JP4872122B2

JP4872122B2 - 交流直接変換器の制御装置

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Publication number: JP4872122B2
Application number: JP2006000311A
Authority: JP
Inventors: 英樹大口; 章弘小高
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-01-05
Filing date: 2006-01-05
Publication date: 2012-02-08
Anticipated expiration: 2026-01-05
Also published as: JP2007185010A

Description

本発明は、多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器であって、ＰＷＭ制御される仮想整流器及び仮想インバータの組み合わせを想定し、これらの仮想整流器及び仮想インバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを合成して交流直接変換器の双方向スイッチに与えるようにした制御装置に関し、特に、電源力率を向上させるための技術に関するものである。

図５は、先願である特願２００４−１９１２５４号に開示されている制御装置を交流直接変換器としてのマトリクスコンバータと共に示したものである。
図５の主回路において、３は電源側の交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続された入力フィルタ、４はマトリクスコンバータ、Ｓは電流を双方向に制御可能な双方向スイッチ、Ｕ，Ｖ，Ｗは負荷側の交流出力端子である。

また、制御装置において、１３はマトリクスコンバータ４の入力電流指令が与えられる台形波指令発生手段、２１ａはマトリクスコンバータ４内に想定した仮想整流器に対する台形波指令が与えられるオンオフ比抽出手段、２１ｂはマトリクスコンバータ４内に想定した仮想インバータに対する出力電圧指令が与えられるオンオフ比抽出手段、１５はオンオフ比抽出手段２１ａ，２１ｂの出力と中間電圧相の電圧（中間相電圧）とが入力される整流器／インバータ合成指令発生手段、１４はキャリア発生手段、１２は整流器／インバータ合成指令値とキャリアとを比較する比較手段、１６は比較手段１２の出力が加えられる最大／中間／最小順序制御手段、３１は最大／中間／最小順序制御手段１６の出力が与えられるＰＷＭパルス合成手段である。

この制御装置は、マトリクスコンバータ４としてＰＷＭ制御される仮想整流器と仮想インバータとの組み合わせを想定し、仮想整流器に対する入力電流指令と仮想インバータに対する出力電圧指令との合成指令値をキャリアと比較してマトリクスコンバータ４の双方向スイッチＳＷのオンオフパルス（ＰＷＭパルス）を生成し、このＰＷＭパルスを各相電源電圧の大小関係に応じて並べ替えて出力する機能を持っており、いわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によりマトリクスコンバータ４を制御している。

ここで、マトリクスコンバータ４の出力側１相（例えばＵ相）分は、図６のように構成されている。
図６において、ｖ_ｍａｘは最大相電圧、ｖ_ｍｉｄは中間相電圧、ｖ_ｍｉｎは最小相電圧であり、これらは電源電圧の大きさが最大、中間、最小の何れかとなる入力側各相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）の電圧に一致する。例えば、各相電圧の大きさがＲ相電圧＞Ｔ相電圧＞Ｓ相電圧である場合、ｖ_ｍａｘはＲ相電圧、ｖ_ｍｉｄはＴ相電圧、ｖ_ｍｉｎはＳ相電圧となる。

また、Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３は電流を双方向に制御可能な双方向スイッチ、Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３ＢはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子であり、添字にＡを付した素子はＩＧＢＴモードで動作し、添字にＢを付した素子は環流ダイオードモードで動作する。
以下、ＩＧＢＴモード及び環流ダイオードモードについて説明する。ここで、スイッチＳ_１を例にとり、その両端電圧をｖ_Ｓ１と定義し、図６における矢印の方向を正とする。ＩＧＢＴモードとは、ｖ_Ｓ１が正の状態でゲートオンと同時に電流が流れる動作モードであり、環流ダイオードモードとは、ｖ_Ｓ１が負の状態においてゲートオンしないと電流が流れない動作モードであり、インバータにおける環流ダイオードとほぼ同様の動作になることから、環流ダイオードモードと称している。
なお、スイッチング素子Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａについては、最大相と中間相との間でスイッチングする場合（双方向スイッチＳ_２が下アームとして動作する場合）と、中間相と最小相との間でスイッチングする場合（双方向スイッチＳ_２が上アームとして動作する場合）とでＩＧＢＴモード、環流ダイオードモードの何れにもなり得るので、添字にＡ／Ｂ，Ｂ／Ａを付してある。

