JP4549863B2 - 線形電力増幅器において零入力電流の動的制御を可能にする自己適応型バイアス回路 - Google Patents

Description

本発明は、一般に無線周波数（ＲＦ）電力増幅器に関し、より詳細には、通信装置用の線形無線周波数（ＲＦ）電力増幅器に用いられる自己適応型バイアス回路に関する。

本発明は、本願と同じ権利者が所有する同時係属の米国仮特許出願第６０／４３３，７５２号（７０３０６７、弁理士整理番号１５９２６号）に関係するものである。この仮出願の主題全体を参照により本明細書に組み込む。

全正弦波（クラスＡ）、部分正弦波（ＡＢ）、半分のみ（Ｂ）、または半分未満（Ｃ）に対して電流を増幅する電力用非スイッチング増幅器（Ｐ．Ａ．）に用いる従来方式のバイアス技術は、静的な零入力電流点Ｉｃｑを使用することによってもたらされるものである。このような増幅器の線形性能は、静止点と同様に、獲得された効率に反比例する。クラスＡＢのバイアス回路は、効率が悪くおよび／または非線形特性を示す他のクラスＡ、Ｂの電力増幅器に比べて、線形性と効率との妥協をもたらすので、過去１０年間で、クラスＡＢのバイアス回路がますます使用されるようになった。これらのバイアス回路は、線形性を維持するために、比較的低いがゼロではないＩｃｑ点でＰ．Ａ．をバイアスすることに関係し（トランジスタ素子のコレクタにおける零入力電流）、電力レベルが上がるにつれ電流が増加する。このバイアス回路は、適切に動作するには、ベース・バンドで極めて低いインピーダンスを示す必要がある。これは、バイアス回路によって増幅器のＡＭ特性またはＰＭ特性が引っ張られて線形性が劣化することを避けるためである。

ＣＤＭＡおよびＷＣＤＭＡ用のシステムの性質により、ＣＤＭＡ用の電力増幅器は、スペクトル要件を満足するだけでなく、データ・ストリームの品質も維持するために、比較的良好な線形性で広いダイナミック・レンジにわたって動作する。

図１は、供給される電力に対する使用する電力のグラフ１２を示し、すなわち、その曲線は、野外で動作しているときの電力レベルの発生確率を示し、使用中、大部分の電力は、例えば、約３ｄＢｍポイント１５に集中しており、これは、最大電力レベルでも最小電力レベルでもない。グラフ１２には、指定された電力レベルでの電力増幅器による損失電流を示す曲線２０がさらに重ね合わされている。図１には、いくつかの方式が示されており、第１の方式では、２．８Ｖの固定バイアスおよび一定の零入力電流を表す曲線２２が示されている。静止レベルは最大電力レベルにおける性能によって決まるので、曲線２２によって示されるバイアス方式での損失電力は、すべての電力出力レベルに対して最も悪い。別の曲線２４では、バイアスが、例えば、１５ｄＢｍにおいて手動で改変され、別の曲線２６では、電流も５ｄＢｍの出力電力において変更されている。より良好な曲線２８では、バイアスは動的に調整され、「スライディング・バイアス」曲線と呼ばれる。図に示す最も良好な曲線３０では、電話機内でＤＣ／ＤＣコンバータ回路が実施され、それによって、出力トランジスタデバイスにおけるコレクタ電圧が低下し、従って、比較的高い電力レベルで電流使用が最低であることを示している。電力が増大すると、電力レベルが増加するとともに消費電流が増加することは明らかである。

図２に、図１に示す各曲線について、（すべての電力レベルにわたって電流について積分した）電力の損失を示すグラフ３５を示す。

このように、図１の観点から、すべての電力レベルで、例えば、最大電力レベルではないほとんどの場合に、電流を減少させることの重要性が認識されよう。電力増幅器における電流消費の重大さがますます大きくなると、すべての電力レベルで効率をますます上げることが求められる。この電流消費の重大さにより、電力増幅器（Ｐ．Ａ．）設計者は、主にクラスＡＢのバイアス技術を利用するようになった。

ＣＤＭＡ用のＰ．Ａ．が、（必要とされる最大電力に比べて（約２０〜３０ｄＢ小さい））比較的低電力レベルで主に動作しているとき、電流消費は、零入力電流に等しい。２．５Ｇシステムでは、音声送信ではなく、電話機でのデータ送信の出現により、データ・ストリーム中のＰＡのパンクチャリングをはるかに少なくする（パンクチャリングは音声圧縮によって可能になる）。

