JP4858043B2

JP4858043B2 - Ａ／ｄ変換回路及び光ディスク装置

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Publication number: JP4858043B2
Application number: JP2006261234A
Authority: JP
Inventors: 圭司上野
Original assignee: Teac Corp
Current assignee: Teac Corp
Priority date: 2006-09-26
Filing date: 2006-09-26
Publication date: 2012-01-18
Anticipated expiration: 2026-09-26
Also published as: JP2008084393A

Description

本発明はＡ／Ｄ変換回路及び光ディスク装置に関し、特に入力アナログ信号のアシンメトリあるいは上下非対称性の補正に関する。

ＨＤＤＶＤやＢＤ（Blu-ray Disc）等の次世代光ディスクでは、ディスク上のピットとレーザスポット直径の関係から、再生信号は前後のピットから符号間干渉を受けることとなり、信号再生時にはこの干渉を積極的に利用してＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式で再生を行うことが提案されている。ここに、ＰＲＭＬは、前後のピット間の干渉を前提として、再生信号から最も確からしいデータを読み取る信号処理方式であり、波形干渉を抑えずに狭い周波数帯域のままデータを記録再生するＰＲ検出と、１ビット毎に判別するのではなく複数の再生信号列から最も確からしいビット列を復号するＭＬ復号の複合技術である。

ＨＤＤＶＤのＰＲクラスはメディアとピックアップ間の伝達特性からＰＲ［１，２，２，２，１］とされているが、最短反転２Ｔ（Ｔは基準時間長）の変調コードが採用されており、ＰＲ［１，２，２，２，１］では、２Ｔ信号の振幅が得られない問題がある。光ディスクの再生方法としては一般にダイレクトスライス法が用いられるが、ピット長が２Ｔの場合は上記のように信号振幅が小さいため、ダイレクトスライス法では２Ｔ信号を抽出することが困難である。ＰＲＭＬ法においては、再生信号に最も近い時間遷移をもつ目標信号を選択し、目標信号を生成するビット列をデコード結果として出力する。目標信号は指定したインパルスレスポンス（ＰＲクラス）とビット列の畳み込みにより算出される。したがって、光ディスクの記録密度に応じた適切なＰＲクラスが選択される。ＰＲクラスをＰＲ［ａ，ｂ］で表現するものとすると、ＰＲ［１，１］はインパルス応答が連続する２つの識別点に１：１の割合で出現する特性を示す。したがって、入力｛０・・１・・・｝に対する応答出力は｛０・・１１・・｝となる。また、ＰＲ［１，２，１］はインパルス応答が連続する３つの識別点に１：２：１の割合で出現する特性を示す。したがって、入力｛０・・１・・｝に対する応答特性は｛０・・１２１・・｝となる。ＨＤＤＶＤの場合、ＰＲクラスはＰＲ［１，２，２，２，１］とされ、これはインパルス応答が連続する５個の識別点に１：２：２：２：１の割合で出現することを示す。

しかしながら、ＰＲＭＬ法では、上下対称のシンメトリな再生信号に対しては精度よくデコードできるが、上下に非対称のアシンメトリな再生信号に対しては非常に脆く、悪影響を及ぼすことがある。

下記の特許文献１には、信号のアシンメトリの大小を検出し、アシンメトリが大きい場合にはスライサによる２値化を行い、アシンメトリが小さい場合にはＰＲＭＬで２値化を行うことが開示されている。

また、特許文献２には、ＰＲＭＬ方式のデータ再生チャネルに使用されるフラッシュ型Ａ／Ｄ変換回路において、基準電圧の中心電圧レベルを調整するための調整回路を設けることが開示されている。

特開２００２−２７９７３６号公報特開平８−８３４０３号公報

しかしながら、上記特許文献１に開示された技術では、アシンメトリが大きな再生信号の場合にはスライサによる２値化が行われるため、２Ｔ信号をデコードすることが困難で本質的な解決に至っていない。