次に、図７は、直流中間回路（直流中間電圧をｅ_ｄｃとする）にコンデンサ等のエネルギーバッファを持たず、ＰＷＭ整流器１及びインバータ２により交流直接変換器を構成したＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接変換器を示している。この図７も直接変換器の出力側１相（例えばＵ相）分を示しており、Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｒｎ，Ｓ_ｓｐ，Ｓ_ｓｎ，Ｓ_ｔｐ，Ｓ_ｔｎ，Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎは半導体スイッチング素子である。
図６に示したマトリクスコンバータにおける仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式では、図７のようなＰＷＭ整流器１及びインバータ２を仮想し、そのスイッチング素子Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｒｎ，Ｓ_ｓｐ，Ｓ_ｓｎ，Ｓ_ｔｐ，Ｓ_ｔｎ，Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎのオンオフに相当する動作をスイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３Ｂのオンオフにより実現している。

ここで、最大相電圧ｖ_ｍａｘがＲ相電圧ｖ_ｒと等しく、中間相電圧ｖ_ｍｉｄがＳ相電圧ｖ_ｓと等しく、最小相電圧ｖ_ｍｉｎがＴ相電圧ｖ_ｔと等しい場合（Ｒ相電圧＞Ｓ相電圧＞Ｔ相電圧である場合）において、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式のマトリクスコンバータとＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接変換器との動作の関係について説明する。

図７に示したＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接変換器において、例えばスイッチング素子Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｕｐが共にオンすると、Ｕ相出力端子には最大相電圧であるＲ相電圧ｖ_ｒが現れる。これをマトリクスコンバータに置き換えると、図６における双方向スイッチＳ_１がオンすることと等価である。また、図７のスイッチング素子Ｓ_ｔｎ，Ｓ_ｕｎが共にオンすると、Ｕ相出力端子には最小相電圧であるＴ相電圧ｖ_ｔが現れるので、これをマトリクスコンバータに置き換えると、図６の双方向スイッチＳ_３がオンすることと等価である。
このようにして、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接変換器におけるＰＷＭ整流器１及びインバータ２のスイッチング素子を制御するかの如くして、マトリクスコンバータの双方向スイッチを制御している。

次に、双方向スイッチに対する実際のオンオフ信号の発生方法について説明する。
図５における仮想整流器側のオンオフ比抽出手段２１ａでは、仮想整流器のスイッチング素子のオンオフ比（デューティ比）を台形波指令から抽出し、入力電流指令を０〜１．０に規格化して出力する。また、仮想インバータ側のオンオフ比抽出手段２１ｂでは、仮想インバータのスイッチング素子のオンオフ比を出力電圧指令から抽出し、出力電圧指令を０〜１．０に規格化して出力する。
これらの規格化された入力電流指令及び出力電圧指令は、中間電圧と共に整流器／インバータ合成指令発生手段１５に入力される。

整流器／インバータ合成指令発生手段１５では、中間電圧の極性に応じて仮想整流器の動作モードを選択し、その動作モードに応じた整流器指令値をインバータ指令値と合成して、最大相、中間相、最小相のそれぞれに対する整流器／インバータ合成指令値として出力する。

