JP4899215B2 - Voltage controlled oscillator and voltage controlled oscillation method - Google Patents
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Description
本発明は、制御電圧によって発振周波数を制御する電圧制御発振器および電圧制御発振方法に関する。 The present invention relates to a voltage controlled oscillator and a voltage controlled oscillation method for controlling an oscillation frequency by a control voltage.
従来の電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator；ＶＣＯ）は、位相同期ループ（Phase Locked Loop；ＰＬＬ）をはじめ、アナログ／デジタル変換器や通信システムおよび計測機器に応用される重要な回路であり、種々の報告がなされている（例えば、非特許文献１参照）。 A conventional voltage controlled oscillator (VCO) is an important circuit applied to an analog / digital converter, a communication system, and a measuring instrument, including a phase locked loop (PLL). A report has been made (for example, see Non-Patent Document 1).
例えば、発明者らは、ＮＡＮＤゲートのＲＳフリップフロップ（以下、ＮＡＮＤ ＲＳ−ＦＦと記載する）とブートストラップ回路とからなる、上昇モード動作の電圧制御発振器について報告している（非特許文献２参照）。この文献で報告している従来の電圧制御発振器を図１１に示す。 For example, the inventors have reported a voltage-controlled oscillator that operates in a rising mode, which includes a NAND gate RS flip-flop (hereinafter referred to as NAND RS-FF) and a bootstrap circuit (see Non-Patent Document 2). ). A conventional voltage controlled oscillator reported in this document is shown in FIG.
この図１１に示したように、従来の電圧制御発振器１０１は、フリップフロップを構成するＮＡＮＤゲート１０３（１０３ａ，１０３ｂ）と、このＮＡＮＤゲート１０３からの出力をオンオフするスイッチ１０５（１０５ａ，１０５ｂ）と、抵抗１０７（１０７ａ，１０７ｂ）と、抵抗１０９（１０９ａ，１０９ｂ）と、抵抗１１１（１１１ａ，１１１ｂ）と、抵抗１１３（１１３ａ，１１３ｂ）と、抵抗１１５（１１５ａ，１１５ｂ）と、キャパシタ１１７（１１７ａ，１１７ｂ）と、オペアンプ１１９（１１９ａ，１１９ｂ）と、ＮＡＮＤゲート１２１（１２１ａ，１２１ｂ）と、を備えている。なお、抵抗１０７〜１１５（１０７ａ〜１１５ａ，１０７ｂ〜１１５ｂ）と、キャパシタ１１７（１１７ａ，１１７ｂ）と、オペアンプ１１９（１１９ａ、１１９ｂ）とによって、ブートストラップ回路を構成している。この電圧制御発振器１０１では、制御電圧と発振周波数とを広範囲に可変とする、すなわち、動作範囲を大きくすることができる特徴を有している。
しかしながら、従来のアナログ素子を用いた電圧制御発振器では、当該発振器の動作範囲、例えば、発振周波数の制御範囲が大きくなると、制御電圧と発振周波数との直線性を維持するために、多くの素子が必要であり、一方、当該発振器の一部にデジタル素子であるＮＯＲゲートやＮＡＮＤゲートによるフリップフロップを用いた電圧制御発振器では、ゲート数が多くなり、回路構成が複雑になってしまうという問題がある。 However, in a voltage-controlled oscillator using a conventional analog element, when the operating range of the oscillator, for example, the control range of the oscillation frequency is increased, many elements are used to maintain the linearity between the control voltage and the oscillation frequency. On the other hand, a voltage-controlled oscillator using a NOR gate or a NAND gate flip-flop as a digital element as a part of the oscillator has a problem that the number of gates increases and the circuit configuration becomes complicated. .
また、従来のアナログ素子を用いた電圧制御発振器では、回路動作の安定性に若干の難点があり、制御電圧と発振周波数との直線性が得られず、たとえ、ＮＯＲゲートやＮＡＮＤゲートのゲート数が同等であったとしても、制御電圧を大きく可変とすることができ、且つ、制御電圧と発振周波数とが非常によい直線性を示すものが望まれている。 In addition, in the voltage controlled oscillator using the conventional analog element, there are some difficulties in the stability of the circuit operation, and the linearity between the control voltage and the oscillation frequency cannot be obtained. For example, the number of gates of the NOR gate and the NAND gate Even if they are the same, it is desired that the control voltage can be made largely variable and that the control voltage and the oscillation frequency show very good linearity.
そこで、本発明では、前記した問題を解決し、回路構成が複雑になることがなく、動作範囲を大きくすることができる電圧制御発振器および電圧制御発振方法を提供することを目的とする。
また、ゲート数が従来と同等であっても、制御電圧を大きく可変とすることができ、且つ、制御電圧と発振周波数とが非常によい直線性を示すことができる電圧制御発振器および電圧制御発振方法を提供することを目的とする。
Therefore, an object of the present invention is to provide a voltage-controlled oscillator and a voltage-controlled oscillation method that can solve the above-described problems and can increase the operation range without complicating the circuit configuration.
Moreover, even if the number of gates is the same as the conventional one, the voltage control oscillator and the voltage control oscillation can make the control voltage greatly variable and the control voltage and the oscillation frequency can show very good linearity. It aims to provide a method.
前記課題を解決するため、請求項１に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成するＮＡＮＤゲートと、オペアンプ、抵抗群およびキャパシタを有するブートストラップ回路とを備え、当該オペアンプの反転端子に制御電圧を印可することによって、当該制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器において、前記オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記ＮＡＮＤゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする。
In order to solve the above problem, the voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、フリップフロップを構成するＮＡＮＤゲートの出力路とブートストラップ回路に含まれるオペアンプの非反転端子との間に設けたダイオードをスイッチとして用いることで、当該ブートストラップ回路に含まれるキャパシタに電荷を充電または放電し、発振状態を生じさせている。そして、電圧制御発振器は、ダイオードのスイッチングを、オペアンプの非反転端子から帰還した電圧値が当該ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かに基づいて行っている。 According to such a configuration, the voltage-controlled oscillator uses the diode provided between the output path of the NAND gate constituting the flip-flop and the non-inverting terminal of the operational amplifier included in the bootstrap circuit as a switch, so that the bootstrap An electric charge is charged or discharged in a capacitor included in the circuit to cause an oscillation state. The voltage controlled oscillator performs switching of the diode based on whether or not the voltage value fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier is equal to or less than the threshold value of the NAND gate.
請求項２に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成する第一ＮＡＮＤゲートおよび第二ＮＡＮＤゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一ＮＡＮＤゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二ＮＡＮＤゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、を備え、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器であって、前記第一ＮＡＮＤゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二ＮＡＮＤゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、前記第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、前記第一ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、前記第一ダイオードがオンになるので、前記第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第二ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、前記第二ダイオードがオフになるので、前記第二キャパシタから電荷が放電され、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、前記第二ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、前記第二ダイオードがオンになるので、前記第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第一ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、前記第一ダイオードがオフになるので、前記第一キャパシタから電荷が放電され、前記第一ＮＡＮＤゲートおよび前記第二ＮＡＮＤゲートのローレベルとハイレベルとが切り替わることで、当該発振器の状態を反転させることを特徴とする。
The voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、フリップフロップとブートストラップ回路との間に設けた第一ダイオードと第二ダイオードとをオンオフすることで、第一キャパシタと第二キャパシタとに充電放電をし、この充電放電に従って、第一ＮＡＮＤゲートと第二ＮＡＮＤゲートとのハイレベルとローレベルとが入れ替わって、当該発振器の状態が反転することで、発振状態を発生させている。 According to this configuration, the voltage controlled oscillator charges and discharges the first capacitor and the second capacitor by turning on and off the first diode and the second diode provided between the flip-flop and the bootstrap circuit. In accordance with this charging / discharging, the high level and the low level of the first NAND gate and the second NAND gate are switched, and the state of the oscillator is inverted, thereby generating an oscillation state.
請求項３に記載の電圧制御発振方法は、フリップフロップを構成する第一ＮＡＮＤゲートおよび第二ＮＡＮＤゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一ＮＡＮＤゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二ＮＡＮＤゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、を備え、前記第一ＮＡＮＤゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二ＮＡＮＤゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可した電圧制御発振器において、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振方法であって、充電放電ステップと、閾値判定ステップと、オンオフ入替ステップと、を含むことを特徴とする。
The voltage controlled oscillation method according to
かかる手順によれば、電圧制御発振方法は、充電放電ステップにおいて、第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、第一ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、第一ダイオードがオンになるので、第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、第二ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、第二ダイオードがオフになるので、第二キャパシタから電荷が放電され、第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、第二ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、第二ダイオードがオンになるので、第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、第一ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、第一ダイオードがオフになるので、第一キャパシタから電荷が放電される。続いて、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、充電放電ステップにて、第一キャパシタから放電された結果、第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かまたは第二キャパシタから放電された結果、第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かを判定する。そして、電圧制御発振方法は、オンオフ入替ステップにおいて、閾値判定ステップにて、閾値に達したと判定した場合、第一ダイオードおよび第二ダイオードのオンオフが入れ替わる。 According to such a procedure, in the voltage controlled oscillation method, in the charge / discharge step, when the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier becomes equal to or lower than the first NAND gate threshold, the first NAND gate is set to the high level. Since the first diode is turned on, the electric charge is instantaneously charged in the first capacitor, and the second NAND gate becomes low level, and the second diode is turned off. When the voltage discharged and fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier falls below the threshold value of the second NAND gate, the second NAND gate goes high and the second diode is turned on. Is charged instantly, the first NAND gate goes low, and the first diode is turned off. Et charge is discharged. Subsequently, in the voltage-controlled oscillation method, in the threshold determination step, the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier as a result of discharging from the first capacitor in the charge / discharge step is less than or equal to the threshold of the first NAND gate. It is determined whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate as a result of discharging from the second capacitor. In the voltage controlled oscillation method, when it is determined that the threshold value is reached in the threshold determination step in the on / off switching step, the first diode and the second diode are switched on and off.
請求項４に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成するＮＯＲゲートと、オペアンプ、抵抗群およびキャパシタを有するブートストラップ回路とを備え、当該オペアンプの非反転端子に制御電圧を印可することによって、当該制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器において、前記オペアンプからの出力が前記ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記ＮＯＲゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする。
The voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、ＮＯＲゲートの出力路とブートストラップ回路の入力路との間に設けられたダイオードを、ＮＯＲゲートの閾値にブートストラップ回路からの出力が達したか否かに基づいて、オンオフさせることで、オフ時には、ブートストラップ回路に含まれている時定数回路を構成する抵抗とキャパシタとにより、当該抵抗を介して当該キャパシタに充電を行い、オン時には、当該キャパシタに蓄えられている電荷を瞬時に放電させる。 According to such a configuration, the voltage-controlled oscillator determines whether the output from the bootstrap circuit reaches the threshold value of the NOR gate by using the diode provided between the output path of the NOR gate and the input path of the bootstrap circuit. Based on the above, when turned off, the capacitor is charged via the resistor by the resistor and the capacitor constituting the time constant circuit included in the bootstrap circuit, and when turned on, the capacitor is charged to the capacitor. Discharge the stored charge instantly.
請求項５に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成する第一ＮＯＲゲートおよび第二ＮＯＲゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一ＮＯＲゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二ＮＯＲゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、を備え、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器であって、前記第一ＮＯＲゲートの入力路と前記第一オペアンプの出力路とを接続し、前記第二ＮＯＲゲートの入力路と前記第二オペアンプの出力路とを接続し、前記第一ダイオードをオンした際に前記第一キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第一ダイオードをオフした際に前記第一キャパシタに電荷を充電して、前記第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にすると共に、前記第二ダイオードをオンした際に前記第二キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第二ダイオードをオフした際に前記第二キャパシタに電荷を充電して、前記第二オペアンプの非反転端子の電圧を上昇させ、前記第一キャパシタが充電された結果、前記第一オペアンプの出力が前記第一ＮＯＲゲートの閾値に達した場合または前記第二キャパシタが充電された結果、前記第二オペアンプの出力が前記第二ＮＯＲゲートの閾値に達した場合、当該発振器の状態を反転させ、前記フリップフロップの出力路において、前記第一ダイオードまたは前記第二ダイオードのオンオフが入れ替わることを特徴とする。
6. The voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、第一ダイオードと第二ダイオードとをオンオフすることで、第一キャパシタと第二キャパシタとに充電放電をして、放電した場合には、第一オペアンプおよび第二オペアンプの非反転端子の電圧が所定値に向けて上昇する。そして、電圧制御発振器は、第一キャパシタおよび第二キャパシタに充電して、第一オペアンプの出力（出力端子における電圧値）が第一ＮＯＲゲートの閾値に達した場合または第二オペアンプの出力（出力端子における電圧値）が第二ＮＯＲゲートの閾値に達した場合、当該発振器の状態を反転させ、フリップフロップの出力路において、第一ダイオードまたは第二ダイオードのオンオフが入れ替わる。 According to such a configuration, the voltage controlled oscillator charges and discharges the first capacitor and the second capacitor by turning on and off the first diode and the second diode. The voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier rises toward a predetermined value. The voltage controlled oscillator charges the first capacitor and the second capacitor, and when the output of the first operational amplifier (voltage value at the output terminal) reaches the threshold value of the first NOR gate or the output of the second operational amplifier (output) When the voltage value at the terminal reaches the threshold value of the second NOR gate, the state of the oscillator is inverted and the first diode or the second diode is turned on and off in the output path of the flip-flop.
