JP5187204B2 - デジタル放送受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル放送受信装置に関し、特に受信感度の向上と歪耐力の向上の両方を同時に達成する技術に関する。

放送受信機において、弱い電波に対する受信性能である受信感度を向上させるためには、放送受信機のＮＦ（雑音指数）を小さくすることが有効であることが知られている。放送受信機のＮＦを小さくする方法としては、放送受信機が内蔵するチューナの初段にＬＮＡ（低雑音増幅器）を接続する方法がある。
ところで、いわゆるワンセグ放送などのテレビジョン放送の放送信号を受信する機能を有する携帯端末等の小型の放送受信機においては、搭載可能な回路の規模や放送受信機全体の大きさに制約がある。そのため、従来、かかる放送受信機に使用されるＬＮＡには、一般に利得が固定のＬＮＡが用いられていた。

しかしながら、利得が固定されたＬＮＡを有する放送受信機においては、ＮＦを低くし、かつ、信号の歪みに対する耐性を高くすることが比較的困難であった。これは、放送受信機のＮＦを低くするには、例えばＬＮＡの利得を高くするのが有効であるが、そのようにした場合、強い信号がＬＮＡに入力されると、ＬＮＡの後段の高利得増幅部において信号の歪みが生じ、その結果、エラーが発生して受信不能の状態となる一方、ＬＮＡの利得を低くすると、放送受信機のＮＦが高くなり、受信感度が低下するためである。

そこで、ＬＮＡの電源電圧を切り替える電源切替え回路と、ビットエラーを検出する手段および検出されたビットエラー（フラグ）に基づいて受信状態を判定する判定手段とを設け、受信状態が良好でない時はＬＮＡの電源電圧を切り替えることでＬＮＡの利得を変更することによって、受信感度の向上と歪耐力の向上の両方を実現できるようにした発明が提案されている（特許文献１）。

特開２００７−３３６４６３号公報

しかしながら、ＢＥＲ（ビットエラーレート）の劣化は、信号の歪みだけが原因で起きるわけではなく、伝送路の状態にも起因して起きる。そのため、特許文献１に記載されている発明のように、ビットエラーにのみ基づいてＬＮＡの利得を変更すると誤った切替えが行なわれ、かえってＢＥＲが劣化するおそれがあるという課題があることを見出した。

この発明は、上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、受信感度の向上と歪耐力の向上の両方を達成できるデジタル放送受信装置を提供することにある。

この発明の他の目的は、受信電力の変動の激しい環境の下においても安定した受信が可能なデジタル放送受信装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、
受信信号を増幅するロウノイズアンプと、ロウノイズアンプで増幅された受信信号を増幅し中間周波数の信号に周波数変換して出力するＲＦ処理部と、中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換した後に復調する復調部と、を備えたデジタル放送受信装置において、
前記復調部は、
受信信号の振幅レベルを検出する振幅検出回路と、
中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、
該ＡＤ変換回路で変換された時間軸のデータを周波数軸のデータに変換するデータ変換回路と、
前記周波数軸のデータに基づいて、フェージングによるサブキャリアの周波数変動の大きさを検出する周波数変動検出手段と、
前記振幅検出回路の出力に応じて前記ＲＦ処理部の利得を制御する利得制御信号を生成して前記ＲＦ処理部へ出力する利得制御回路と、
前記周波数変動検出手段の出力および前記振幅検出回路の出力に応じて前記ロウノイズアンプの利得を切り替える利得切替え制御信号を生成して前記ロウノイズアンプへ出力する利得切替え制御回路と、
を備えることを特徴としている。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のデジタル放送受信装置において、
前記振幅検出回路の出力もしくは前記利得制御回路の出力に基づいて受信電力を換算する受信電力換算回路を備え、前記利得切替え制御回路は、該受信電力換算回路の出力および前記周波数変動検出手段の出力に応じて前記利得切替え制御信号を生成するように構成されていることを特徴としている。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のデジタル放送受信装置において、
受信信号に含まれるパイロット信号を検出するパイロット信号検出回路を備え、前記周波数変動検出手段は、前記パイロット信号検出回路の検出信号に基づいて周波数変動の大きさを検出することを特徴としている。