これらのファクタを考慮すると、電話機の通話時間を長くするために、今後の電力増幅器のＩｃｑ（零入力電流）を減少させることにさらに重きが置かれる。

今後のＰ．Ａ．（電力増幅器）は、６０ｄＢのダイナミック・レンジのすべての電力レベルで効率を最大にするために、ほぼゼロまたはゼロに等しいＩｃｑで線形性を提供する必要のあるクラスＡＢになる。ただし、最大電力レベルでの電力増幅器の動作は、Ｉｃｑの主要な一要件である。

両方の要件を満足するために、図１および図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータの使用して、即ち、高低の電力に対応する２つの動作モードの使用を含めて、これまでいくつかの方式が採用されてきた。２つのバイアス電流レベル間の切替え、ＲＦ構成間の切替え、利得段のバイパス処理、負荷切替えなど、様々な方法を用いて、高低の電力レベルに対応することができるが、交番するバイアスレベルが最も頻繁に使用される。

上記で述べたスライディング・バイアス技術では、電力に対してインピーダンスがほぼゼロの、あるいはわずかに負でさえあるバイアス回路を実施して、高電力レベルで追加の電流を提供する。しかし、この技術は、実施するのが極めて難しい。

あらゆる方法の中で、ＤＣ／ＤＣコンバータを使用することにより最適な性能が得られるが、コストが高く、かなり複雑である。これまで、損失の問題に対処する通常の手段は、２つの零入力電流を切り替えることであった。しかし、この手段は、今後のより競争の激しい要件に対しては十分でなくなりつつある。

そのため、無線用途で使用する線形電力増幅器用の、全ダイナミック・レンジで最適な効率および線形性を提供する「自己適応型バイアス」回路を提供することが極めて望ましいであろう。

本発明の目的は、電力増幅器の出力段で消費される零入力電流の量を低減して使用するのに最適化された新規な回路を提供することである。

本発明の別の目的は、すべての電力レベルで用いられる零入力電流を最適化する新規な回路を実施し、ＣＤＭＡ（符号分割多重接続）、ＷＣＤＭＡ、およびその他の変調方式（これらに限られないが）を採用する無線電話機および同様の通信システムで使用される電力増幅器を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、集積回路で実施された電力増幅器の出力段で消費される零入力電流の量を低減して使用するのに最適化された新規なバイアス回路を提供することである。

本発明の別の目的は、Ｓｉ−ＢＪＴ、ＧａＡｓ−ＨＢＴ、ＩｎＰ−ＨＢＴ、ＳｉＧｅ−ＨＢＴによる回路素子または類似の素子技術（これらに限定しないが）を含むＩｎＧａＰ ＨＢＴその他のバイポーラ・トランジスタを実施する集積回路内で実施される電力増幅器の出力段で消費される零入力電流の量を低減して使用するのに最適化された新規なバイアス回路を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、損失を最小限に抑え、かつ最適な線形性が得られるように最適化された回路を含む線形電力増幅器を提供することである。

本発明の原理によれば、出力トランジスタを有し、出力周波数帯域で動作する線形電力増幅器が提供される。この電力増幅器は、
上記電力増幅器の上記出力トランジスタを流れる零入力電流を生成しバイアス信号を発生する回路手段と、
上記増幅器への入力を検出し、前記入力の電力レベルに従って駆動信号を生成する検出器回路手段と、
上記駆動信号を受け取り、上記バイアス信号、および上記出力トランジスタを流れる上記零入力電流を自動的に変更する自己適応型バイアス回路手段とを備え、すべての電力出力レベルで、前記出力段の前記零入力電流が低減し、並びに、損失が最小限に抑えられ、かつ最適な線形性が得られるように最適化される。

好ましい実施形態では、このバイアス回路手段は、無線通信装置用に実施される無線周波数（ＲＦ）線形電力増幅器内に設けられる。この線形電力増幅器は、ある電力出力閾値よりも大きい電力範囲でこの増幅器に入力されるＲＦ信号を自動的に追随し出力段増幅器の零入力電流を動的に制御する自己適応型回路を含む。

有利なことには、本発明は、クラスＡＢで動作する電力増幅器内で消費される零入力電流の量を減少させる回路を含む。好ましくは、この電力増幅器は、ＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡまたはその他の変調システム（これらに限定しないが）に従って動作する無線電話機および同様の通信装置内で実施される。

