both ends of the semiconductor switching element on the high potential side of the main switching unit are used as the other input / output end. It is characterized by that.
[0008]
The power conversion device according to claim 3 includes a conversion module including a plurality of semiconductor switching elements, and two capacitors connected in series with the conversion module in parallel and having the same capacitance value, A power conversion device configured to perform power conversion from one to another between direct current power and alternating current power by controlling a semiconductor switching element, wherein the conversion module includes a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element. A main switching unit in which elements are connected in series and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes; And a first auxiliary circuit connected to a connection point of the second semiconductor switching element, respectively. And a first auxiliary circuit unit, wherein the first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel and a first auxiliary diode connected in series with the first auxiliary switching element. And is connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode, and a first series connection portion connected to both ends of the low-potential-side capacitor of the two capacitors. The first resonance reactor, and a second auxiliary diode connected between the first resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements. The second auxiliary circuit unit includes a third auxiliary diode and a second auxiliary switching element connected in series with the third auxiliary diode and connected in reverse parallel to the diode. A second series connection portion connected to both ends of the high-potential side capacitor of the two capacitors, and a second resonance connected to a connection point of the third auxiliary diode and the second auxiliary switching element. And a fourth auxiliary diode connected between the second resonance reactor and the connection point of the first and second semiconductor switching elements. The two ends of the two capacitors connected in series are the input / output ends of the DC power, and the connection point between the two capacitors and the connection point between the two semiconductor switching elements are the input / output ends of the AC power. Do It is characterized by that.
[0009]
A power conversion device according to claim 4 is the power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes two sets of the conversion modules, and performs power conversion between DC power and single-phase AC power. It is said.
A power conversion device according to claim 5 is the power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes three sets of the conversion modules, and performs power conversion between DC power and three-phase AC power. It is said.
[0010]
The power conversion device according to claim 6 has a plurality of semiconductor switching elements, and by controlling these semiconductor switching elements, power is converted from one to the other between DC power and AC power. In the power conversion device, a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and each of the diodes is connected. A plurality of main switching units connected in parallel with resonance capacitors, two capacitors connected in parallel with these main switching units and having the same capacitance value, and first and second capacitors of the main switching units A third auxiliary circuit unit connected to the connection point of the second semiconductor switching element, The third auxiliary circuit unit includes a third auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel and a fifth auxiliary diode connected in series with the third auxiliary switching element, and is provided on the low potential side of the two capacitors. A third series connection portion connected to both ends of the capacitor; a sixth auxiliary diode; and a fourth auxiliary switching element connected in series with the sixth auxiliary diode and connected in reverse parallel to the diode. A fourth series connection portion connected to both ends of the high-potential side capacitor of the two capacitors, and a seventh auxiliary diode and an eighth auxiliary diode connected to each main switching portion and connected in series. In addition, the connection point between the auxiliary diodes is connected to the connection point between the semiconductor switching elements of the main switching unit. A third resonance reactor connected between a node connection portion, a connection point of the third auxiliary switching element and the fifth auxiliary diode, and the seventh auxiliary diode side of the diode connection portion; And a fourth resonance reactor connected between a connection point of the sixth auxiliary diode and the fourth auxiliary switching element and the eighth auxiliary diode side of the diode connection portion. , Both ends of the two capacitors connected in series are the input / output ends of the DC power, and a connection point between the two capacitors and a connection point between the seventh auxiliary diode and the eighth auxiliary diode are defined as The input / output terminal of the AC power It is characterized by that.
[0011]
Moreover, the power converter device which concerns on Claim 7 has two sets of the said main switching part and the said diode connection part in the power converter device of the said Claim 6, respectively, between direct current power and single phase alternating current power It is characterized by performing power conversion.
Furthermore, the power converter device which concerns on Claim 8 has three sets of the said main switching part and the said diode connection part in the power converter device of the said Claim 6, respectively, between direct-current power and three-phase alternating current power. It is characterized by performing power conversion.
[0012]
In the inventions according to claims 1 to 8, the first semiconductor switching element is turned on and the second semiconductor is switched, for example, when the output power value of DC power is converted or converted to AC power. When the switching element is turned off, the first auxiliary switching element is first turned on, and a current is passed through the first resonance reactor to increase the current, and then the second semiconductor switching element is turned off. The resonance reactor and the resonance capacitor are resonated to charge the resonance capacitor connected in parallel with the second semiconductor switching element and to discharge the other resonance capacitor. Then, after the discharge of the resonance capacitor is finished, the current flowing through the first resonance reactor is returned to the diode connected in antiparallel with the first semiconductor switching element. The semiconductor switching element is turned on and the first auxiliary switching element is shut off.
[0013]
Conversely, when the first semiconductor switching element is turned off and the second semiconductor switching element is turned on, the second auxiliary switching element is made conductive, and a current is supplied to the second resonance reactor to increase it. After that, the first semiconductor switching element is turned off to resonate the second resonance reactor and the resonance capacitor, and the resonance capacitor connected in parallel with the first semiconductor switching element is charged and the other resonance. Discharge the capacitor. Then, after the discharge of the resonance capacitor is finished, the current flowing through the second resonance reactor flows back to the diode connected in antiparallel with the second switching element. The switching element is turned on and the second auxiliary switching element is shut off.
[0014]
In this way, when the first and second semiconductor switching elements are turned on or off, a zero voltage switching state is established, and switching loss can be reduced.
When the third auxiliary switching element, the third resonance reactor, the fourth auxiliary switching element, and the fourth resonance reactor are used, the first auxiliary switching element is replaced with the third auxiliary switching element. In the switching element, the first resonance reactor is replaced with a third resonance reactor, the second auxiliary switching element is replaced with a fourth auxiliary switching element, and the second resonance reactor is replaced with a fourth resonance reactor. The operation is the same as in the case.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a power conversion device according to the first embodiment, which is applied to a chopper circuit.