請求項６に記載の電圧制御発振方法は、フリップフロップを構成する第一ＮＯＲゲートおよび第二ＮＯＲゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一ＮＯＲゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二ＮＯＲゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を供給する直流電源部と、を備え、前記第一ＮＯＲゲートの入力路と前記第一オペアンプの出力路とを接続し、前記第二ＮＯＲゲートの入力路と前記第二オペアンプの出力路とを接続した電圧制御発振器において、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振方法であって、充電放電ステップと、閾値判定ステップと、フリップフロップの出力レベル反転ステップと、ダイオードのオンオフ入替ステップと、を含むことを特徴とする。
The voltage controlled oscillation method according to
かかる手順によれば、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、第一ダイオードをオフした際に第一キャパシタに電荷を充電し、第一ダイオードをオンした際に第一キャパシタから電荷を瞬時に放電して第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にするまたは第二ダイオードをオフした際に第二キャパシタに電荷を充電し、第二ダイオードをオンした際に第二キャパシタから電荷を瞬時に放電して第二オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にする。続いて、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、充電放電ステップにて第一キャパシタに電荷が充電された結果、第一オペアンプの出力が第一ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かまたは第二キャパシタに電荷が充電された結果、第二オペアンプの出力が第二ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かを判定する。そして、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、閾値に達したと判定した場合、当該発振器の状態を反転させ、フリップフロップの出力路において、第一ダイオードまたは第二ダイオードのオンオフが入れ替わる。 According to such a procedure, the voltage controlled oscillation method charges the first capacitor when the first diode is turned off in the threshold determination step, and instantaneously charges the first capacitor when the first diode is turned on. When discharging, the voltage at the non-inverting terminal of the first operational amplifier is set to a predetermined value or when the second diode is turned off, the second capacitor is charged, and when the second diode is turned on, the charge is instantaneously charged from the second capacitor. The voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier is set to a predetermined value. Subsequently, in the voltage controlled oscillation method, in the threshold determination step, whether or not the output of the first operational amplifier has reached the threshold of the first NOR gate as a result of charging the first capacitor in the charge / discharge step or As a result of charging the two capacitors, it is determined whether the output of the second operational amplifier has reached the threshold value of the second NOR gate. When the voltage-controlled oscillation method determines that the threshold value is reached in the threshold value determination step, the state of the oscillator is inverted, and the first diode or the second diode is turned on and off in the output path of the flip-flop.
請求項７に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成する第一ＮＯＲゲートおよび第二ＮＯＲゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一ＮＯＲゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二ＮＯＲゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、前記第一ダイオードのカソードと前記第二ＮＯＲゲートの入力路とを接続する第三ＮＯＲゲートおよび前記第二ダイオードのカソードと前記第一ＮＯＲゲートの入力路とを接続する第四ＮＯＲゲートと、を備え、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器であって、前記第一ＮＯＲゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二ＮＯＲゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、前記第一ＮＯＲゲートがローレベルおよび前記第二ＮＯＲゲートがハイレベルになった際に、第一ダイオードがオフとなり、第一ブートストラップ回路が作動して、第一キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第三ＮＯＲゲートの閾値に達すると回路状態が反転し、前記第一ＮＯＲゲートがハイレベルおよび前記第二ＮＯＲゲートがローレベルになった際に、第二ダイオードがオフとなり、第二ブートストラップ回路が作動して、第二キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第四ＮＯＲゲートの閾値に達すると回路状態が反転することで発振動作を繰り返すことを特徴とする。
8. A voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、フリップフロップとブートストラップ回路との間に設けた第一ダイオードと第二ダイオードとをオンオフすることで、第一キャパシタと第二キャパシタとに充電放電をし、この充電放電に従って、第一ＮＯＲゲートと第二ＮＯＲゲートとのハイレベルとローレベルとが入れ替わって、当該発振器の状態が反転することで、発振状態を発生させている。 According to this configuration, the voltage controlled oscillator charges and discharges the first capacitor and the second capacitor by turning on and off the first diode and the second diode provided between the flip-flop and the bootstrap circuit. According to this charging and discharging, the high level and the low level of the first NOR gate and the second NOR gate are switched, and the state of the oscillator is inverted, thereby generating an oscillation state.
請求項８に記載の電圧制御発振方法は、フリップフロップを構成する第一ＮＯＲゲートおよび第二ＮＯＲゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一ＮＯＲゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二ＮＯＲゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、前記第一ダイオードのカソードと前記第二ＮＯＲゲートの入力路とを接続する第三ＮＯＲゲートおよび前記第二ダイオードのカソードと前記第一ＮＯＲゲートの入力路とを接続する第四ＮＯＲゲートと、を備え、前記第一ＮＯＲゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二ＮＯＲゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可した電圧制御発振器において、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振方法であって、充電放電ステップと、閾値判定ステップと、オンオフ入替ステップと、を含む手順とした。
The voltage controlled oscillation method according to
かかる手順によれば、電圧制御発振方法は、充電放電ステップにおいて、第一ダイオードおよび第二ダイオードのオンオフにより、第一ブートストラップ回路の第一キャパシタおよび第二ブートストラップ回路の第二キャパシタに充電放電が繰り返される。続いて、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、充電放電ステップにて、第一キャパシタから電荷が放電された結果、第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第三ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かまたは第二キャパシタから電荷が放電された結果、第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第四ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かを判定する。そして、電圧制御発振方法は、オンオフ入替ステップにおいて、閾値判定ステップにて、閾値に達したと判定した場合、第一ダイオードおよび第二ダイオードのオンオフを入れ替える。 According to this procedure, the voltage controlled oscillation method charges and discharges the first capacitor of the first bootstrap circuit and the second capacitor of the second bootstrap circuit by turning on and off the first diode and the second diode in the charge / discharge step. Is repeated. Subsequently, in the voltage-controlled oscillation method, the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier as a result of the electric charge being discharged from the first capacitor in the charge / discharge step in the threshold determination step is the threshold of the third NOR gate. It is determined whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier has reached the threshold value of the fourth NOR gate as a result of discharging the electric charge from the second capacitor. Then, in the voltage controlled oscillation method, in the on / off switching step, when it is determined in the threshold determination step that the threshold has been reached, the first diode and the second diode are switched on / off.
請求項１に記載の発明によれば、ＮＡＮＤゲートを用いることで回路構成が複雑になることがなく、ダイオードを設けたことで制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。 According to the first aspect of the present invention, the circuit configuration is not complicated by using the NAND gate, and the oscillation frequency can be changed with the change of the control voltage by providing the diode.
請求項２、３に記載の発明によれば、第一オペアンプの非反転端子の電圧が第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かまたは第二オペアンプの非反転端子の電圧が第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かによって、第一ダイオードと第二ダイオードのオンオフを入れ替え、充電放電を行い、放電の際に第一オペアンプまたは第二オペアンプの反転端子に印可する制御電圧を変化させることによって、発振周波数を変化させることができる。 According to the second and third aspects of the present invention, whether or not the voltage at the non-inverting terminal of the first operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate or the voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to the second NAND gate. The first diode and the second diode are switched on and off depending on whether or not the threshold value is below the threshold value, charging and discharging are performed, and the control voltage applied to the inverting terminal of the first operational amplifier or the second operational amplifier is changed at the time of discharging. Thus, the oscillation frequency can be changed.
請求項４に記載の発明によれば、ＮＯＲゲートを用いることで回路構成が複雑になることがなく、ダイオードを設けたことで制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。 According to the fourth aspect of the present invention, the circuit configuration is not complicated by using the NOR gate, and the oscillation frequency can be changed with the change of the control voltage by providing the diode.
請求項５、６に記載の発明によれば、第一ＮＯＲゲートの閾値に第一オペアンプの出力が達したか否かまたは第二ＮＯＲゲートの閾値に第二オペアンプの出力が達したか否かによって、第一ダイオードと第二ダイオードのオンオフを入れ替え、充電放電を行い、充電の際に第一オペアンプまたは第二オペアンプの非反転端子に印可する制御電圧を変化させることによって、発振周波数を変化させることができる。 According to the fifth and sixth aspects of the invention, whether the output of the first operational amplifier has reached the threshold value of the first NOR gate or whether the output of the second operational amplifier has reached the threshold value of the second NOR gate. To change the oscillation frequency by changing the control voltage applied to the non-inverting terminal of the first operational amplifier or the second operational amplifier at the time of charging by switching on / off of the first diode and the second diode, charging and discharging be able to.
請求項７、８に記載の発明によれば、第一オペアンプの非反転端子の電圧が第二ＮＯＲゲートの閾値以下になったか否かまたは第二オペアンプの非反転端子の電圧が第一ＮＯＲゲートの閾値以下になったか否かによって、第一ダイオードと第二ダイオードのオンオフを入れ替え、充電放電を行い、放電の際に第一オペアンプまたは第二オペアンプの反転端子に印可する制御電圧を変化させることによって、発振周波数を変化させることができ、第三ＮＯＲゲート及び第四ＮＯＲゲートを挿入することで論理的な整合がとれ回路動作が安定し、制御電圧と発振周波数とが非常によい直線性を示すことができる。 According to the seventh and eighth aspects of the present invention, whether or not the voltage at the non-inverting terminal of the first operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the second NOR gate or the voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to the first NOR gate. The first diode and the second diode are switched on and off depending on whether or not the threshold value is below the threshold value, charging and discharging are performed, and the control voltage applied to the inverting terminal of the first operational amplifier or the second operational amplifier is changed at the time of discharging. The oscillation frequency can be changed by inserting a third NOR gate and a fourth NOR gate, the logical matching is achieved, the circuit operation is stabilized, and the control voltage and the oscillation frequency have a very good linearity. Can show.
次に、本発明の実施形態について、適宜、図面を参照しながら詳細に説明する。ここでは、２つの実施形態について説明することとし、第一実施形態の構成、動作、第二実施形態の構成、動作の順に行うこととする。 Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings as appropriate. Here, two embodiments will be described, and the configuration and operation of the first embodiment, the configuration of the second embodiment, and the operation will be performed in this order.
（電圧制御発振器［第一実施形態］の構成）
図１は、電圧制御発振器（第一実施形態）の回路図である。この図１に示すように、電圧制御発振器１は、ＮＡＮＤゲート３（３ａ（第一ＮＡＮＤゲート），３ｂ（第二ＮＡＮＤゲート））と、抵抗５（５ａ，５ｂ）と、抵抗７（７ａ，７ｂ）と、抵抗９（９ａ，９ｂ）と、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）と、抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）と、キャパシタ１５（１５ａ（第一キャパシタ），１５ｂ（第二キャパシタ））と、オペアンプ１７（１７ａ（第一オペアンプ），１７ｂ（第二オペアンプ））と、直流電源部１９と、ダイオード２１（２１ａ（第一ダイオード），２１ｂ（第二ダイオード））と、を備えている。
(Configuration of voltage controlled oscillator [first embodiment])
FIG. 1 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator (first embodiment). As shown in FIG. 1, the voltage controlled
なお、この電圧制御発振器１において、ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）によってフリップフロップ２を構成していると共に、抵抗５ａ〜１３ａと、キャパシタ１５ａと、オペアンプ１７ａとにより一方のブートストラップ回路（第一ブートストラップ回路）４ａ（４）を構成しており、抵抗５ｂ〜１３ｂと、キャパシタ１５ｂと、オペアンプ１７ｂとにより他方のブートストラップ回路（第二ブートストラップ回路）４ｂ（４）を構成している。
In this voltage controlled
ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）は、ＲＳ型のフリップフロップ（ＦＦ）２を構成しており、一般的な素子で構成されている。このＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）は、直流電源として供給される電圧で決定される固有の閾値を有しており、この閾値以下になると、その出力がハイレベルとなり、当該ＮＡＮＤ側のダイオードがオンとなり、反対側はその逆の動作となるので、ダイオード２１（２１ａ，２１ｂ）はオフとなる。 The NAND gate 3 (3a, 3b) constitutes an RS type flip-flop (FF) 2 and is constituted by a general element. The NAND gate 3 (3a, 3b) has a specific threshold value determined by a voltage supplied as a DC power supply. When the NAND gate 3 (3a, 3b) is less than this threshold value, its output becomes high level, and the diode on the NAND side The diode 21 (21a, 21b) is turned off because the opposite side operates in the opposite direction.
ここでは、ＮＡＮＤゲート３ａへの入力、すなわち、オペアンプ１７ａの非反転端子（＋端子）から帰還した電圧が当該ＮＡＮＤゲート３ａの閾値以下になると、その出力はハイレベルになり、ダイオード２１ａをオフからオンに切り替える。そして、ダイオード２１ａがオフになると、キャパシタ１５ａから電荷を放電すると共に、ＮＡＮＤゲート３ｂがハイレベルになり、ダイオード２１ｂがオンになって、キャパシタ１５ｂに電荷を瞬時に充電する。
Here, when the input to the
同様に、ＮＡＮＤゲート３ｂへの入力、すなわち、オペアンプ１７ｂの非反転端子（＋端子）から帰還した電圧が当該ＮＡＮＤゲート３ｂの閾値以下になると、その出力はハイレベルになり、ダイオード２１ｂがオフからオンに切り替わる。そして、ダイオード２１ｂがオフになると、キャパシタ１５ｂから電荷を放電すると共に、ＮＡＮＤゲート３ａがハイレベルになり、ダイオード２１ａがオンになって、キャパシタ１５ａに電荷を瞬時に充電する。
Similarly, when the input to the
抵抗５（５ａ，５ｂ）、抵抗７（７ａ，７ｂ）、抵抗９（９ａ，９ｂ）、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）および抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）は、ブートストラップ回路４（４ａ，４ｂ）を構成する一素子であり、オペアンプ１７（１７ａ、１７ｂ）に印可される電圧（直流電圧）を抑制するものである。 Resistor 5 (5a, 5b), resistor 7 (7a, 7b), resistor 9 (9a, 9b), resistor 11 (11a, 11b) and resistor 13 (13a, 13b) are connected to bootstrap circuit 4 (4a, 4b). Which suppresses the voltage (DC voltage) applied to the operational amplifier 17 (17a, 17b).