本発明の機器および方法の上記その他の特徴、態様、および利点は、以下の説明、添付の特許請求の範囲、および添付の図面を参照すればよりよく理解されよう。

図３は、Ｎタイプのバイアス回路を実施するクラスＡＢタイプの電力増幅器５０を示している。このような回路は、“ＩＭＰＲＯＶＥＤ ＬＩＮＥＡＲ ＰＯＷＥＲ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ“という名称の、本願と同じ権利者が所有する同時係属の米国特許出願第１０／１８９，２３３号に開示されている。この出願のすべての内容および開示を参照により、本明細書で完全に述べられているように組み込む。基本的には、このクラスＡＢタイプの電力増幅器５０は、ＲＦ信号を結合するための各結合キャパシタＣＱ１およびＣＱ２と各段（ステージ）独自のバイアス回路ＢｉａｓＱ１およびＢｉａｓＱ２とを備えた出力利得トランジスタＱ１、Ｑ２を有する２段式として示されている。これらのバイアス回路は、変化する動作条件および電力動作に応じて、動作零入力電流（Ｉｃｑ）を一定に保つように動的または自動的に機能する。ＲＦ入力は、ＣＱ１を介して利得トランジスタＱ１に結合されるように示されている。第１の段（ステージ）Ｑ１は、段間インピーダンス整合回路５５を介して第２の段（ステージ）に整合され、それによってこの２段構成を最適化している。

図４は、図３の回路例に示された段のいずれか一方を備え、本願と同じ権利者が所有する同時係属の米国特許出願第１０／１８９，２３３号に記載されたクラスＡＢタイプの電力増幅器１００の例を示す。例えば、ＲＦ入力１０５、出力トランジスタ１１０（例えば、Ｑ１またはＱ２）、および静的なバイアス電流回路１４９が図示されている。バイアス電流回路１４９によって、動作温度、ＲＦ信号入力の変動などにかかわらず、バイアス電流が一定になる。バイアス回路１４９は基本的に、ＲＦ出力トランジスタデバイスのコレクタ電流をミラーリングするようにコレクタ電流を維持するトランジスタ１２０を含む電流ミラー回路を備える。実際には、零入力電流は、トランジスタ１２０を流れる電流によって決まる。多段増幅器では、任意の段でこの回路が使用され得る。利点は、バイアス電流に対して温度が安定であることである。制御ループにより、この電流は厳密に監視され、Ｉｃｑをできるだけ、最小限に抑えることができる。Ｖｍｏｄｅトランジスタ１２５がさらに設けられ、Ｖｍｏｄｅトランジスタは、（図示しない）システム制御下で、印加されたＶ−ｍｏｄｅ電圧に応じて２つの異なるレベル間で零入力電流を離散的に変更するように動作する電圧（「Ｖ−ｍｏｄｅ」）入力１２６を有するトランジスタである。こうすると、図１および図２に示す曲線２４のような電力損失曲線が得られる。

図４に示すようなＰ．Ａ．の例について、出力電力レベル（Ｐｏｕｔ）に対して変化するＩｃｑの最適な挙動を示すグラフが決定され、図５に、その結果を示す。この決定に際して、すべての温度でＩｎＧａＰデバイスおよびＡｌＧａＡｓデバイスを評価したが、電力増幅器の出力トランジスタは、Ｓｉ−ＢＪＴ、ＧａＡｓ−ＨＢＴ、ＩｎＰ−ＨＢＴ、ＳｉＧｅ−ＨＢＴ回路デバイスまたは類似のデバイス技術（これらに限定らないが）を含めて、ＨＢＴまたはその他のバイポーラ・トランジスタを含んでいてもよいことが理解される。詳細には、すべての電力レベルにおいて、マージンがたかだか１〜２ｄＢという小さな値で−４６ｄＢｃを満足するために、さらに、２８ｄＢｍにおいて２５ｄＢの、かつすべての電力レベルにおいて１０ｄＢという最小利得要件を実現するために、Ｐ．Ａ．の第１の段および第２の段にどのようなＩｃｑが必要になるかが決定される。２段Ｐ．Ａ．について室温で、Ｐｏｕｔ（電力出力）に対するＩｃｑ１、Ｉｃｑ２の生データをプロットしたグラフ１４０である図５に示すように、第２の段バイアス回路のＩｃｑ２だけが電力レベルとともに変化する必要があることがわかった。すなわち、ＰＣＳ ＩｎＧａＰデバイスを実装する２段Ｐ．Ａ．では、図５に示すように、曲線１３０が単調ではないため、このような要件を満足するのは極めて難しいので、約１５ｄＢｍから、それよりも低い電力レベルにおけるものよりも低いＩｃｑ２に対してこの要件を満足することが可能であることがわかった。