As shown in FIG. 1, this power conversion device includes a capacitor C having the same capacitance value connected in series for power supply voltage division of the DC power supply 1. ₁ And C ₂ And the auxiliary circuit unit 12 for realizing ZVS (Zero Voltage Switching) of the main switching unit 11, and the capacitor C connected in series ₁ And C ₂ The main switching unit 11 is connected in parallel with the DC power source 1.
[0016]
The main switching unit 11 includes a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) SP1 and a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) SN1 connected in series therewith. , Diodes FP1 and FN1 connected in antiparallel to the switching elements SP1 and SN1, respectively, and capacitors CP1 and CN1 of the same capacity connected in parallel to the switching elements SP1 and SN1, respectively.
[0017]
The auxiliary circuit unit 12 includes a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) SSN1, a diode SFN1 connected in antiparallel with the switching element SSN1, and a cathode side on the anode side of the diode SFN1. It is composed of a connected diode DFN1, a resonance reactor LN1 having one end connected to a connection point between the switching element SSN1 and the diode DFN1, and a diode DN1 having an anode connected to the other end of the reactor LN1. The cathode side of the diode SFN1 is the capacitor C ₁ And C ₂ The anode side of the diode DFN1 is connected to the low potential side of the DC power supply 1, and the cathode side of the diode DN1 is connected to the connection point of the switching elements SP1 and SN1.
[0018]
A load 2 is connected between the connection point of the switching elements SP1 and SN1 and the anode side of the diode FN1.
The control circuit 10 switches the switching elements SP1 and SN1 and performs PWM control, thereby converting the output voltage of the DC power source 1 into a predetermined voltage and supplying it to the load 2, and at the switching timing of the switching elements SP1 and SN1. The zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SP1 and SN1 is realized by performing on / off control of the switching element SSN1 in synchronization.
[0019]
Here, the switching element SP1 corresponds to the first semiconductor switching element, the switching element SN1 corresponds to the second semiconductor switching element, the capacitors CP1 and CN1 correspond to the resonance capacitor, and the auxiliary circuit unit 12 corresponds to the first semiconductor switching element. The switching element SSN1 corresponds to the first auxiliary switching element, the diode DFN1 corresponds to the first auxiliary diode, and the switching element SSN1 and the diode DFN1 connected in series are the first series. Corresponding to the connection portion, reactor LN1 corresponds to the first resonance reactor, and diode DN1 corresponds to the second auxiliary diode.
[0020]
Next, the operation of the first embodiment will be described based on the timing chart shown in FIG. 2, (a) is an on / off control state of the switching element SP1, (b) is an on / off control state of the switching element SN1, (c) is an on / off control state of the switching element SSN1, and (d) is capacitors CP1 and CN1. Voltage V across _CP1 And V _CN1 , (E) shows the current i flowing through the switching element SP1. _SP1 And the current i flowing through the diode FP1 _FP1 , (F) is a current i flowing through the switching element SN1. _SN1 And the current i flowing through the diode FN1 _FN1 , (G) is the current i flowing through the reactor LN1. _LN1 , (H) represents the mode.
[0021]
Assume that the switching element SN1 is turned off and the switching element SP1 is turned on from the state where the switching element SN1 is turned on.
First, the switching element SN1 is in the on state and the diode FN1 is turned on, and the load current I passes through the path of load 2 → diode FN1 → load 2. _OUT Let us consider a state where the gas is refluxing (mode 1). At this time, the switching elements SP1 and SSN1 are off.
[0022]
From this state, for example, at time t ₁₁ When the switching element SSN1 is turned on, the capacitor C that divides the power supply voltage of the DC power supply 1 into two ₂ Capacitor C ₂ → Switching element SSN1 → Reactor LN1 → Diode DN1 → Switching element SN1 → Capacitor C ₂ Current i flowing through reactor LN1 in the path of _LN1 Will increase. At this time, the load current I _OUT In the same manner as in mode 1, the circulation continues in the path of load 2 → diode FN1 → load 2. Therefore, the current i flowing through the diode FN1 _FN1 Is the current i flowing through the reactor LN1 _LN1 (Mode 2).
[0023]
And time t ₁₂ And current i flowing through reactor LN1 _LN1 Is the load current I _OUT Exceeds the load current I _OUT Is commutated from the path through the diode FN1 to the path through the diode DN1, and the current i flowing through the reactor LN1. _LN1 Is the capacitor C ₂ → Switching element SSN1 → Reactor LN1 → Diode DN1 → Load 2 → Capacitor C ₂ Path and capacitor C ₂ → Switching element SSN1 → Reactor LN1 → Diode DN1 → Switching element SN1 → Capacitor C ₂ Flows into and out of the path. And current i flowing through reactor LN1 _LN1 Current i flowing through the switching element SN1 is increased. _SN1 Increases (mode 3).
[0024]
And current i flowing through reactor LN1 _LN1 Is the load current I _OUT For example, at time t ₁₃ When the switching element SN1 is turned off, the reactor LN1 and the capacitors CP1 and CN1 start to resonate, resonate at a resonance frequency determined by the parallel capacitance of the reactor LN1 and the capacitors CP1 and CN1, and the resonance current is changed from the reactor LN1 to the diode DN1. → Capacitor CP1 → Capacitor C ₁ → Switching element SSN1 → reactor LN1 path and reactor LN1 → diode DN1 → capacitor CN1 → capacitor C ₂ → The switching element SSN1 flows through the path of the reactor LN1. As a result, the capacitor CP1 is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage, and conversely, the capacitor CN1 is charged from the zero voltage toward the DC power supply voltage Ed. Accordingly, the voltage across the switching element SN1 rises due to a resonance phenomenon, and a so-called soft switching operation is performed in which the dv / dt is clamped to the DC power supply voltage Ed of the DC power supply 1 while being suppressed. At this time, the load current I _OUT Flows in the same route as in mode 3 (mode 4).