例えば、電源電圧の状態がｖ_ｒ＞ｖ_ｓ＞ｖ_ｔであって中間相電圧ｖ_ｓが正の場合には、ｖ_ｒは正、ｖ_ｔは負であるから、図７のＰＷＭ整流器１における上アームのスイッチング素子Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｓｐを交互にスイッチングさせ、下アームのスイッチング素子Ｓ_ｔｎを常時オンさせる動作を、マトリクスコンバータ４の双方向スイッチＳＷにより実行させるような指令値を出力する。
一方、電源電圧の大小関係が前記同様にｖ_ｒ＞ｖ_ｓ＞ｖ_ｔであって中間相電圧ｖ_ｓが負の場合、ｖ_ｒは正、ｖ_ｔは負であるから、上アームのスイッチング素子Ｓ_ｒｐを常時オンとし、下アームのスイッチング素子Ｓ_ｓｎ，Ｓ_ｔｎを交互にスイッチングさせる動作を、マトリクスコンバータ４の双方向スイッチＳＷにより実行させるような指令値を出力する。

最大相、中間相、最小相のそれぞれに対する合成指令値の中から選択された二つの合成指令値（例えば最小相に対する合成指令値、及び、中間相に対する合成指令値）は、比較手段１２に入力され、後述するようにキャリア発生手段１４からのキャリアとの比較によってパルス化される。なお、上記キャリアは振幅が０〜１．０に規格化されているものである。

比較手段１２から出力されたパルスは最大／中間／最小順序制御手段１６に入力され、この順序制御手段１６において、交流電源の最大相電圧、中間相電圧、最小相電圧を負荷に所定の順序で供給するように並び替えたパルスをＰＷＭパルスとして出力する。ＰＷＭパルス合成手段３１では、最大／中間／最小順序制御手段１６から出力されたＰＷＭパルスを双方向スイッチＳＷの半導体スイッチング素子に対する駆動パルスとしてデコードし、出力する。

図８は、図５における比較手段１２及び最大／中間／最小順序制御手段１６の構成を示している。
比較手段１２において、比較器１２１には整流器／インバータ合成指令発生手段１５から出力された合成指令値１５ａとキャリア発生手段１４から出力されたキャリアとが入力され、両者の比較によってＰＷＭパルス１２１ａが生成される。また、比較器１２２には整流器／インバータ合成指令発生手段１５から出力された他方の合成指令値１５ｂと前記合成指令値１５ａとの和と、前記キャリアとが入力され、両者の比較によってＰＷＭパルス１２２ａが生成される。

最大／中間／最小順序制御手段１６では、以下の数式１〜３の論理により、入力された二つのＰＷＭパルス１２１ａ，１２２ａを最大電圧相パルス、中間電圧相パルス、最小電圧相パルスに分配する。なお、最大／中間／最小順序制御手段１６において、１６１はＸＯＲ（排他的論理和）回路、１６２はＮＯＴ（否定）回路である。

［数式１］
ＰＷＭパルス１６ａ＝ＰＷＭパルス１２１ａ
［数式２］
ＰＷＭパルス１６ｂ＝ＰＷＭパルス１２１ａとＰＷＭパルス１２２ａとの排他的論理和
［数式３］
ＰＷＭパルス１６ｃ＝ＰＷＭパルス１２２ａの否定論理

図９は、合成指令値１５ａとして最小相の合成指令値が、合成指令値１５ｂとして中間相の合成指令値がそれぞれ入力された場合の、比較手段１２及び最大／中間／最小順序制御手段１６の内部信号を示している。
比較器１２１から出力されたＰＷＭパルス１２１ａは、最小相パルスとしてそのままＰＷＭパルス１６ａとなる。また、ＰＷＭパルス１６ｂは、前記ＰＷＭパルス１２１ａと比較器１２２から出力されたＰＷＭパルスパルス１２２ａとの排他的論理和となり、最小相パルス（ＰＷＭパルス１６ａ）を中心とする中間相パルスとして均等に出力される。
更に、ＰＷＭパルス１６ｃは、前記ＰＷＭパルス１２２ａを反転したパルスとなり、最小相パルス（ＰＷＭパルス１６ａ）を中心として中間相パルス（ＰＷＭパルス１６ｂ）の外側に位置する最大相パルスとなる。