本発明の目的は、上下に非対称のアシンメトリな信号が入力された場合でも的確に２値化を行うことができるＡ／Ｄ変換回路及び光ディスク装置を提供することにある。

本発明は、光ディスクからの再生ＲＦ信号と基準電位とを比較する複数のコンパレータを有するＡ／Ｄ変換回路であって、前記複数のコンパレータのそれぞれの基準電位は互いに異なり、前記再生ＲＦ信号のレベルの平均値を検出するローパスフィルタと、前記平均値を用いてそれぞれ異なる前記基準電位の中心レベルを調整する回路とを有し、前記ローパスフィルタは、互いに接続された可変抵抗及びキャパシタから構成され、前記可変抵抗の抵抗値は、前記光ディスクの回転周波数に応じて可変設定され、前記回転周波数が増大するほど大きく設定されることを特徴とする。

また、本発明の他の実施形態では、前記コンパレータは、カスケードあるいはステージの各段において入力アナログ信号と基準電位とを比較し、前記コンパレータの比較結果をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力を前記入力アナログ信号から減算して次段に出力する減算器とを有し、前記調整回路は、前記入力アナログ信号のレベルの平均値を検出して前記基準電位の中心レベルを調整する。

本発明のＡ／Ｄ変換回路は、並列型、インターポレーション型、パイプライン型、カスケード型、サブレンジング型、フォールディング型のいずれかとすることができる。

また、本発明のＡ／Ｄ変換回路は、光ディスクに対してデータを記録しあるいは再生する光ディスク装置に組み込むことができる。光ディスク装置は、光ディスクから読み出した再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換回路でデジタル信号に変換して復調する。

本発明によれば、簡易な構成で非リニアなＡ／Ｄ特性を実現することができる。したがって、このようなＡ／Ｄ変換回路を用いることで、上下に非対称な、あるいはアシンメトリな再生ＲＦ信号も的確にデジタル信号に変換することができる。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
図１に、ＨＤＤＶＤやＢＤ（Blu-ray Disc）等の次世代光ディスクを再生する光ディスク装置に用いられるＡ／Ｄ変換回路１の構成を示す。光ディスク装置の光ピックアップにより光ディスクから読み出された再生ＲＦ信号は、イコライザにより等化処理された後、Ａ／Ｄ変換回路１によりＡ／Ｄ変換され、ＰＲＭＬ処理部にてＰＲＭＬ処理されデコードされる。従来の光ディスク装置では、Ａ／Ｄ変換回路としてリニアなＡ／Ｄ変換特性を有するが、図１に示すＡ／Ｄ変換回路１は、入力ＲＦ信号のアシンメトリを解消するために非リニアな特性を有する。

図１に示すＡ／Ｄ変換回路１の説明に先立ち、まず比較のため、リニアな変換特性を有する従来のＡ／Ｄ変換回路について説明する。

図６に、従来のＡ／Ｄ変換回路１を示す。再生ＲＦ信号を８ビットのデジタル信号に変換する回路である。Ａ／Ｄ変換回路１は、再生ＲＦ信号が供給されるコンパレータＣ１〜Ｃ２５５を有する。コンパレータＣ１〜Ｃ２５５のそれぞれの非反転入力端子（＋）に再生ＲＦ信号が供給される。また、コンパレータＣ１〜Ｃ２５５のそれぞれの反転入力端子（−）に基準電位が供給される。基準電位は、複数の基準抵抗Ｒの両端に所定の上限電位Ｖｒｅｆ１、下限電位Ｖｒｅｆ２を供給し、基準抵抗Ｒにより等分割されて与えられる。コンパレータＣ１〜Ｃ２５５は、再生ＲＦ信号と等分割された基準電圧とを比較し、それぞれエンコーダ５０に出力する。エンコーダ５０は、各コンパレータＣ１〜Ｃ２５５の出力を符号化して８ビットデータとして出力する。