[0025]
Here, the timing of turning off the switching element SN1 is the current i flowing through the reactor LN1. _LN1 Is the load current I _OUT The current i flowing through the reactor LN1 _LN1 Is at any point in time as long as it satisfies the current value that can reliably cause the resonance operation of the reactor LN1 and the capacitors CP1 and CN1.
[0026]
Subsequently, time t ₁₄ When the discharge of the capacitor CP1 and the charging of the capacitor CN1 are completed and the resonance operation ends, the current i flowing through the reactor LN1 _LN1 Is reactor LN1 → diode DN1 → load 2 → capacitor C ₂ → Returns through the path of switching element SSN1 → reactor LN1, and reactor LN1 → diode DN1 → diode FP1 → capacitor C ₁ → In the path of switching element SSN1 → reactor LN1, load current I _OUT The current exceeding the current is regenerated.
[0027]
Therefore, current i flowing through reactor LN1 _LN1 Decreases, and the current i flowing through the diode FP1 is reduced accordingly. _FP1 (Mode 5).
Then, the current i flows through the diode FP1. _FP1 For example, at time t ₁₅ Thus, the switching element SP1 is turned on. At this time, since the voltage across the switching element SP1 is zero, the ZVS operation can be performed.
[0028]
The switching element SP1 is turned on at a timing when the discharge of the capacitor CP1 is completed and the diode FP1 has a current i. _FP1 As long as is flowing.
And time t ₁₅ When the switching element SP1 is turned on, the current i flowing through the reactor LN1 _LN1 Is the load current I _OUT Is larger than the current i flowing through the reactor LN1. _LN1 Continues, reactor LN1 → diode DN1 → diode FP1 → capacitor C ₁ → Regenerated along the path of switching element SSN1 → reactor LN1, and reactor LN1 → diode DN1 → load 2 → capacitor C ₂ → Returns through the path of switching element SSN1 → reactor LN1, and time t ₁₆ And current i flowing through reactor LN1 _LN1 Is the load current I _OUT In the following case, a current flows through the switching element SP1 through the path of the DC power source 1 → the switching element SP1 → the load 2 → the DC power source 1, and the current i flowing through the reactor LN1. _LN1 Current i flowing through the switching element SP1 as the current decreases _SP1 Increases at time t ₁₇ And current i flowing through reactor LN1 _LN1 Is reset, the switching element SP1 has a load current I _OUT Current i corresponding to _LN1 (Mode 6).
[0029]
And time t ₁₇ And current i flowing through reactor LN1 _LN1 For example, at time t ₁₈ To turn off the switching element SSN1.
Through the above operation, the switching element SN1 is switched to the off state, and the switching element SP1 is switched to the on state.
Subsequently, time t ₁₉ When switching element SP1 is turned off and switching element SN1 is turned on, the load current I _OUT Is commutated to the diode FN1, and the capacitor CP1 is charged from zero toward the DC power supply voltage Ed. Conversely, the capacitor CN1 is discharged to return to the mode 1 state.
[0030]
Therefore, the switching element SP1 enters the ZVS state, and the switching element SN1 _OUT Is commutated to the diode FN1, so that no turn-on loss occurs. The switching element SP1 is turned off and the switching element SN1 is turned on at any time after the switching element SSN1 is turned off.
[0031]
By repeating this operation, the switching elements SN1 and SP1 are sequentially switched on / off.
As described above, since the soft switching operation can be realized when the switching element SP1 is turned on and when the switching element SN1 is turned off, dv / dt during the switching operation of the switching elements SP1 and SN1 can be suppressed. Loss can be reduced. Further, no loss due to the snubber circuit occurs, and the switching loss can be reduced. In addition, since it is possible to suppress the generation of noise associated with the jumping operation (surge voltage) during switching, it is possible to realize low noise switching with low loss.
[0032]
Although the switching element SSN1 can be operated by zero current switching, the diode LFN1 causes the reactor LN1 to flow even when the switching operation is performed in a state where a current flows due to a control error or the like. Current i _LN1 Capacitor C which bisects DC power supply voltage Ed via diode DFN1 ₁ And C ₂ The switching element SSN1 can be clamped at the DC power supply voltage Ed or lower while minimizing the loss.
[0033]
Further, the current i flowing through the reactor LN1 _LN1 Since the switching element SSN1 only needs to be turned off after the time when becomes zero, the control condition for the timing of turning off the switching element SSN1 can be relaxed, and the control can be easily performed correspondingly.
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
[0034]
The first embodiment realizes the ZVS operation when the switching element SP1 is turned on and the switching element SN1 is turned off. On the other hand, the second embodiment is different from the switching element SP1. A ZVS operation at the time of turn-off and turn-on of the switching element SN1 is realized.
[0035]
As shown in FIG. 3, the power conversion apparatus includes a capacitor C configured in the same manner as in the first embodiment. ₁ And C ₂ And a main switching unit 11 formed in the same manner as in the first embodiment, and an auxiliary circuit unit 13 for realizing the ZVS of the main switching unit 11 and connected in series. ₁ And C ₂ The main switching unit 11 is connected in parallel with the DC power supply 1.