上記の構成によれば、比較手段１２から出力されるＰＷＭパルス１２１ａ，１２２ａを並び替えてなるＰＷＭパルス１６ａ，１６ｂ，１６ｃを、それぞれ最小相パルス、中間相パルス、最大相パルスとしてマトリクスコンバータ４の双方向スイッチＳＷをスイッチングすることになる。これにより、最小相から最大相、または最大相から最小相に移行するスイッチング状態が発生せず、最大相と最小相との間では常に中間相を経由するので、双方向スイッチＳＷに印加される電圧の変化分が小さくなり、スイッチング損失やノイズが低減されるものである。

なお、この先願発明では、前述した仮想整流器の動作モードの説明から明らかな如く、図５におけるマトリクスコンバータ４の入力電流ｉ_ｒｍ，ｉ_ｓｍ，ｉ_ｔｍの極性は交流電源電圧の極性と等しくなるため、マトリクスコンバータ４の力率は常に１となっている。

ここで、図１０は、図５における入力フィルタ３をリアクトル５及びコンデンサ６によって構成した場合の入力側１相分の等価回路であり、図１１は、図１０におけるＲ相電圧ｖ_ｒ、Ｒ相電流（電源電流）ｉ_ｒ、コンデンサ電流ｉ_ｒｃ及びマトリクスコンバータ４の入力電流ｉ_ｒｍのベクトル図である。
前述したように、入力電流ｉ_ｒｍの極性はＲ相電圧ｖ_ｒの極性と一致するため、図１１に示す如く両者ｉ_ｒｍ，ｖ_ｒは同相であり、コンデンサ電流ｉ_ｒｃはＲ相電圧ｖ_ｒに対して位相がπ／２［ｒａｄ］進んでいる。また、Ｒ相電流ｉ_ｒは入力電流ｉ_ｒｍとコンデンサ電流ｉ_ｒｃとのベクトル和となり、Ｒ相電圧ｖ_ｒに対して位相差θを持つ。

仮に負荷の消費電力が大きくなるとマトリクスコンバータ４の入力電流ｉ_ｒｍは増加すると共にコンデンサ電流ｉ_ｒｃは常に一定であるため、位相差θは減少し、電源力率は増加する。一方、負荷の消費電力が小さくなれば入力電流ｉ_ｒｍは減少するので、位相差θは増加し、電源力率は低下するという問題を生じる。

なお、他の従来技術として、負荷の急変に対応でき、しかも電源力率の改善を可能にしたサイクロコンバータ制御装置が、特許文献１に記載されている。
この制御装置は、サイクロコンバータの電流指令に基づいて生成した第１の電圧指令に、同じく電流指令に基づいて生成した各相の電流補償量をそれぞれ加算して第２の電圧指令を生成し、更に、上記第２の電圧指令と出力可能最大電圧指令とから生成した力率改善用の瞬時バイアス量を第２の電圧指令にそれぞれ加算してサイクロコンバータに対する最終的な電圧指令を得るものであり、サイクロコンバータの出力電圧が出力可能最大電圧と等しくなる期間を長くして電源力率を改善している。

特開２０００−１５２６２８号公報（段落［０００６］〜［００１１］、図１，図４〜図６等）

前述したように、先願に記載された制御装置では、負荷の消費電力が小さい場合に電源力率が低くなる。図１１から明らかなように、異なる電源力率で同一の電力を消費する場合、電源力率は高い方が電源電流（例えばＲ相電流ｉ_ｒ）の振幅は小さくなり、送電線の抵抗分における損失を小さくすることができるが、電源力率が低い場合には電源電流の振幅が大きくなり、その結果、送電線の抵抗分による損失が増加するという問題があった。