抵抗５（５ａ，５ｂ）は、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の反転端子と直流電源部１９との間に接続されており、抵抗７（７ａ，７ｂ）は、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の出力端子と反転端子との間に接続されている。
The resistor 5 (5a, 5b) is connected between the inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) and the DC
また、抵抗９（９ａ，９ｂ）は、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子とキャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）とを連結する線路と、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）と抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）とを連結する線路とに接続されている。 The resistor 9 (9a, 9b) includes a line connecting the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) and the capacitor 15 (15a, 15b), a resistor 11 (11a, 11b), and a resistor 13 (13a, 13b). 13b) is connected to the line connecting.
さらに、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）は、抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）と、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の出力との間に接続されており、抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）は、アースと、抵抗９（９ａ，９ｂ）および抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）の交点との間に接続されている。 Further, the resistor 11 (11a, 11b) is connected between the resistor 13 (13a, 13b) and the output of the operational amplifier 17 (17a, 17b), and the resistor 13 (13a, 13b) is connected to the ground, It is connected between the intersection of the resistor 9 (9a, 9b) and the resistor 11 (11a, 11b).
キャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）は、ブートストラップ回路４（４ａ，４ｂ）を構成する一素子であり、電荷を蓄積するものである。このキャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）は、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子に接続されており、ダイオード２１（２１ａ，２１ｂ）がオフした際に、充電されていた電荷が放電し、オンした際に電荷を瞬時に充電する。 The capacitor 15 (15a, 15b) is one element constituting the bootstrap circuit 4 (4a, 4b), and accumulates electric charges. The capacitor 15 (15a, 15b) is connected to the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b). When the diode 21 (21a, 21b) is turned off, the charged charge is discharged and turned on. When you do so, you will be charged instantly.
オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）は、ブートストラップ回路４（４ａ，４ｂ）を構成する一素子であり、反転端子（１７において「−」）と、非反転端子（１７において「＋」）と、出力端子とを備えている。このオペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の反転端子には、抵抗５（５ａ，５ｂ）を介して、直流電源部１９から制御電圧が印可されていると共に、非反転端子には電荷を充電または放電するためのキャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）が接続されている。
The operational amplifier 17 (17a, 17b) is one element constituting the bootstrap circuit 4 (4a, 4b), an inverting terminal (“−” in 17), a non-inverting terminal (“+” in 17), and an output. Terminal. A control voltage is applied to the inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) from the DC
そして、このオペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子から、ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）に帰還した電圧が当該ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）の閾値以下になると、当該電圧制御発振器１の回路状態が反転することになる。
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) to the NAND gate 3 (3a, 3b) becomes equal to or lower than the threshold value of the NAND gate 3 (3a, 3b), the voltage controlled
直流電源部１９は、ブートストラップ回路４（４ａ、４ｂ）を構成するオペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の反転端子に対し、抵抗５（５ａ，５ｂ）を介在させて、所定の直流電流と、所定の電圧（制御電圧）とを供給するものである。すなわち、直流電源部１９は、当該電圧制御発振器１に制御電圧を供給するものである。
The DC
ダイオード２１（２１ａ，２１ｂ）は、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子から帰還した電圧がＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）の閾値以下になったか否かに基づいて、オンとオフとが切り替わるものである。 The diode 21 (21a, 21b) is turned on and off based on whether the voltage fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) is equal to or lower than the threshold value of the NAND gate 3 (3a, 3b). It will be switched.
このダイオード２１（２１ａ，２１ｂ）のオンオフが切り替わると、例えば、ダイオード２１ａがオンからオフに、ダイオード２１ｂがオフからオンに切り替わると、キャパシタ１５ａでは電荷が放電され、キャパシタ１５ｂでは電荷が瞬時に充電されることになる。逆に、ダイオード２１ａがオフからオンに、ダイオード２１ｂがオンからオフに切り替わると、キャパシタ１５ａには電荷が瞬時に充電され、キャパシタ１５ｂでは電荷が放電されることになる。
When the diode 21 (21a, 21b) is switched on and off, for example, when the
この電圧制御発振器１によれば、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子から帰還した電圧がＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）の閾値以下になったか否かに基づいて、オンオフが入れ替わるダイオード２１（２１ａ，２１ｂ）を設けるだけで回路構成が複雑になることがなく、制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。
According to the voltage controlled
（ブートストラップ回路の動作解析）
ここで、図１に示した電圧制御発振器１におけるブートストラップ回路の動作について、数式を用いながら説明する。
図１に示した点ａ１および点ａ２（いずれかを指す場合「点ａ」と記載する）、点ｂ１および点ｂ２（いずれかを指す場合「点ｂ」と記載する）、点ｃ１および点ｃ２（いずれかを指す場合「点ｃ」と記載する）、点ｄ１および点ｄ２（いずれかを指す場合「点ｄ」と記載する）における各電位（電圧値）を、ｖａｉ、ｖｂｉ、ｖｃｉ、ｖｄｉと表すこととし、ｖａｉ、ｖｂｉが時刻ｔを変数とする時間関数となる場合には、ｖａｉ（ｔ）、ｖｂｉ（ｔ）と表すこととする。
(Analysis of bootstrap circuit operation)
Here, the operation of the bootstrap circuit in the voltage controlled
Point a 1 and point a 2 (referred to as either “point a”), point b 1 and point b 2 (referred to as either “point b”), point shown in FIG. Respective potentials (voltage values) at c 1 and point c 2 (referred to as “point c” when referring to either) and point d 1 and point d 2 (referred to as “point d” when referred to as either), respectively. , V ai , v bi , v ci , v di, and when v ai , v bi are time functions with time t as a variable, they are represented as v ai (t), v bi (t). I will do it.
また、抵抗５（５ａ，５ｂ）の抵抗値をＲ１ｉとし、抵抗７（７ａ，７ｂ）の抵抗値をＲ２ｉとし、抵抗９（９ａ，９ｂ）の抵抗値をＲ３ｉとし、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）の抵抗値をＲ４ｉとし、抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）の抵抗値をＲ５ｉとする。さらに、キャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）の静電容量をＣｉとし、直流電源部１９の電圧値をＥｓとする。さらにまた、ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）の閾値をＶｔｈとし、発振周波数をｆとする。
そして、点ａおよび点ｂはイマジナリーショートと考えることができるので、ｖａｉとｖｂｉとの関係は次に示す数式（１）のようになる。
The resistance value of the resistor 5 (5a, 5b) is R 1i , the resistance value of the resistor 7 (7a, 7b) is R 2i , the resistance value of the resistor 9 (9a, 9b) is R 3i , and the resistance 11 ( The resistance value of 11a, 11b) is R4i, and the resistance value of the resistor 13 (13a, 13b) is R5i . Furthermore, the capacitance of the capacitor 15 (15a, 15b) and C i, the voltage value of the DC
Since the points a and b can be considered as imaginary shorts, the relationship between v ai and v bi is as shown in the following formula (1).
そして、この場合の点ｂの電位ｖｂｉは、次に示す数式（２）のようになる。 In this case, the potential v bi at the point b is expressed by the following formula (2).
そうすると、点ｃの電位ｖｃｉは、次に示す数式（３）のようになる。 Then, the potential v ci at the point c is expressed by the following formula (3).
また、点ｄの電位ｖｄｉは、次に示す数式（４）の関係を用いると、数式（５）のようになる。 Further, the potential v di of the point d is expressed by the following equation (5) using the relationship of the following equation (4).
ここで、ｖｃｉとｖａｉとの間には、常にｖｃｉ＞ｖａｉの関係が成立しているので、抵抗値Ｒ３ｉ＞＞Ｒ４ｉ、Ｒ５ｉといった関係とすると、ｖｄｉは次に示す数式（６）のようになる。 Here, since the relationship of v ci > v ai is always established between v ci and v ai , assuming that the resistance values R 3i >> R 4i , R 5i are satisfied, v di is It becomes like numerical formula (6) shown.
そして、この数式（６）に、数式（３）を代入すると、次に示す数式（７）のようになる。 Then, when the formula (3) is substituted into the formula (6), the following formula (7) is obtained.
また、点ａと点ｄとの電位差をｖａｄｉとし、この電位差ｖａｄｉは次に示す数式（８）のようになる。 Further, the potential difference between the points a and d is v adi, and this potential difference v adi is expressed by the following formula (8).
ここで、この数式（８）において、ブートストラップ効果によって、ｖａｄｉがＥｓに比例するためには、次に示す数式（９）のような関係が成立していればよい。 Here, in this formula (8), by the bootstrap effect, to v adi is proportional to E s, the relationship such as equation (9) shown below may if satisfied.
この場合のｖａｄｉは、次に示す数式（１０）のようになる。 In this case, v adi is represented by the following formula (10).
そうした場合、抵抗５（５ａ，５ｂ）に流れる電流Ｉは、次に示す数式（１１）のようになる。 In such a case, the current I flowing through the resistor 5 (5a, 5b) is expressed by the following formula (11).
この数式（１１）に示したように、電流Ｉは制御電圧Ｅｓに比例する一定電流になることがわかる。
ここで、ＮＡＮＤゲート３ａがローレベル、ＮＡＮＤゲート３ｂがハイレベルになった瞬間ｔ＝０における点ａの初期電圧ｖａｉ（０）と点ｃの初期電圧ｖｃｉ（０）を求める。ｖａｉ（０）は図１から明らかなように、次に示す数式（１２）のようになる。
As this was expressed by the equation (11), current I is found to be a constant current proportional to the control voltage E s.
Here, the initial voltage v ai (0) at the point a and the initial voltage v ci (0) at the point c at the instant t = 0 when the
ここで、ＶｏｈはＮＡＮＤゲート３のハイレベルの電圧、Ｖｆはダイオード２１の順方向電圧（オン）である。また、反転端子側の電圧は数式（２）のように表されるので、この数式（２）と、数式（１）、（３）の関係よりｖｃｉ（０）は、次に示す数式（１３）のようになる。
Here, V oh is a high level voltage of the
ここで、Ｒ１ｉ＝Ｒ２ｉ＝Ｒ４ｉ＝Ｒ５ｉとすると、数式（１３）は、次に示す数式（１４）のようになる。 Here, assuming that R 1i = R 2i = R 4i = R 5i , Equation (13) becomes Equation (14) below.
次に、これら初期電圧ｖａｉ（０）、ｖｃｉ（０）から降下する電圧ｖａｉ（ｔ）、ｖｃｉ（ｔ）を求める。ＮＡＮＤゲート３ａがローレベル、ＮＡＮＤゲート３ｂがハイレベルになった瞬間に、ダイオード２１ａが逆方向電圧（オフ）になり、キャパシタ１５ａから電荷が放電され始めるので、ｖａｉ（ｔ）は、次に示す数式（１５）のようになる。
Next, voltages v ai (t) and v ci (t) that fall from these initial voltages v ai (0) and v ci (0) are obtained. At the moment when the
さらに、ここで、Ｒ１ｉ＝Ｒ２ｉ＝Ｒ４ｉ＝Ｒ５ｉの条件を代入すると、次に示す数式（１６）のようになる。 Further, when the condition of R 1i = R 2i = R 4i = R 5i is substituted here, the following equation (16) is obtained.
また、ｖｃｉ（ｔ）は、数式（３）より、ｖｃｉ（ｔ）＝２ｖａｉ（ｔ）−Ｅｓと表されるので、数式（１６）を用いると、次に示す数式（１７）のようになる。 Further, since v ci (t) is expressed as v ci (t) = 2 v ai (t) −E s according to Equation (3), using Equation (16), Equation (17) shown below become that way.