[0036]
The auxiliary circuit unit 13 is connected in reverse parallel to the diode DFP1, a self-quenching semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) SSP1 connected to the anode side of the diode DFP1, and the switching element SSP1. The resonance reactor LP1 has one end connected to the connection point of the diode SFP1, the diode DFP1, and the switching element SSP1, and the diode DP1 connected to the other end of the reactor LP1. The anode side of the diode SFP1 is the capacitor C ₁ And C ₂ And the anode side of the diode DP1 is connected to the connection point of the switching elements SP1 and SN1, and the cathode side of the diode DFP1 is connected to the high potential side of the DC power supply 1.
[0037]
A load 2 is connected between the cathode side of the diode FP1 and the connection point of the switching elements SP1 and SN1.
The control circuit 10 switches the switching elements SP1 and SN1 at a predetermined timing, and performs PWM control to convert the DC power supply voltage Ed of the DC power supply 1 into a predetermined voltage and supply it to the load 2 as well as switching. The zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SP1 and SN1 is realized by performing on / off control of the switching element SSP1 in synchronization with the switching timing of the elements SP1 and SN1.
[0038]
Here, the auxiliary circuit unit 13 corresponds to the second auxiliary circuit unit, the diode DFP1 corresponds to the third auxiliary diode, the switching element SSP1 corresponds to the second auxiliary switching element, and the diodes connected in series DFP1 and switching element SSP1 correspond to the second series connection portion, reactor LP1 corresponds to the second resonance reactor, and diode DP1 corresponds to the fourth auxiliary diode.
[0039]
Next, the operation of the second embodiment will be described based on the timing chart shown in FIG. 4, (a) is an on / off control state of the switching element SP1, (b) is an on / off control state of the switching element SN1, (c) is an on / off control state of the switching element SSP1, and (d) is capacitors CP1 and CN1. Voltage V across _CP1 And V _CN1 , (E) shows the current i flowing through the switching element SP1. _SP1 And the current i flowing through the diode FP1 _FP1 , (F) is a current i flowing through the switching element SN1. _SN1 And the current i flowing through the diode FN1 _FN1 , (G) is the current i flowing through the reactor LP1. _LP1 , (H) represents the mode.
[0040]
Assume that the switching element SP1 is turned off and the switching element SN1 is turned on from the state where the switching element SP1 is turned on.
First, the switching element SP1 is in the ON state and the diode FP1 is turned on, and the load current I passes through the path of load 2 → diode FP1 → load 2. _OUT Let us consider a state where the gas is refluxing (mode 1). At this time, the switching elements SSP1 and SN1 are off.
[0041]
From this state, for example, at time t _{twenty one} When the switching element SSP1 is turned on, the capacitor C that divides the DC power supply voltage Ed of the DC power supply 1 into two ₁ Capacitor C ₁ → Switching element SP1 → Diode DP1 → Reactor LP1 → Switching element SSP1 → Capacitor C ₁ Current i flowing through reactor LP1 in the path of _LP1 Will increase. At this time, the load current I _OUT , As in mode 1, continues to recirculate in the path of load 2 → diode FP 1 → load 2. Therefore, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Current i flowing through the diode FP1 _FP1 Decrease (mode 2).
[0042]
And time t _{twenty two} And current i flowing through reactor LP1 _LP1 Is the load current I _OUT If it becomes above, load current I _OUT Commutates from the return path through the diode FP1 to the above-described path via the reactor LP1. Then, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Is the capacitor C ₁ → Switching element SP1 → Diode DP1 → Reactor LP1 → Switching element SSP1 → Capacitor C ₁ Path and capacitor C ₁ → Load 2 → Diode DP1 → Reactor LP1 → Switching element SSP1 → Capacitor C ₁ Flowing through the path. That is, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Load current I _OUT The current exceeding the current flows through the switching element SP1 (mode 3).
[0043]
And the current i of the reactor LP1 _LP1 Is the load current I _OUT For example, at time t _{twenty three} When the switching element SP1 is turned off, the reactor LP1 and the capacitors CP1 and CN1 start a resonance operation, and resonate at a resonance frequency determined by the parallel capacitance of the reactor LP1, the capacitors CP1 and CN1. As a result, the capacitor CP1 is charged from the zero voltage toward the DC power supply voltage Ed, and the capacitor CN1 is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage.
[0044]
As a result, the voltage across the switching element SP1 gradually rises due to the resonance phenomenon, and a so-called soft switching operation is performed in which the dv / dt is clamped to the DC power supply voltage Ed while being suppressed (mode 4).
The timing at which the switching element SP1 is turned off is the current i flowing through the reactor LP1. _LP1 Is the load current I _OUT And the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Is a current value that can reliably start the resonance operation of the reactor LP1 and the capacitors CP1 and CN1.
[0045]
Subsequently, time t _{twenty four} When the discharge of the capacitor CN1 is completed, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Is commutated to the diode FN1, and the reactor LP1 → the switching element SSP1 → the capacitor C ₁ → Load 2 → Diode DP1 → Reactor LP1 and the reactor LP1 → Switching element SSP1 → Capacitor C ₂ It is regenerated along the path of diode FN1 → diode DP1 → reactor LP1. Therefore, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 , And accordingly, the current i flowing through the diode FN1 _FN1 (Mode 5).
[0046]
While the current flows through the diode FN1, for example, at time t _{twenty five} Thus, when the switching element SN1 is turned on, both ends of the switching element SN1 are at zero voltage, so that the ZVS state is obtained.
Note that the switching element SN1 may be turned on as long as the discharge of the capacitor CN1 is completed and the current is flowing through the diode FN1.