また、特許文献１に記載された従来技術では、瞬時バイアス量を演算するための回路構成が複雑であると共に、元の電圧指令に対して複数回の加算（補償演算）を行って最終的な電圧指令を求めているので制御装置の演算負荷が多いという問題がある。
更に、サイクロコンバータの出力電圧を歪ませることで電源力率を改善する方法であるため、負荷として電動機が接続される場合には騒音や振動の原因になる等の問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、特許文献１のように出力電圧を歪ませることがなく、負荷の消費電力に応じて直接変換器の入力電流指令の位相を調整することにより、変換器力率を変化させて電源力率の向上を可能にし、送電線における損失を低減させるようにした、構成簡単な制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、双方向スイッチのオンオフにより、多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器の制御装置であって、前記直接変換器として、ＰＷＭ制御される仮想整流器及び仮想インバータの組み合わせを想定し、これらの仮想整流器及び仮想インバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを合成して前記双方向スイッチに与えるようにした制御装置において、
電源電圧検出値と前記仮想整流器の入力電流指令と前記仮想インバータの出力電圧指令とを用いて前記仮想整流器及び仮想インバータに対する合成指令値を生成する合成指令発生手段と、
電源電圧検出値とキャリアとを比較して得たパルスから、電源電圧の最大相、中間相、最小相に負荷をそれぞれ所定の順序で接続するためのＰＷＭパルスを生成する順序制御手段と、
を備え、
前記合成指令発生手段は、
前記入力電流指令の中間値の極性に応じて、前記仮想整流器及び仮想インバータの動作モードとして、前記仮想インバータの一相分の上アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の上アームの２個のスイッチング素子がスイッチングするモードである上アーム切り替え、または、前記仮想インバータの一相分の下アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の下アームの２個のスイッチング素子がスイッチングするモードである下アーム切り替え、を選択する選択手段と、
この選択手段の出力と電源電圧検出値と入力電流指令及び出力電圧指令とを用いて前記合成指令値を生成する手段と、を有するものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流直接変換器の制御装置において、
負荷の消費電力に応じて前記入力電流指令の位相を変化させる手段を備えたものである。

本発明の制御装置によれば、マトリクスコンバータ等の交流直接変換器の入力電流指令の位相を変化させて直接変換器の力率を調整し、電源力率を向上させることで、電源電流の振幅を小さくして送電線の抵抗分による損失を減少させることが可能である。
また、特許文献１のように出力電圧を歪ませることがなく、力率改善のための瞬時バイアス量を演算する複雑な回路も不要になる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態に係る制御装置をマトリクスコンバータ４と共に示したものであり、図５と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、マトリクスコンバータ４の入力電流指令と電源電圧検出値とが整流器／インバータ合成指令発生手段１５Ａに入力されていると共に、入力電流指令の中間値（各相の入力電流指令ｉ_ｒｍ ^＊，ｉ_ｓｍ ^＊，ｉ_ｔｍ ^＊のうちの中間値）ｉ_ｍｉｄを抽出する中間値抽出手段２２が設けられ、その出力である中間値ｉ_ｍｉｄが整流器／インバータ合成指令発生手段１５Ａに入力されている。

図２は、本実施形態における各相の電源電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔ及び入力電流指令ｉ_ｒｍ ^＊，ｉ_ｓｍ ^＊，ｉ_ｔｍ ^＊の波形図をそれぞれ示しており、電源電圧に対して入力電流指令の位相を遅らせた場合のものである。
図２において、電源電圧の大小関係がｖ_ｒ＞ｖ_ｔ＞ｖ_ｓであり、かつ、入力電流指令の中間値ｉ_ｍｉｄが正である領域（三相の入力電流指令のうち一相の入力電流指令が負である領域）をＡとし、電源電圧の大小関係がｖ_ｒ＞ｖ_ｓ＞ｖ_ｔであり、かつ、入力電流指令の中間値ｉ_ｍｉｄが正である領域をＢ、同じく中間値ｉ_ｍｉｄが負である領域（三相の入力電流指令のうち一相の入力電流指令が正である領域）をＣとする。

図２の領域Ａのように、Ｒ相電流指令ｉ_ｒｍ ^＊及びＴ相電流指令ｉ_ｔｍ ^＊が正、Ｓ相電流指令ｉ_ｓｍ ^＊が負である場合は、図７のＰＷＭ整流器１におけるスイッチング素子Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｔｐを交互にスイッチングさせて同Ｓ_ｓｎを常時オンさせる動作を、マトリクスコンバータ４の双方向スイッチＳＷにより実行させる（以下では、双方向スイッチＳＷによるスイッチング動作をＰＷＭ整流器１及びインバータの各スイッチング素子のオンオフにより等価的に説明するものとする）。