一方、図１のＡ／Ｄ変換回路１は、図６に示すＡ／Ｄ変換回路１に対して、基準電位の中心値をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０及びアンプ１２により調整する。ＬＰＦ１０は、再生ＲＦ信号の平均電位Ｖｒｆａｖｅを抽出して基準電位の中心値とする。コンパレータＣ１〜Ｃ２５５の中間にあるコンパレータＣ１２８の反転入力端子にはこの平均値Ｖｒｆａｖｅが基準電位として与えられる。一方、コンパレータＣ１〜Ｃ１２７には平均値Ｖｒｆａｖｅと下限のＶｒｅｆ２の間の電位差を等分割した電位が基準電位として与えられ、コンパレータＣ１２９〜Ｃ２５５には上限のＶｒｅｆ１と平均値Ｖｒｆａｖｅの間の電位差を等分割した電位が基準電位として与えられる。したがって、コンパレータＣ１〜Ｃ２５５には異なる基準電位が与えられるため、Ａ／Ｄ変換特性は非リニアな特性となり、再生ＲＦ信号が上下に非対称のアシンメトリ信号であっても、それに応じて平均値Ｖｒｆａｖｅが変動してＡ／Ｄ変換特性を変化させるため、非対称性を補正したデジタル信号を出力することができ、光ディスクのデータ読取精度が向上する。

図２に、入力電圧に対する出力Ａ／Ｄ値の関係を示す。特性ａは従来のリニアな特性を有するＡ／Ｄ変換回路１であり、特性ｂは本実施形態のＡ／Ｄ変換回路１の特性である。本実施形態では、平均値Ｖｒｆａｖｅを基準電位の中心値として与えているため、Ｖｒｅｆ２〜Ｖｒｆａｖｅの特性（傾き）とＶｒｆａｖｅ〜Ｖｒｅｆ１の特性（傾き）とは異なる。

図３に、ＬＰＦ１０の構成を示す。一般のＬＰＦは固定抵抗及びキャパシタで構成されるが、本実施形態のＬＰＦ１０は可変抵抗ＶＲとキャパシタで構成され、可変抵抗ＶＲの値は光ディスクの回転周波数に応じて設定される。再生ＲＦ信号の平均値はアシンメトリの度合いを示すが、アシンメトリの変動周波数は光ディスクの回転周波数に応じて変動する。一般に、光ディスクの回転周波数が増大するほどアシンメトリの変動周波数は増大する。そこで、光ディスクの回転周波数に応じて可変抵抗ＶＲの値を設定することで平均値を確実に抽出できる。

本実施形態では、再生ＲＦ信号の平均値Ｖｒｆａｖｅを抽出するためにＬＰＦを用いているが、平均値を検出する任意の回路、例えば平滑フィルタ等を用いることができる。

＜第２実施形態＞
図４に、本実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路１の構成を示す。図１の構成に加え、再生ＲＦ信号のピーク値を検出するピーク検波回路１４及びアンプ１６、再生ＲＦ信号のボトム値を検出するボトム検波回路１８及びアンプ２０をさらに有する。図１において、所定の上限電位Ｖｒｅｆ１の代わりに再生ＲＦ信号のピーク値Ｖｒｆｐｋが、所定の下限電位Ｖｒｅｆ２の代わりに再生ＲＦ信号のボトム値Ｖｒｆｂｔｍが複数の抵抗Ｒの両端に与えられる。

このような構成によっても、基準電位の中心値はＬＰＦ１０により再生ＲＦ信号の平均値に調整されるため、非リニアなＡ／Ｄ変換特性が得られる。図４の構成で得られる特性は、図２においてピーク値をＶｒｆｐｋ、ボトム値をＶｒｆｂｔｍとしたものに相当する。