[0047]
And time t _{twenty five} When the switching element SN1 is turned on, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Is the load current I _OUT Is larger than the current i flowing through the reactor LP1. _LP1 Continues, reactor LP1 → switching element SSP1 → capacitor C ₁ -> Load 2-> Diode DP1-> Recirculation through reactor LP1, and reactor LP1-> switching element SSP1-> Capacitor C ₂ → Attenuated along the path of diode FN1 → diode DP1 → reactor LP1, and time t ₂₆ And current i flowing through reactor LP1 _LP1 Is the load current I _OUT In the following case, the current i is supplied to the switching element SN1 through the path of the DC power source 1 → load 2 → switching element SN1 → DC power source 1. _SN1 Current flows through reactor LP1, and current i flows through reactor LP1. _LP1 Current i flowing through the switching element SN1 as the current decreases _SN1 Increases at time t ₂₇ And current i flowing through reactor LP1 _LP1 Is reset, the switching element SN1 has a load current I _OUT Current i corresponding to _SN1 (Mode 6).
[0048]
And time t ₂₇ And current i flowing through reactor LP1 _LP1 For example, at time t ₂₈ To turn off the switching element SSP1.
With the above operation, the switching element SP1 is switched to the off state and the switching element SN1 is switched to the on state.
Subsequently, time t ₂₉ When switching element SP1 is turned on and switching element SN1 is turned off, the load current I _OUT Is commutated to the diode FP1, and the capacitor CP1 is discharged from the DC power supply voltage Ed toward the zero voltage, and the capacitor CN1 is charged from the zero voltage toward the DC power supply voltage Ed to return to the mode 1 state. Therefore, the switching element SN1 is in the ZVS state, and the switching element SP1 is in the load current I _OUT Is commutated to the diode FP1 and no turn-on loss occurs.
[0049]
By repeating this operation, the switching elements SN1 and SP1 are sequentially switched on / off.
Therefore, also in this case, the same effect as the first embodiment can be obtained. Also in this case, the switching element SSP1 can operate with zero current switching, but the current i flowing through the reactor LP1 due to a control error or the like. _LP1 Even if the switching element SSP1 is controlled to be in an off state in a state where the power is not reset, the current i flowing through the reactor LP1 _LP1 Is a capacitor C that divides the DC power supply voltage Ed into two via the diode DFP1. ₁ And C ₂ Therefore, the switching element SSP1 can be clamped at the DC power supply voltage Ed or less.
[0050]
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a schematic configuration diagram illustrating a power conversion device according to the third embodiment. As shown in FIG. 5, the present invention is applied to a half-bridge inverter circuit that converts DC power into single-phase AC power, and combines the first embodiment and the second embodiment. It is a thing.
[0051]
As shown in FIG. 5, the power converter in the third embodiment is similar to the first embodiment in the capacitor C for dividing the DC power supply voltage Ed. ₁ And C ₂ And the main switching unit 11 in the first embodiment and the auxiliary circuit unit ARCS for realizing ZVS of each switching element of the main switching unit 11 and connected in series. ₁ And C ₂ The main switching unit 11 is connected to the DC power supply 1 in parallel.
[0052]
The auxiliary circuit unit ARCS is composed of the auxiliary circuit unit 12 in the first embodiment and the auxiliary circuit unit 13 in the second embodiment. The anode side of the diode DFN1 of the auxiliary circuit unit 12 is connected to the low potential side of the DC power source 1, and the cathode side of the diode SFN1 is the capacitor C. ₁ And C ₂ Further, the cathode side of the diode DN1 is connected to the connection point of the switching elements SP1 and SN1 of the main switching unit 11. Similarly, the cathode side of the diode DFP1 of the auxiliary circuit unit 13 is connected to the high potential side of the DC power supply 1, and the anode side of the diode SFP1 is connected to the capacitor C. ₁ And C ₂ The anode side of the diode DP1 is connected to the connection point of the switching elements SP1 and SN1 of the main switching unit 11.
[0053]
Then, the control circuit 10 alternately switches the switching elements SP1 and SN1 at a predetermined timing, and performs PWM control to convert the output power of the DC power source 1 into single-phase AC power and supply it to the load 3 At the same time, the switching elements SSN1 and SSP1 are turned on and off in synchronization with the switching timing of the switching elements SP1 and SN1, thereby realizing the zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SP1 and SN1.
[0054]
Here, the main switching unit 11 and the auxiliary circuit unit ARCS correspond to the conversion module, the auxiliary circuit unit 12 corresponds to the first auxiliary circuit unit, the auxiliary circuit unit 13 corresponds to the second auxiliary circuit unit, The switching element SSN1 and the diode DFN1 connected in series correspond to the first series connection part, the diode DFP1 and the switching element SSP1 connected in series correspond to the second series connection part, and the reactor LN1 is the first The reactor LP1 corresponds to the resonance reactor, and the reactor LP1 corresponds to the second resonance reactor.
[0055]
That is, in this case, the switching elements SSN1 and SSP1 are controlled to be turned on / off in synchronization with the on / off operation of the switching elements SP1 and SN1, that is, when the switching element SP1 is turned on and the switching element SN1 is turned off, When the switching element SSN1 is turned on / off according to the first embodiment, and then the switching element SP1 is turned off and the switching element SN1 is turned on, the switching element SSP1 is turned on / off according to the second embodiment. The ZVS operation at the time of turning on and turning off the switching elements SP1 and SN1 can be realized.
[0056]
Therefore, also in this case, the same operational effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 6 is a schematic configuration diagram illustrating a power conversion device according to the fourth embodiment. As shown in FIG. 6, the present invention is applied to an inverter circuit that converts DC power into polyphase AC power, and is composed of a main switching unit 11 and an auxiliary circuit unit ARCS in the third embodiment. M conversion modules are provided according to the number M of phases.
[0057]
The connection points of the switching elements SPn (n = 1 to M) and SNn (n = 1 to M) of the main switching unit 11 corresponding to each phase are connected to the load 4.