図５のグラフが示すように、Ｉｃｑの最小値１３０ａは、約０ｄＢｍ未満では約１１ｍＡで一定である。必要とされるＩｃｑ２が大きく増加する前の７ｄＢｍから１９ｄＢｍまでの間で、約２６ｍＡのところにＩｃｑ２の第２の平坦部分１３０ｂがある。Ｖｍｏｄｅ制御だけを利用してＩｃｑの変化を実施するのではなく、このようなＩｃｑ２曲線を自動的に生成して、平坦部分１３０ｂおよび最大電力レベルまでのＩｃｑ２についての上昇曲線に対応するスライディング・バイアス回路を設ける。ただし、比較的高い出力電力レベルでのＩｃｑ２についてのスライディング・バイアスを、このスライディング・バイアス動作と干渉しない限りにおいて、平坦部分１３０ａに対応する比較的低い電力レベルでのＶｍｏｄｅ制御と結合して用いることが好ましい。表１に、スライディング・バイアス回路でＶｍｏｄｅ制御を用いたＩｃｑの値および変化を含む製品仕様の例を示す。

表１では、Ｉｃｑ−１およびＩｃｑ−２の値は、Ｖｍｏｄｅ制御を伴うスライディング・バイアス回路によって実現可能な目標値を示す。例えば、２６ｍＡという値は、バイアス制御による効率促進を用いた２８ｄＢｍ ＩｎＧａＰ ＣＤＭＡ Ｐ．Ａ．についてのほぼ最小の値である。詳細には、Ｖｍｏｄｅの表１は、スライディング・バイアス回路にＶｍｏｄｅスイッチを追加することによって、極めて効率のよい動作モードが得られることを説明するものである。このスライディング・バイアス回路は、最大電力レベルにおいて電流の増大処理を図る。しかしながら、この曲線は、約５ｄｍ未満の電力では、電流を再度減少させることができることを示している。そのため、動作をより効率よくするには、このように組み合わせることが好ましい。スライディング・バイアス回路を実施せずにＶｍｏｄｅシステムによるバイアス制御を実施するときに結果的に生じる零入力電流の値をもたらす表２を比較することは注目に値する。表１の値と比較すると、零入力電流はかなり大きい。

例えば、零入力電流スイッチングではなく、ラインナップ・スイッチング方法を利用して、Ｉｃｑ−２のより低い値が実現されるであろうことは、当業者の認識範囲内であることがわかる。

ＶｍｏｄｅによるＩｃｑ−１およびＩｃｑ−２の制御を利用することに加えて、スライディング・バイアス回路を使用することは、その装置の入力電力の検出を制御することを必要とする。この要件は、入力または出力において測定され、必要とされる電流が電力レベルとともに変動することに直接由来するものである。第１の段の零入力電流は変更する必要がないので、有利には、電力は、Ｑ１と一緒にバイアスされた電流検出器を使用して、入力において検出され得る。Ｑ１の零入力電流は厳密に制御されるので、この検出器も同様に厳密に制御されることになる。

図６に、Ｐ．Ａ．の入力電力（Ｐｉｎ）に対するＩｃｑ−２の電流値のグラフ１５０を、３種類の動作温度条件、即ち、高温１６０、室温１６５、および低温１７０に関して図示している。図７（ａ）には特に、すべての温度（高温、室温、低温）に対して許容可能なＰ．Ａ．の入力電力（Ｐｉｎ）の関数としてＩｃｑ−２の電流値１８０をまとめたプロット１７５を示す。したがって、本発明のスライディング・バイアス回路は、図７（ａ）に示す曲線１８０のようなＩｃｑ−２の電流応答曲線を実現するように構成される。図７（ｂ）は、Ｐ．Ａ．の出力電力（Ｐｏｕｔ）に対するＩｃｑ−１およびＩｃｑ−２の制御曲線のプロット１９０を示し、Ｉｃｑ−１は、動作範囲にわたって一定であり、Ｉｃｑ−２は、２つの領域のところで増加するように示されている。２０ｄＢｍ後に増加する一方の領域は、スライディング・バイアス回路によって処理され、５ｄＢｍにおいて増加する領域は、表１の場合と同様に、Ｖｍｏｄｅ制御によって処理される。