数式（１６）からわかるように、点ａから帰還をかけると、ｖａｉ（ｔ）は、初期値が常に一定で、且つ、降下する電圧の傾斜がＥｓに比例することがわかる。また、数式（１７）からわかるように、点ｂから帰還をかけると、ｖｃｉ（ｔ）は、降下する電圧の傾斜がＥｓに比例するものの初期値が一定値にならない（Ｅｓに作用される）ことがわかる。それゆえ、この電圧制御発振器１では、点ａから帰還をかける、すなわち、オペアンプ１７の非反転端子から帰還をかける方式としている。
As can be seen from equation (16), multiplied by the feedback from the point a, v ai (t) is the initial value is always constant, and it can be seen that the slope of the voltage drop is proportional to E s. Moreover, as can be seen from equation (17), multiplied by the feedback from the point b, v ci (t) is the initial value of which slope of the voltage drop is proportional to E s is not a constant value (applied to the E s You can see. Therefore, in this voltage controlled
（電圧制御発振器［第一実施形態］の動作）
次に、図２および図３に示すフローチャートを参照して、電圧制御発振器１の概略の動作を説明する（適宜、図１参照）。
ここでは、ブートストラップ回路４を構成する第一ブートストラップ回路４ａおよび第二ブートストラップ回路４ｂのうち、抵抗５ａ〜１３ａとキャパシタ１５ａとオペアンプ１７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路４ａに着目して、キャパシタ１５ａから充電を開始した場合の動作について説明する。なお、キャパシタ１５ａから充電を開始する場合とは、ダイオード２１ａがオフからオンに切り替わった場合である。
(Operation of voltage controlled oscillator [first embodiment])
Next, the schematic operation of the voltage controlled
Here, attention is paid to the
図２は、抵抗５ａ〜１３ａとキャパシタ１５ａとオペアンプ１７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路４ａが発振を開始する動作を示すフローチャートであり、図３は当該回路１が発振を継続する動作を示すフローチャートである。
FIG. 2 is a flowchart showing an operation in which the
図２に示したように、まず、電圧制御発振器１は、ＮＡＮＤゲート３ａの出力がハイレベルになると、ダイオード２１ａがオフからオンに切り替わり、キャパシタ１５ａに電荷を瞬時に充電される（ステップＳ１）。そして、電圧制御発振器１は、ダイオード２１ａがオンからオフに切り替わると、キャパシタ１５ａから電荷が放電される（ステップＳ２）。
As shown in FIG. 2, first, in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１は、第一ブートストラップ回路４ａのオペアンプ１７ａの非反転端子から帰還した電圧がＮＡＮＤゲート３ａの閾値以下か否か（閾値電圧以下か否か）を判定し（ステップＳ３）、閾値以下であると判定しなかった場合（ステップＳ３、Ｎｏ）には、ステップＳ２に戻り、閾値以下であると判定した場合（ステップＳ３、Ｙｅｓ）には、当該発振器１の回路状態を反転する（ステップＳ４）。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器１は、フリップフロップの出力路、すなわち、ＮＡＮＤゲート３ａによって、ダイオード２１ａのオンオフが入れ替わる（オフからオンに切り替える）（ステップＳ５）。
In the voltage controlled
図３に示したように、電圧制御発振器１は、ダイオード２１ａがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ１５ａに電荷を充電する（ステップＳ１１）。そして、電圧制御発振器１は、ダイオード２１ａがオンからオフに切り替わると、キャパシタ１５ａから電荷が放電される（ステップＳ１２）。
As shown in FIG. 3, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１は、第一ブートストラップ回路４ａのオペアンプ１７ａの非反転端子から帰還した電圧がＮＡＮＤゲート３ａの閾値以下か否か（閾値電圧以下か否か）を判定し（ステップＳ１３）、閾値以下であると判定しなかった場合（ステップＳ１３、Ｎｏ）には、ステップＳ１２に戻り、閾値以下であると判定した場合（ステップＳ１３、Ｙｅｓ）には、当該発振器１の回路状態を反転する（ステップＳ１４）。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器１は、フリップフロップの出力路、すなわち、ＮＡＮＤゲート３ａによって、ダイオード２１ａのオンオフを入れ替え（オフからオンに切り替える）（ステップＳ１５）、ステップＳ１１に戻り、発振動作を継続させる。
Then, the voltage-controlled
（電圧制御発振器の動作波形、制御電圧と発振周波数との関係）
次に、図４、図５を参照して、電圧制御発振器１による動作波形、制御電圧と発振周波数との関係について説明する。図４は、電圧制御発振器１による動作波形を示しており、図５は、電圧制御発振器１による制御電圧と発振周波数との関係を示している。
(Operation waveform of voltage controlled oscillator, relationship between control voltage and oscillation frequency)
Next, with reference to FIG. 4 and FIG. 5, the operation waveform by the voltage controlled
図４は電圧制御発振器１において、発振動作が継続する場合の動作波形を示している。この発振動作について説明する。電圧制御発振器１では、まず、ＮＡＮＤゲート３ａがローレベル（以下、単に“Ｌ”と記載する）、ＮＡＮＤゲート３ｂがハイレベル（以下、単に“Ｈ”と記載する）になったとすると、ダイオード２１ａがオフとなり、抵抗５ａ〜１３ａとキャパシタ１５ａとオペアンプ１７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路４ａが作動する。
FIG. 4 shows operation waveforms in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１では、キャパシタ１５ａに蓄積されていた電荷が、抵抗９ａおよび抵抗１３ａを介して、放電されるので、点ａにおける電圧ｖａ（ｔ）は初期電圧から直線的に降下していき、ＮＡＮＤゲート３ａの閾値Ｖｔｈ以下になると回路状態が反転して、ＮＡＮＤゲート３ａが“Ｈ”に、ＮＡＮＤゲート３ｂが“Ｌ”となる。そして、他方のブートストラップ回路４ｂにおいても同様の動作が繰り返され、発振動作が継続する。
As a result, in the voltage controlled
以下、電圧制御発振器１では、抵抗５ｂ〜１３ｂとキャパシタ１５ｂとオペアンプ１７ｂとによって構成される第二ブートストラップ回路４ｂにおいても同様の動作が繰り返されるので、発振動作が継続して発生する。
Hereinafter, in the voltage controlled
ここで、図４に示した出力パルス幅（準安定時間）ｔｗ１を求めることとする。ｔ＝０において、ＮＡＮＤゲート３ａが“Ｌ”、ＮＡＮＤゲート３ｂが“Ｈ”になったと仮定する。出力パルス幅（準安定時間）ｔｗ１は、ＮＡＮＤゲート３ａが“Ｌ”になった瞬間からｖａ（ｔ）がＮＡＮＤゲート３ａの閾値Ｖｔｈ以下になるまでの時間であるので、前記した数式（１６）において、ｖａｉ（ｔ）＝Ｖｔｈ、ｔ＝ｔｗ１とおいて、当該ｔｗ１を解くことで得られ、解いた結果は次に示す数式（１８）のようになる。
Here, the output pulse width (metastable time) tw1 shown in FIG. 4 is obtained. It is assumed that at t = 0, the
この数式（１８）を用いて発振周波数ｆを求めると、次に示す数式（１９）のようになる。 When the oscillation frequency f is obtained using this equation (18), the following equation (19) is obtained.
この数式（１９）によると、発振周波数ｆは、制御電圧Ｅｓに比例して変化することがわかる。 According to this formula (19), the oscillation frequency f, it can be seen that changes in proportion to the control voltage E s.
図４においては、制御電圧ＥＳを３Ｖと、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２を１００ｋΩと、Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２を１０００ｐＦとした場合の電圧制御発振器１の動作波形を示している。なお、図４において、ＶＯＨ、ＶＯＬはそれぞれＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）のハイレベルとローレベルを示している。
In FIG. 4 shows a control voltage E S and 3V, and R = R 1 = R 2 to 100 k Omega, the operation waveforms of the voltage controlled
この図４に示したように、電圧制御発振器１は、ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）から方形波を、また、ブートストラップ回路４（４ａ，４ｂ）を構成するオペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子から直線性の良いのこぎり波を同時に得ることができる。
As shown in FIG. 4, the voltage controlled
また、図５では、ＮＡＮＤゲート３（３ａ，３ｂ）に品番ＴＣ４０１１ＢＰを、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）にＲａｉｌ ｔｏ Ｒａｉｌの品番ＣＡ３１６０ＶＣを用い、電源電圧として、５Ｖ、１０Ｖを供給した場合において、抵抗９（９ａ，９ｂ）の抵抗値Ｒ３ｉを一定とし、キャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）の静電容量Ｃｉをパラメータにした場合における制御電圧Ｅｓと発振周波数ｆとの関係を示している。 Further, in FIG. 5, when the product number TC4011BP is used for the NAND gate 3 (3a, 3b), the Rail-to-Rail product number CA3160VC is used for the operational amplifier 17 (17a, 17b), and the power supply voltage is 5V and 10V, 9 (9a, 9b) the resistance value R 3i of a constant, shows the relationship between the capacitor 15 (15a, 15b) and the control voltage E s in the case where the capacitance C i of the parameter and the oscillation frequency f.
この図５から、制御電圧を１Ｖから１６Ｖまで変化させても、当該制御電圧に比例する発振周波数が得られることが明確になっている。また、これらの計算値と測定値との関係が非常によく一致していることがわかる。 FIG. 5 clearly shows that an oscillation frequency proportional to the control voltage can be obtained even when the control voltage is changed from 1V to 16V. It can also be seen that the relationship between these calculated values and the measured values is very consistent.
（電圧制御発振器［第二実施形態］の構成）
図６は、電圧制御発振器（第二実施形態）の回路図である。この図６に示すように、電圧制御発振器１Ａは、ＮＯＲゲート２３（２３ａ（第一ＮＯＲゲート），２３ｂ（第二ＮＯＲゲート））と、抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）と、抵抗２７（２７ａ，２７ｂ）と、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）と、抵抗３１（３１ａ，３１ｂ）と、抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）と、キャパシタ３５（３５ａ（第一キャパシタ），３５ｂ（第二キャパシタ））と、オペアンプ３７（３７ａ（第一オペアンプ），３７ｂ（第二オペアンプ））と、直流電源部３９と、ダイオード４１（４１ａ（第一ダイオード），４１ｂ（第二ダイオード））と、を備えている。
(Configuration of voltage controlled oscillator [second embodiment])
FIG. 6 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator (second embodiment). As shown in FIG. 6, the voltage controlled
なお、この電圧制御発振器１Ａにおいて、抵抗２５ａ〜３３ａと、キャパシタ３５ａと、オペアンプ３７ａとにより一方のブートストラップ回路（第一ブートストラップ回路）を構成しており、抵抗２５ｂ〜３３ｂと、キャパシタ３５ｂと、オペアンプ３７ｂとにより他方のブートストラップ回路（第二ブートストラップ回路）を構成している。
In this voltage controlled
ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）は、ＲＳ型のフリップフロップ（ＦＦ）を構成しており、一般的な素子で構成されている。このＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）は、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）に印加する電源電圧で決定される固有の閾値を有しており、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の出力がこの閾値を超えると、ダイオード４１（４１ａ，４１ｂ）のオンオフを切り替える。そして、このＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）がローレベルからハイレベルにまたはハイレベルからローレベルに切り替わることで、当該発振器１Ａの回路状態が反転する。
The NOR gate 23 (23a, 23b) constitutes an RS type flip-flop (FF), and is constituted by a general element. The NOR gate 23 (23a, 23b) has a unique threshold value determined by the power supply voltage applied to the NOR gate 23 (23a, 23b), and the output of the operational amplifier 37 (37a, 37b) has this threshold value. If exceeded, the diode 41 (41a, 41b) is switched on and off. The NOR gate 23 (23a, 23b) is switched from the low level to the high level or from the high level to the low level, thereby inverting the circuit state of the
ここでは、ＮＯＲゲート２３ａがローレベルになると、ダイオード４１ａがオンとなって、キャパシタ３５ａに蓄積されていた電荷が瞬時に放電して、所定値（ほぼ０．７Ｖ一定）となる。また、ＮＯＲゲート２３ａがハイレベルになると、ダイオード４１ａがオフとなって、直流電源部３９から電荷が抵抗２９ａおよび抵抗３３ａを介して、キャパシタ３５ａに充電される。これによって、オペアンプ３７ａの出力端子の電圧がブートストラップ効果により、直線的に上昇していき、ＮＯＲゲート２３ａの閾値に達すると回路状態が反転して、この動作が第一ブートストラップ回路と第二ブートストラップ回路とで交互に繰り返されて、発振する。
Here, when the NOR
抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）、抵抗２７（２７ａ，２７ｂ）、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）、抵抗３１（３１ａ，３１ｂ）および抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）は、ブートストラップ回路を構成する一素子であり、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）に印可される電圧（直流電圧）を抑制するものである。 The resistor 25 (25a, 25b), the resistor 27 (27a, 27b), the resistor 29 (29a, 29b), the resistor 31 (31a, 31b) and the resistor 33 (33a, 33b) are one element constituting the bootstrap circuit. Yes, it suppresses the voltage (DC voltage) applied to the operational amplifier 37 (37a, 37b).
抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）は、接地（アース）とオペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の反転端子との間に接続されており、抵抗２７（２７ａ，２７ｂ）は、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の出力端子と反転端子との間に接続されている。 The resistor 25 (25a, 25b) is connected between the ground (earth) and the inverting terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b), and the resistor 27 (27a, 27b) is connected to the operational amplifier 37 (37a, 37b). Connected between the output terminal and the inverting terminal.
また、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）は、直流電源部３９に連結する線路上に抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）を介在させて、当該抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）と、キャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の非反転端子およびダイオード４１（４１ａ，４１ｂ）の交点に接続されている。
Also, the resistor 29 (29a, 29b) has a resistor 33 (33a, 33b) interposed on a line connected to the DC
さらに、抵抗３１（３１ａ，３１ｂ）は、抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）と、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の出力との間に接続されており、抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）は、直流電源部３９と、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）および抵抗３１（３１ａ，３１ｂ）の交点との間に接続されている。 Further, the resistor 31 (31a, 31b) is connected between the resistor 33 (33a, 33b) and the output of the operational amplifier 37 (37a, 37b), and the resistor 33 (33a, 33b) is connected to the DC power supply unit. 39 and the intersection of the resistor 29 (29a, 29b) and the resistor 31 (31a, 31b).
キャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）は、ブートストラップ回路を構成する一素子であり、電荷を蓄積するものである。このキャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）は、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の非反転端子に接続されており、ダイオード４１（４１ａ，４１ｂ）のオフした際に、電荷を充電（蓄積）し、オンした際に蓄積した電荷を瞬時にＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）を介して接地に放電する。 The capacitor 35 (35a, 35b) is one element constituting the bootstrap circuit, and accumulates electric charges. The capacitor 35 (35a, 35b) is connected to the non-inverting terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b). When the diode 41 (41a, 41b) is turned off, the charge is charged (accumulated) and turned on. The electric charge accumulated at that time is instantaneously discharged to the ground through the NOR gate 23 (23a, 23b).
オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）は、ブートストラップ回路を構成する一素子であり、反転端子（３７において「−」）と、非反転端子（３７において「＋」）と、出力端子とを備えている。このオペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の非反転端子には、直流電源部３９から制御電圧が印可されると、キャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）には、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）および抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）を介して直流電源部３９から充電が開始される。
The operational amplifier 37 (37a, 37b) is one element constituting a bootstrap circuit, and includes an inverting terminal (“−” in 37), a non-inverting terminal (“+” in 37), and an output terminal. . When a control voltage is applied to the non-inverting terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b) from the DC
そして、このオペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の出力端子は、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）の入力路に接続されており、当該出力端子からの出力の値がＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）の閾値に達すると、当該電圧制御発振器１Ａの回路状態が反転することになる。
The output terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b) is connected to the input path of the NOR gate 23 (23a, 23b), and the output value from the output terminal is the NOR gate 23 (23a, 23b). When the threshold value is reached, the circuit state of the voltage controlled
直流電源部３９は、ブートストラップ回路を構成するオペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）の非反転端子に対し、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）および抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）を介在させて、所定の電圧（制御電圧）を供給するものである。すなわち、直流電源部３９は、当該電圧制御発振器１Ａに制御電圧を供給するものである。
The direct current
ダイオード４１（４１ａ，４１ｂ）は、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）によるフリップフロップとブートストラップ回路とを接続し、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）の閾値にオペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）からの出力の値（電圧値）が達したか否かに基づいて、オンとオフとが切り替わるものである。 The diode 41 (41a, 41b) connects the flip-flop of the NOR gate 23 (23a, 23b) and the bootstrap circuit, and outputs from the operational amplifier 37 (37a, 37b) to the threshold value of the NOR gate 23 (23a, 23b). On and off are switched based on whether or not the value (voltage value) has been reached.
このダイオード４１（４１ａ，４１ｂ）のオンオフが切り替わると、当該発振器１Ａの回路状態が反転する。例えば、ダイオード４１ａがオンからオフに、ダイオード４１ｂがオフからオンに切り替わると、キャパシタ３５ａには電荷が充電され、キャパシタ３５ｂでは電荷が瞬時に放電されることになる。この場合、電荷が放電されたキャパシタ３５ｂに接続されるオペアンプ３７ｂの非反転端子の電圧は所定値（ほぼ０．７Ｖ）になる。
When the diode 41 (41a, 41b) is turned on and off, the circuit state of the
この電圧制御発振器１Ａによれば、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）の閾値にキャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）からの出力値が達したか否かに基づいて、オンオフが入れ替わるダイオード４１（４１ａ，４１ｂ）を設けるだけで回路構成が複雑になることがなく、制御電圧の変化に伴って（制御電圧に比例させて）、発振周波数を変化させることができる。
According to the voltage controlled
（ブートストラップ回路の動作解析）
ここで、図６に示した電圧制御発振器１Ａにおけるブートストラップ回路の動作について、数式を用いながら説明する。
図６に示した点ａ１および点ａ２（いずれかを指す場合「点ａ」と記載する）、点ｂ１および点ｂ２（いずれかを指す場合「点ｂ」と記載する）、点ｃ１および点ｃ２（いずれかを指す場合「点ｃ」と記載する）、点ｄ１および点ｄ２（いずれかを指す場合「点ｄ」と記載する）における各電位（電圧値）を、ｖａｉ、ｖｂｉ、ｖｃｉ、ｖｄｉと表すこととし、ｖａｉ、ｖｂｉが時刻ｔを変数とする時間関数となる場合には、ｖａｉ（ｔ）、ｖｂｉ（ｔ）と表すこととする。
(Analysis of bootstrap circuit operation)
Here, the operation of the bootstrap circuit in the voltage controlled
Point a 1 and point a 2 (referred to as “point a” when referring to any one), point b 1 and point b 2 (referred to as “point b” when referring to any), point shown in FIG. Respective potentials (voltage values) at c 1 and point c 2 (referred to as “point c” when referring to either) and point d 1 and point d 2 (referred to as “point d” when referred to as either), respectively. , V ai , v bi , v ci , v di, and when v ai , v bi are time functions with time t as a variable, they are represented as v ai (t), v bi (t). I will do it.
また、抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）の抵抗値をＲ１ｉとし、抵抗２７（２７ａ，２７ｂ）の抵抗値をＲ２ｉとし、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）の抵抗値をＲ３ｉとし、抵抗３１（３１ａ，３１ｂ）の抵抗値をＲ４ｉとし、抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）の抵抗値をＲ５ｉとする。さらに、キャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）の静電容量をＣｉとし、直流電源部３９の電圧値をＥｓとする。さらにまた、ＮＯＲゲート２３（３ａ，３ｂ）の閾値をＶｔｈとし、発振周波数をｆとする。
そして、点ａおよび点ｂはイマジナリーショートと考えることができるので、ｖａｉとｖｂｉとの関係は次に示す数式（２０）のようになる。
The resistance value of the resistor 25 (25a, 25b) is R 1i , the resistance value of the resistor 27 (27a, 27b) is R 2i , the resistance value of the resistor 29 (29a, 29b) is R 3i , and the resistance 31 ( The resistance value of 31a, 31b) is R4i, and the resistance value of the resistor 33 (33a, 33b) is R5i . Furthermore, the capacitance of the capacitor 35 (35a, 35b) and C i, the voltage value of the DC
Since the points a and b can be considered as imaginary shorts, the relationship between v ai and v bi is as shown in the following equation (20).
そして、この場合の点ｂの電位ｖｂｉは、次に示す数式（２１）のようになる。 In this case, the potential v bi at the point b is expressed by the following formula (21).
そうすると、点ｃの電位ｖｃｉは、次に示す数式（２２）のようになる。 Then, the potential v ci at the point c is expressed by the following formula (22).
また、点ｄの電位ｖｄｉは、次に示す数式（２３）の関係を用いると、数式（２４）のようになる。 Further, the potential v di of the point d is expressed by the following equation (24) using the relationship of the following equation (23).
ここで、抵抗値Ｒ３ｉ＞＞Ｒ４ｉ、Ｒ５ｉといった関係とすると、ｖｃｉとｖａｉとの関係は、２ｖａｉ＞ｖｃｉ＞ｖａｉとなるので、ｖｄｉは次に示す数式（２５）のようになる。 Here, assuming that the resistance values R 3i >> R 4i , R 5i , the relationship between v ci and v ai is 2v ai > v ci > v ai , so v di is the following formula (25 )become that way.
そして、数式（２５）に、数式（２２）を代入すると、次に示す数式（２６）のようになる。 Then, when the formula (22) is substituted into the formula (25), the following formula (26) is obtained.
また、点ｄと点ａとの電位差をｖｄａｉとし、この電位差ｖｄａｉは次に示す数式（２７）のようになる。 Further, the potential difference between the point d and the point a is set to v dai, and this potential difference v dai is represented by the following formula (27).
ここで、この数式（２７）において、ブートストラップ効果によって、ｖｄａｉがＥｓに比例するためには、次に示す数式（２８）のような関係が成立していればよい。 Here, in this formula (27), by the bootstrap effect, to v dai is proportional to E s, the relationship such as equation (28) shown below may if satisfied.
この場合のｖｄａｉは、次に示す数式（２９）のようになる。 In this case, v dai is represented by the following formula (29).
そうした場合、抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）に流れる電流ｉは、次に示す数式（３０）のようになる。 In such a case, the current i flowing through the resistor 25 (25a, 25b) is represented by the following formula (30).
この数式（３０）に示したように、電流ｉは制御電圧Ｅｓに比例することがわかる。
ここで、点ａの電圧ｖａｉ（ｔ）を求める。いま、ＮＯＲゲート２３ａがハイレベルになったとすると、ダイオード４１ａがオンからオフに切り替わり、キャパシタ３５ａに電荷の充電が始まるので、点ａの電圧ｖａｉ（ｔ）は、次に示す数式（３１）のようになる。
As this was expressed by the equation (30), current i is proportional to the control voltage E s.
Here, the voltage v ai (t) at the point a is obtained. Now, assuming that the NOR
この数式（３１）に示したように、点ａの電圧ｖａｉ（ｔ）は、時間ｔの一次関数で表され、時間ｔの経過と共に直線的に上昇する。この上昇する際の直線の傾きは、制御電圧Ｅｓによって、自由に変更することができる。また、この数式（３１）を数式（２２）に代入すると、次に示す数式（３２）のようになる。 As shown in the equation (31), the voltage v ai (t) at the point a is expressed by a linear function of the time t, and increases linearly with the lapse of the time t. The inclination of the straight line when it rises can be freely changed by the control voltage Es. Further, when this equation (31) is substituted into the equation (22), the following equation (32) is obtained.
この数式（３２）に示したように、点ｃにおける電圧ｖｃｉ（ｔ）も制御電圧Ｅｓに比例して増加することがわかる。 The as shown in equation (32), it can be seen that increases in proportion to the voltage v ci (t) is also a control voltage E s at the point c.
（電圧制御発振器［第二実施形態］の動作）
次に、図７および図８に示すフローチャートを参照して、電圧制御発振器１Ａの概略の動作を説明する（適宜、図６参照）。
ここでは、ブートストラップ回路を構成する第一ブートストラップ回路および第二ブートストラップ回路のうち、抵抗２５ａ〜３３ａとキャパシタ３５ａとオペアンプ３７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路に着目して、キャパシタ３５ａから充電を開始する場合の動作について説明する。なお、キャパシタ３５ａから充電が行われる場合とは、ダイオード４１ａがオンからオフに切り替わった場合である。
(Operation of Voltage Control Oscillator [Second Embodiment])
Next, the schematic operation of the voltage controlled
Here, focusing on the first bootstrap circuit constituted by the
図７は、抵抗２５ａ〜３３ａとキャパシタ３５ａとオペアンプ３７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路の発振開始動作を、図８は当該電圧制御発振器１Ａが発振を継続する場合の動作を示している。
FIG. 7 shows the oscillation start operation of the first bootstrap circuit constituted by the
図７に示したように、まず、電圧制御発振器１Ａは、ダイオード４１ａがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ３５ａから電荷を放電する（ステップＳ３１）。そして、電圧制御発振器１Ａは、ダイオード４１ａがオンからオフに切り替わった時点から、キャパシタ３５ａに電荷を充電する（ステップＳ３２）。
As shown in FIG. 7, first, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１Ａは、第一ブートストラップ回路からの出力、すなわち、オペアンプ３７ａからの出力がＮＯＲゲート２３ａの閾値以上か否か（閾値電圧以上か否か）を判定し（ステップＳ３３）、閾値以上であると判定しなかった場合（ステップＳ３３、Ｎｏ）には、ステップＳ３２に戻り、閾値以上であると判定した場合（ステップＳ３３、Ｙｅｓ）には、当該発振器１Ａの回路状態を反転する（ステップＳ３４）。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器１Ａは、フリップフロップの出力路、すなわち、ＮＯＲゲート２３ａによって、ダイオード４１ｂのオン、オフを入れ替える（オンからオフに切り替える）（ステップＳ３５）。
The voltage controlled
図８に示したように、電圧制御発振器１Ａは、ダイオード４１ａがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ３５ａから電荷を放電する（ステップＳ４１）。そして、電圧制御発振器１Ａは、ダイオード４１ａがオンからオフに切り替ると、キャパシタ３５ａに電荷を充電する（ステップＳ４２）。
As shown in FIG. 8, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１Ａは、第一ブートストラップ回路からの出力、すなわち、オペアンプ３７ａからの出力がＮＯＲゲート２３ａの閾値以上か否か（閾値電圧以上か否か）を判定し（ステップＳ４３）、閾値以上であると判定しなかった場合（ステップＳ４３、Ｎｏ）には、ステップＳ４２に戻り、閾値以上であると判定した場合（ステップＳ４３、Ｙｅｓ）には、当該発振器１Ａの回路状態を反転する（ステップＳ４４）。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器１Ａは、フリップフロップの出力路、すなわち、ＮＯＲゲート２３ｂによって、ダイオード４１ｂのオン、オフを入れ替え（オンからオフに切り替える）（ステップＳ４５）、ステップＳ４１に戻り、発振動作が継続する。
Then, the voltage controlled
（電圧制御発振器の動作波形、制御電圧と発振周波数との関係）
次に、図９、図１０を参照して、電圧制御発振器１Ａによる動作波形、制御電圧と発振周波数との関係について説明する。図９は、電圧制御発振器１Ａによる動作波形を示しており、図１０は、電圧制御発振器１Ａによる制御電圧と発振周波数との関係を示している。
(Operation waveform of voltage controlled oscillator, relationship between control voltage and oscillation frequency)
Next, with reference to FIG. 9 and FIG. 10, the operation waveform by the voltage controlled
図９に示した電圧制御発振器１Ａによる動作波形では、発振動作が継続して発生した状態を示しており、この発振動作について説明する。電圧制御発振器１Ａでは、まず、ＮＯＲゲート２３ａがハイレベル（以下、単に“Ｈ”と記載する）、ＮＯＲゲート２３ｂがローレベル（以下、単に“Ｌ”と記載する）になったとすると、ダイオード４１ａがオンからオフになり（開き）、抵抗２５ａ〜３３ａとキャパシタ３５ａとオペアンプ３７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路が作動する。
The operation waveform by the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１Ａでは、点ｃ１における電圧ｖｃ（ｔ）はほぼ０．７Ｖから直線的に上昇し、ＮＯＲゲート２３ａの閾値Ｖｔｈに達すると、当該発振器１Ａの回路状態が反転し、ＮＯＲゲート２３ａが“Ｌ”にＮＯＲゲート２３ｂが“Ｈ”になる。この瞬間、ダイオード４１ａがオフからオンになり（閉じて）、キャパシタ３５ａに蓄積されていた電荷が瞬時に放電される。この結果、オペアンプ３７ａの非反転端子の電圧はほぼ０．７Ｖになる。
Then, in the voltage controlled
以下、電圧制御発振器１Ａでは、抵抗２５ｂ〜３３ｂとキャパシタ３５ｂとオペアンプ３７ｂとによって構成される第二ブートストラップ回路においても同様の動作が繰り返されるので、発振動作が継続して発生する。
Hereinafter, in the voltage controlled
ここで、図９に示した出力パルス幅（準安定時間）ｔｗ１を求めることとする。ｔ＝０において、ＮＯＲゲート２３ａが“Ｈ”、ＮＯＲゲート２３ｂが“Ｌ”になったと仮定する。出力パルス幅（準安定時間）ｔｗ１は、ＮＯＲゲート２３ａが“Ｈ”になった瞬間からｖｃ（ｔ）がＮＯＲゲート２３ａの閾値Ｖｔｈに達するまでの時間であるので、前記した数式（３２）において、ｖｃ１（ｔ）＝Ｖｔｈ、ｔ＝ｔｗ１とおいて、当該ｔｗ１を解くことで得られ、解いた結果は次に示す数式（３３）のようになる。
Here, the output pulse width (metastable time) tw1 shown in FIG. 9 is obtained. It is assumed that the NOR
この数式３３を用いて発振周波数ｆを求めると、次に示す数式（３４）のようになる。
When the oscillation frequency f is obtained using the
この数式（３４）によると、発振周波数ｆは、制御電圧Ｅｓに比例して変化することがわかる。なお、図６において点線で示した帰還の回路構成にし、抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）と抵抗２７（２７ａ，２７ｂ）との抵抗値Ｒ１ｉと抵抗値Ｒ２ｉとが等しい場合、発振周波数が数式（２５）で得られる値のほぼ１／２になる。 According to this formula (34), the oscillation frequency f, it can be seen that changes in proportion to the control voltage E s. When the feedback circuit configuration shown by the dotted line in FIG. 6 is used and the resistance value R 1i and the resistance value R 2i of the resistor 25 (25a, 25b) and the resistor 27 (27a, 27b) are equal, the oscillation frequency is expressed by the equation The value obtained by (25) is almost ½.