The control circuit 10 switches the switching elements SPn and SNn according to a known energization procedure and performs PWM control to convert the output power of the DC power source 1 into multiphase AC power and supply it to the load 4. By switching on and off the switching elements SSNn (n = 1 to M) and SSPn (n = 1 to M) in synchronization with the switching timing of the switching elements SPn and SNn, the zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SPn and SNn is performed. Has come to be realized.
[0058]
That is, for example, in a power conversion device in which two sets of the main switching unit 11 and the auxiliary circuit ARCS are provided at both ends of the DC power source 1 to form a so-called full bridge circuit and convert DC power into single-phase AC power. When applied, as shown in the timing chart of FIG. 7, the switching elements SP1, SN1, SP2, and SN2 are on / off controlled at a predetermined timing to generate staircase waves. At the same time, the switching elements SSN1 and SSP1, SSN2 and SSP2 are controlled to be turned on / off in synchronization with the on / off operation of the switching elements SP1 and SN1, that is, as shown in FIG. ₃₂ When the switching element SP1 (FIG. 7A) is turned on and the switching element SN1 (FIG. 7B) is turned off, the switching element SSN1 (FIG. 7E) is set in advance according to the first embodiment. Time t ₃₁ At the next time t. ₃₅ When switching element SP2 (FIG. 7 (c)) is turned on and switching element SN2 (FIG. 7 (d)) is turned on, switching element SSN2 (FIG. 7 (g)) is also turned on in accordance with the first embodiment. To time t ₃₃ The switching element SP2 and SN2 are switched off after being turned on. The next time t ₃₆ When switching the switching elements SP1 and SN1, the switching element SSP1 (FIG. 7 (f)) is previously set at the time t according to the second embodiment. ₃₄ The switching element SP1 and SN1 are switched off after being switched on at the time t. ₃₉ When switching the switching elements SP2 and SN2, the SSP2 (FIG. 7 (h)) is set in advance at the time t. ₃₇ Is turned on after switching the switching elements SP2 and SN2.
[0059]
By doing in this way, the ZVS operation | movement at the time of turn-on and turn-off of switching element SP1 and SN1, SP2, and SN2 is realizable. For example, when converting into three-phase AC power, the main switching unit 11 and the auxiliary circuit unit ARCS for three phases are provided, and each switching element SP of the main switching unit 11 corresponding to each phase is provided. The SN is controlled to be turned on / off at a known timing by, for example, a 120-degree energization method or a 180-degree energization method. At this time, the corresponding switching element SSNn or SSPn is turned on / off according to the turn-off and turn-on of the switching elements SP and SN. The same applies when converted to multiphase AC power.
[0060]
Therefore, also in this case, the same operational effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
In the fourth embodiment, the case where the load of the M-phase inverter is connected between the lines has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, each output of the M-phase inverter and the capacitor C ₁ And C ₂ Needless to say, even when M sets of single-phase loads are connected to the connection point, the same effects as described above can be obtained.
[0061]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram showing a power conversion device according to the fifth embodiment, which is applied to an inverter circuit configured to convert DC power into single-phase AC power. In the third embodiment, the inverter circuit is configured by a half bridge, whereas in the fifth embodiment, the inverter circuit is configured by a full bridge.
[0062]
That is, the power conversion device according to the fifth embodiment has a capacitor C connected in series having the same capacitance value for dividing the DC power supply voltage Ed of the DC power supply 1, as shown in FIG. ₁ And C ₂ And main switching units 11U and 11V configured in the same manner as the main switching unit 11 in the first embodiment, and auxiliary for realizing the ZVS operation of each switching element constituting the main switching units 11U and 11V A capacitor C composed of a circuit unit 15 and connected in series ₁ And C ₂ The main switching units 11U and 11V are connected in parallel with the DC power source 1, respectively.
[0063]
The auxiliary circuit unit 15 includes a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element) SSN1, a diode SFN1 connected in reverse parallel thereto, and a self-extinguishing semiconductor switching element (hereinafter referred to as a switching element). SSP1 and diode SFP1 connected in reverse parallel to this, diode DN1, DN2, DP1, DP2 constituting diode bridge portion 15a, diode constituting anode bridge of diode SFN1 and diode bridge portion 15a A reactor LN1 connected between the anode side of DN1 and DN2, a reactor LP1 connected between the cathode side of the diode SFP1 and the cathode side of the diodes DP1 and DP2 constituting the diode bridge portion 15a; Switchon A diode DFP1 the anode side is connected to the connection point of the elements SSP1 and the reactor LP1, cathode side to a connection point of the switching element SSN1 and the reactor LN1 is composed of diodes connected DFN1 Prefecture. The cathode side of the diode DFP1 is connected to the high potential side of the DC power supply 1, the anode side of the diode DFN1 is connected to the low potential side of the DC power supply 1, and the cathode side of the diode SFN1 and the anode side of the diode SFP1 are connected to the capacitor. C ₁ And C ₂ The connection point of the diodes DN1 and DP1 constituting the diode bridge portion 15a is connected to the connection point of the switching elements SP1 and SN1 constituting the main switching portion 11U, and the connection point of the diodes DN2 and DP2 Is connected to the connection point of the switching elements SP2 and SN2 constituting the main switching unit 11V, and the load 3 is connected between the connection point of the switching elements SP1 and SN1 and the connection point of the switching elements SP2 and SN2.
[0064]
The control circuit 10 switches the switching elements SP1, SN1, SP2, and SN2 at a predetermined timing, and performs PWM control to convert the output power of the DC power source 1 into single-phase AC power and load 3 The switching elements SSP1, SN1, SP2, and SN2 are turned on and off in synchronization with the switching timing of the switching elements SP1, SN1, SP2, and SN2, thereby realizing the zero voltage switching operation ZVS of the switching elements SP1, SN1, SP2, and SN2. It is supposed to do.