請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のデジタル放送受信装置において、
前記周波数変動検出手段は、前記パイロット信号検出回路により検出されたパイロット信号の変動量と予め設定された所定のレベルとを比較する比較回路を有することを特徴としている。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のデジタル放送受信装置において、
前記受信信号はマルチキャリア・デジタル変調方式で変調された信号であり、
前記利得切替え制御回路は、
パイロット信号の変動量が前記所定のレベル以下の場合、受信電力が−７０ｄＢｍ以下の時に前記ロウノイズアンプの利得を高い利得に切り替える一方、受信電力が−３０ｄＢｍ以上の時に前記ロウノイズアンプの利得を低い利得に切り替え、
パイロット信号の変動量が前記所定のレベルより大きい場合、受信電力が−７５ｄＢｍ以下の時に前記ロウノイズアンプの利得を高い利得に切り替える一方、受信電力が−２０ｄＢｍ以上の時に前記ロウノイズアンプの利得を低い利得に切り替えることを特徴としている。

請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載のデジタル放送受信装置において、
前記ロウノイズアンプを通過せずに受信信号を前記ＲＦ処理部へ供給するスルーパスと、受信信号を前記ロウノイズアンプの入力端子または前記スルーパスのいずれに供給するか切り替える切替え手段とを備え、前記利得切替え制御回路は、前記切替え手段を制御する信号を生成することを特徴としている。

本発明によれば、受信電力の大きさとフェージングの有無の２つの条件に応じてＬＮＡにおける利得を切り替えるため、受信感度の向上と歪耐力の向上の両方を達成できるデジタル放送受信装置を実現することができるという効果がある。

携帯電話機などに搭載されるワンセグデジタル放送の受信装置の概略構成を示すブロック図である。 実施例のデジタル放送受信装置におけるロウノイズアンプの構成を示すブロック図である。 実施例のデジタル放送受信装置におけるＲＦ処理部の構成を示すブロック図である。 実施例のデジタル放送受信装置における復調部の構成を示すブロック図である。 実施例のデジタル放送受信装置におけるＬＮＡ制御部の構成を示すブロック図である。 受信信号に含まれるパイロット信号のフェージングを受けている場合のシンボル位置と大きさとの関係を示す特性図である。 実施例のデジタル放送受信装置におけるＬＮＡ制御部によるＬＮＡ利得の切替え制御手順の一例を示すフローチャートである。 図８（Ａ）および（Ｂ）は、フェージングがない状態でアンテナ端での受信電力を−２５ｄＢｍと−３０ｄＢｍとした場合のＣ／Ｎに換算した印加ノイズとビタビ後のＢＥＲとの関係を示す特性図である。 図９（Ｃ）および（Ｄ）は、フェージングがない状態でアンテナ端での受信電力を−７０ｄＢｍと−７５ｄＢｍとした場合のＣ／Ｎに換算した印加ノイズとビタビ後のＢＥＲとの関係を示す特性図である。 図１０（Ａ）および（Ｂ）は、フェージング周波数１５Ｈｚ相当のフェージングを与えた状態で受信電力を−１５ｄＢｍと−２０ｄＢｍとした場合のＣ／Ｎに換算した印加ノイズとＢＥＲとの関係を示す特性図である。 図１１（Ｃ）および（Ｄ）は、フェージング周波数１５Ｈｚ相当のフェージングを与えた状態で受信電力を−７５ｄＢｍと−８０ｄＢｍとした場合のＣ／Ｎに換算した印加ノイズとＢＥＲとの関係を示す特性図である。

