JP4948890B2

JP4948890B2 - モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器

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Publication number: JP4948890B2
Application number: JP2006128937A
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Inventors: 茂平田
Original assignee: Rohm Co Ltd
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Priority date: 2005-08-29
Filing date: 2006-05-08
Publication date: 2012-06-06
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Description

本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器に関するものである。

モータの駆動制御を行うモータ駆動装置において、モータの回転速度を所望値に設定するためには、モータコイルの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルに流れる駆動電流）を所望値に制御する必要がある。

そこで、従来のモータ駆動装置では、図１０に示すように、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子としてバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を用いるとともに、駆動電圧設定信号として外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、上側トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ２のベース電流を制御する手段（トランジスタＴｒａ〜Ｔｒｂ、及び、定電流源Ｉａ〜Ｉｂ）を備えることにより、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いては、モータコイルＬに流れる駆動電流）を所望値に制御する構成（いわゆるドロッパタイプのレギュレータ構成）が一般的に採用されていた。なお、本図の制御回路ＣＮＴは、外部入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮ（２値信号）の論理に応じて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン／オフ状態（すなわち、モータの動作モード）を制御する手段である。

上記構成から成るモータ駆動装置にて上側トランジスタＴｒ１（Ｔｒ２）がオンされている間、モータコイルＬの一端には、制御電圧ＶｒｅｆをトランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の１Ｖｆ分だけ引き上げ、さらにトランジスタＴｒ１（Ｔｒ２）の１Ｖｆ分だけ引き落として得られる駆動電圧（制御電圧Ｖｒｅｆとほぼ同値の電圧）が印加されることになる。

なお、本願発明に関連するその他の従来技術としては、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子として電界効果トランジスタを用いるとともに、各トランジスタのゲート電圧をパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］制御と呼ぶ）するモータ駆動制御システム（特許文献１を参照）や、コンデンサの充放電電圧を三角波として出力する三角波生成回路につき、電源電圧の低下に応じて前記三角波の振幅を低下させるように制御し、さらに、この振幅に応じて前記コンデンサを充放電するための電流値も低下させるように制御することで、出力される三角波を所定の周波数に維持する技術（本願出願人による特許文献２を参照）が開示・提案されている。

特許第３６６５５６５号明細書特開２００２−２２３３６３号公報

確かに、図１０に示した従来構成のモータ駆動装置であれば、装置外部の抵抗分割回路等を用いて制御電圧Ｖｒｅｆを適宜生成することにより、電源電圧Ｖｃｃに依らず、制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルＬに流れる駆動電流）を所望値に制御することが可能である。

しかしながら、上記従来のモータ駆動装置では、トランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の動作を維持すべく、電源電圧ＶｃｃからトランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の１Ｖｆ分を差し引いた電圧値（実際には定電流源Ｉａ（Ｉｂ）での電圧降下分をも考慮したより低い電圧値）までしか、制御電圧Ｖｒｅｆを設定することができなかった。そのため、モータコイルＬの一端に印加し得る駆動電圧は、電源電圧Ｖｃｃより少なくともトランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の１Ｖｆ分だけドロップしたものとなってしまい、その電源電圧範囲を有効に活用することができなかった。

また、上記従来のモータ駆動装置では、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子として、バイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が用いられていたため、そのオン／オフ制御に対する応答性は必ずしも高くなかった。

なお、特許文献１の従来技術は、あくまで、モータコイルに流れる駆動電流に応じて、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動することにより、モータの動作モードを選択的に設定する技術であって、外部入力される制御電圧に応じてモータコイルの一端に印加する駆動電圧を所望値に設定する技術に関しては、何ら開示されていなかった。