[0065]
Here, the auxiliary circuit unit 15 corresponds to the third auxiliary circuit unit, the switching element SSN1 corresponds to the third auxiliary switching element, the diode DFN1 corresponds to the fifth auxiliary diode, and the switching connected in series The element SSN1 and the diode DFN1 correspond to the third series connection portion, the diode DFP1 corresponds to the sixth auxiliary diode, the switching element SSP1 corresponds to the fourth auxiliary switching element, and the diode DFP1 connected in series The switching element SSP1 corresponds to the fourth series connection section, the diodes DN1 and DN2 correspond to the seventh auxiliary diode, the diodes DP1 and DP2 correspond to the eighth auxiliary diode, and the diode DN1 connected in series and DP1, DN2 and DP2 correspond to the diode connection and react LN1 corresponds to the third resonant reactor, reactor LP1 corresponds to the fourth resonant reactor.
[0066]
That is, in this case, as shown in FIG. 7, the switching elements SP1, SN1, SP2, and SN2 are turned on / off at a predetermined timing, and the switching elements SSP1 and SSN1 are operated in synchronization with the on / off operation. That is, when switching the switching elements SP1 and SN1, the first or the first or the second switching element SP1 and SN2 are switched via the diodes DN2 and DP2. According to the second embodiment, the switching elements SSN1 and SSP1 are turned on / off, thereby realizing the ZVS operation at the time of turning on and turning off the switching elements SP1, SN1, SP2, and SN2.
[0067]
Therefore, also in this case, the same effect as that of the third embodiment can be obtained.
In this case, since it is not necessary to provide a diode and a switching element for realizing ZVS for each of the main switching units 11U and 11V, it is possible to reduce the number of components of the power converter.
[0068]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
In the sixth embodiment, in the fifth embodiment, DC power is converted into three-phase AC power, and a main switching unit 11W is added as shown in FIG. In addition, a three-phase diode bridge portion 15b is provided in place of the two-phase diode bridge portion 15a.
[0069]
That is, the diode bridge unit 15b includes three sets of a diode DN1, a diode DP1 connected in series with the diode DN1, a diode DN2, a diode DP2 connected in series with the diode DN2, a diode DN3, and a diode DP3 connected in series with the diode DN2. It is composed of a diode connection portion, and the anode sides of the diodes DN1, DN2, and DN3 are connected to the reactor LN1, and the cathode sides of the diodes DP1, DP2, and DP3 are connected to the reactor LP1.
[0070]
Then, a connection point between the diodes DN1 and DP1, a connection point between the diodes DN2 and DP2, a connection point between the diodes DN3 and DP3, a connection point between the switching elements SP1 and SN1, a connection point between the switching elements SP2 and SN2, and a switching element SP3 and SN3. The connection points are connected to each other, and the connection points of these switching elements are connected to the load 5.
[0071]
Then, the control circuit 10 switches each of the switching elements SP1 to SP3 and SN1 to SN3 at a predetermined timing according to a known 120 degree energization method or 180 degree energization method, and performs PWM control to output the DC power source 1. The power is converted into three-phase AC power and supplied to the load 5, and the switching elements SSP1 and SSN1 are turned on / off in synchronization with the switching timing of the switching elements SP1 to SP3 and SN1 to SN3, thereby switching elements SP1 to SP3. , SN1 to SN3 zero voltage switching operation ZVS is realized.
[0072]
That is, in this case, the switching element SSP1 or SSN1 is operated in the same manner as in the first and second embodiments in synchronization with the on / off operation of the switching elements SP1 and SN1, SP2 and SN2, SP3 and SN3. Thus, when switching elements SP1 and SN1 are switched, they pass through diodes DN1 and DP1, when switching elements SP2 and SN2 are switched, they pass through diodes DN2 and DP2, and when switching elements SP3 and SN3 are switched, diodes DN3 and DP3 are switched. By operating via the ZVS operation at the turn-on and turn-off of the switching elements SP1 to SP3 and SN1 to SN3 can be realized.
[0073]
Therefore, also in this case, the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
Also in this case, since it is not necessary to provide a diode and a switching element for realizing ZVS for each of the main switching units 11U, 11V, and 11W, it is possible to reduce the number of components of the power conversion device accordingly. it can.
[0074]
In addition, in this 6th Embodiment, although the case where it converted to three-phase alternating current power was demonstrated, it is not restricted to this, It is also possible to convert into multiphase alternating current power, In this case, a main switching unit may be added according to the number of phases, and the number of phases of the diode bridge unit of the auxiliary circuit unit 15 may be increased.
In the sixth embodiment, a single-phase load is connected to a capacitor C ₁ And C ₂ Even when the connection point is connected to the connection point of the switching element of the main switching unit 11 corresponding to each phase, the same effect can be obtained.
[0075]
In each of the above-described embodiments, the present invention can be applied even when a filter for removing high-frequency ripples by PWM control is inserted in the previous stage of the load, and equivalent operational effects can be obtained.
In each of the above embodiments, a chopper circuit and an inverter circuit that converts DC power into AC power have been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is applicable to a converter circuit that converts AC power into DC power. Needless to say, you can.
[0076]
【The invention's effect】
As described above, according to the power conversion device according to claims 1 to 8 of the present invention, the zero-voltage switching state of the first or second semiconductor switching element is realized. The switching loss of the element can be reduced, and the dv / dt of the semiconductor switching element is kept low by the resonance phenomenon and the charging operation of the capacitor, so that the generation of noise due to the jumping voltage at the time of switching can be suppressed. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device according to the first embodiment.
FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a second embodiment.
FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device according to the second embodiment.