本発明者は、ＢＥＲの劣化は、信号の歪みだけが原因で起きるわけではなく、伝送路の状態にも起因して起きると考え、フェージングのない状態とフェージングを与えた状態とで、電波の強さ（受信機から見た受信電力）および信号に載せるノイズを変えながら、受信機で電波を受信し誤り訂正回路から出力される受信データのＢＥＲ（ビットエラーレート）を測定する実験を行なった。また、ロウノイズアンプ（以下、ＬＮＡと称する）の利得もＢＥＲに関係すると考え、受信信号を利得固定のＬＮＡで増幅した場合と、ＬＮＡを通さない（スルー）で増幅した場合についても測定を行なった。

図８〜図１１にその実験結果の一部を示す。このうち、図８および図９は、フェージングがない状態でアンテナ端での受信電力を−２５ｄＢｍ，−３０ｄＢｍ，−７０ｄＢｍ，−７５ｄＢｍとした場合のＣ／Ｎに換算した印加ノイズとビタビ後（エラー訂正処理後）のビットエラーレート（以下、単にＢＥＲと記す）との関係を示す。

また、図１０および図１１はフェージング周波数１５Ｈｚ相当のフェージングを与えた状態で受信電力を−１５ｄＢｍ，−２０ｄＢｍ，−７５ｄＢｍ，−８０ｄＢｍとした場合のＣ／Ｎ換算印加ノイズとＢＥＲとの関係をそれぞれ示す。ここで、フェージング周波数とは、フェージングを受けた時のサブキャリアの周波数の変動量を意味している。
なお、図８〜図１１においては、受信信号を利得固定のＬＮＡで増幅した場合（ＯＮ）のＢＥＲ測定結果を■印でプロットし、ＬＮＡをスルーさせた場合（ＯＦＦ）のＢＥＲ測定結果を◆印でプロットした。

図８および図９の各グラフを比較すると、フェージングがない場合には、図８（Ａ）から受信電力レベルが−２５ｄＢｍではＬＮＡをスルーさせた方がＢＥＲは良好であり、図９（Ｄ）から受信電力レベルが−７５ｄＢｍではＬＮＡを通した方がＢＥＲは良好であり、図８（Ｂ）と図９（Ｃ）から受信電力レベルが−３０ｄＢｍと−７０ｄＢｍではどちらもＢＥＲはあまり変わりがないことが分かる。図示しないが、−３０ｄＢｍ〜−７０ｄＢｍの間においても、−３０ｄＢｍや−７０ｄＢｍと同様の測定結果が得られた。

一方、図１０および図１１の各グラフを比較すると、フェージングを与えた場合には、図１０（Ａ）から受信電力レベルが−１５ｄＢｍではＬＮＡをスルーさせた方がＢＥＲは良好であり、図１１（Ｄ）から受信電力レベルが−８０ｄＢｍではＬＮＡを通した方がＢＥＲは良好であり、図１０（Ｂ）と図１１（Ｃ）から受信電力レベルが−２０ｄＢｍと−７５ｄＢｍではどちらもＢＥＲはあまり変わりがないことが分かる。図示しないが、−２０ｄＢｍ〜−７５ｄＢｍの間においても、−２０ｄＢｍや−７５ｄＢｍと同様の測定結果が得られた。

上記測定結果より、フェージングがない場合には、受信電力レベルが−２５ｄＢｍ以上の場合にはＬＮＡをスルーさせた方がＢＥＲは良好で、受信電力レベルが−７５ｄＢｍ以下の場合にはＬＮＡを通した方がＢＥＲは良好であることが分かる。また、フェージングがある場合には、受信電力レベルが−１５ｄＢｍ以上の場合にはＬＮＡをスルーさせた方がＢＥＲは良好で、受信電力レベルが−８０ｄＢｍ以下の場合にはＬＮＡを通した方がＢＥＲは良好であることが分かる。

上記のような測定結果の解析から、本発明者は、図１のような構成を有するデジタル放送受信装置において、ＬＮＡに受信信号をスルーさせるパスを設けるとともに、フェージングの有無を検出する回路を設け、該検出回路の出力と、復調部へ入力される信号の振幅を一定にするＡＧＣ制御のための受信信号の振幅レベルを検出した信号と、に基づいてＬＮＡのパスを切り替える制御方式を思い付いた。