このとき、図７のインバータ２の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐとＰＷＭ整流器１の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｒｐとがオンすると、出力端子ＵにはＲ相電圧ｖ_ｒが現れ、同じくスイッチング素子Ｓ_ｕｐとＰＷＭ整流器１の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｔｐとがオンすると、出力端子ＵにはＴ相電圧ｖ_ｔが現れる。すなわち、領域Ａでは最大相電圧または中間相電圧が現れることになる。
一方、ＰＷＭ整流器１の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｓｎが常時オンしている状態でインバータ２の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｎがオンすると、出力端子Ｕには、Ｓ相電圧ｖ_ｓ、すなわち最小相電圧が現れる。

このように、インバータ２の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐがオンの時にＰＷＭ整流器１の上アームの２個のスイッチング素子がスイッチングするモードを、「上アーム切り替え」と呼ぶ。
領域Ａでは、上記の上アーム切り替えにより、各相電源電圧の大小関係に応じて正のＲ相入力電流ｉ_ｒｍ及びＴ相入力電流ｉ_ｔｍ、負のＳ相入力電流ｉ_ｓｍがマトリクスコンバータ４に流れることになる。

次に、領域Ｂにおいては、ＰＷＭ整流器１のスイッチング素子のオンオフ状態は領域Ａと同じであり、上アーム切り替えによりインバータ２の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐがオンすると、出力端子ＵにＲ相電圧ｖ_ｒまたはＴ相電圧ｖ_ｔが現れる。ただし、領域ＢではＳ相電圧ｖ_ｓとＴ相電圧ｖ_ｔとの大小関係が領域Ａとは逆転しているため、インバータ２の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐがオンの場合、出力端子Ｕには最大相電圧であるＲ相電圧ｖ_ｒまたは最小相電圧であるＴ相電圧ｖ_ｔが現れることになる。
また、前記同様にスイッチング素子Ｓ_ｓｎが常時オンしている状態で、インバータ２の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｎがオンすると、出力端子Ｕには、Ｓ相電圧ｖ_ｓ、すなわち中間相電圧が現れる。
領域Ｂでは、各相電源電圧の大小関係が領域Ａと変わらず、正のＲ相入力電流ｉ_ｒｍ及びＴ相入力電流ｉ_ｔｍ、負のＳ相入力電流ｉ_ｓｍがマトリクスコンバータ４に流れることになる。

ここで、電源電圧の最小相と入力電流指令の最小相とに着目すると、入力電流指令の中間値ｉ_ｍｉｄが正であるとき、つまり三相の入力電流指令のうち一相の入力電流指令が負であるときは、上アーム切り替えにより、電圧最小相と入力電流指令の最小相とが一致している場合（すなわち領域Ａの場合）に、ＰＷＭ整流器１のスイッチング素子Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｔｐを交互にスイッチングさせた状態でインバータ２の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐをオンさせると、出力端子Ｕに最大相電圧または中間相電圧が現れ、電圧最小相と入力電流指令の最小相とが不一致の場合（すなわち領域Ｂの場合）に、スイッチング素子Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｔｐを交互にスイッチングさせた状態でスイッチング素子Ｓ_ｕｐをオンさせると、出力端子Ｕに最大相電圧または最小相電圧が現れる。

更に、領域Ｃのように、入力電流指令の中間値ｉ_ｍｉｄが負であり、Ｒ相電流指令ｉ_ｒｍ ^＊が正、Ｓ相電流指令ｉ_ｓｍ ^＊及びＴ相電流指令ｉ_ｔｍ ^＊が負である場合は、ＰＷＭ整流器１の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｒｐを常時オンとし、下アームのスイッチング素子Ｓ_ｓｎ，Ｓ_ｔｎを交互にスイッチングさせる。
ＰＷＭ整流器１の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｒｐが常時オンしている状態でインバータ１の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐがオンすると、出力端子ＵにはＲ相電圧ｖ_ｒ、すなわち最大相電圧が現れる。