また、特許文献２の従来技術は、三角波生成回路にて生成される三角波を用いたＰＷＭ駆動のスイッチングレギュレータに関するものであり、その主たる目的は、あくまで、電源電圧低下時におけるＰＷＭ駆動能力の低下を抑制して、電源電圧低下時にも所定のデューティ比を確保し、出力電圧の変動に対して十分にＰＷＭ駆動をすることが可能なスイッチングレギュレータを提供することにあり、上記課題を解決し得るものではなかった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、外部入力される制御電圧に応じてモータコイルの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能なモータ駆動装置、及びこれを用いた電気機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、モータを構成するモータコイルに対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子を有して成るＨブリッジ回路と；前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路と；前記Ｈブリッジ回路を介して前記モータコイルの一端若しくは他端に印加される電源電圧と、装置外部から入力される制御電圧との比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と；を有して成り、前記制御回路は、装置外部から入力される動作モード制御信号に応じてオンすべきスイッチ素子を選択するとともに、前記ＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御する構成（第１の構成）としている。

なお、上記第１の構成から成るモータ駆動装置において、前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記電源電圧を所定比で分圧して第１分圧電圧を生成する第１分圧器と；前記制御電圧を前記所定比で分圧して第２分圧電圧を生成する第２分圧器と；その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第１分圧電圧に応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と；第２分圧電圧と前記発振電圧との高低に応じてその出力論理が変遷するＰＷＭコンパレータと；を有して成り、前記ＰＷＭコンパレータの出力信号を前記ＰＷＭ信号として前記制御回路に送出する構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第２の構成から成るモータ駆動装置において、前記発振器は、その端子電圧が前記発振電圧として引き出されるコンデンサと；前記コンデンサに対して第１分圧電圧に比例した充電電流を供給する手段と；第１分圧電圧と前記コンデンサの端子電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第１コンパレータと；前記コンデンサの端子電圧と所定の基準電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第２コンパレータと；第１コンパレータの出力信号がセット入力され、第２コンパレータの出力信号がリセット入力されるＲＳフリップフロップと；前記コンデンサの一端と接地端との間に接続され、前記ＲＳフリップフロップの出力信号に応じてオン／オフ制御される放電スイッチと；を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。

或いは、上記第２の構成から成るモータ駆動装置において、前記発振器は、クロック信号をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値をアナログ電圧に変換するディジタル／アナログ変換器と、を有して成り、前記ディジタル／アナログ変換器の出力を前記発振電圧として送出する構成であって、かつ、前記ディジタル／アナログ変換器には、正電源電圧として第１分圧電圧が印加されており、また、負電源電圧として所定の基準電圧が印加されている構成（第４の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、上記第１〜第４いずれかの構成から成るモータ駆動装置を有して成る構成（第５の構成）としている。

本発明によれば、外部入力される制御電圧に応じてモータコイルの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能となる。

図１は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すブロック図（一部に回路素子を含む）である。

本図に示すように、本実施形態の電気機器は、モータ１と、モータ１の駆動制御を行うモータ駆動装置２と、を有して成る。

モータ１は、モータコイルＬに流す電流に応じた方向に回転する単相のＤＣモータであり、モータ駆動装置２によって、４つの動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）が切り替えられる。

なお、上記可逆転のモータ１を備えた電気機器の一機構例としては、トレイ式ＣＤプレーヤのトレイ開閉機構、ビデオデッキのカセット排出機構、プリンタの自動ペーパカット機構、カメラのフォーカス機構、エアコンのルーバ開閉機構などを挙げることができ、その搭載対象は極めて多岐にわたるものである。

モータ駆動装置２は、Ｈブリッジ回路２１と、制御回路２２と、ＰＷＭ信号生成回路２３と、を有して成る。

Ｈブリッジ回路２１は、モータ１を構成するモータコイルＬ（リアクタンス負荷）に対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子（Ｐチャネル電界効果トランジスタＱＨ１、ＱＨ２と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱＬ１、ＱＬ２）を有して成る。