＜第３実施形態＞
第１及び第２実施形態では、並列型のＡ／Ｄ変換回路を示したが、本実施形態ではカスケード型のＡ／Ｄ変換回路を示す。

図５に、本実施形態のＡ／Ｄ変換回路１の構成ブロック図を示す。Ａ／Ｄ変換回路１は、複数段から構成される。各段はコンパレータとＤ／Ａ変換器から構成される。最上位ビット（ＭＳＢ）を出力する第１段はコンパレータＣ８及びＤ／Ａ変換器Ｄ８から構成され、コンパレータＣ８の非反転入力端子（＋）に再生ＲＦ信号が供給され、コンパレータＣ８の反転入力端子（−）に再生ＲＦ信号の平均値Ｖｒｆａｖｅが供給される。再生ＲＦ信号の平均値は、例えばＬＰＦで検出される。コンパレータＣ８は再生ＲＦ信号と平均値Ｖｒｆａｖｅとを比較し、比較結果をＭＳＢ値として出力する。また、コンパレータＣ８は比較結果をＤ／Ａ変換器Ｄ８に出力する。Ｄ／Ａ変換器Ｄ８は、比較結果のデジタル値をアナログ信号に変換して減算器２２に出力する。減算器２２は、元の再生ＲＦ信号からＤ／Ａ変換器Ｄ８で得られたアナログ信号を減算して２段以降に出力する。２段以降に供給される信号は、（再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ）に相当する信号である。

一方、第２段以降は２系統から構成される。第１系統は、所定の上限電位Ｖｒｅｆ１と平均値電位Ｖｒｆａｖｅとの電位差Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅを比較の基準とする系統であり、第２系統は平均値電位Ｖｒｆａｖｅと所定の下限電位Ｖｒｅｆ２との電位差Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２を比較の基準とする系統である。これら２つの系統は択一的に選択される。

まず、第１系統について説明する。第２段はコンパレータＣ７ａ及びＤ／Ａ変換器Ｄ７ａから構成され、コンパレータＣ７ａの非反転入力端子には再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅが供給され、反転入力端子には（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／２が供給される。コンパレータＣ７ａはこれら両信号を比較し、比較結果をＭＳＢより１つ下の位であるＭＳＢ−１のビット値として出力する。また、Ｄ／Ａ変換器Ｄ７ａはデジタル値をアナログ信号に変換して減算器２４ａに出力する。減算器２４ａは｛再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ−（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／２｝を次段に供給する。第３段はコンパレータＣ６ａ及びＤ／Ａ変換器Ｄ６ａから構成され、コンパレータＣ６ａの非反転入力端子には｛再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ−（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／２｝が供給され、反転入力端子には（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／４が供給される。コンパレータＣ６ａはこれら両信号を比較し、比較結果をＭＳＢより２つ下の位であるＭＳＢ−２のビット値として出力する。また、Ｄ／Ａ変換器Ｄ６ａはデジタル値をアナログ信号に変換して減算器２６ａに出力する。減算器２６ａは｛再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ−（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／２−（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／４｝を次段に供給する。以下、同様にして第７段まで処理を実行する。第７段の処理結果は最終段のコンパレータＣ１ａに供給される。コンパレータＣ１ａは入力信号と基準電位である（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）／１２８を比較し、その結果をＬＳＢ（最下位）値として出力する。

次に、第２系統について説明する。第２段はコンパレータＣ７ｂ及びＤ／Ａ変換器Ｄ７ｂから構成され、コンパレータＣ７ｂの非反転入力端子には再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅが供給され、反転入力端子には（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／２が供給される。コンパレータＣ７ｂはこれら両信号を比較し、比較結果をＭＳＢより１つ下の位であるＭＳＢ−１のビット値として出力する。また、Ｄ／Ａ変換器Ｄ７ｂはデジタル値をアナログ信号に変換して減算器２４ｂに出力する。減算器２４ｂは｛再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ−（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／２｝を次段に供給する。第３段はコンパレータＣ６ｂ及びＤ／Ａ変換器Ｄ６ｂから構成され、コンパレータＣ６ｂの非反転入力端子には｛再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ−（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／２｝が供給され、反転入力端子には（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／４が供給される。コンパレータＣ６ｂはこれら両信号を比較し、比較結果をＭＳＢより２つ下の位であるＭＳＢ−２のビット値として出力する。また、Ｄ／Ａ変換器Ｄ６ｂはデジタル値をアナログ信号に変換して減算器２６ｂに出力する。減算器２６ｂは｛再生ＲＦ信号−Ｖｒｆａｖｅ−（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／２−（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／４｝を次段に供給する。以下、同様にして第７段まで処理を実行する。第７段の処理結果は最終段のコンパレータＣ１ｂに供給される。コンパレータＣ１ｂは入力信号と基準電位である（Ｖｒｆａｖｅ−Ｖｒｅｆ２）／１２８を比較し、その結果をＬＳＢ（最下位）値として出力する。