一方、インバータ２の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｎとＰＷＭ整流器１の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｓｎとがオンすると、出力端子ＵにはＳ相電圧ｖ_ｓ、すなわち中間相電圧が現れ、また、上記スイッチング素子Ｓ_ｕｎとＰＷＭ整流器１の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｔｎとがオンすると、出力端子ＵにはＴ相電圧ｖ_ｔ、すなわち最小相電圧が現れることになる。
このように、インバータ２の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｎがオンの時にＰＷＭ整流器１の下アームの２個のスイッチング素子がスイッチングするモードを、「下アーム切り替え」と呼ぶ。

領域Ｃでは、上記の下アーム切り替えにより、各相電源電圧の大小関係に応じて正のＲ相入力電流ｉ_ｒｍ、負のＴ相入力電流ｉ_ｔｍ及びＳ相入力電流ｉ_ｓｍがマトリクスコンバータ４に流れることになる。
この領域Ｃにおいては、電源電圧の最大相と入力電流指令の最大相とが一致している。

上記のように本実施形態では、電源電圧よりも位相が遅れた図２のような入力電流指令ｉ_ｒｍ ^＊，ｉ_ｓｍ ^＊，ｉ_ｔｍ ^＊を生成し、この入力電流指令の中間値ｉ_ｍｉｄの極性が正であるときに上アーム切り替えを選択し、また、前記中間値ｉ_ｍｉｄの極性が負であるときに下アーム切り替えを選択すると共に、電源電圧の最小相と入力電流指令の最小相の一致不一致、電源電圧の最大相と入力電流指令の最大相の一致不一致、及び、各相電源電圧の大小関係に応じてＰＷＭ整流器１及びインバータ２の所定のスイッチング素子をオンオフすることにより、入力電流指令に従った電流をマトリクスコンバータ４に通流させるものである。

次に、図３は、図１における整流器／インバータ合成指令発生手段１５Ａの構成を示している。
中間値正負判別手段１５ａは、入力電流指令の中間値ｉ_ｍｉｄの正負を判別してその判別信号を出力する。セレクタ１５ｂは、上記判別信号に従って上アーム切り替えと下アーム切り替えを選択する。最大／中間／最小合成指令値発生手段１５ｃは、上アーム切り替え時は電源電圧の最小相と入力電流指令の最小相とを比較して前述したような領域Ａ，Ｂの判定を行うと共に、下アーム切り替え時は電源電圧の最大相と入力電流指令の最大相とを比較して領域Ｃの判定を行い、これらの判定結果と各相電源電圧の大小関係に応じて、最大相合成指令値、中間相合成指令値、最小相合成指令値をそれぞれ生成する。
ここで、各合成指令値は、規格化された入力電流指令及び出力電圧指令に基づいて演算されるものである。

合成指令値選択手段１５ｄは、最大相合成指令値、中間相合成指令値、最小相合成指令値の中から二つを選択し、これらを合成指令値１５ｅ，１５ｆとして図１の比較手段１２に出力する。以後の動作は図８，図９により説明した先願発明と同様である。

図４は、図１における入力フィルタ３の入力側１相（Ｒ相）分の電流、電圧のベクトル図であり、本実施形態によってマトリクスコンバータ４の入力電流指令を電源電圧よりも遅らせることにより、電源力率を１に制御した場合のものである。Ｒ相入力電流ｉ_ｒｍとコンデンサ電流ｉ_ｒｃとのベクトル和であるＲ相電流ｉ_ｒはＲ相電圧ｖ_ｒと同相になり、負荷の消費電力が小さくなって入力電流ｉ_ｒｍが減少した場合としても、電源力率の低下を図１１の先願発明よりも抑制することができる。