図８に、本発明のスライディング・バイアス回路を実施するＰ．Ａ．の簡略化した回路図２００を示す。図８に示すように、Ｐ．Ａ．２００は、図３の場合と同様に、ＲＦ信号を結合するためのそれぞれの結合キャパシタＣＱ１およびＣＱ２、段間整合部、およびＱ１およびＱ２用のバイアス回路を備えた利得トランジスタＱ１、Ｑ２を有する２段として示されたクラスＡＢタイプの電力増幅器である。Ｑ２のバイアスを変更するためのスライディング・バイアス回路２５０がさらに含まれ、図８に示すように、スライディング・バイアス回路２５０は、別の回路として示されている。Ｑ２バイアス回路およびスライディング回路は一体化し得ることが分かる。しかし、図８に示すように、Ｐ．Ａ．２００はさらに、増幅器の入力における放射電力を検出するＲＦ検出回路２１０を含む。詳細には、ＲＦ検出回路２１０は、Ｑ１を流れる電流（ＲＦｉｎ）をミラーリングし、共通のバイアス回路２２０として示された、Ｑ１と同じバイアス回路を利用する。ＲＦ検出回路２１０は、一定電流においてバイアスされたクラスＡＢ動作用のトランジスタＱｄを備える。図８に示すように、トランジスタＱｄを使用することによって、スライディング・バイアス回路２５０を駆動する。そのため、このトランジスタに電力が入力されると、コレクタを流れる電流が増加する。検出された電流は、検出器のコレクタにおいて抵抗２１２によって電圧に変換される。この抵抗２１２の値も、検出値の振幅の係数である。電話機による基準電圧が利用可能でない場合、バンド・ギャップ・タイプの回路のような基準を生成する回路を設けるべきである。キャパシタ２１１において変更された電圧信号は、検出回路２１０へのＲＦ信号入力が増加するにつれて増加する。すなわち、電圧は、入力ＲＦ電力レベルに追従する。検出回路２１０の出力における抵抗２１２およびキャパシタ２１１の組合せはさらに、追従された電圧信号の任意のＲＦ変調を除去するフィルタとして機能し、それによって、変調信号は、スライディング・バイアス回路２５０内に供給されることはない。

平均化キャパシタ２１１の値は、この回路の挙動に重要である。値が大きすぎると、回路のスピードが遅くなりすぎ、したがって、Ｐ．Ａ．の性能を決めるシステムの仕様に合格しない。値が小さすぎると、検出器の平均化が正しく行われない。平均化がなされないと、Ｑ２用のスライディング・バイアス回路２５０の入力においてベース・バンド変調が生じることがある。この場合、ある種の追加のＡＣＰＲ（隣接チャネル電力比）が生じることになり、この電力増幅器は、この厳格な仕様に適合しないことになる。

検出された電圧は、Ｑ２自体のバイアス回路によって提供されるＱ２の零入力電流を変更するスライディング回路に給電するのに使用される。段間回路およびＱ２の負荷回路は変更されない。

図９は、検出回路２１０の簡略化した電圧応答を示す。検出器トランジスタＱｄは、同じ電流密度でバイアスされたＱ１のトランジスタ・ミラーである。ミラー比は、ｒ＝ＡＱｄ／ＡＱ１である。ただし、「Ａ」は、このトランジスタのエミッタ面積である。図９のプロットに示すように、最大電圧ＶｄＯは、検出器による電力がない場合か、あるいは、Ｑｄのベースがより多くの電流を流し始める値ＰｄＯよりも電力が小さい場合についてのものである。ＶｄＯ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ０^＊Ｉｃｑｄである。さらに、Ｉｃｑｄ＝ｒ^＊Ｉｃｑ１である。一般に、「ＡＱｄ」の値、すなわち「ｒ」は、検出器の範囲を最大に（「ＶｄＯ」を最大に）するように、できる限り小さくなるように選択すべきである。

このバイアスはＱ１と共通なので、ＲＦ検出器２１０を流れる零入力電流は、温度に対して、かつ、Ｐ．Ａ．に与えられる他の電圧のような他の変数に対して非常に安定である。この検出器は、Ｑ１のミラーであり、Ｃｄの値の開始点として、同じミラー比でＣｑ１に比例する。しかし、検出器２１０による入力電力は、検出器キャパシタＣｄの値を変更することによって調整することができ、それによって、検出電流は、所望のレベル「ＰｄＯ」でスライドし始める。この検出器内で、２つの並列な抵抗２１２ａ、２１２ｂの値がＱｄのＲＦ負荷ＲＬｄを規定する。この場合も、検出器のダイナミック・レンジを最大にするために、ＲＬｄ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｓａｔ）２／（２^＊ＰｄＭ）になるように抵抗値を選択すべきである。ここで、「ＰｄＭ」は、検出器の出力において考えられる最大電力値である。開始点として、抵抗Ｒ２１２ａの値は、最大電力レベルで、（抵抗２１２ａがＶｒｅｆに接続された状態で）ＶｄＭ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ２１２ａ^＊ＩｄＭになるように選択すべきである。しかし、この値は、目的が、検出器の範囲を最大にすることでなく、または、検出された電圧と曲線の傾きを合わせてＱ２のバイアス回路を適合させて、図７（ａ）で規定した零入力電流要件を満足することでない場合には、小さくすることができる。