第１系統からのＭＳＢ−１〜ＬＳＢのビット値はスイッチＳＷ１のＡ端子に供給され、第２系統からのＭＳＢ−１〜ＬＳＢのビット値はスイッチＳＷ１のＢ端子に供給される。ＳＷ１の端子は、ＭＳＢのビット値に応じて切替制御され、ＭＳＢが「１」、すなわち再生ＲＦ信号のレベルが平均値Ｖｒｆａｖｅより大きい場合にはＡ端子に切り替わり第１系統からのＭＳＢ−１〜ＬＳＢが出力され、ＭＳＢが「０」、すなわち再生ＲＦ信号のレベルが平均値Ｖｒｆａｖｅより小さい場合にはＢ端子に切り替わり第２系統からのＭＳＢ−１〜ＬＳＢが出力され、ＭＳＢと合わせた８ビットデータが出力される。第１系統はＶｒｅｆ１〜Ｖｒｆａｖｅを等分割して得られる基準電位をコンパレータで比較してデジタル化したものであり、第２系統はＶｒｅｆ〜Ｖｒｅｆ２を等分割して得られる基準電位をコンパレータで比較してデジタル化したものである。したがって、本実施形態においても平均値Ｖｒｆａｖｅを境界として異なるＡ／Ｄ変換特性でデジタル化されることになり、非リニアな特性が得られる。本実施形態の特性は図２に示す特性と同一である。このような非リニアなＡ／Ｄ特性により、再生ＲＦ信号のアシンメトリを補正することができ、光ディスクのデータ読取精度が向上する。

本実施形態ではＶｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２を用いているが、第２実施形態と同様にＶｒｅｆ１の代わりに再生ＲＦ信号のピーク値、Ｖｒｅｆ２の代わりに再生ＲＦ信号のボトム値を用いてもよい。

上記の実施形態では、並列型、及びカスケード型のＡ／Ｄ変換回路について例示したが、他の型のＡ／Ｄ変換回路、例えばインターポレーション型、パイプライン型、サブレンジング型、フォールディング型にも同様に適用することができる。インターポレーション型Ａ／Ｄ変換回路は並列型の変形であり、コンパレータの前段にコンパレータの数より少ないプリアンプを設け、隣接するプリアンプ出力間に電圧を補間する抵抗ストリングを接続し、そのタップ電圧をコンパレータに供給する。通常、プリアンプには基準電位差を等分割した電位が与えられるが、図１と同様に再生ＲＦ信号の平均電位を検出し基準電位の中心値としてプリアンプに供給すればよい。また、パイプライン型Ａ／Ｄ変換回路はカスケース型と同様にＭＳＢからＬＳＢまで１ビットずつ順番にＡ／Ｄ変換を行う、つまり最初のステージでＡ／Ｄ変換してＭＳＢをまず決定し、その量子化誤差を次段のステージでＡ／Ｄ変換して２ビット目を決定し、同様の処理を繰り返してＬＳＢまで決定するのであるが、各段あるいは各ステージ間にサンプルホールド回路を設けたものである。図５と同様に再生ＲＦ信号の平均電圧を検出し各段のコンパレータ及びＤ／Ａ変換器に供給すればよい。サブレンジング型あるいはフォールディング型Ａ／Ｄ変換回路は、並列型を２つ設け、それぞれに上位ビットと下位ビットのＡ／Ｄ変換を分担させて２ステージでＡ／Ｄ変換するものである。