さらに、フェージングの有無については、本発明が対象とするワンセグのデジタル放送受信装置で受信する放送信号には、サブキャリアにスキャッタードパイロット信号（以下、単にパイロット信号と称する）と呼ばれる受信処理の際の目印となる、既知の振幅と位相を有する基準信号が含まれている。このパイロット信号がフェージングを受けると、図６に示すように、周波数方向のシンボル位置に応じてその大きさが変動するので、パイロット信号を抽出してその変動量からフェージングの大きさを検出することができる。

なお、図６には、あるフェージングを与えた場合に、１セグメント、１シンボルに含まれる３６個のパイロット信号を検出してその大きさをプロットして各点を結んだ線を実線で示している。また、図６において、一点鎖線で示されているのはフェージングがない場合のパイロット信号である。また、パイロット信号の入るサブキャリアおよびシンボル位置は、ワンセグ放送信号では１２キャリアに１回かつ４シンボルに１回のように、予め決まっているので、パイロット信号を検出するのは容易であり、従来より歪み補正のために検出が行なわれている。

上記のような知見と発想から、本発明者によって発明されたデジタル放送受信装置の一実施形態を、図１〜図３を用いて説明する。

図１は携帯電話機などに搭載されるワンセグと呼ばれるデジタル放送の受信装置の概略構成を示す。

図１に示すように、デジタル放送受信装置は、アンテナ１により受信された放送受信信号を低ノイズで増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）２、増幅された受信信号をさらに増幅しつつ中間周波数の信号に変換（ダウンコンバート）するＲＦ処理部３、変換された中間周波数の信号をデジタル信号に変換し復調してトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力する復調部４、復調部４の入り口で検出された受信電力レベルに基づいて上記ＲＦ処理部３の利得制御信号Ｖｇｃを生成しフィードバックするＡＧＣ制御部５ａおよびロウノイズアンプ２の利得を切り替えるための制御信号ＣＳを生成するＬＮＡ制御部５ｂを備える。なお、アンテナ１とＬＮＡ２との間には、一般に、受信信号のうち所望の周波数帯の受信信号を通過させるバンドパスフィルタが設けられるが、図１では図示を省略している。

上記復調部４で生成されたトランスポートストリームは、デスクランブラ／ＤＥＭＵＸ部６で暗号鍵を含んだパケットの抽出や復号化などの処理及びデータの分離が行なわれて、デコーダ／ＶＩＤＥＯエンコーダ部７で元の映像信号や音声信号が再生され、表示部やスピーカなどの出力部８へ出力される。

本実施形態においては、図２に示すように、ロウノイズアンプ２と並列に、ロウノイズアンプ２を通さずに受信信号ＲｘをＲＦ処理部３へ入力させるためのスルーパスＴＰＳと、受信信号の伝送経路をロウノイズアンプ２または上記スルーパスＴＰＳに切り替えるための切替えスイッチＳＷとが設けられ、該スイッチＳＷが上記ＬＮＡ制御部５ｂからの制御信号ＣＳによって制御されるように構成されている。これにより、１つのスルーパスＴＰＳと１つのスイッチＳＷを追加するだけで、容易に見かけ上のロウノイズアンプ２の利得を切り替えることができるようになる。

ＲＦ処理部３は、図３に示すように、受信信号Ｒｘを増幅する第１の可変利得増幅回路３１と、所定の周波数の発振信号を生成する発振器３２と、受信信号Ｒｘと発振器３２からの発振信号とを合成することで両者の周波数の和に相当する周波数の信号および周波数の差に相当する中間周波数（ＩＦ）の信号を生成するミキサ３３、ミキサ３３の出力から周波数の和に相当する周波数の信号を除去することで中間周波数の信号を通過させるロウパスフィルタ３４、通過した中間周波数の信号を増幅する第２の可変利得増幅回路３５を備える。上記第１の可変利得増幅回路３１と第２の可変利得増幅回路３５の利得が、後段の復調部４に設けられている振幅検出回路４６（図４参照）からの利得制御信号Ｖｇｃによって制御されることで、復調部４へ一定の振幅レベルの受信信号が入力されるように構成される。