Ｈブリッジ回路２１の内部構成について具体的に説明する。

上側スイッチ素子であるトランジスタＱＨ１、ＱＨ２のソースは、いずれも電源電圧Ｖｃｃが印加される電源入力端子に接続されている。下側スイッチ素子であるトランジスタＱＬ１、ＱＬ２のソースは、いずれも接地端子に接続されている。トランジスタＱＨ１、ＱＬ１のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイルＬの一端が接続される第１の出力端子に接続されている。トランジスタＱＨ２、ＱＬ２のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイルＬの他端が接続される第２の出力端子に接続されている。トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２の各ゲートは、それぞれ制御回路２２のゲート信号出力端に接続されている。

なお、図１に示すように、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２には、それぞれ、ダイオードＤＨ１、ＤＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２が図示の向きで並列接続されており、モータコイルＬの逆起電力吸収素子として機能する。なお、各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２に寄生ダイオードが付随している場合には、その寄生ダイオードを逆起電力吸収素子として用いても構わない。

制御回路２２は、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２の制御主体であり、装置外部から入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じてオンすべきトランジスタを選択するとともに、ＰＷＭ信号生成回路２３から入力されるＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御すべく、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮ及びＰＷＭ信号に基づいて、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２のゲート信号を生成する手段である。制御回路２２の具体的な動作については、後ほど詳細な説明を行う。

ＰＷＭ信号生成回路２３は、Ｈブリッジ回路２１を介してモータコイルＬの一端若しくは他端に印加される電源電圧Ｖｃｃと、装置外部から入力される制御電圧Ｖｒｅｆとの比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成する手段である。

ＰＷＭ信号生成回路２３の内部構成について具体的に説明する。

図１に示すように、ＰＷＭ信号生成回路２３は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、インピーダンス変換器ＡＤＪと、直流電圧源Ｅ１と、発振器ＯＳＣと、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰと、を有して成る。

抵抗Ｒ１、Ｒ２は、電源入力端子と接地端子との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、発振器ＯＳＣの一入力端（上限値設定端）に接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗比はｍ：ｎとされている。すなわち、抵抗Ｒ１、Ｒ２は、電源電圧Ｖｃｃを所定比α（＝ｎ／（ｍ＋ｎ））で分圧して第１分圧電圧ＶＨ（＝α×Ｖｃｃ）を生成する第１分圧器として機能する。

直流電圧源Ｅ１は、所定の基準電圧ＶＬを生成する手段である。なお、直流電圧源Ｅ１の正極端は、発振器ＯＳＣの他入力端（下限値設定端）に接続されており、負極端は、接地端子に接続されている。

発振器ＯＳＣは、その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第１分圧電圧ＶＨに応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧Ｖｏｓｃを生成する手段であり、その出力端はＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの反転入力端（−）に接続されている。なお、発振器ＯＳＣの具体的な構成及び動作については、後ほど詳細な説明を行う。

抵抗Ｒ３、Ｒ４は、インピーダンス変換器ＡＤＪを介して、制御電圧入力端子と接地端子との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの非反転入力端（＋）に接続されている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗比はｍ：ｎとされている。すなわち、抵抗Ｒ３、Ｒ４は、制御電圧Ｖｒｅｆを所定比α（＝ｎ／（ｍ＋ｎ））で分圧して第２分圧電圧ＶＲ（＝α×Ｖｒｅｆ）を生成する第２分圧器として機能する。

インピーダンス変換器ＡＤＪは、その入出力間でインピーダンスを整合させる手段（バッファ手段）である。

ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰは、第２分圧電圧ＶＲと発振電圧Ｖｏｓｃとの高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段であり、その出力信号がＰＷＭ信号として制御回路２２に送出される。なお、ＰＷＭ信号は、第２分圧電圧ＶＲが発振電圧Ｖｏｓｃよりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

続いて、上記した発振器ＯＳＣの具体的な構成及び動作について、図２及び図３を参照しながら詳細に説明する。

図２は、発振器ＯＳＣの一構成例を示すブロック図（一部に回路素子を含む）であり、図３は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。