図９においては、制御電圧ＥＳを３Ｖと、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２を１００ｋΩと、Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２を１０００ｐＦとした場合の電圧制御発振器１Ａの動作波形を示している。
9 shows a control voltage E S and 3V, and R = R 1 = R 2 to 100 k Omega, the operation waveforms of the voltage controlled
この図９に示したように、電圧制御発振器１Ａは、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）から方形波を、ブートストラップ回路の出力から直線性の良いのこぎり波を同時に得ることができる。
As shown in FIG. 9, the voltage controlled
また、図１０では、ＮＯＲゲート２３（２３ａ，２３ｂ）にＨＤ４００１ＢＰを、オペアンプ３７（３７ａ，３７ｂ）にＣＡ３１６０Ｅを用い、電源電圧として、全ての素子に１０Ｖを供給した場合において、抵抗２９（２９ａ，２９ｂ）の抵抗値Ｒ３ｉを一定とし、キャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）の静電容量Ｃｉをパラメータにした場合における制御電圧Ｅｓと発振周波数ｆとの関係を示している。 In FIG. 10, when the HD4001BP is used for the NOR gate 23 (23a, 23b), the CA3160E is used for the operational amplifier 37 (37a, 37b), and 10V is supplied to all the elements as the power supply voltage, the resistance 29 (29a, the resistance value R 3i of 29 b) is constant, shows the relationship between the capacitor 35 (35a, a control voltage E s in the case where the capacitance C i of 35b) for the parameter and the oscillation frequency f.
この図１０から、制御電圧Ｅｓを１Ｖから１６Ｖまで変化させても、発振周波数ｆが良好に比例することがわかる。
また、電圧制御発振器１Ａでは、デューティ比５０％の方形波が得られる。また、制御可能な発振周波数の最小値と最大値との比は、抵抗２５（２５ａ，２５ｂ）〜抵抗３３（３３ａ，３３ｂ）までの抵抗値Ｒ１ｉ〜Ｒ５ｉとキャパシタ３５（３５ａ，３５ｂ）の静電容量Ｃｉとによって決定される時定数の大小に関係なく、大きく変化させることができる。
From FIG. 10, even when the control voltage is changed E s to 16V from 1V, it can be seen that the oscillation frequency f is proportional well.
Further, in the voltage controlled
さらに、電圧制御発振器１Ａでは、制御電圧Ｅｓおよび発振周波数ｆの計算値と測定値とがほぼ一致する。さらにまた、電圧制御発振器１Ａでは、制御電圧Ｅｓが同じ値の場合、点線で示した場合には実線で示した場合のほぼ１／２の発振周波数になることを確認することができた。
Further, in the voltage controlled
（電圧制御発振回路［第三実施形態］の構成）
図１２は、電圧制御発振器（第三実施形態）の回路図である。この図１２に示すように、電圧制御発振器１Ｂは、ＮＯＲゲート４３（４３ａ（第一ＮＯＲゲート），４３ｂ（第二ＮＯＲゲート））と、ＮＯＲゲート４５（４５ａ（第三ＮＯＲゲート），４５ｂ（第四ＮＯＲゲート））と、抵抗５（５ａ，５ｂ）と、抵抗７（７ａ，７ｂ）と、抵抗９（９ａ，９ｂ）と、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）と、抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）と、キャパシタ１５（１５ａ（第一キャパシタ），１５ｂ（第二キャパシタ））と、オペアンプ１７（１７ａ（第一オペアンプ），１７ｂ（第二オペアンプ））と、直流電源部１９と、ダイオード２１（２１ａ（第一ダイオード），２１ｂ（第二ダイオード））と、を備えている。なお、図１に示した電圧制御発振器１と同様の構成は、同一の符号を付してその説明を省略する。
(Configuration of voltage controlled oscillation circuit [third embodiment])
FIG. 12 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator (third embodiment). As shown in FIG. 12, the voltage controlled
なお、この電圧制御発振器１Ｂにおいて、ＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）によってフリップフロップ６を構成していると共に、ＮＯＲゲート４５（４５ａ，４５ｂ）は閾値電圧を検出し、トリガパルスを発生するインバータを構成している。また、抵抗５ａ〜１３ａと、キャパシタ１５ａと、オペアンプ１７ａとにより一方のブートストラップ回路（第一ブートストラップ回路）４ａ（４）を構成しており、抵抗５ｂ〜１３ｂと、キャパシタ１５ｂと、オペアンプ１７ｂとにより他方のブートストラップ回路（第二ブートストラップ回路）４ｂ（４）を構成している。
In this voltage controlled
ＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）およびＮＯＲゲート４５（４５ａ，４５ｂ）は、直流電源として供給される電圧で決定される固有の閾値を有しており、ＮＯＲゲート４５（４５ａ，４５ｂ）へ入力される電圧が閾値以下になると、その出力がハイレベルとなり、この出力路と接続されているＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）がローレベルとなり、当該ＮＯＲ側のダイオード２１ａがオフとなる。反対側はその逆の動作になるので、ダイオード２１ｂはオンとなる。
The NOR gate 43 (43a, 43b) and the NOR gate 45 (45a, 45b) have a specific threshold value determined by the voltage supplied as a DC power supply, and are input to the NOR gate 45 (45a, 45b). When the voltage becomes lower than the threshold value, the output becomes high level, the NOR gate 43 (43a, 43b) connected to the output path becomes low level, and the
ここで、オペアンプ１７ａの非反転端子（＋端子）から帰還された電圧がＮＯＲゲート４５ａの閾値以下になると、その出力はハイレベルとなるので、ＮＯＲゲート４３ｂはローレベルになり、ＮＯＲゲート４３ａはハイレベルとなる。従って、ダイオード２１ａはオフからオンに切り替わり、キャパシタ１５ａには、瞬時に電荷が充電される。同様にして、オペアンプ１７ｂの非反転端子（＋端子）から帰還された電圧がＮＯＲゲート４５ｂの閾値以下になると、ＮＯＲゲート４３ａはハイレベルからローレベルになるので、ダイオード２１ｂはオンからオフに切り替わり、キャパシタ１５ｂに蓄積されていた電荷が抵抗１９ｂを介して放電される。この過程でオペアンプ１７ｂの非反転端子（＋端子）がＮＯＲゲート４５ｂの閾値以下になると、この出力がハイレベルとなり、フリップフロップを構成するＮＯＲゲート４３ａの出力はローレベルになる。従って、今度はダイオード２１ａがオンからオフに切り替わり、キャパシタ１５ａに蓄積されていた電荷が抵抗１９ａを介して放電される。
Here, when the voltage fed back from the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 17a becomes equal to or lower than the threshold value of the NOR
この電圧制御発振器１Ｂによれば、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子から帰還した電圧がＮＯＲゲート４５（４５ａ，４５ｂ）の閾値以下になったか否かに基づいて、オンオフが入れ替わるダイオード２１（２１ａ，２１ｂ）を設けるだけで回路構成が複雑になることがなく、制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。
According to the voltage controlled
（ブートストラップ回路の動作解析）
ここで、図１２に示した電圧制御発振器１Ｂにおけるブートストラップ回路の動作について、数式を用いながら説明する。
図１２に示した点ａ１および点ａ２（いずれかを指す場合「点ａ」と記載する）、点ｂ１および点ｂ２（いずれかを指す場合「点ｂ」と記載する）、点ｃ１および点ｃ２（いずれかを指す場合「点ｃ」と記載する）、点ｄ１および点ｄ２（いずれかを指す場合「点ｄ」と記載する）における各電位（電圧値）を、ｖａｉ、ｖｂｉ、ｖｃｉ、ｖｄｉと表すこととし、ｖａｉ、ｖｂｉが時刻ｔを変数とする時間関数となる場合には、ｖａｉ（ｔ）、ｖｂｉ（ｔ）と表すこととする。
(Analysis of bootstrap circuit operation)
Here, the operation of the bootstrap circuit in the voltage controlled
Point a 1 and point a 2 (referred to as “point a” when referring to any one), point b 1 and point b 2 (referred to as “point b” when referring to either), point shown in FIG. Respective potentials (voltage values) at c 1 and point c 2 (referred to as “point c” when referring to either) and point d 1 and point d 2 (referred to as “point d” when referred to as either), respectively. , V ai , v bi , v ci , v di, and when v ai , v bi are time functions with time t as a variable, they are represented as v ai (t), v bi (t). I will do it.
また、抵抗５（５ａ，５ｂ）の抵抗値をＲ１ｉとし、抵抗７（７ａ，７ｂ）の抵抗値をＲ２ｉとし、抵抗９（９ａ，９ｂ）の抵抗値をＲ３ｉとし、抵抗１１（１１ａ，１１ｂ）の抵抗値をＲ４ｉとし、抵抗１３（１３ａ，１３ｂ）の抵抗値をＲ５ｉとする。さらに、キャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）の静電容量をＣｉとし、直流電源部１９の電圧値をＥｓとする。さらにまた、ＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）の閾値をＶｔｈとし、発振周波数をｆａとする。
そして、点ａおよび点ｂはイマジナリーショートと考えることができるので、ｖａｉとｖｂｉとの関係は次に示す数式（３５）のようになる。
The resistance value of the resistor 5 (5a, 5b) is R 1i , the resistance value of the resistor 7 (7a, 7b) is R 2i , the resistance value of the resistor 9 (9a, 9b) is R 3i , and the resistance 11 ( The resistance value of 11a, 11b) is R4i, and the resistance value of the resistor 13 (13a, 13b) is R5i . Furthermore, the capacitance of the capacitor 15 (15a, 15b) and C i, the voltage value of the DC
Since the points a and b can be considered as imaginary shorts, the relationship between v ai and v bi is as shown in the following equation (35).
そして、この場合の点ｂの電位ｖｂｉは、次に示す数式（３６）のようになる。 In this case, the potential v bi at the point b is expressed by the following formula (36).
そうすると、点ｃの電位ｖｃｉは、次に示す数式（３７）のようになる。 Then, the potential v ci at the point c is expressed by the following formula (37).
また、点ｄの電位ｖｄｉは、次に示す数式（３８）の関係を用いると、数式（３９）のようになる。 Further, the potential v di of the point d is expressed by the following equation (39) using the relationship of the following equation (38).
ここで、ｖｃｉとｖａｉとの間には、常にｖｃｉ＞ｖａｉの関係が成立しているので、抵抗値Ｒ３ｉ＞＞Ｒ４ｉ、Ｒ５ｉといった関係とすると、ｖｄｉは次に示す数式（４０）のようになる。 Here, since the relationship of v ci > v ai is always established between v ci and v ai , assuming that the resistance values R 3i >> R 4i , R 5i are satisfied, v di is It becomes like the numerical formula (40) shown.
そして、この数式（４０）に、数式（３７）を代入すると、次に示す数式（４１）のようになる。 Then, when the formula (37) is substituted into the formula (40), the following formula (41) is obtained.
また、点ａと点ｄとの電位差をｖａｄｉとし、この電位差ｖａｄｉは次に示す数式（４２）のようになる。 Further, the potential difference between the points a and d is v adi , and the potential difference v adi is represented by the following formula (42).
ここで、この数式（４２）において、ブートストラップ効果によって、ｖａｄｉがＥｓに比例するためには、次に示す数式（４３）のような関係が成立していればよい。 Here, in this formula (42), by the bootstrap effect, to v adi is proportional to E s, the relationship such as equation (43) shown below may if satisfied.
この場合のｖａｄｉは、次に示す数式（４４）のようになる。 In this case, v adi is represented by the following formula (44).