復調部４は、図４に示すように、ＲＦ処理部３で所定の振幅レベルまで増幅された放送受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路４１と、ＡＤ変換された受信データを高速フーリエ変換することで時間軸情報から周波数軸情報に変換するＦＦＴ４２、伝送路で生じた歪みを補正する波形等化回路４３、マルチキャリア・デジタル変調方式の一つであるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化方式）のような変調方式に対応した復調方式で受信データを復調する復調回路４４、受信データに含まれている誤り訂正符号に基づいて受信データの誤り訂正を行う誤り訂正回路４５を備える。

さらに、復調部４は、ＡＤ変換回路４１により変換された受信データに基づいて振幅の大きさを検出する振幅検出回路４６、ＦＦＴ４２でフーリエ変換されたデータからパイロット信号を検出するパイロット信号検出回路４７、検出された信号に基づいて伝送路を推定する伝送路推定回路４８を備える。振幅検出回路４６で検出された振幅レベルを示す信号はＡＧＣ制御回路５ａへ供給され、この検出信号に基づいてＲＦ処理部３内の可変利得増幅回路３１、３５の利得を制御する信号（電圧）Ｖｇｃが生成されるとともに、伝送路推定回路４８からの出力に応じて波形等化回路４３が伝送路で生じた受信信号の歪みを補正するように構成されている。

また、本実施例においては、上記パイロット信号検出回路４７の検出信号がＬＮＡ制御部５ｂに供給され、ＬＮＡ制御部５ｂがパイロット検出信号に応じてロウノイズアンプ２のパスの切り替えを行なう制御信号ＣＳを生成して出力するように構成されている。

ＬＮＡ制御部５ｂは、図５に示すように、パイロット信号検出回路４７の検出信号に基づいてパイロット信号の変動量（例えば最大値と最小値との差）が所定の大きさ以上か否かを判定することでフェージングが大きいか否かを検出する周波数変動比較回路５１と、ＡＧＣ制御回路５ａからの信号に基づいて現在の受信電力を換算する受信電力換算部５２と、該受信電力換算部５２により換算された受信電力を示す信号と上記周波数変動比較回路５１からの信号に基づいてロウノイズアンプ２のパスの切り替えを行なうＬＮＡ切替え制御部５３などから構成されている。受信電力換算部５２は、ＡＧＣ制御回路５ａからの信号に基づいて受信電力を換算するので、振幅検出回路４６をＡＧＣ制御回路５ａと共用することができ、回路規模の増大を抑えることができる。

パイロット信号はフェージングを起こすような伝送状態では、図６のようにその大きさが周波数方向のシンボル位置で変動するが、パイロット信号の大きさはパイロット信号検出回路４７の検出信号から分かるので、周波数変動比較回路５１は変動の大きさを検出する回路と、変動の大きさを示す信号と所定のレベル（しきい値）とを比較する比較回路とを用いて容易に構成することができる。

また、周波数変動比較回路５１は、パイロット信号の変動が所定のレベルよりも大きい場合にフェージング有りの信号（例えばハイレベル）を出力し、検出信号の変動が所定のレベルよりも小さい場合にフェージング無しの信号（例えばロウレベル）を出力するように構成される。これにより、周波数変動比較回路５１を容易に構成することができる。なお、受信電力を換算する受信電力換算部５２には、ＡＧＣ制御回路５ａからの信号を供給する代わりに、振幅検出回路からＡＧＣ制御回路５ａへ供給される振幅レベルを示す信号を供給するように構成しても良い。