なお、図３上段の実線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖａが入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ」と符号して示すものであり、図３上段の破線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖｂ（＞Ｖａ）が入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ’」と符号して示すものである。また、図３下段には、上記各場合に生成されるＰＷＭ信号を各々「ＰＷＭ」、「ＰＷＭ’」と符号して示している。

図２に示すように、本実施形態の発振器ＯＳＣは、コンデンサＣ１と、電圧／電流変換器ＶＩＣと、可変電流源Ｉ１と、第１、第２コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２と、ＲＳフリップフロップＦＦと、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１と、を有して成る。

コンデンサＣ１の一端は、可変電流源Ｉ１の出力端に接続される一方、発振器ＯＳＣの出力端として、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの反転入力端（−）にも接続されている。すなわち、本実施形態の発振器ＯＳＣでは、コンデンサＣ１の端子電圧が発振電圧Ｖｏｓｃとして引き出されている。なお、コンデンサＣ１の他端は接地されている。

電圧／電流変換器ＶＩＣ及び可変電流源Ｉ１は、コンデンサＣ１に対して第１分圧電圧ＶＨに比例した充電電流ｉを供給する手段である。

第１コンパレータＣＭＰ１は、第１分圧電圧ＶＨとコンデンサＣ１の端子電圧（発振電圧Ｖｏｓｃ）との高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第１コンパレータＣＭＰ１の出力信号は、第１分圧電圧ＶＨがコンデンサＣ１の端子電圧よりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

第２コンパレータＣＭＰ２は、コンデンサＣ１の端子電圧（発振電圧Ｖｏｓｃ）と所定の基準電圧ＶＬとの高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第２コンパレータＣＭＰ２の出力信号は、コンデンサＣ１の端子電圧が基準電圧ＶＬがよりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

ＲＳフリップフロップＦＦは、その反転セット端（ＳＢ）に入力される第１コンパレータＣＭＰ１の出力信号と、その反転リセット端（ＲＢ）に入力される第２コンパレータＣＭＰ２の出力信号に基づき、その出力端（Ｑ）からトランジスタＮ１のゲート信号を送出する手段である。より具体的に述べると、ＲＳフリップフロップＦＦの出力論理は、発振電圧Ｖｏｓｃが第１分圧電圧ＶＨに達したときにハイレベルとなり、その後、基準電圧ＶＬに達したときにローレベルに復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。

トランジスタＮ１は、コンデンサＣ１の一端と接地端子との間に接続され、ＲＳフリップフロップＦＦの出力信号に応じてオン／オフ制御される放電スイッチとして機能するものである。すなわち、トランジスタＮ１のオン／オフ状態は、発振電圧Ｖｏｓｃが第１分圧電圧ＶＨに達したときにオン状態となり、その後、基準電圧ＶＬに達したときにオフ状態に復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。

上記の充放電制御により、発振電圧Ｖｏｓｃは、図３上段に示すように、その上限値が第１分圧電圧ＶＨに応じて可変的に設定され、下限値が所定の基準電圧ＶＬに応じて固定的に設定される形となる。

また、先述したように、コンデンサＣ１の充電電流ｉは、第１分圧電圧ＶＨに比例してその電流値（コンデンサＣ１の充電スピード）が増減される。すなわち、本実施形態の発振器ＯＳＣでは、第１分圧電圧ＶＨ（延いては電源電圧Ｖｃｃ）が高いほど、コンデンサＣ１の充電スピードは速くなり、低いほどコンデンサＣ１の充電スピードは遅くなる。