そうした場合、抵抗５（５ａ，５ｂ）に流れる電流Ｉは、次に示す数式（４５）のようになる。 In such a case, the current I flowing through the resistor 5 (5a, 5b) is expressed by the following formula (45).
この数式（４５）に示したように、電流Ｉは制御電圧Ｅｓに比例する一定電流になることがわかる。
ここで、ＮＯＲゲート４３ａがローレベル、ＮＯＲゲート４３ｂがハイレベルになった瞬間ｔ＝０における点ａの初期電圧ｖａｉ（０）と点ｃの初期電圧ｖｃｉ（０）を求める。ｖａｉ（０）は図１２から明らかなように、次に示す数式（４６）のようになる。
As this was expressed by the equation (45), current I is found to be a constant current proportional to the control voltage E s.
Here, the initial voltage v ai (0) at the point a and the initial voltage v ci (0) at the point c at the instant t = 0 when the NOR
ここで、ＶＯＨはＮＯＲゲート４３のハイレベルの電圧、ＶＦはダイオード２１の順方向電圧（オン）である。また、反転端子側の電圧は数式（３６）のように表されるので、この数式（３６）と、数式（３５）、（３７）の関係よりｖｃｉ（０）は、次に示す数式（４７）のようになる。
Here, the V OH high-level voltage of the NOR
ここで、Ｒ１ｉ＝Ｒ２ｉ＝Ｒ４ｉ＝Ｒ５ｉとすると、数式（４７）は、次に示す数式（４８）のようになる。 Here, assuming that R 1i = R 2i = R 4i = R 5i , Expression (47) becomes Expression (48) shown below.
次に、これら初期電圧ｖａｉ（０）、ｖｃｉ（０）から降下する電圧ｖａｉ（ｔ）、ｖｃｉ（ｔ）を求める。ＮＯＲゲート４３ａがローレベル、ＮＯＲゲート４３ｂがハイレベルになった瞬間に、ダイオード２１ａが逆方向電圧（オフ）になり、キャパシタ１５ａから電荷が放電され始めるので、ｖａｉ（ｔ）は、次に示す数式（４９）のようになる。
Next, voltages v ai (t) and v ci (t) that fall from these initial voltages v ai (0) and v ci (0) are obtained. At the moment when the NOR
さらに、ここで、Ｒ１ｉ＝Ｒ２ｉ＝Ｒ４ｉ＝Ｒ５ｉの条件を代入すると、次に示す数式（５０）のようになる。 Further, when the condition of R 1i = R 2i = R 4i = R 5i is substituted here, the following equation (50) is obtained.
また、ｖｃｉ（ｔ）は、数式（３７）より、ｖｃｉ（ｔ）＝２ｖａｉ（ｔ）−Ｅｓと表されるので、数式（５０）を用いると、次に示す数式（５１）のようになる。 Further, since v ci (t) is expressed as v ci (t) = 2v ai (t) −E s according to Equation (37), using Equation (50), Equation (51) shown below become that way.
数式（５０）からわかるように、点ａから帰還をかけると、ｖａｉ（ｔ）は、初期値が常に一定で、且つ、降下する電圧の傾斜がＥｓに比例することがわかる。また、数式（５１）からわかるように、点ｂから帰還をかけると、ｖｃｉ（ｔ）は、降下する電圧の傾斜がＥｓに比例するものの初期値が一定値にならない（Ｅｓに作用される）ことがわかる。それゆえ、この電圧制御発振器１Ｂでは、点ａから帰還をかける、すなわち、オペアンプ１７の非反転端子から帰還をかける方式としている。
As can be seen from equation (50), multiplied by the feedback from the point a, v ai (t) is the initial value is always constant, and it can be seen that the slope of the voltage drop is proportional to E s. Moreover, as can be seen from equation (51), multiplied by the feedback from the point b, v ci (t) is the initial value of which slope of the voltage drop is proportional to E s is not a constant value (applied to the E s You can see. Therefore, in this voltage controlled
（電圧制御発振回路［第三実施形態］の動作）
次に、図１３および図１４に示すフローチャートを参照して、電圧制御発振器１Ｂの概略の動作を説明する（適宜、図１２参照）。
ここでは、ブートストラップ回路４を構成する第一ブートストラップ回路４ａおよび第二ブートストラップ回路４ｂのうち、抵抗５ａ〜１３ａとキャパシタ１５ａとオペアンプ１７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路４ａに着目して、キャパシタ１５ａから充電を開始した場合の動作について説明する。なお、キャパシタ１５ａから充電を開始する場合とは、ダイオード２１ａがオフからオンに切り替わった場合である。
(Operation of Voltage Control Oscillation Circuit [Third Embodiment])
Next, a schematic operation of the voltage controlled
Here, attention is paid to the
図１３は、抵抗５ａ〜１３ａとキャパシタ１５ａとオペアンプ１７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路４ａが発振を開始する動作を示すフローチャートであり、図１４は当該回路１Ｂが発振を継続する動作を示すフローチャートである。
FIG. 13 is a flowchart showing an operation in which the
図１３に示したように、まず、電圧制御発振器１Ｂは、ＮＯＲゲート４３ａの出力がハイレベルになると、ダイオード２１ａがオフからオンに切り替わり、キャパシタ１５ａに電荷を瞬時に充電される（ステップＳ５１）。そして、電圧制御発振器１Ｂは、ダイオード２１ａがオンからオフに切り替わると、キャパシタ１５ａから電荷が放電される（ステップＳ５２）。
As shown in FIG. 13, first, in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１Ｂは、第一ブートストラップ回路４ａのオペアンプ１７ａの非反転端子から帰還した電圧がＮＯＲゲート４５ａの閾値以下か否か（閾値電圧以下か否か）を判定し（ステップＳ５３）、閾値以下であると判定しなかった場合（ステップＳ５３、Ｎｏ）には、ステップＳ５２に戻り、閾値以下であると判定した場合（ステップＳ５３、Ｙｅｓ）には、当該発振器１Ｂの回路状態を反転する（ステップＳ５４）。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器１Ｂは、フリップフロップの出力路、すなわち、ＮＯＲゲート４３ｂによって、ダイオード２１ｂのオンオフが入れ替わる（オフからオンに切り替える）（ステップＳ５５）。
In the voltage controlled
図１４に示したように、電圧制御発振器１Ｂは、ダイオード２１ａがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ１５ａに電荷を充電する（ステップＳ６１）。そして、電圧制御発振器１Ｂは、ダイオード２１ａがオンからオフに切り替わると、キャパシタ１５ａから電荷が放電される（ステップＳ６２）。
As shown in FIG. 14, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１Ｂは、第一ブートストラップ回路４ａのオペアンプ１７ａの非反転端子から帰還した電圧がＮＯＲゲート４５ａの閾値以下か否か（閾値電圧以下か否か）を判定し（ステップＳ６３）、閾値以下であると判定しなかった場合（ステップＳ６３、Ｎｏ）には、ステップＳ６２に戻り、閾値以下であると判定した場合（ステップＳ６３、Ｙｅｓ）には、当該発振器１Ｂの回路状態を反転する（ステップＳ６４）。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器１Ｂは、フリップフロップの出力路、すなわち、ＮＯＲゲート４３ｂによって、ダイオード２１ｂのオンオフを入れ替え（オフからオンに切り替える）（ステップＳ６５）、ステップＳ６１に戻り、発振動作を継続させる。
The voltage controlled
（電圧制御発振器の動作波形、制御電圧と発振周波数との関係）
次に、図１５、図１６を参照して、電圧制御発振器１Ｂによる動作波形、制御電圧と発振周波数との関係について説明する。図１５は、電圧制御発振器１Ｂによる動作波形を示しており、図１６は、電圧制御発振器１Ｂによる制御電圧と発振周波数との関係を示している。
(Operation waveform of voltage controlled oscillator, relationship between control voltage and oscillation frequency)
Next, with reference to FIG. 15 and FIG. 16, the operation waveform by the voltage controlled
図１５は電圧制御発振器１Ｂにおいて、発振動作が継続する場合の動作波形を示している。この発振動作について説明する。電圧制御発振器１Ｂでは、まず、ＮＯＲゲート４３ａがローレベル（以下、単に“Ｌ”と記載する）、ＮＯＲゲート４３ｂがハイレベル（以下、単に“Ｈ”と記載する）になったとすると、ダイオード２１ａがオフとなり、抵抗５ａ〜１３ａとキャパシタ１５ａとオペアンプ１７ａとによって構成される第一ブートストラップ回路４ａが作動する。
FIG. 15 shows operation waveforms when the oscillation operation continues in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器１Ｂでは、キャパシタ１５ａに蓄積されていた電荷が、抵抗９ａおよび抵抗１３ａを介して、放電されるので、点ａにおける電圧ｖａ（ｔ）は初期電圧から直線的に降下していき、ＮＯＲゲート４５ａの閾値Ｖｔｈ以下になると回路状態が反転して、ＮＯＲゲート４３ａが“Ｈ”に、ＮＯＲゲート４３ｂが“Ｌ”となる。
Then, in the voltage controlled
以下、電圧制御発振器１Ｂでは、抵抗５ｂ〜１３ｂとキャパシタ１５ｂとオペアンプ１７ｂとによって構成される第二ブートストラップ回路４ｂにおいても同様の動作が生ずるので、発振動作が継続する。
Hereinafter, in the voltage controlled
ここで、図１５に示した出力パルス幅（準安定時間）ｔｗ１を求めることとする。ｔ＝０において、ＮＯＲゲート４３ａが“Ｌ”、ＮＯＲゲート４３ｂが“Ｈ”になったと仮定する。出力パルス幅（準安定時間）ｔｗ１は、ＮＯＲゲート４３ａが“Ｌ”になった瞬間からｖａ（ｔ）がＮＯＲゲート４３ａの閾値Ｖｔｈ以下になるまでの時間であるので、前記した数式（５０）において、ｖａｉ（ｔ）＝Ｖｔｈ、ｔ＝ｔｗ１とおいて、当該ｔｗ１を解くことで得られ、解いた結果は次に示す数式（５２）のようになる。
Here, the output pulse width (metastable time) tw1 shown in FIG. 15 is obtained. It is assumed that the NOR
この数式（５２）を用いて発振周波数ｆａを求めると、次に示す数式（５３）のようになる。 When obtaining the oscillation frequency f a by using this equation (52), so that the equation (53) shown below.
この数式（５３）によると、発振周波数ｆａは、制御電圧Ｅｓに比例して変化することがわかる。 According to this formula (53), the oscillation frequency f a is seen to vary in proportion to the control voltage E s.
図１５においては、制御電圧ＥＳを３Ｖと、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２を１００ｋΩと、Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２を１０００ｐＦ、とした場合の電圧制御発振器１Ｂの動作波形を示している。なお、図１５において、ＶＯＨ、−ＶＯＨはそれぞれＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）のハイレベルとローレベルを示している。
15 shows the control voltage E S and 3V, and an R = R 1 = R 2 1 00kΩ, the operation waveforms of the voltage controlled
この図１５に示したように、電圧制御発振器１Ｂは、ＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）から方形波を、また、ブートストラップ回路４（４ａ，４ｂ）を構成するオペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）の非反転端子から直線性の良いのこぎり波を同時に得ることができる。
As shown in FIG. 15 , the voltage controlled
また、図１６では、ＮＯＲゲート４３（４３ａ，４３ｂ）に品番４００１ＢＰを、オペアンプ１７（１７ａ，１７ｂ）にＲａｉｌ ｔｏ Ｒａｉｌの品番ＣＡ３１６０Ｅを用い、電源電圧として、５Ｖ、１０Ｖを供給した場合において、抵抗９（９ａ，９ｂ）の抵抗値Ｒ３ｉを一定とし、キャパシタ１５（１５ａ，１５ｂ）の静電容量Ｃｉをパラメータにした場合における制御電圧Ｅｓと発振周波数ｆａとの関係を示している。 Further, in FIG. 16, when a part number 4001BP is used for the NOR gate 43 (43a, 43b), a Rail to Rail part number CA3160E is used for the operational amplifier 17 (17a, 17b), and the power supply voltage is 5V and 10V, 9 (9a, 9b) the resistance value R 3i of a constant, shows the relationship between the capacitor 15 (15a, 15b) and the control voltage E s in the case where the capacitance C i of the parameter and the oscillation frequency f a .
この図１６から、制御電圧を１Ｖから１０Ｖまで変化させても、当該制御電圧に比例する発振周波数が得られることが明確になっている。また、これらの計算値と測定値との関係が非常によく一致していることがわかる。 FIG. 16 clearly shows that an oscillation frequency proportional to the control voltage can be obtained even when the control voltage is changed from 1V to 10V. It can also be seen that the relationship between these calculated values and the measured values is very consistent.