次に、上記ＬＮＡ切替え制御部５３における切替え制御の具体的な手順の一例を、図７のフローチャートを用いて説明する。

ＬＮＡ切替え制御部５３は、先ず周波数変動比較回路５１から出力される検出信号に基づいてフェージングの有無を判定する（ステップＳ１）。ここで、フェージングの無しと判定すると、ステップＳ２へ移行して受信電力が−７０ｄＢｍ以下か判定し、“Ｙｅｓ”（肯定）ならば受信信号をＬＮＡへ入力させるようにスイッチＳＷを切り替える制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ５）。また、ステップＳ２で“Ｎｏ”（否定）ならばステップＳ３へ進んで受信電力が−３０ｄＢｍ以上か判定し、“Ｎｏ”（否定）ならばＬＮＡのそのときの制御状態を維持する（ステップＳ４）し、“Ｙｅｓ”（肯定）ならば受信信号をスルーさせてＬＮＡへ入力させないようにスイッチＳＷを切り替える制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ８）。

一方、上記ステップＳ１で“Ｙｅｓ”（肯定）すなわちフェージング有りと判定すると、ステップＳ６へ移行して受信電力が−７５ｄＢｍ以下か判定し、“Ｙｅｓ”（肯定）ならば受信信号をＬＮＡへ入力させるようにスイッチＳＷを切り替える制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ５）。また、ステップＳ６で“Ｎｏ”（否定）ならばステップＳ７へ進んで受信電力が−２０ｄＢｍ以上か判定し、“Ｎｏ”（否定）ならばＬＮＡのそのときの制御状態を維持する（ステップＳ４）し、“Ｙｅｓ”（肯定）ならば受信信号をスルーさせてＬＮＡへ入力させないようにスイッチＳＷを切り替える制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ８）。

以上のような制御によって、受信電力の大きさとフェージングの有無の２つの条件に応じてＬＮＡにおける利得（スルーのときは低利得とみなされる）が決定されるようになり、受信電力の大きさのみあるいはＢＥＲの良否のみでＬＮＡにおける利得を決定する従来の制御方式に比べてＢＥＲが改善されるとともに、許容されるＢＥＲの範囲でぎりぎりまで受信感度を高めることができる。その結果、受信感度の向上と歪耐力の向上の両方を達成できるという効果が得られるようになる。さらに、フェージングがある時に、切り替えしきい値レベル間の受信電力範囲を広く設定できるため、受信電力の変動の激しい環境の下においても安定した受信が可能となる。

なお、図７のフローチャートに従った切替え制御処理は、パイロット信号が一通り揃う４シンボル周期（1.134ms×4＝4.536ms）で行なえば最も高い精度が得られるが、そのようにするとＣＰＵの負担が大きくなるので、例えば１００ｍｓ周期で繰り返し行なうようにするのが良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態では、フェージングの有無をパイロット信号に基づいて検出しているが、他の信号に基づいて検出することも可能である。

また、上記実施形態においては、受信信号をＬＮＡに入力して増幅させるかスルーさせるかを切り替えるスイッチＳＷを設けた実施例を説明したが、ＬＮＡをスルーさせるスイッチＳＷとパスＴＰＳを設ける代わりに、ＬＮＡそのものを利得切替え可能に構成しておいて、受信電力の大きさとフェージングの有無に応じてＬＮＡの利得を切り替えるように構成しても、上記実施例と同様にＢＥＲが改善されるという効果が得られる。図７のステップＳ５およびＳ８のボックスの中の括弧書きの記述はそのような場合の制御を表わしたものである。

さらに、図７のフローチャートのステップＳ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７における受信電力レベルの判定の際の判定レベル（−７０ｄＢ等）には、それぞれヒステリシスを持たせるように構成して良い。それにより、ノイズ等による誤動作を防止することができる。

また、上記実施形態においては、周波数変動比較回路５１はパイロット信号変動の大きさと所定のレベル（しきい値）とを比較する比較回路を備えると説明したが、該比較回路の他に、しきい値を変化させる回路を設けて、条件に応じてしきい値を変えるように構成しても良い。