上記の充電電流制御により、発振器ＯＳＣの発振周期（発振周波数）は、第１分圧電圧ＶＨ（延いては電源電圧Ｖｃｃ）に依らず、一定に保たれる形となる。

また、先述したように、本実施形態のＰＷＭ信号生成回路２３において、第１、第２分圧器の分圧比は、いずれも同値（α＝ｎ／ｍ＋ｎ）に設定されている。

従って、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰにて、第２分圧電圧ＶＲと発振電圧Ｖｏｓｃとを比較することにより、第１分圧電圧ＶＨ（電源電圧Ｖｃｃ）と第２分圧電圧ＶＲ（制御電圧Ｖｒｅｆ）との比に応じたデューティのＰＷＭ信号が得られることになり、延いては、ユーザが任意に設定する制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能となる（図３下段を参照）。

なお、制御電圧Ｖｒｅｆの生成に際しては、電源電圧Ｖｃｃとの相対関係（言い換えればＰＷＭ信号のデューティ）を特段考慮する必要はなく、装置外部の抵抗分割回路等を用いて、モータコイルＬの一端に印加すべき駆動電圧と同値の電圧を適宜生成すればよい。

例えば、モータコイルの一端に印加すべき駆動電圧が３［Ｖ］である場合、電源電圧Ｖｃｃが５［Ｖ］であっても１２［Ｖ］であっても、制御電圧Ｖｒｅｆとしては、上記所望値の３［Ｖ］を印加すればよい。

また、モータコイルＬの一端に電源電圧Ｖｃｃ自体を印加すべき場合には、制御電圧入力端子を電源入力端子に短絡させればよい。

次に、制御回路２２によるＨブリッジ回路２１の制御動作について、図４及び図５を参照しながら、詳細な説明を行う。

図４は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じたゲート信号生成動作を説明するための図であり、図５は、各動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明するための図である。

なお、図４において、左端に記載された符号「ＦＩＮ」、「ＲＩＮ」は、それぞれ、装置外部から入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮの論理状態を示しており、符号「ＱＨ１」、「ＱＨ２」、「ＱＬ１」、「ＱＬ２」は、それぞれ、Ｈブリッジ回路２１を構成するトランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２のゲート信号の論理状態を示している。また、符号「モード」は、モータ１の動作モードを示している。

動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがそれぞれハイレベル、ローレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「正転モード」とすべく、トランジスタＱＨ１、ＱＬ２をオンとし、トランジスタＱＨ２、ＱＬ１をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬには、Ｈブリッジ回路２１を介して、図５（ａ）に示す経路で駆動電流が流され、モータ１が正転駆動される形となる。

一方、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがそれぞれローレベル、ハイレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「逆転モード」とすべく、トランジスタＱＨ２、ＱＬ１をオンとし、トランジスタＱＨ１、ＱＬ２をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬには、Ｈブリッジ回路２１を介して、図５（ｂ）に示す経路で駆動電流が流され、モータ１が逆転駆動される形となる。

上記の両動作モードが選択される場合、上側トランジスタＱＨ１、ＱＨ２については、ＰＷＭ信号生成回路２３から入力されるＰＷＭ信号に応じて、そのオンデューティが制御される。このようなＰＷＭ駆動により、モータコイルＬに対する駆動電流のチャージとディスチャージが繰り返され、その駆動電圧制御が行われる。

従って、本実施形態のモータ駆動装置であれば、電源電圧Ｖｃｃに依ることなく、ユーザの設定する制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルＬに流れる駆動電流）を所望値に制御することが可能となる。

なお、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがいずれもハイレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「ブレーキモード」とすべく、トランジスタＱＬ１、ＱＬ２をオンとし、トランジスタＱＨ１、ＱＨ２をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬからは、Ｈブリッジ回路２１を介して、図５（ｃ）に示す経路で接地端子に駆動電流が引き抜かれ、モータ１がブレーキされる形となる。

また、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがいずれもローレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「空転モード」とすべく、トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２を全てオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、Ｈブリッジ回路２１には、モータ１を構成するモータコイルＬの逆起電力に応じて、図５（ｃ）に示す経路で電流が流れ、モータ１が空転される形となる。