FIG. 5 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a third embodiment.
FIG. 6 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fourth embodiment.
FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device according to the fourth embodiment.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fifth embodiment.
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a sixth embodiment.
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a conventional power converter.
FIG. 11 is an example of a snubber circuit.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2-5 load
10 Control circuit
11 Main switching section
12-15 Auxiliary circuit

Claims

In a power conversion device having a plurality of semiconductor switching elements and controlling the output power of a DC power source by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit connected to
Two capacitors connected in series with the main switching unit and connected in series with the same capacitance value;
A first auxiliary circuit unit connected to a connection point of the first and second semiconductor switching elements,
The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel and a first auxiliary diode connected in series with the first auxiliary switching element, and the low potential side of the two capacitors. A first series connection connected to both ends of the capacitor;
A first resonance reactor connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode;
A second auxiliary diode connected between the first resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements ;
The power converter according to claim 1, wherein both ends of the two capacitors connected in series are used as one input / output end, and both ends of the low-potential-side semiconductor switching element of the main switching unit are used as the other input / output end .

In a power conversion device having a plurality of semiconductor switching elements and controlling the output power of a DC power source by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A main switching unit connected to
Two capacitors connected in series with the main switching unit and connected in series with the same capacitance value;
A second auxiliary circuit unit connected to a connection point of the first and second semiconductor switching elements,
The second auxiliary circuit unit includes a third auxiliary diode and a second auxiliary switching element connected in series with the third auxiliary diode and connected in reverse parallel to the diode, and the two capacitors. A second series connection portion connected to both ends of the capacitor on the high potential side,
A second resonance reactor connected to a connection point of the third auxiliary diode and the second auxiliary switching element;
A fourth auxiliary diode connected between the second resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements ,
The power converter according to claim 1, wherein both ends of the two capacitors connected in series are used as one input / output end, and both ends of the semiconductor switching element on the high potential side of the main switching unit are used as the other input / output end .

A conversion module including a plurality of semiconductor switching elements;
Two capacitors connected in parallel with the conversion module and having the same capacitance value are connected in series, and power is converted from one to the other between DC power and AC power by controlling the semiconductor switching element. A power conversion device configured as described above,
In the conversion module, a first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and to each of the diodes A main switching unit in which resonance capacitors are connected in parallel;
A first auxiliary circuit unit and a second auxiliary circuit unit respectively connected to a connection point of the first and second semiconductor switching elements;
The first auxiliary circuit unit includes a first auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel and a first auxiliary diode connected in series with the first auxiliary switching element, and the low potential side of the two capacitors. A first series connection portion connected to both ends of the capacitor, a first resonance reactor connected to a connection point of the first auxiliary switching element and the first auxiliary diode, and the first resonance A second auxiliary diode connected between the reactor for the reactor and the connection point of the first and second semiconductor switching elements,
The second auxiliary circuit unit includes a third auxiliary diode and a second auxiliary switching element connected in series to the third auxiliary diode and connected in reverse parallel to the diode, and the two capacitors. A second series connection portion connected to both ends of the capacitor on the high potential side, a second resonance reactor connected to a connection point of the third auxiliary diode and the second auxiliary switching element, A fourth auxiliary diode connected between the second resonance reactor and a connection point of the first and second semiconductor switching elements ;
Both ends of the two capacitors connected in series are the input / output ends of the DC power, and the connection point between the two capacitors and the connection point between the two semiconductor switching elements are the input / output ends of the AC power. The power converter characterized by the above-mentioned.

The power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes two sets of the conversion modules and performs power conversion between DC power and single-phase AC power.

The power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device includes three sets of the conversion modules and performs power conversion between DC power and three-phase AC power.

In a power conversion device that has a plurality of semiconductor switching elements and converts power from one to the other between DC power and AC power by controlling these semiconductor switching elements,
A first semiconductor switching element and a second semiconductor switching element are connected in series, and a diode is connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor switching elements, and a resonance capacitor is connected in parallel to each of the diodes. A plurality of main switching units connected to
Two capacitors connected in series with these main switching units and connected in series having the same capacitance value;
A third auxiliary circuit unit connected to a connection point of the first and second semiconductor switching elements of each main switching unit,
The third auxiliary circuit section includes a third auxiliary switching element having a diode connected in antiparallel and a fifth auxiliary diode connected in series with the third auxiliary switching element, and the low potential side of the two capacitors. A third series connection connected to both ends of the capacitor;
A sixth auxiliary diode and a fourth auxiliary switching element connected in series with the sixth auxiliary diode and connected in reverse parallel to each other, and at both ends of the capacitor on the high potential side of the two capacitors. A connected fourth series connection;
A seventh auxiliary diode and an eighth auxiliary diode which are provided for each main switching unit are connected in series, and a connection point between these auxiliary diodes is connected to a connection point between the semiconductor switching elements of the main switching unit. A diode connection;
A third resonance reactor connected between the connection point of the third auxiliary switching element and the fifth auxiliary diode and the seventh auxiliary diode side of the diode connection part;
A fourth resonance reactor connected between a connection point of the sixth auxiliary diode and the fourth auxiliary switching element and the eighth auxiliary diode side of the diode connection portion ;
Both ends of the two capacitors connected in series are the input / output ends of the DC power, and the connection point between the two capacitors and the connection point between the seventh auxiliary diode and the eighth auxiliary diode are A power converter characterized by being an input / output terminal for AC power .

The power converter according to claim 6, wherein two sets of the main switching unit and the diode connection unit are provided, and power conversion is performed between DC power and single-phase AC power.

The power converter according to claim 6, wherein the power converter includes three sets of the main switching unit and the diode connection unit, and performs power conversion between DC power and three-phase AC power.