なお、マトリクスコンバータ４の入力電流指令の位相、言い換えればマトリクスコンバータ４の力率は負荷の消費電力によって変化させればよく、負荷の消費電力は、例えば電動機が負荷である場合に回転速度指令値または回転速度検出値とトルク電流指令値またはトルク電流検出値を乗算して求めることができる。また、コンデンサ電流については、予め測定もしくは計算により求めればよい。

以上述べたように、本実施形態によれば、マトリクスコンバータ４等の直接変換器の入力電流指令の位相を変化させて直接変換器の力率を調整し、電源力率を向上させることで、電源電流の振幅を小さくして送電線の抵抗分による損失を減少させることが可能である。

本発明の一実施形態を示すブロック図である。本発明の実施形態における各相電源電圧、マトリクスコンバータの入力電流指令の波形図である。図１における整流器／インバータ合成指令発生手段の構成図である。図１における入力フィルタの入力側１相分の電流、電圧のベクトル図である。先願に係る制御装置の構成をマトリクスコンバータと共に示したブロック図である。マトリクスコンバータの出力側１相分の構成図である。ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接変換器の出力側１相分の構成図である。図５における比較手段及び最大／中間／最小順序制御手段の構成図である。図８の動作を示す波形図である。図５における入力フィルタの入力側１相分の等価回路図である。図１０における電流、電圧のベクトル図である。

符号の説明

１：ＰＷＭ整流器
２：インバータ
３：入力フィルタ
４：マトリクスコンバータ
１２：比較手段
１２１，１２２：比較器
１３：台形波指令発生手段
１４：キャリア発生手段
１５，１５Ａ：整流器／インバータ合成指令発生手段
１５ａ：中間値正負判別手段
１５ｂ：セレクタ
１５ｃ：最大／中間／最小合成指令値発生手段
１５ｄ：合成指令値選択手段
１６：最大／中間／最小順序制御手段
１６１：ＸＯＲ回路
１６２：ＮＯＴ回路
２１ａ，２１ｂ：オンオフ比抽出手段
２２：中間値抽出手段
３１：ＰＷＭパルス合成手段
ＳＷ，Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３：双方向スイッチ
Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３Ｂ：半導体スイッチング素子
Ｓ_ｒｐ，Ｓ_ｒｎ，Ｓ_ｓｐ，Ｓ_ｓｎ，Ｓ_ｔｐ，Ｓ_ｔｎ，Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎ：半導体スイッチング素子

Claims

双方向スイッチのオンオフにより、多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器の制御装置であって、前記直接変換器として、ＰＷＭ制御される仮想整流器及び仮想インバータの組み合わせを想定し、これらの仮想整流器及び仮想インバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを合成して前記双方向スイッチに与えるようにした制御装置において、
電源電圧検出値と前記仮想整流器の入力電流指令と前記仮想インバータの出力電圧指令とを用いて前記仮想整流器及び仮想インバータに対する合成指令値を生成する合成指令発生手段と、
電源電圧検出値とキャリアとを比較して得たパルスから、電源電圧の最大相、中間相、最小相に負荷をそれぞれ所定の順序で接続するためのＰＷＭパルスを生成する順序制御手段と、
を備え、
前記合成指令発生手段は、
前記入力電流指令の中間値の極性に応じて、前記仮想整流器及び仮想インバータの動作モードとして、前記仮想インバータの一相分の上アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の上アームの２個のスイッチング素子がスイッチングするモードである上アーム切り替え、または、前記仮想インバータの一相分の下アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の下アームの２個のスイッチング素子がスイッチングするモードである下アーム切り替え、を選択する選択手段と、
この選択手段の出力と電源電圧検出値と入力電流指令及び出力電圧指令とを用いて前記合成指令値を生成する手段と、
を有することを特徴とする交流直接変換器の制御装置。
請求項１に記載した交流直接変換器の制御装置において、
負荷の消費電力に応じて前記入力電流指令の位相を変化させる手段を備えたことを特徴とする交流直接変換器の制御装置。