上記したように、本実施形態のモータ駆動装置であれば、外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆに応じてモータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルＬに流れる駆動電流）を容易かつ広範囲に可変制御することができるので、装置の電源電圧範囲を有効活用することが可能となる。

また、Ｈブリッジ回路２１のスイッチ素子をＰＷＭ駆動することにより、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧を所望値に制御する構成であれば、ＰＷＭ制御時のオフ期間において、モータ１からの回生電流を利用することができるので、当該オフ期間に電源供給を遮断して装置の省電力化を図ることが可能となる。

さらに、本実施形態のモータ駆動装置であれば、Ｈブリッジ回路２１のスイッチ素子として、電界効果トランジスタを用いているので、バイポーラトランジスタを用いた従来構成に比べて、そのオン／オフ制御に対する応答性を高めることが可能となる。ただし、スイッチ素子としてバイポーラトランジスタを用いても、上記本発明の効果を奏することは可能であり、電界効果トランジスタの使用が必須の構成要件というわけではない。

なお、上記の実施形態では、単相のＤＣモータを駆動対象とした構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、その他のモータ（ボイスコイルモータやステッピングモータなど）を駆動対象とするモータ駆動装置にも広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記の実施形態では、Ｈブリッジ回路２１を構成するスイッチ素子のうち、上側トランジスタＱＨ１、ＱＨ２をＰＷＭ駆動する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、下側トランジスタＱＬ１、ＱＬ２をＰＷＭ駆動する構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、ＰＷＭ信号生成回路２３において、電源電圧Ｖｃｃ及び制御電圧Ｖｒｅｆを各々分圧して第１分圧電圧ＶＨ及び第２分圧電圧ＶＲを生成し、これらの分圧電圧を用いてＰＷＭ信号を生成する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、電源・ＧＮＤ間でフルスイング駆動が可能なＰＷＭコンパレータＰＣＭＰを用いるのであれば、図６に示すように、第１分圧電圧ＶＨ及び第２分圧電圧ＶＲに代えて、電源電圧Ｖｃｃ及び制御電圧Ｖｒｅｆを直接用いる構成としても構わない。また、図１で示したインピーダンス変換器ＡＤＪは、必須の構成要素ではなく、図６に示すように、これを除いた構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、Ｈブリッジ回路２１の上側スイッチ素子として、Ｐチャネル電界効果トランジスタＱＨ１、ＱＨ２を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、上記の上側スイッチ素子として、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱＨ１’、ＱＨ２’を用いても構わない。その際、トランジスタＱＨ１’、ＱＨ２’のゲート電圧を生成する手段としては、図７（ａ）に示すように、電源電圧Ｖｃｃを昇圧するチャージポンプ回路２４を用いてもよいし、図７（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１’〜Ｄ２’及びコンデンサＣ１’〜Ｃ２’を用いることにより、トランジスタＱＨ１’、ＱＨ２’のゲート電圧を各々のソース電圧に対してブートストラップするブートストラップ出力段２２ａを用いてもよい。

また、上記の実施形態では、発振回路ＯＳＣにおいて、アナログ的に所望の発振電圧Ｖｏｓｃを生成する構成を例示して説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、ディジタル的に所望の発振電圧Ｖｏｓｃを生成する構成としても構わない。

図８は、発振器ＯＳＣの一変形例を示すブロック図であり、図９は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。

なお、図９上段の実線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖａが入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ」と符号して示すものであり、図９上段の破線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖｂ（＞Ｖａ）が入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ’」と符号して示すものである。また、図９下段には、上記各場合に生成されるＰＷＭ信号を各々「ＰＷＭ」、「ＰＷＭ’」と符号して示している。