必要とされる電流が電力レベルとともに変動するので、Ｐ．Ａ．の第１の段においてタップを介して入力電力を検出すること（電流検出）が必要である。この回路は、「遅い」スピードで作動し、Ｐ．Ａ．の入力でより多くの電力が供給されるときに（すなわち、ベース・バンドのスピードでないときに）スピードを速くする（kick in）必要がある。このような考慮は極めて重要である。なぜならば、ベース・バンドでＩｃｑが変動すると、考慮中の段（ステージ）の利得および位相が変化し、したがって、この段が変調され、隣接するチャネルで追加のエネルギーを生成するからである。このとき、ＡＣＰＲが大きく劣化することがある。検出器２１０によりベース・バンド信号を平均化し得るが、依然として全体システム仕様を満たすのに十分に高速である回路によって許容される検出器キャパシタ２１１の或る範囲が存在する。この範囲は、異なるシステムで異なることがある。というのは、ベース・バンド周波数はシステム間で異なり、新しい電力レベルに必要とされる処理（settle）時間もシステム間で異なるからである。

スライディング回路２５０の入力では、電圧は、入力電力レベルに追従する。Ｑｄは、クラスＡＢ構成で動作するトランジスタなので、或る電力レベル未満では、検出される電圧は存在せず、或る電圧閾値レベルの後で、スライディング回路２５０は作動することになる。必要な場合には、Ｑ２バイアス回路に供給される電圧を補正するために、スライディング回路２５０、例えば抵抗において必要とされる信号をある程度整形してもよい。好ましくは、スライディング・バイアス回路２５０はＱ２バイアス回路と一体化されている。

図１０は、本発明の好ましい実施形態による回路３００’を示す図であり、図８に示す回路部分３００に対応するクラスＡＢの出力用Ｐ．Ａ．の一部を示すものである。回路３００’には、本発明による、電力（ＲＦ）入力検出器回路２１０、自己適応型スライディング回路２５０、およびＱ２バイアス回路が示されている。検出器回路２１０の電圧出力２１５は、検出器を通過する電流の影響を直接受け、抵抗２２７を介して自己適応型スライディング回路のトランジスタ２２５に供給される。動作時には、（検出器に掛かる電力の増加とともに）電圧２１５が減少すると、トランジスタ２２５を流れる電流が減少することになる。その結果、抵抗２２８とトランジスタ１２０との比が変わり、差動対３２５の組合せにより、すべての分岐部を流れる総電流が一定に保持されるので、Ｑ２のミラーであるトランジスタ１２０を流れる零入力電流が変化する。したがって、出力トランジスタＱ２を流れる零入力電流Ｉｃｑ−２は、ここに記載した方式で、変化するＲＦ入力電圧とともに自動的に変化する。好ましい実施形態では、Ｖｍｏｄｅ信号１２６によって零入力電流を離散的に変更するための、図３に示すＶｍｏｄｅトランジスタ１２５は、ＲＦ検出回路２１０および自己適応型バイアス回路２５０に並列に付加的に設けられ、追加のＶｍｏｄｅによる零入力電流Ｉｃｑ−２の離散制御を実現することができることを理解されたい。この実施形態では、出力トランジスタＱ２を流れる零入力電流Ｉｃｑ−２が変化する電力範囲が２つある。すなわち、自己適応型スライディング・バイアス回路は、比較的高い電力レベルで作動し（図７（ｂ）参照）、図４に関連して説明したＶｍｏｄｅは、Ｖｍｏｄｅ電圧１２６によって決まる所定の閾値で作動することになる。例えば、このＶｍｏｄｅを使用して、出力電力レベルにおけるＩｃｑ電流を、例えば５ｄＢｍの閾値電力未満に下げる。図１０に示すように、自己適応型バイアス回路２５０が作動する電圧および変化の傾きは、スライディング・バイアス回路のトランジスタ２２５のベース抵抗２２７およびコレクタ抵抗２２８、ならびに基準電圧２３０の値によって決まる。これらの特徴は、上記で説明したように、この検出器について選択した値にも依存する。図１０の回路は、出力段回路のノイズを抑え、安定性を強化する助けとなる或るキャパシタ素子およびその他の回路要素を割愛するように改変されていることを理解されたい。