図７に、８ビットのサブレンジング型Ａ／Ｄ変換回路を示す。サブレンジング型Ａ／Ｄ変換回路は、まず上位ビットをＡ／Ｄ変換し、続いて残差分の下位ビットをＡ／Ｄ変換する。上位ビットをＡ／Ｄ変換するためのコンパレータ基準電圧は、図１と同様に再生ＲＦ信号の平均値で与えられる。そして、上位ビット変換結果をＤ／Ａコンバータ７０でＤ／Ａ変換し、差分器７２でアナログ信号から差し引いて下位ビット相当分の残差を得る。上位が４ビットである場合、残差のダイナミックレンジは入力の１／１６になっているから、アンプ７４で１６倍してダイナミックレンジを揃えておくことが好ましい。下位ビットのＡ／Ｄ変換特性は、図８に示すように最上位ビットで変化させる。すなわち、最上位ビットをスイッチ７６に供給し、最上位ビットの値に応じて基準電位を変化させる。最上位ビットが「０」のときにＶｒｅｆ３を選択し、最上位ビットが「１」のときにＶｒｅｆ４を選択する。ここで、
Ｖｒｅｆ３＝Ｖｒｆａｖｅ
Ｖｒｅｆ４＝Ｖｒｅｆ２＋（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｆａｖｅ）
とする。以後はコンパレータＣ１６〜Ｃ３０で残差アナログ信号とそれぞれの基準電位とを比較し、エンコーダ７６で符号化して下位ビットを出力する。エンコーダ５０からの上位ビットとエンコーダ７６からの下位ビットを併せてＡ／Ｄ変換結果として出力する。なお、アンプ７４のゲインＡに応じてＶｒｅｆ３、４の値を変化させることが好ましい。フォールディング型についても同様である。

実施形態の構成図である。実施形態のＡ／Ｄ変換特性図である。ローパスフィルタの構成図である。他の実施形態の構成図である。さらに他の実施形態の構成図である。従来のＡ／Ｄ変換回路の構成図である。さらに他の実施形態の構成図である。図７の構成におけるＡ／Ｄ変換特性図である。

符号の説明

１０ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、Ｃ１〜Ｃ２５５コンパレータ、５０エンコーダ。

Claims

光ディスクからの再生ＲＦ信号と基準電位とを比較する複数のコンパレータを有するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記複数のコンパレータのそれぞれの基準電位は互いに異なり、
前記再生ＲＦ信号のレベルの平均値を検出するローパスフィルタと、
前記平均値を用いてそれぞれ異なる前記基準電位の中心レベルを調整する回路と、
を有し、
前記ローパスフィルタは、互いに接続された可変抵抗及びキャパシタから構成され、
前記可変抵抗の抵抗値は、前記光ディスクの回転周波数に応じて可変設定され、前記回転周波数が増大するほど大きく設定される
ことを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
請求項１記載の回路において、
前記コンパレータは、カスケードあるいはステージの各段において入力アナログ信号と基準電位とを比較し、
前記コンパレータの比較結果をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記Ｄ／Ａ変換器の出力を前記入力アナログ信号から減算して次段に出力する減算器と、
を有し、前記調整回路は、前記入力アナログ信号のレベルの平均値を検出して前記基準電位の中心レベルを調整することを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
請求項２記載の回路において、
前記ステージあるいはカスケードの第１段の前記コンパレータは前記入力アナログ信号と前記平均値とを比較してＭＳＢのビット値として出力し、
第２段以降は第１系統及び第２系統から構成され、
前記第１系統の各段のコンパレータは、上限電位と前記平均値との電位差を分割して得られる基準電位を用いて比較することでＭＳＢより下位のビットのビット値を出力し、
前記第２系統の各段のコンパレータは、前記平均値と下限電位との電位差を分割して得られる基準電位を用いて比較することでＭＳＢより下位のビットのビット値を出力し、
前記第１系統と前記第２系統を選択的に切り替えて出力するスイッチと、
を有することを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
請求項１〜３のいずれかに記載の回路において、
前記Ａ／Ｄ変換回路は、並列型、インターポレーション型、パイプライン型、カスケード型、サブレンジング型、フォールディング型のいずれかであることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
請求項１〜４のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換回路を有し、光ディスクから読み出したアナログ信号をデジタル信号に変換して復調する光ディスク装置。