図８に示すように、本変形例の発振器ＯＳＣは、クロック信号ＣＬＫをカウントするフリーランのカウンタＣＴと、カウンタＣＴのカウント値をアナログ電圧に変換するｎビットのディジタル／アナログ変換器ＤＡＣ（例えば、６ビットのＲ−２Ｒ回路）と、を有して成り、ディジタル／アナログ変換器ＤＡＣの出力を発振電圧Ｖｏｓｃとして後段のＰＷＭコンパレータＰＣＭＰに送出する構成とされている。

なお、ディジタル／アナログ変換器ＤＡＣには、正電源電圧（発振電圧Ｖｏｓｃの上限設定電圧に相当）として、第１分圧電圧ＶＨが印加されており、また、負電源電圧（発振電圧Ｖｏｓｃの下限設定電圧に相当）として、基準電圧ＶＬが印加されている。

上記構成から成る発振器ＯＳＣで生成される発振電圧Ｖｏｓｃは、図９上段に示すように、カウンタＣＴのカウント毎に、基準電圧ＶＬから第１分圧電圧ＶＨに至るまでｎ段階で電圧レベルが上昇された後、次のカウントで再び電圧レベルが基準電圧ＶＬに戻され、以後も、上記の状態遷移を繰り返すノコギリ波状となる。

すなわち、発振電圧Ｖｏｓｃの上限値は第１分圧電圧ＶＨに応じて可変的に設定され、下限値は所定の基準電圧ＶＬに応じて固定的に設定される形となる。また、発振電圧Ｖｏｓｃの発振周期（発振周波数）は、クロック信号ＣＬＫの発振周波数とディジタル／アナログ変換器ＤＡＣのビット分解能に応じて決定されるため、図９下段に示すように、第１分圧電圧ＶＨ（延いては電源電圧Ｖｃｃ）に依らず、一定に保たれる形となる。

このように、本変形例の発振器ＯＳＣであれば、図２の構成に比べて、発振電圧Ｖｏｓｃの発振周期をより容易かつ高精度に制御することが可能となる。特に、クロック信号ＣＬＫを外部入力する構成とすれば、複数のモータの駆動制御を行うに際して、各々の同期を取りやすくなる。

また、電源電圧Ｖｃｃに依らない所定の振幅を有する発振電圧Ｖｏｓｃと外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆとを単純に比較することでＰＷＭ信号を生成し、これを用いてスイッチ素子のＰＷＭ駆動を行う構成も考えられるが、当該構成を採用した場合には、ユーザ自身が電源電圧Ｖｃｃと所望の駆動電圧との相関関係を考慮してＰＷＭ信号のデューティを予め算出しておき、その算出結果に応じた制御電圧Ｖｒｅｆを入力しなければならなくなる。一方、上記実施形態の構成であれば、ユーザは所望の駆動電圧値と同値の制御電圧Ｖｒｅｆを入力するだけで足りる。そのため、ユーザの負担軽減を鑑みれば、上記実施形態の構成を採用することが望ましい。

また、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮ自体をＰＷＭ制御し、これを用いてスイッチ素子のＰＷＭ駆動を行う構成も考えられるが、当該構成を採用した場合には、マイコンのファームウェア更新など、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮの生成手段を変更せねばならず、ユーザにシステムの大幅な改変を強いる結果となる。一方、上記実施形態の構成であれば、ユーザは、モータ駆動装置のみを本実施形態のものに置き換え、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮについては、従前同様の信号を入力するだけで足りる。そのため、システムの大幅な改変回避を鑑みれば、上記実施形態の構成を採用することが望ましい。

本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器において、モータの回転速度を容易かつ広範囲に設定する上で有用な技術である。

は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すブロック図である。は、発振器ＯＳＣの一構成例を示すブロック図である。は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じたゲート信号生成動作を説明するための図である。は、各動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明するための図である。は、ＰＷＭ信号生成回路２３の一変形例を示す回路図である。は、Ｈブリッジ回路２１の一変形例を示す回路図である。は、発振器ＯＳＣの一変形例を示すブロック図である。は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。は、モータ駆動装置の一従来例を示す回路図である。