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は前記実施形態には限定されない。例えば、本実施形態では、電圧制御発振器１、１Ａ、１Ｂとして説明したが、当該発振器１、１Ａ、１Ｂを構成する各構成により、電流、電圧を制御することで、発振周波数を制御する方法、すなわち、電圧制御発振方法として捉えることも可能である。この場合、当然のことながら、電圧制御発振器１、１Ａ、１Ｂと同様の効果を奏する。
As mentioned above, although embodiment of this invention was described, this invention is not limited to the said embodiment. For example, in the present embodiment, the voltage controlled
１、１Ａ、１Ｂ 電圧制御発振器
３，３ａ，３ｂ ＮＡＮＤゲート
５，５ａ，５ｂ、２５，２５ａ，２５ｂ 抵抗
７，７ａ，７ｂ、２７，２７ａ，２７ｂ 抵抗
９，９ａ，９ｂ、２９，２９ａ，２９ｂ 抵抗
１１，１１ａ，１１ｂ、３１，３１ａ，３１ｂ 抵抗
１３，１３ａ，１３ｂ、３３，３３ａ，３３ｂ 抵抗
１５，１５ａ，１５ｂ、３５，３５ａ，３５ｂ キャパシタ
１７，１７ａ，１７ｂ、３７，３７ａ，３７ｂ オペアンプ
１９、３９ 直流電源部
２１，２１ａ，２１ｂ、４１，４１ａ，４１ｂ ダイオード
２３，２３ａ，２３ｂ、４３，４３ａ，４３ｂ ＮＯＲゲート
４５，４５ａ，４５ｂ ＮＯＲゲート（インバータ）
1, 1A, 1B Voltage controlled
Claims (8)
前記オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記ＮＡＮＤゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする電圧制御発振器。 A voltage control including a NAND gate constituting a flip-flop and a bootstrap circuit having an operational amplifier, a resistor group, and a capacitor, and applying a control voltage to the inverting terminal of the operational amplifier to make the control voltage and the oscillation frequency proportional In the oscillator,
Whether to discharge the charge charged in the capacitor or charge the capacitor based on whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the NAND gate. A voltage-controlled oscillator comprising a diode to be determined provided between a non-inverting terminal of the operational amplifier and an output path of the NAND gate.
前記第一ＮＡＮＤゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二ＮＡＮＤゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、
前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、
前記第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、前記第一ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、前記第一ダイオードがオンになるので、前記第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第二ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、前記第二ダイオードがオフになるので、前記第二キャパシタから電荷が放電され、
前記第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、前記第二ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、前記第二ダイオードがオンになるので、前記第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第一ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、前記第一ダイオードがオフになるので、前記第一キャパシタから電荷が放電され、
前記第一ＮＡＮＤゲートおよび前記第二ＮＡＮＤゲートがローレベルまたはハイレベルに切り替わることで、当該発振器の状態を反転させることを特徴とする電圧制御発振器。 The first NAND gate and the second NAND gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NAND gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NAND gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A voltage-controlled oscillator comprising: a direct-current power supply unit that applies:
The output path of the first NAND gate and the anode of the first diode are connected, the cathode of the first diode and the non-inverting terminal of the first operational amplifier are connected, and the output path of the second NAND gate and the Connect the anode of the second diode, connect the cathode of the second diode and the non-inverting terminal of the second operational amplifier,
The DC power supply unit applies the control voltage to inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier,
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier becomes equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate, the first NAND gate becomes high level and the first diode is turned on. One capacitor is charged with an electric charge at the same time, and the second NAND gate goes to a low level, and the second diode is turned off, so that the electric charge is discharged from the second capacitor,
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier becomes equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate, the second NAND gate becomes high level and the second diode is turned on. The two capacitors are charged instantly, the first NAND gate goes low, and the first diode is turned off, so that the charge is discharged from the first capacitor,
A voltage controlled oscillator, wherein the state of the oscillator is inverted by switching the first NAND gate and the second NAND gate to a low level or a high level.
前記第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、前記第一ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、前記第一ダイオードがオンになるので、前記第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第二ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、前記第二ダイオードがオフになるので、前記第二キャパシタから電荷が放電され、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になった場合に、前記第二ＮＡＮＤゲートがハイレベルになり、前記第二ダイオードがオンになるので、前記第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第一ＮＡＮＤゲートがローレベルになり、前記第一ダイオードがオフになるので、前記第一キャパシタから電荷が放電される充電放電ステップと、
この充電放電ステップにて、前記第一キャパシタから放電された結果、前記第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第一ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かまたは前記第二キャパシタから放電された結果、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第二ＮＡＮＤゲートの閾値以下になったか否かを判定する閾値判定ステップと、
この閾値判定ステップにて、前記閾値に達したと判定した場合、前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードのオンオフを入れ替えるオンオフ入替ステップと、
を含むことを特徴とする電圧制御発振方法。 The first NAND gate and the second NAND gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NAND gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NAND gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A direct-current power supply unit for applying, connecting an output path of the first NAND gate and an anode of the first diode, and connecting a cathode of the first diode and a non-inverting terminal of the first operational amplifier. , Connecting the output path of the second NAND gate and the anode of the second diode, In the voltage controlled oscillator that connects the cathode of the diode and the non-inverting terminal of the second operational amplifier, the DC power supply unit applies the control voltage to the inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier. Is a voltage controlled oscillation method that makes the oscillation frequency proportional to
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier becomes equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate, the first NAND gate becomes high level and the first diode is turned on. Charge is instantaneously charged to one capacitor, and the second NAND gate becomes low level and the second diode is turned off, so that the charge is discharged from the second capacitor, and the second operational amplifier is turned off. When the voltage fed back from the inverting terminal becomes equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate, the second NAND gate becomes high level and the second diode is turned on. As soon as the first NAND gate goes low and the first diode turns off, the first capacitor is charged. A charging discharging step charge is discharged,
In this charge / discharge step, as a result of discharging from the first capacitor, whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate or from the second capacitor. A threshold value determining step for determining whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate as a result of the discharge;
In this threshold determination step, when it is determined that the threshold has been reached, an on / off replacement step of switching on / off of the first diode and the second diode;
A voltage-controlled oscillation method comprising:
前記オペアンプからの出力が前記ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記ＮＯＲゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする電圧制御発振器。 A voltage comprising a NOR gate constituting a flip-flop and a bootstrap circuit having an operational amplifier, a resistor group and a capacitor, and applying the control voltage to the non-inverting terminal of the operational amplifier, thereby making the control voltage and the oscillation frequency proportional In the controlled oscillator,
Based on whether the output from the operational amplifier has reached the threshold value of the NOR gate, a diode that determines whether to discharge the charge charged in the capacitor or charge the capacitor. A voltage controlled oscillator provided between a non-inverting terminal of the operational amplifier and an output path of the NOR gate.
前記第一ＮＯＲゲートの入力路と前記第一オペアンプの出力路とを接続し、前記第二ＮＯＲゲートの入力路と前記第二オペアンプの出力路とを接続し、
前記第一ダイオードがオンした際に前記第一キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第一ダイオードをオフした際に前記第一キャパシタに電荷を充電して、前記第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値に向けて上昇させると共に、前記第二ダイオードをオンした際に前記第二キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第二ダイオードがオフした際に前記第二キャパシタに電荷を充電して、前記第二オペアンプの非反転端子の電圧を所定値に向けて上昇させ、
前記第一キャパシタが充電された結果、前記第一オペアンプの出力が前記第一ＮＯＲゲートの閾値に達した場合または前記第二キャパシタが充電された結果、前記第二オペアンプの出力が前記第二ＮＯＲゲートの閾値に達した場合、当該発振器の状態を反転させ、前記フリップフロップの出力路において、前記第一ダイオードまたは前記第二ダイオードのオンオフが入れ替わることを特徴とする電圧制御発振器。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A voltage-controlled oscillator comprising: a direct-current power supply unit that applies:
Connecting the input path of the first NOR gate and the output path of the first operational amplifier, connecting the input path of the second NOR gate and the output path of the second operational amplifier,
When the first diode is turned on, the electric charge is instantaneously discharged from the first capacitor, and when the first diode is turned off, the first capacitor is charged with electric charge, and the non-inverting terminal of the first operational amplifier is The voltage is increased toward a predetermined value, and when the second diode is turned on, the charge is instantaneously discharged from the second capacitor, and when the second diode is turned off, the second capacitor is charged. Increasing the voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier toward a predetermined value,
As a result of charging the first capacitor, when the output of the first operational amplifier reaches a threshold value of the first NOR gate, or as a result of charging the second capacitor, the output of the second operational amplifier becomes the second NOR. When the threshold value of the gate is reached, the state of the oscillator is inverted, and the on-off state of the first diode or the second diode is switched in the output path of the flip-flop.
前記第一ダイオードをオフした際に前記第一キャパシタに電荷を充電し、前記第一ダイオードをオンした際に前記第一キャパシタから電荷を瞬時に放電して前記第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にするまたは前記第二ダイオードをオフした際に前記第二キャパシタに電荷を充電し、前記第二ダイオードをオンした際に前記第二キャパシタから電荷を瞬時に放電して前記第二オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にする充電放電ステップと、
この充電放電ステップにて前記第一キャパシタに電荷が充電された結果、前記第一オペアンプの出力が前記第一ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かまたは前記第二キャパシタに電荷が充電された結果、前記第二オペアンプの出力が前記第二ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かを判定する閾値判定ステップと、
この閾値判定ステップにおいて、前記閾値に達したと判定した場合、当該発振器の状態を反転させる出力レベル反転ステップと、
前記フリップフロップの出力路において、前記第一ダイオードまたは前記第二ダイオードのオンオフを入れ替えるオンオフ入替ステップと、
を含むことを特徴とする電圧制御発振方法。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A DC power supply unit for connecting the input path of the first NOR gate and the output path of the first operational amplifier, and connecting the input path of the second NOR gate and the output path of the second operational amplifier. In a connected voltage controlled oscillator, a voltage controlled oscillation method that makes the control voltage and the oscillation frequency proportional to each other,
When the first diode is turned off, the first capacitor is charged with electric charge, and when the first diode is turned on, the electric charge is instantaneously discharged from the non-inverting terminal of the first operational amplifier. When the second diode is turned off, the second capacitor is charged with charge, and when the second diode is turned on, the charge is instantaneously discharged from the second capacitor. A charge / discharge step of setting the voltage of the non-inverting terminal of the battery to a predetermined value;
As a result of charging the first capacitor in this charging / discharging step, whether the output of the first operational amplifier has reached the threshold value of the first NOR gate or the result of charging the second capacitor A threshold determination step for determining whether the output of the second operational amplifier has reached the threshold of the second NOR gate;
In this threshold determination step, if it is determined that the threshold has been reached, an output level inversion step for inverting the state of the oscillator;
An on / off switching step for switching on / off the first diode or the second diode in the output path of the flip-flop;
A voltage-controlled oscillation method comprising:
前記第一ＮＯＲゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二ＮＯＲゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、
前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、
前記第一ＮＯＲゲートがローレベルおよび前記第二ＮＯＲゲートがハイレベルになった際に、第一ダイオードがオフとなり、第一ブートストラップ回路が作動して、第一キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第三ＮＯＲゲートの閾値に達すると回路状態が反転し、
前記第一ＮＯＲゲートがハイレベルおよび前記第二ＮＯＲゲートがローレベルになった際に、第二ダイオードがオフとなり、第二ブートストラップ回路が作動して、第二キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第四ＮＯＲゲートの閾値に達すると回路状態が反転することで発振動作を繰り返すことを特徴とする電圧制御発振器。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A direct current power supply unit that applies a voltage, a third NOR gate that connects a cathode of the first diode and an input path of the second NOR gate, and a cathode of the second diode and an input path of the first NOR gate. A fourth NOR gate that performs voltage control generation that makes the control voltage proportional to the oscillation frequency. A vessel,
The output path of the first NOR gate and the anode of the first diode are connected, the cathode of the first diode and the non-inverting terminal of the first operational amplifier are connected, and the output path of the second NOR gate and the Connect the anode of the second diode, connect the cathode of the second diode and the non-inverting terminal of the second operational amplifier,
The DC power supply unit applies the control voltage to inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier,
When the first NOR gate is at a low level and the second NOR gate is at a high level, the first diode is turned off, the first bootstrap circuit is activated, and the charge accumulated in the first capacitor is When discharged and the third NOR gate threshold is reached, the circuit state is reversed,
When the first NOR gate is at a high level and the second NOR gate is at a low level, the second diode is turned off, the second bootstrap circuit is activated, and the charge accumulated in the second capacitor is reduced. A voltage-controlled oscillator that repeats an oscillation operation by reversing a circuit state when discharged and reaches a threshold value of a fourth NOR gate.
前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードのオンオフにより、前記第一ブートストラップ回路の第一キャパシタおよび前記第二ブートストラップ回路の第二キャパシタに充電放電が繰り返される充電放電ステップと、
この充電放電ステップにて、前記第一キャパシタから電荷が放電された結果、前記第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第三ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かまたは前記第二キャパシタから電荷が放電された結果、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第四ＮＯＲゲートの閾値に達したか否かを判定する閾値判定ステップと、
この閾値判定ステップにて、前記閾値に達したと判定した場合、前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードのオンオフを入れ替えるオンオフ入替ステップと、
を含むことを特徴とする電圧制御発振方法。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A direct current power supply unit that applies a voltage, a third NOR gate that connects a cathode of the first diode and an input path of the second NOR gate, and a cathode of the second diode and an input path of the first NOR gate. A fourth NOR gate, and an output path of the first NOR gate and the first diode An anode is connected, a cathode of the first diode is connected to a non-inverting terminal of the first operational amplifier, an output path of the second NOR gate is connected to an anode of the second diode, and the second diode is connected A voltage control oscillator in which the control voltage is applied to the inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier. A voltage-controlled oscillation method in which the oscillation frequency is proportional,
A charging / discharging step in which charging / discharging is repeated on the first capacitor of the first bootstrap circuit and the second capacitor of the second bootstrap circuit by turning on and off the first diode and the second diode;
Whether the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier has reached the threshold value of the third NOR gate or not as a result of discharging the charge from the first capacitor in the charge / discharge step. A threshold value determining step for determining whether or not a voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier has reached a threshold value of the fourth NOR gate as a result of discharging the charge from the capacitor;
In this threshold determination step, when it is determined that the threshold has been reached, an on / off replacement step of switching on / off of the first diode and the second diode;
A voltage-controlled oscillation method comprising:
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