図１０に関連して示され、記載された実施形態の検出器２１０は、トランジスタ２５０の反対側で差動対３２５に接続されているので、このトランジスタは、飽和状態で適切に動作し、そのダイオードを介してオンになる。このスイッチング動作のために、この回路の動作は、本願と同じ権利者が所有する同時係属の米国仮特許出願第６０／４３３，７５２号（弁理士整理番号１５９２６号、７０３０６７）に記載されているスライディング・バイアスよりもはるかに急峻になる（電力レベルの変化に対する変化速度がより速い）。したがって、応答は、図１に示すように、Ｖｍｏｄｅ（離散変化）を使用したものと、スライディング・バイアス曲線との間になる。

本発明の好ましい実施形態と考えられるものを示し説明してきたが、当然のことながら、本発明の趣旨から逸脱することなく、形態または細部における様々な改変および変更を容易に加えることができるはずであることを理解されたい。したがって、本発明を、上記で説明し例示したそのままの形態に限定するのではなく、添付の特許請求の範囲の範囲に含めることができるあらゆる改変形態を包含するように構成すべきであることが意図されている。

提供される電力に対して使用する電力のグラフ１２を図示し、すなわち、曲線は、あらゆる動作電力レベルの発生確率を示す。 図１に示す各曲線について、（すべての電力レベルにわたって電流について積分した）電力の損失を示すグラフである。 ２段式のクラスＡＢタイプの電力増幅器を示す図である。 クラスＡＢのバイアス回路を伴う出力段１１０を含むクラスＡＢタイプの電力増幅器１００の詳細な例を示す図である。 出力電力レベル（Ｐｏｕｔ）に対して変化するＩｃｑの最適な挙動を示すプロット図である。 Ｐ．Ａ．の入力電力（Ｐｉｎ）に対するＩｃｑ−２の電流値を、３種類の動作温度条件に関して示すプロット図１５０である。 （ａ）は曲線１８０のようなＩｃｑ−２の電流応答曲線を示すグラフであり、（ｂ）はＰ．Ａ．の出力電力（Ｐｏｕｔ）に対するＩｃｑ−１およびＩｃｑ−２の制御曲線を示すグラフ１９０であり、Ｉｃｑ−１は、動作範囲にわたって一定であり、Ｉｃｑ−２は、２つの領域で増加する。 本発明のスライディング・バイアス回路を実施するＰ．Ａ．の簡略化した回路図２００である。 検出回路２１０の簡略化した電圧応答を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による詳細な回路３００’である。

Claims (14)