符号の説明

１モータ
２モータ駆動装置
２１Ｈブリッジ回路
２２制御回路
２２ａブートストラップ出力段
２３ＰＷＭ信号生成回路
２４チャージポンプ回路
ＱＨ１、ＱＨ２Ｐチャネル電界効果トランジスタ（上側スイッチ素子）
ＱＨ１’、ＱＨ２’ Ｎチャネル電界効果トランジスタ（上側スイッチ素子）
ＱＬ１、ＱＬ２Ｎチャネル電界効果トランジスタ（下側スイッチ素子）
ＤＨ１、ＤＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２ダイオード
Ｄ１’、Ｄ２’ ダイオード
Ｃ１’、Ｃ２’ コンデンサ
Ｌモータコイル
Ｒ１〜Ｒ４抵抗
Ｅ１直流電圧源
ＰＣＭＰＰＷＭコンパレータ
ＡＤＪインピーダンス変換器
ＯＳＣ発振器
Ｃ１コンデンサ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２コンパレータ
ＶＩＣ電圧／電流変換器
Ｉ１可変電流源
ＦＦＲＳフリップフロップ
ＤＡＣディジタル／アナログ変換器
ＣＴカウンタ

Claims

モータを構成するモータコイルに対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子を有して成るＨブリッジ回路と；前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路と；前記Ｈブリッジ回路を介して前記モータコイルの一端若しくは他端に印加される電源電圧と、装置外部から入力される制御電圧との比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と；を有して成り、
前記制御回路は、装置外部から入力される動作モード制御信号に応じてオンすべきスイッチ素子を選択するとともに、前記ＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御し、
前記ＰＷＭ信号生成回路は、その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が前記電源電圧に応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と；前記制御電圧と前記発振電圧との高低に応じてその出力論理が変遷するＰＷＭコンパレータと；を有して成り、前記ＰＷＭコンパレータの出力信号を前記ＰＷＭ信号として前記制御回路に送出する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
モータを構成するモータコイルに対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子を有して成るＨブリッジ回路と；前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路と；前記Ｈブリッジ回路を介して前記モータコイルの一端若しくは他端に印加される電源電圧と、装置外部から入力される制御電圧との比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と；を有して成り、
前記制御回路は、装置外部から入力される動作モード制御信号に応じてオンすべきスイッチ素子を選択するとともに、前記ＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御し、
前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記電源電圧を所定比で分圧して第１分圧電圧を生成する第１分圧器と；前記制御電圧を前記所定比で分圧して第２分圧電圧を生成する第２分圧器と；その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第１分圧電圧に応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と；第２分圧電圧と前記発振電圧との高低に応じてその出力論理が変遷するＰＷＭコンパレータと；を有して成り、前記ＰＷＭコンパレータの出力信号を前記ＰＷＭ信号として前記制御回路に送出する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
前記発振器は、その端子電圧が前記発振電圧として引き出されるコンデンサと；前記コンデンサに対して第１分圧電圧に比例した充電電流を供給する手段と；第１分圧電圧と前記コンデンサの端子電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第１コンパレータと；前記コンデンサの端子電圧と所定の基準電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第２コンパレータと；第１コンパレータの出力信号がセット入力され、第２コンパレータの出力信号がリセット入力されるＲＳフリップフロップと；前記コンデンサの一端と接地端との間に接続され、前記ＲＳフリップフロップの出力信号に応じてオン／オフ制御される放電スイッチと；を有して成ることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
前記発振器は、クロック信号をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値をアナログ電圧に変換するディジタル／アナログ変換器と、を有して成り、前記ディジタル／アナログ変換器の出力を前記発振電圧として送出する構成であって、かつ、前記ディジタル／アナログ変換器には、正電源電圧として第１分圧電圧が印加されており、また、負電源電圧として所定の基準電圧が印加されていることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、請求項１〜請求項４のいずれかに記載のモータ駆動装置を有して成ることを特徴とする電気機器。