さらに、以上の説明では、ワンセグ放送信号の受信装置に適用した場合を例にとって説明したが、本発明は、デジタル放送信号の受信装置に広く利用することができる。

１・・・アンテナ、２・・・ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）、３・・・ＲＦ処理部、４・・・復調部、５ａ・・・ＡＧＣ制御部、５ｂ・・・ＬＮＡ制御部、６・・・デスクランブラ／ＤＥＭＵＸ部、７・・・デコーダ／ＶＩＤＥＯエンコーダ部、８・・・出力部、３１・・・第１の可変利得増幅回路、３２・・・発振器、３３・・・ミキサ、３４・・・ロウパスフィルタ、３５・・・第２の可変利得増幅回路、４１・・・ＡＤ変換回路、４２・・・ＦＦＴ（高速フーリエ変換回路）、４３・・・波形等化回路、４４・・・復調回路、４５・・・誤り訂正回路、４６・・・振幅検出回路、４７・・・パイロット信号検出回路、４８・・・伝送路推定回路、５１・・・周波数変動比較回路（周波数変動検出手段）、５２・・・受信電力換算部、５３・・・ＬＮＡ切替え制御部

Claims (6)

1. 受信信号を増幅するロウノイズアンプと、ロウノイズアンプで増幅された受信信号を増幅し中間周波数の信号に周波数変換して出力するＲＦ処理部と、中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換した後に復調する復調部と、を備えたデジタル放送受信装置において、
   前記復調部は、
   受信信号の振幅レベルを検出する振幅検出回路と、
   中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、
   該ＡＤ変換回路で変換された時間軸のデータを周波数軸のデータに変換するデータ変換回路と、
   前記周波数軸のデータに基づいて、フェージングによるサブキャリアの周波数変動の大きさを検出する周波数変動検出手段と、
   前記振幅検出回路の出力に応じて前記ＲＦ処理部の利得を制御する利得制御信号を生成して前記ＲＦ処理部へ出力する利得制御回路と、
   前記周波数変動検出手段の出力および前記振幅検出回路の出力に応じて前記ロウノイズアンプの利得を切り替える利得切替え制御信号を生成して前記ロウノイズアンプへ出力する利得切替え制御回路と、を備えることを特徴とするデジタル放送受信装置。
2. 前記振幅検出回路の出力もしくは前記利得制御回路の出力に基づいて受信電力を換算する受信電力換算回路を備え、前記利得切替え制御回路は、該受信電力換算回路の出力および前記周波数変動検出手段の出力に応じて前記利得切替え制御信号を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のデジタル放送受信装置。
3. 受信信号に含まれるパイロット信号を検出するパイロット信号検出回路を備え、前記周波数変動検出手段は、前記パイロット信号検出回路の検出信号に基づいて周波数変動の大きさを検出することを特徴とする請求項１または２に記載のデジタル放送受信装置。
4. 前記周波数変動検出手段は、前記パイロット信号検出回路により検出されたパイロット信号の変動量と予め設定された所定のレベルとを比較する比較回路を有することを特徴とする請求項３に記載のデジタル放送受信装置。
5. 前記受信信号はマルチキャリア・デジタル変調方式で変調された信号であり、
   前記利得切替え制御回路は、
   パイロット信号の変動量が前記所定のレベル以下の場合、受信電力が−７０ｄＢｍ以下の時に前記ロウノイズアンプの利得を高い利得に切り替える一方、受信電力が−３０ｄＢｍ以上の時に前記ロウノイズアンプの利得を低い利得に切り替え、
   パイロット信号の変動量が前記所定のレベルより大きい場合、受信電力が−７５ｄＢｍ以下の時に前記ロウノイズアンプの利得を高い利得に切り替える一方、受信電力が−２０ｄＢｍ以上の時に前記ロウノイズアンプの利得を低い利得に切り替えることを特徴とする請求項４に記載のデジタル放送受信装置。
6. 前記ロウノイズアンプを通過せずに受信信号を前記ＲＦ処理部へ供給するスルーパスと、受信信号を前記ロウノイズアンプの入力端子または前記スルーパスのいずれに供給するか切り替える切替え手段とを備え、前記利得切替え制御回路は、前記切替え手段を制御する信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のデジタル放送受信装置。

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