1. 出力周波数帯域で動作する無線周波数（ＲＦ）線形電力増幅器であって、
   第１の電力出力段、及び、出力トランジスタを備える第２電力出力段と、
   前記第２の電力出力段の前記出力トランジスタを流れる零入力電流を生成するバイアス信号を発生する回路手段と、
   前記増幅器へのＲＦ入力を検出し、前記ＲＦ入力の電力レベルに従って駆動信号を生成する検出器回路手段であって、第２の電力出力段において前記零入力電流を低減させるために、前記第１の電力出力段における前記増幅器へのＲＦ入力を検出し、当該検出器回路手段と前記第１の電力出力段とは、共通バイアス回路を共用する、検出器回路手段と、
   前記駆動信号を受け取り、前記バイアス信号および前記出力トランジスタを流れる前記零入力電流を自動的に変更する自己適応型回路手段とを備え、
   すべての電力出力レベルで、前記第２の電力出力段の前記零入力電流は、低減され、かつ、損失が最小限に抑えられ、最適な線形性が得られるように最適化されたことを特徴とする線形電力増幅器。
2. 前記自己適応型回路手段は、或る電力出力閾値よりも大きい電力範囲で前記増幅器に入力された前記検出されたＲＦ信号に追従することによって、出力段増幅器の前記零入力電流を自動的に変更することを特徴とする請求項１に記載の線形電力増幅器。
3. 前記駆動信号を生成する前記検出器回路手段は、前記自己適応型回路手段に接続され、前記自己適応型回路手段はさらに、前記駆動信号のＲＦ成分をフィルタリング除去する手段を含むことを特徴とする請求項２に記載の線形電力増幅器。
4. 前記自己適応型回路手段は、出力段増幅器の前記零入力電流を、零入力電流の比較的低い或る状態から、零入力電流の比較的高い別の状態に自動的に調整する手段を含むことを特徴とする請求項２に記載の線形電力増幅器。
5. 離散的な電圧制御のもとで、第２の電力出力段において前記零入力電流をさらに変更する手段をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の線形電力増幅器。
6. 出力周波数帯域で動作する無線周波数（ＲＦ）線形電力増幅器を含む装置であって、前記電力増幅器は、
   第１の電力出力段、及び、出力トランジスタを備える第２電力出力段と、
   前記第２の電力出力段の前記出力トランジスタを流れる零入力電流を生成するバイアス信号を発生する回路手段と、
   前記増幅器へのＲＦ入力を検出し、前記ＲＦ入力の電力レベルに従って駆動信号を生成する検出器回路手段であって、第２の電力出力段において前記零入力電流を低減させるために、前記第１の電力出力段における前記増幅器へのＲＦ入力を検出し、当該検出器回路手段と前記第１の電力出力段とは、共通バイアス回路を共用する、検出器回路手段と、
   前記駆動信号を受け取り、前記バイアス信号および前記出力トランジスタを流れる前記零入力電流を自動的に変更する自己適応型回路手段とを備え、
   すべての電力出力レベルで、前記第２の電力出力段の前記零入力電流は、低減され、かつ、損失が最小限に抑えられ、最適な線形性が得られるように最適化されたことを特徴とする装置。
7. 前記自己適応型回路手段は、或る電力出力閾値よりも大きい電力範囲で前記増幅器に入力された前記検出された前記ＲＦ信号に追従することによって、出力段増幅器の前記零入力電流を自動的に変更することを特徴とする請求項６に記載の装置。
8. 前記駆動信号を生成する前記検出器回路手段は、前記自己適応型回路手段に接続され、前記自己適応型回路はさらに、前記駆動信号のＲＦ成分をフィルタリング除去する手段を含むことを特徴とする請求項６に記載の装置。
9. 前記自己適応型回路手段は、出力段増幅器の前記零入力電流を、零入力電流の比較的低い或る状態から、零入力電流が比較的高い別の状態に自動的に調整する手段を含むことを特徴とする請求項６に記載の装置。
10. 離散的な電圧制御のもとで、第２の電力出力段において前記零入力電流をさらに変更する手段をさらに備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
11. 出力周波数帯域で動作する線形電力増幅器の出力トランジスタを流れる零入力電流を動的に制御する自己適応型回路であって、
    前記線形電力増幅器は、
    第１の電力出力段、及び、前記出力トランジスタを備える第２電力出力段と、
    前記第２の電力出力段の前記出力トランジスタを流れる零入力電流を生成するバイアス信号を発生する回路手段とを備え、
    前記自己適応型バイアス回路は、
    前記増幅器へのＲＦ入力を検出し、前記ＲＦ入力の電力レベルに従って駆動信号を生成する検出器回路手段であって、第２の電力出力段において前記零入力電流を低減させるために、前記第１の電力出力段における前記増幅器へのＲＦ入力を検出し、当該検出器回路手段と前記第１の電力出力段とは、共通バイアス回路を共用する、検出器回路手段と、
    前記駆動信号を受け取り、前記バイアス信号および前記出力トランジスタを流れる前記零入力電流を自動的に変更する手段とを備え、
    すべての電力出力レベルで、前記第２の電力出力段の前記零入力電流は、低減され、かつ、損失が最小限に抑えられ、最適な線形性が得られるように最適化されたことを特徴とする自己適応型回路。
12. 前記変更手段は、出力段増幅器の前記零入力電流を自動的に変更し、或る電力出力閾値よりも大きい電力範囲で前記増幅器に入力された前記検出されたＲＦ信号に追従することを特徴とする請求項１１に記載の自己適応型回路。
13. 前記駆動信号を生成する前記検出器回路手段は、前記変更手段に接続され、前記検出器回路手段はさらに、前記駆動信号のＲＦ成分をフィルタリング除去する手段を含むことを特徴とする請求項１１に記載の自己適応型回路。
14. 前記第２の電力出力段は、離散的な電圧制御のもとで、第２の電力出力段において前記零入力電流をさらに変更する手段をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の自己適応型回路。

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